DE2443892B1

DE2443892B1 - Schaltungsanordnung zur Herabsetzung der auftretenden Verlustleistung beim Abschalten einer wenigstens einen Halbleiterschalter und eine Induktanz enthaltenden Reihenschaltung

Info

Publication number: DE2443892B1
Application number: DE19742443892
Authority: DE
Inventors: Werner Pollmeier
Original assignee: Nixdorf Computer AG; Nixdorf Computer Corp
Current assignee: Wincor Nixdorf International GmbH
Priority date: 1974-09-13
Filing date: 1974-09-13
Publication date: 1975-12-18
Also published as: DE2443892C2; GB1518260A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Herabsetzung der auftretenden Verlustleistung beim Abschalten einer wenigstens einen Halbleiterschalter und eine Induktanz enthaltenden, von einer Gleichspannungsquelle gespeisten Reihenschaltung, welche Induktanz eine Ausgangsspannung abgibt, mit einer zumindest der Induktanz parallelgeschalteten, wenigstens eine Diode und einen Kondensator in Reihe enthaltenden Zusatzschaltung, deren Diode in Sperrichtung zu der an die Induktanz angelegten Gleichspannung gepolt ist, welcher Kondensator mit einer über den Halbleiterschalter aus der Gleichspannungsquelle gespeisten Ladeschaltung mit wenigstens einer in Richtung der Gleichspannung gepolten Diode verbunden ist.

Eine Schaltungsanordnung, bei der die Reihenschaltung einer Induktanz und eines Schalters mit einer Gleichspannungsquelle verbunden ist und der Induktanz eine Zusatzschaltung parallel geschaltet ist, die wenigstens eine Diode und einen Kondensator in Reihenschaltung aufweist und bei der die Diode und der Kondensator in vorstehend angegebener Weise geschaltet sind, ist bereits durch die DT-OS 16 63 155 bekannt. Die Zusatzschaltung verhindert dabei, daß Halbleiterbauelemente, also beispielsweise ein die Gleichspannungsquelle bildender Gleichrichter, bei Betätigung des Schalters, insbesondere bei seiner öffnung, beschädigt werden. Die Diode der Zusatzschaltung wirkt nämlich bei an der Induktanz auftretenden induktiven Abschaltspannungen als Kurzschluß für den fließenden Strom.

Infolge des durch die Zusatzschaltung fließenden Stroms müssen das die Diode enthaltende Parallelglied sowie in dem Kurzschlußzweig gegebenenfalls angeordnete weitere Bauelemente so stark dimensioniert sein, daß sie die durch den Strom verursachte Belastung aushalten können. Bei der praktischen Verwirklichung derartiger Schutzschaltungen erfordert diese Dimensionierung einen hohen schaltungstechnischen Aufwand, denn die zum Löschen der induktiven Abschaltspannungen in dem Kurzschlußzweig auftretenden Ströme können sehr hohe Stromwerte annehmen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Möglichkeit zur Herabsetzung der auftretenden Verlustleistung beim Abschalten einer Reihenschaltung eines Halbleiterschalters und einer Induktanz anzugeben, um in der Zusatzschaltung geringer belastbare Schaltelemente verwenden und damit den Schaltungsaufwand herabsetzen zu können.

Eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art ist zur Lösung dieser Aufgabe erfindungsgemäß derart ausgebildet, daß die Ladeschaltung in Reihe mit der Diode eine Drosselspule aufweist und mit dem

Verbindungspunkt des Kondensators und der Diode der Zusatzschaltung verbunden ist.

Durch die Erfindung wird erreicht, daß über die genannte Verbindung des Kondensators mit der Diode der Zusatzschaltung über eine Drosselspule die Ladeleistung des Kondensators bei einer Abschaltung der Induktanz nutzbar in diese abgegeben werden kann. Durch die Aufladung des jeweils vorgesehenen Kondensators der Zusatzschaltung nach dem Abschalten der Induktanz kann nämlich über die Drosselspule ein Strom an die Induktanz abgegeben werden, dessen Richtung mit der Stromrichtung übereinstimmt, die bei angeschalteter Induktanz vorlag. Dadurch wird verhindert, daß sich an der Induktanz eine Abschaltespannung der beschriebenen Art aufbaut. Gleichzeitig kann sich in der Reihenschaltung von Halbleiterschalter und Induktanz nicht mehr eine derart hohe Verlustleistung ausbilden, wie dies bei einer Schaltungsanordnung der bekannten Art der Fall ist. Da der jeweils vorgesehene Kondensator der Zusatzschaltung nur während einer kurzen Zeitspanne innerhalb der Einschaltezeit des Halbleiterschalters aufgeladen wird, ist eine nur geringe zusätzliche Belastung der Gleichspannungsquelle zu erwarten, die den Stromverbrauch, der normalerweise durch die Reihenschaltung verursacht wird, praktisch nicht erhöht. Die Erfindung bewirkt insbesondere eine Verringerung der Ausschaltverlustleistung im Halbleiterschalter.

Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung enthält die Zusatzschaltung zwei jeweils aus einem Kondensator und einer zu diesem in Reihe liegenden Diode bestehende Kondensator-Diode-Glieder, ferner sind diese beiden Kondensator-Diode-Glieder bei in gleicher Richtung gepolten Dioden und bei unterschiedlicher Reihenfolge von Kondensator und Diode mit ihren äußeren Enden miteinander verbunden, und schließlich ist der Verbindungspunkt des Kondensators und der Diode des einen Kondensator-Diode-Gliedes mit dem Verbindungspunkt des Kondensators und der Diode des anderen Kondensator-Diode-Gliedes über die die Diode und die Drosselspule enthaltende Ladeschaltung verbunden. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, daß mit besonders geringem schaltungstechnischem Aufwand die Kondensatoren der Kondensator-Diode-Glieder mit relativ geringem Strom geladen werden können, dennoch aber mit Sperrung der Diode des genannten Induktanz-Diode-Gliedes jeweils auf die Spannung der Gleichspannungsquelle aufgeladen sind, an der die die genannte eine Induktanz und den Halbleiterschalter umfassende Reihenschaltung liegt.

Für eine Schaltungsanordnung, bei der die Reihenschaltung durch die Hauptwicklungen eines zwei Hauptwicklungen aufweisenden Übertragers und je einen zu den Hauptwicklungen in Reihe liegenden Halbleiterschalter eines Gegentakt-Gleichspannungswandlers gebildet ist, kann die Erfindung so weiter ausgebildet sein, daß jeder Hauptwicklung ein Kondensator-Diode-Glied parallelgeschaltet ist und daß der Verbindungspunkt des Kondensators und der Diode jedes Kondensator-Diode-Gliedes über ein Induktanz-Diode-Glied mit einem ein bestimmtes Potential führenden Schaltungspunkt verbunden ist. Hierdurch ergibt sich der Vorteil einer besonders wirksamen Herabsetzung der Abschaltverluste in einem Gegentakt-Gleichspannungswandler.

Von Vorteil bei der zuletzt betrachteten zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung ist gemäß einer weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung, wenn die mit den Kondensator-Diode-Gliedern verbundenen Induktanz-Diode-Glieder an ihren Dioden mit einer gemeinsamen Induktanz verbunden sind. Hierdurch ergibt sich ein besonders geringer schaltungstechnischer Aufwand bei der Herabsetzung der Abschaltverluste in einem Gegentakt-Gleichspannungswandler. Gemäß einer noch weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung sind in den einzelnen Schaltungszweigen gesonderte Dämpfungswiderstände eingefügt.

Hierdurch ergibt sich der Vorteil, daß mit besonders geringem schaltungstechnischem Aufwand parasitäre Schwingungen in der gesamten Schaltungsanordnung vermieden werden können.

Gemäß einer noch weiteren zweckmäßigen Ausge-

staltung der Erfindung ist der Verbindungspunkt des Halbleiterschalters und der Induktanz der genannten Reihenschaltung mit einem ein bestimmtes Potential, insbesondere Massepotential, führenden Schaltungspunkt in durch die DT-AS 11 75 321 an sich bekannter Weise über eine Diode verbunden, die so gepolt ist, daß sie durch auf eine öffnung des Halbleiterschalters an der Induktanz auftretende Spannungen in Durchlaßrichtung beansprucht ist. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, daß eine an der genannten Induktanz nach Entladung der jeweils vorgesehenen Kondensatoren der Zusatzschaltung noch vorhandene Spannung ableitbar ist, so daß ein ausgezeichneter Schutz des Halbleiterschalters erreicht ist.
Von Vorteil bei der zuletzt betrachteten zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung ist gemäß einer noch weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung, wenn die Diode in durch die DT-AS 11 75 321 an sich bekannter Weise über ein Parallel-ÄC-Glied mit dem das bestimmte Potential führenden Schaltungspunkt verbunden ist. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, an dem Verbindungspunkt der Diode und des Halbleiterschalters auftretende Abschaltspannungen auf einen gewünschten Wert begrenzen zu können. An Hand von Zeichnungen wird die Erfindung nachstehend an Ausführungsbeispielen näher erläutert.

