DE1966791A1

DE1966791A1 - Leistungssteuerkreis

Info

Publication number: DE1966791A1
Application number: DE19691966791
Authority: DE
Inventors: Masahiko Akamatsu
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1968-12-02
Filing date: 1969-12-02
Publication date: 1974-03-28
Also published as: DE1960472C2; DE1960472A1; GB1296043A; FR2025056A1; DE1966791C2

Description

DR. ING. E. HOFFMANN · DIPL. ING. W. EITLE · DR. SER. NAT. K. HOFFMANN

PATKNTAMWALTE D-8000 MÖNCHEN 81 · ARABELLASTRASSE 4 - TELEFON (0811) 911087 1 *3 R R 7 Q

Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha in Tokyo / Japan

Leistungssteuerkreis

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Leistungssteuerkreis mit wenigstens zwei Gleichstromeingangski emmen und wenigstens einer ein veränderliches Potential abgebenden Ausgangsklemme sowie wenigstens zwei zwischen den Gleichstromeingangsklemmen und den Ausgangsklemmen angeordnete Thyristoren, welche im Ein- und Ausbetrieb gesteuert sind.

Mir derartige Leistungssteuerkreise wurden bisher in sehr starkem Maße McMurrey- und Bed-Ford-Wandler ver-

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wendet. Diese Arten von Wandler weisen Zeitperioden auf, in welchen die in einer Drossel gespeicherte Energie freigelassen wird. Diese Zeitperiode kann zwischen 2o- und 5o-mal den Zeitperioden entsprechen, während welcher der zugehörige Thyristor eine negative Vorspannung erhält. Während der Ireilaßperiode nimmt der durch den Thyristor fließende Strom von einer etwa dem zweifachen Wert der Spitzengröße des maximalen Ausgangsstromes "betragenden Größe ungefähr linear oder exponentiell at».

Es ergibt sich in der Regel eine lange Umschaltzeit, innerhalb welcher das Verhältnis des Umschaltstromes zum Belastungsstrom hoch ist, was insbesondere bei höheren Betriebsfrequenzen der Fall ist. Demzufolge sind die Thyristoren hinsichtlich des durch sie gesteuerten Stromes nicht ausgelastet und die Betriebsfrequenz nach oben hin begrenzt. Das Freiwerden der in der Drossel gespeicherten Energie führt ferner zu einem Energieverlust, da die Energie wahlweise über einen Transformator der elektrischen Stromquelle oder einem Widerstand zugeführt wird. Die Speicherdrossel weist ferner einen, mit einem Luftspalt versehenen Magnetkern auf, so daß ein gewisses Brummgeräusch nicht vermieden werden kann.

Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß in Serie mit den abwechselnd gezündeten Thyristoren nichtlineare Induktivitäten vorgesehen sind, ferner daß parallel zu den Thyristoren in entgegengesetzte Richtung gepolte Dioden vorgesehen sind und daß in den über die Thyristoren die Dioden und die Induktivitäten geführten Lade- und Entladeästen Kondensatoren vorgesehen sind.

Die komplementäre Kommutation des Stromes wird zwischen den in Serie zwischen der positiven und negativen Klemme liegenden Thyristoren erreicht, ohne daß dabei Hilfrthy-

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ristoren und ein Eommutationstransformator verwendet werden. Dies ermöglicht eine Vielfalt von verschiedenen Anwendungsbereichen, wie Gleichstrom-Wechselstrom-Konverter, Impulsbreitenmodulationsinverter mit Impulslängensteuerung, Gleichstromversorgungseinheiten usw.. Dabei ergibt sich bei einfacher Bauweise selbst bei hohen Frequenzen ein sehr zufriedenstellender Wirkungsgrad.

Die Erfindung soll im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert und beschrieben werden, wobei auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen ist. Es zeigen:

Pig. 1 ein sehematiseh.es Schaltdiagramm einer ersten Ausführungsform der Erfindung,

3?ig. 2 ein schematisches Schaltdiagramm einer abgewandelten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungssteuerkreises, und

Pig. 3 ein schematisches Schaltdiagramm einer weiter abgewandelten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Leistungssteuerkreises.

Fig. 1 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung. Die nichtlinearen Drosseln 1a und b weisen ein Paar von Wicklungen 1a1 und 1a2 bzw. 1b1 und 1b2 auf, die vorzugsweise induktiv miteinander gekoppelt· sind. Die Wicklungen 1a2 und 1b1 sind auf einer Seite mit dem Verbindungspunkt der Dioden 4a und b und der Ausgangsklemme 0 verbunden. Die Punkte bei den Wicklungen identifizieren die momentane Polarität jeder Wicklung. Die Wicklung 1a2 ist in Serie mit der Katode einer Halbleiterdiode 5>c verbunden, deren Anode mit der Anode bzw. Katode der Umschaltdiode 6a bzw. des Thyristors 1a verbunden ist; in gleicher Weise ist die Wicklung 1b2 mit der Halbleiterdiode 5d und demzufolge mit der

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Umschaltdiode 6Td und dem Thyristor 2b verbunden. Die Katoden der "beiden Thyristoren 2a und b sind über eine Serienanordnung von Drossel 7b und Kondensator 3b miteinander verbunden, während die Anoden über eine Serienanordnung von Drossel 1a und Kondensator 3a verbunden sind.

Die Funktionsweise dieser Schaltanordnung ist wie folgt: Es sei angenommen, daß der Thyristor 2a in seinem leitenden Zustand ist und daß ein Belastungsstrom i-^ von der Klemme P der Gleichstromquelle E, durch die Wicklung 1a1 der nichtlinearen Drossel 1a, die Seriendiode 5a, der zu diesem Zeitpunkt leitende Thyristor 2a, die Seriendiode 5c, die andere Wicklung 1a2 der Drossel 1a, die Ausgangsklemme 0 und die nicht dargestellte Belastung und zurück zu der Klemme N der Spannungsquelle fließt. Unter diesen Umständen befindet sich die nichtlineare Drossel