F i g. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung in Verbindung mit einer einen Halbleiterschalter und eine Induktanz enthaltenden Reihenschaltung;

Fig.2 zeigt Schaltungsanordnungen gemäß der Erfindung bei einem Gegentakt-Gleichspannungswandler.

In F i g. 1 ist eine Reihenschaltung eines durch einen Transistor 1 vom npn-Leitfähigkeitstyp gebildeten Halbleiterschalters und einer Induktanz 5 gezeigt. Mit der Induktanz 5 ist dabei die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 1 verbunden. Die betreffende Reihenschaltung — also Transistor 1 und Induktanz 5 — liegt im vorliegenden Fall über einen Kondensator 6 an einer nicht dargestellten Gleichspannungsquelle. Diese Gleichspannungsquelle möge zwischen Masse und einer Anschlußklemme 3 liegen, mit der der Kollektor des Transistors 1 verbunden ist. Parallel zu dem Kondensator 6 liegt ein durch Strichpunktlinien angedeuteter Widerstand 8, bei dem es sich um einen Verbraucherwiderstand handeln kann. Mit dem Verbindungspunkt 4 des Emitters des Transistors 1 und dem einen Ende der Induktanz 5 ist ferner eine Diode 7 mit ihrer Kathode verbunden; die Anode dieser Diode 7 liegt an Masse.

Für die an der Induktanz 5 liegende Spannung auf einen über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 1 fließenden Strom hin ist die Diode 7 somit in Sperrichtung beansprucht. Die Basis des Transistors 1

ist an eine Steuerschaltung 2 angeschlossen, die den Transistor 1 impulsweise öffnet und schließt. Die soweit beschriebene Anordnung stellt mithin einen Schaltregler dar.

Auf Grund des impulsweisen Ein- und Ausschaltens des Transistors 1 treten an der Induktanz 5 auf das jeweilige Ausschalten des Transistors t hin induktive Abschaltspannungen auf. Diese Abschaltspannungen besitzen dabei eine solche Polarität, daß ein durch sie verursachter Strom durch die Diode 7 fließen kann. Um die bei diesem bisher beschriebenen Schaltungsaufbau auftretenden Belastungen zu veranschaulichen, sei im folgenden kurz ein Beispiel betrachtet. Dazu seien folgende Werte angenommen:

U_B = 400 V,
h = 4A,

/„. = 3OkHz,

T... —

-.-- = 33 ;jis,

f,. = 0,4 ,xs.

Hierin bedeutet Ub die zwischen der Anschlußklemme 3 und Masse liegende Gleichspannung, Ie der Emitterstrom des Transistors 1, fw die Steuer- bzw. ίο Schaltfrequenz des Transistors 1, Tw die Periodendauer bei fw und tv eine bestimmte Stromabfallzeit des Transistors 1 bei dessen Übergang vom leitenden Zustand in den gesperrten Zustand.

Unter Zugrundelegung der vorstehend angegebenen Werte ergibt sich für den Transistor 1 eine Schaltleistung

Ps=Ie ■ Ub=A A ■ 400 V= 1,6 kW.

Die mittlere Abschaltverlustleistung des Transistors 1 beträgt:

Diese relativ hohe Abschaltverlustleistung des Transistors 1 wird nun durch die in F i g. 1 noch dargestellte Zusatzschaltung wesentlich verringert. Die betreffende Zusatzschaltung umfaßt im vorliegenden Fall zwei Kondensator-Diode-Glieder, bestehend jeweils aus einem Kondensator 10 bzw. 11 und einer dazu in Reihe liegenden Diode 9 bzw. 12. Die beiden Kondensator-Diode-Glieder 9,10 bzw. 11,12 sind mit ihren äußeren Enden miteinander verbunden; die einen Enden liegen an Masse, und die anderen Enden sind mit dem Verbindungspunkt 4 verbunden. In den beiden Kondensator-Diode-Gliedern 9, 10 bzw. 11, 12 besitzen die Kondensatoren und Dioden unterschiedliche Reihenfolge; die beiden Dioden 9, 12 sind jedoch in gleicher Richtung gepolt. Der Verbindungspunkt der Diode 9 und des Kondensators 10 des einen Kondensator-Diode-Gliedes ist mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 11 der Diode 12 und des anderen Kondensator-Diode-Gliedes über ein Drossel-Diode-Glied verbunden, welches aus einer Drosselspule 14 und einer dazu in Reihe liegenden Diode 13 besteht. Die Reihenfolge von Drosselspule 14 und Diode 13 spielt hier keine Rolle. Die Drosselspule 14 bildet mit den beiden Kondensatoren 10,11 einen Schwingkreis.

Die Diode 13 ist so gepolt, daß sie für einen die Kondensatoren 10 und 11 aufladenden Strom vom Verbindungspunkt 4 bzw. von der Drosselspule 14 her in Durchlaßrichtung beansprucht ist. Zur Veranschaulichung der dabei ablaufenden Vorgänge sei angenommen, daß sich der Transistor 1 im nichtleitenden Zustand befindet und daß die Kondensatoren 10, 11 entladen sind. Wird der Transistor 1 in den leitenden Zustand gesteuert, so fließt zum einen ein Strom durch die Induktanz 5, und zum anderen fließt ein Ladestrom über den Kondensator 11, die Drosselspule 14, die Diode 13 und den Kondensator 10. Die Dioden 9 und 12 sind im Zuge der Ladung der Kondensatoren 10 und 11 gesperrt. Diese Ladung erfolgt praktisch so lange, bis der Strom in der Drosselspule 14 den Wert Null erreicht hat. Anschließend sperrt dann die Diode 13.

Hierbei verursacht die Drosselspule 14 mit Beginn des Ladestromrückganges aus ihrer magnetischen Energie einen weiteren Strom, der von der Drosselspule 14 aus über die Diode 13, die Diode 9 und den 33 as

= 9,7 W.

Kondensator 11 einerseits sowie über die Diode 13, den Kondensator 10 und die Diode 12 andererseits fließt. Auf diese Weise werden also die Kondensatoren 10 und 11 noch weiter geladen. Ist dieser Ladevorgang beendet, so liegen an den Kondensatoren 10 und 11 Spannungen, die der Spannung zwischen dem Anschlußpunkt 3 und Masse der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 entsprechen. Die Dioden 9, 12 und 13 sind in diesem Fall gesperrt.
Wird nun der Transistor 1 in seinen nichtleitenden Zustand überführt, so liefern — nunmehr an Stelle des Transistors 1 — die Kondensatoren 10 und 11 noch für eine gewisse Zeitspanne einen die Induktanz 5 sowie den Kondensator 6 und gegebenenfalls den Lastwiderstand 8 durchfließenden Strom. Infolge dieses die Induktanz 5 durchfließenden, langsam abklingenden Stromes bildet sich an der Induktanz 5 praktisch keine den Transistor 1 zerstörende Abschaltspannung aus. Eine sich über der Induktanz 5 ausbildende — nunmehr allerdings bereits wesentlich verminderte Abschaltespannung — wird über die Diode 7 unwirksam gemacht. Im folgenden seien die Leistungsverhältnisse betrachtet, die sich auf Grund der zuvor erläuterten Zusatzschaltung ergeben. Zuvor sei jedoch noch bemerkt, daß die mit der Induktanz 5 verbundenen Kondensatoren 10 und 11 bewirken, wie dies vorstehend erläutert worden ist, daß mit Überführen des Transistors 1 in den nichtleitenden Zustand die Spannung an dem Verbindungspunkt 4, bezogen auf Masse, nicht schlagartig verschwindet, sondern erst nach einer gewissen Verzögerungszeit il; diese Verzögerungszeit £1 möge z.B. 2μβ betragen. Bei einer Stromabfallzeit tr, innerhalb der der Emitterstrom des Transistors 1 auf Null abgesunken ist, ergibt sich somit folgende Abschaltverlustleistung Pvi für den Transistor 1:

t..

Vl

Jjl

Unter Berücksichtigung der oben für die einzelnen Größen bereits angegebenen Werte ergibt sich somit für den Transistor T1 eine Abschaltverlustleistung:

P_n =

400 V 0,4 as 4 A 0,4 us

2 as

33 as

= 0,97 W

Durch die Verwendung der Kondensatoren 10 und 11 ist somit die Abschaltverlustleistung des Transistors 1 bei der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 auf ¹Ao der oben berechneten Abschaltverlustleistung gebracht, d. h. der Abschaltverlustleistung ohne die Verwendung der im rechten Teil der F i g. 1 dargestellten Zusatzschaltung.

Nunmehr sei die Verlustleistung betrachtet, die die Zusatzschaltung, umfassend die Kondensatoren 10 und 11 und das die Diode 13 und die Drosselspule 14 umfassende Drossel-Diode-Glied, verursacht, also die Verlustleistung des Schwingkreises. Hierzu sei angenommen, daß bei einer Kapazität von 1OnF je Kondensator 10, 11 und einer Induktivität von 5,6 mH für die Drosselspalte 14, also einem Kreiswiderstand 9 von 1 kOhm, der Spitzenwert des die Drosselspule 4 durchfließenden Ladestromes

400 V

= 0,4A

beträgt.

Der Effektivwert des Ladestromes /i4e//beträgt

Stromflußzeit 0,5 T₀ „. _

Λ = — — ——— — ν,j tür I₀ — i_lv,

■Ή· ' w

7b bedeutet die Periodendauer bei Resonanzfrequenz Λ des Schwingkreises. Damit ist also

^J14

/Oj = 0,2A

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Bei einer tatsächlichen Ausführungsform besaß die Drosselspule 14 bei einer Induktivität von 5,62 mH einen Serienwiderstand Rs=5 Ohm. Dies bedeutet, daß die durch den Serienwiderstand der Drosselspule 14 verursachte Verlustleistung Pn4 in dem die Kondensatoren 10 und 11 und die Drosselspule 14 umfassenden Schwingkreis folgenden Wert besitzt:

45 Λ-14 = (W/ · ^Rs = (0>2A)² · 5 = 0,2 W .

Die Verlustleistung Pm der Diode 13 beträgt bei einer Flußspannung von Ud- 1 V:

Pn₃ = U_D ■ I_n, = U_D ■ I₁₄ ■ — -I = 0,13 W .

Die Gesamtverlustleistung Pz der mit dem Verbindungspunkt 4 der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung verbundenen, im rechten Teil der F i g. 1 dargestellten Zusatzschaltung beträgt somit

.Pz=0,2 W+0,13 W=0,33 W.

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Diese Verlustleistung Pz ist in bezug auf die erzielte Abschaltverlustleistung Pn des Transistors 1 relativ gering.

Die vorstehend beschriebenen günstigen Ergebnisse sind darauf zurückzuführen, daß die Ladeleistung der Kondensatoren bei öffnung des Halbleiterschalters nutzbar in die Induktanz 5 abgegeben werden kann.

Nunmehr sei die in F i g. 2 dargestellte Schaltungsanordnung näher betrachtet. Diese Schaltungsanordnung umfaßt im wesentlichen einen Gegentakt-Gleichspannungswandler, zu dem zwei npn-Transistoren 21 und 22 gehören, die mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken mit jeweils einer Hauptwicklung 23 bzw. 24 eines zwei Hauptwicklungen 23, 24 besitzenden Übertragers verbunden sind, wobei die Emitter beider Transistoren 21, 22 an Masse liegen. Der gemeinsame Verbindungspunkt 20 der beiden Hauptwicklungen 23, 24 des genannten Übertragers ist an einer Anschlußklemme 25 angeschlossen, die im vorliegenden Fall eine positive Gleichspannung führt. Die Basen der beiden Transistoren 21 und 22 sind mit einer Steuerschaltung 26 verbunden, die normalerweise zwei miteinander verbundene weitere Wicklungen des genannten Übertragers umfaßt. Die betreffenden miteinander verbundenen Wicklungen sind mit ihren nicht miteinander verbundenen Enden mit den Basen der Transistoren 21, 22 verbunden, und mit ihren miteinander verbundenen Enden liegen sie gegebenenfalls über einen Widerstand an Masse.

An den Verbindungspunkten 27 bzw. 28 der Kollektoren der Transistoren 21 bzw. 22 mit den einen Enden der beiden Hauptwicklungen 23,24 sind ähnlich wie bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 Dioden

29 bzw. 30 angeschlossen. Die betreffenden Dioden 29,

30 sind dabei mit ihren Anoden mit den genannten Verbindungspunkten 27 bzw. 28 verbunden. Die Kathoden der beiden Dioden 29 und 30 sind miteinander verbunden; sie liegen über ein gemeinsames Parallel-ÄC-Glied, umfassend einen Widerstand 31 und einen Kondensator 32, an Masse. Auf die Bedeutung dieses Gliedes, umfassend die Dioden 29, 30 und das Parallel-ÄC-Glied mit dem Widerstand 31 und dem Kondensator 32, wird weiter unten noch eingegangen werden.

Den beiden Hauptwicklungen 23 bzw. 24 des Übertragers des Gegentakt-Gleichspannungswandlers liegt jeweils ein Kondensator-Diode-Glied parallel, bestehend aus einem Kondensator 33 bzw. 35 und einer dazu in Reihe liegenden Diode 34 bzw. 36. Die beiden Dioden 34, 36 sind so gepolt, daß sie für eine an der zugehörigen Hauptwicklung 23 bzw. 24 des genannten Übertragers liegende Spannung infolge Fließens eines Stromes über die zu der jeweiligen Hauptwicklung 23 bzw. 24 in Reihe liegende Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 21 bzw. 22 in Sperrichtung beansprucht sind. Mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 33 und der Diode 34 sowie mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 35 und der Diode 36 ist jeweils ein Induktanz-Diode-Glied mit seinem einen Ende verbunden. Das eine Induktanz-Diode-Glied enthält eine Diode 37 und eine Induktanz 39, und das andere Induktanz-Diode-Glied enthält eine Diode 38 und eine Induktanz 40. Die beiden Induktanz-Diode-Glieder liegen mit ihren noch nicht betrachteten Enden an Masse. Dies sind in vorliegendem Fall die einen Enden der durch Drosselspulen gebildeten Induktanzen 39 und 40. Es sei an dieser Stelle jedoch bemerkt, daß die Reihenfolge von Diode 37 bzw. 38 und Induktanz 39 und 40 auch vertauscht sein kann. Die Induktanzen 39, 40 bilden zusammen mit jeweils einem der Kondensatoren 33,35 gesonderte Schwingkreise.

Die Dioden 37 und 38 der Induktanz-Diode-Glieder sind so gepolt, daß sie mit Überführen des jeweiligen Transistors 21 bzw. 22 in den leitenden Zustand eine gewisse Zeitspanne im leitenden Zustand sind, und zwar

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in ähnlicher Weise wie die Diode 13 bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Um die in diesem Zusammenhang sich abspielenden Vorgänge verständlicher werden zu lassen, sei die mit der Hauptwicklung 23 des Übertragers des Gegentakt-Gleichspannungswandlers gemäß Fig.2 verbundene Zusatzschaltung betrachtet. Dabei sei angenommen, daß an der Anschlußklemme 25 bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 eine Gleichspannung von + 200 V liegt.

Befindet sich der Transistor 21 im nichtleitenden und der Transistor 22 im leitenden Zustand, so liegt zwischen beiden Belegungen des Kondensators 33 eine Spannung von 200 V. Der Verbindungspunkt 27 führt ein Potential von +400V, die andere Seite des Kondensators 33 ein Potential von +200V. Wird der Transistor 21 dann in den leitenden Zustand überführt, so wird das Potential auf der mit dem Verbindungspunkt 27 verbundenen Belegung des Kondensators 33 gewissermaßen schlagartig auf null Volt verringert. Demgemäß springt das Potential auf der anderen Belegung des Kondensators 33 auf -200 V. Damit fließt ein Strom über den Kondensator 33, die Diode 37 und die Induktanz 39, die zusammen mit dem Kondensator 33 einen Schwingkreis bildet. Wenn im Zuge des Ladevorgangs die Spannung auf der mit der Kathode der Diode 37 verbundenen Belegung des Kondensators

33 auf null Volt abgesunken ist — zu diesem Zeitpunkt besitzt der die Induktanz 39 durchfließende Spitzenstrom seinen Maximalwert —, bildet sich an der Induktanz 39 eine Spannung aus. Dies hat zur Folge, daß nunmehr die mit der Kathode der Diode 37 verbundene Belegung des Kondensators 33 auf eine positive Spannung weiter geladen wird, die der an der Anschlußklemme 25 liegenden positiven Gleichspannung entspricht. Auch nach dieser weiteren Ladung des Kondensators 33 ist die Diode 34 noch gesperrt Nach Abgabe der Energie von der Induktanz 39 auf den Kondensator 33 ist die Diode 37 auch wieder gesperrt.

Wird der Transistor 21 wieder in seinen nichtleitenden Zustand überführt, so liefert der geladene Kondensator 33 über die zu ihm in Reihe liegende Diode

34 noch für eine gewisse Zeitspanne einen Strom, der die Hauptwicklung 23 des Übertragers des Gegentakt-Gleichspannungswandlers durchfließt, also gerade diejenige Hauptwicklung 23, durch die der Kollektor-Emitter-Strom des Transistors 21 bisher geflossen ist, der sich nunmehr im nichtleitenden Zustand befindet. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der Kondensator 33 im betrachteten Falle noch für eine gewisse Zeitspanne den die Hauptwicklung 23 durchfließenden Laststrom übernimmt. Dies hat wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zur Folge, daß sich über der Hauptwicklung 23 praktisch keine den Transistor 21 zerstörende Abschaltspannung ausbildet. Entsprechendes gilt im übrigen auch für den anderen, bei der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 2 vorgesehenen Transistor 22, und zwar in Verbindung mit der mit ihm verbundenen Zusatzschaltung, umfassend zum einen das Kondensator-Diode-Glied mit dem Kondensator 35 und der Diode 36 und umfassend zum anderen das Induktanz-Diode-Glied mit der Diode 38 und der Induktanz 40. In diesem Fall bilden die Induktanz 40 und der Kondensator 35 einen Schwingkreis, der dem Schwingkreis entspricht, welcher aus dem Kondensator 33 und der Induktanz 39 gebildet ist.

Bildet sich dennoch, also nach Wirksamsein der betrachteten Zusatzschaltungen, eine Abschaltspannung an der jeweiligen Hauptwicklung 23 bzw. 24 des Übertragers des Gegentakt-Gleichspannungswandlers aus, so gelangen zusätzlich zu den Kondensator-Diode-Gliedern, umfassend die Kondensatoren 33, 35 und die Dioden 34, 36, die Dioden 29, 30 mit dem zu ihnen in Reihe liegenden Parallel-ÄC-Glied zur Wirkung. Die Höhe der an dem Parallel-ÄC-Glied, umfassend den Widerstand 31 und den Kondensator 32, dabei abfallenden Spannung legt den Wert fest, auf den die zuletzt erwähnte Abschaltspannung schließlich begrenzt wird.

Berücksichtigt man den Umstand, daß die Induktanzen 39, 40 jeweils nur etwa während der Hälfte der Periodendauer Tw bei der Schwingfrequenz fw des Gegentakt-Gleichspannungswandlers wirksam sind für die Aufladung des Kondensators 33 bzw. des Kondensators 35, so ergibt sich, daß während der jeweils anderen Hälfte der Periodendauer 7Vdie jeweilige Induktanz 39 bzw. 40 bei der in F i g. 2 dargestellten Schaltungsanordnung nicht ausgenutzt ist. Wird jedoch, wie dies in F i g. 2 durch eine gestrichelte Linie angedeutet ist, eine Verbindung zwischen den Anoden der beiden Dioden 37 und 38 hergestellt und wird eine der beiden Induktanzen 39,40 weggelassen, so ist die übriggebliebene Induktanz 39 oder 40 doppelt ausgenutzt. Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß die dann in der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 noch vorhandene Induktanz 39 oder 40 jeweils aufeinanderfolgend an der Um- und Aufladung der Kondensatoren 33 und 35 jeweils während der Hälfte der Periodendauer TVbeteiligt ist.

Nunmehr seien noch die Leistungsverhältnisse bei der in F i g. 2 dargestellten Schaltungsanordnung betrachtet. Unter Berücksichtigung einer an der Anschlußklemme 25 liegenden Gleichspannung von Lfe=+200V, einem Kollektor-Emitter-Strom Ie in dem jeweiligen Transistor 21, 22 von 4 A sowie einer Schaltfrequenz /iy=30 kHz, einer Stromabschaltdauer £v=0,4 μβ für den jeweiligen Transistor 21,22 und einer Abschaltverzögerungszeitspanne 11 = 2 μ5 für die Spannung an der jeweiligen Hauptwicklung des Übertragers des Gegentakt-Gleichspannungswandlers ergibt sich auch bei der in F i g. 2 dargestellten Schaltungsanordnung für jeden Transistor 21, 22 eine Abschaltverlustleistung Pvnm =0,97 W. Bei einer Kapazität von 20 nF je Kondensator 33, 35, einer Induktivität von 1,42 mH für die jeweilige Induktanz 39 bzw. 40 bei einem Serienwiderstand Rs= 1,25 Ohm ergeben sich unter Anwendung der im Zusammenhang mit der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung angegebenen Gleichungen für die im rechten Teil der F i g. 2 dargestellten Zusatzschaltungen, umfassend also jeweils einen Schwingkreis mit zwischen dem Kondensator 33 bzw. 35 und der Induktanz 39 bzw. 40 liegender Diode 37 bzw. 38, folgende Verlustleistungen:

Die Verlustleistung Pv39/4o auf Grund des Serienwiderstands der Induktanz 39 bzw. 40 beträgt

die Verlustleistung /V37/38 der Diode 37 bzw. 38 bei einer Flußspannung Ud= 1 V beträgt

Damit beträgt die Gesamtverlustleistung der bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig.2 vorgesehenen Schwingkreise und damit der Zusatzschaltungen:

=2 ■ 0,26 W+ 0,4 W=0,92 W.

Diese Gesamtverlustleistung der im rechten Teil der F i g. 2 dargestellten Zusatzschaltungen ist somit ebenfalls niedriger als die Abschaltverlustleistung der Transistoren dieser Schaltungsanordnung. Wie bei der in F i g. 1 dargestellten Schaltungsanordnung ist der Wert der Gesamtverlustleistung der betreffenden Zusatzschaltungen wesentlich niedriger als der entsprechende Wert von Zusatzschaltungen, die, ohne die in Fig.2 dargestellten Induktanz-Diode-Glieder, umfassend die Dioden 37 und 38 und die induktanzen 39 und 40, zu verwenden, lediglich die dargestellten Kondensator-Diode-Glieder mit den Dioden 34, 36 und den

Kondensatoren 33, 35 umfassen, wobei allerdings der jeweiligen Diode noch ein Widerstand parallel geschaltet ist, wenn die zuvor im Zusammenhang mit F i g. 2 vorgegebenen Werte zugrunde gelegt werden. Eine derartige, gerade angedeutete Beschaltung der Hauptwicklungen 23, 24 des Übertragers des in Fig.2 dargestellten Gegentakt-Gleichspannungswandlers verursacht nämlich, wie sich gezeigt hat, eine Verlustleistung von 96 W. Durch die erfindungsgemäßen Zusatzschaltungen ist also der Wert der zuletzt genannten Verlustleistung auf Vioo vermindert.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Herabsetzung der auftretenden Verlustleistung beim Abschalten einer wenigstens einen Halbleiterschalter und eine Induktanz enthaltenden, von einer Gleichspannungsquelle gespeisten Reihenschaltung, welche Induktanz eine Ausgangsspannung abgibt, mit einer zumindest der Induktanz parallelgeschalteten, wenigstens eine Diode und einen Kondensator in Reihe enthaltenden Zusatzschaltung, deren Diode in Sperrichtung zu der an die Induktanz angelegten Gleichspannung gepolt ist, welcher Kondensator mit einer über den Halbleiterschalter aus der Gleichspannungsquelle gespeisten Ladeschaltung mit wenigstens einer in Richtung der Gleichspannung gepolten Diode verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Ladeschaltung (13, 14) in Reihe mit der Diode (13) eine Drosselspule (14) aufweist und mit dem Verbindungspunkt des Kondensators (10, 11) und der Diode (9,12) der Zusatzschaltung verbunden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zusatzschaltung zwei jeweils aus einem Kondensator (10; 11) und einer zu diesem in Reihe liegenden Diode (9,12) bestehende Kondensator-Diode-Glieder (10, 9; 11, 12) enthält, daß diese beiden Kondensator-Diode-Glieder (10,9; 11,12) bei in gleicher Richtung gepolten Dioden (9,

12) und bei unterschiedlicher Reihenfolge von Kondensator (10; 11) und Diode (9; 12) mit ihren äußeren Enden miteinander verbunden sind und daß der Verbindungspunkt des Kondensators (10) und der Diode (9) des einen Kondensator-Diode-Gliedes (10,9) mit dem Verbindungspunkt des Kondensators (11) und der Diode (12) des anderen Kondensator-Diode-Gliedes (11, 12) über die die Diode (13) und die Drosselspule (14) enthaltende Ladeschaltung (14,

13) verbunden ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Reihenschaltung durch die Hauptwicklungen eines zwei Hauptwicklungen aufweisenden Übertragers und je einen zu den Hauptwicklungen in Reihe liegenden Halbleiterschalter eines Gegentakt-Gleichspannungswandlers gebildet ist, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Hauptwicklung (23, 24) ein Kondensator-Diode-Glied (33, 34; 35, 36) parallel geschaltet ist und daß der Verbindungspunkt des Kondensators (33; 35) und der Diode (34; 36) jedes Kondensator-Diode-Gliedes (33,34; 35,36) über ein Induktanz-Diode-GIied (37,39; 38,40) mit einem ein bestimmtes Potential führenden Schaltungspunkt (Masse) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die mit den Kondensator-Diode-Gliedern (33, 34; 35, 36) verbundenen Induktanz-Diode-Glieder (37,39; 38, 40) an ihren Dioden (37, 38) mit einer gemeinsamen Induktanz (39 oder 40) verbunden sind.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß in den einzelnen Schaltungszweigen gesonderte Dämpfungswiderstände vorgesehen sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verbindungspunkt des Halbleiterschalters (1; 21; 22) und der Induktanz (5; 23; 24) der genannten Reihenschaltung mit einem ein bestimmtes Potential, insbesondere Massepotential, führenden Schaltungspunkt, in an sich bekannter Weise über eine Diode (7; 29; 30) verbunden ist, die so gepolt ist, daß sie durch auf eine öffnung des Halbleiterschalters (1; 21; 22) an der Induktanz (5; 23; 24) auftretende Spannungen in Durchlaßrichtung beansprucht ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (29, 30) in an sich bekannter Weise über ein Parallel-ÄC-Glied (31,32) mit dem das bestimmte Potential führenden Schaltungspunkt verbunden ist.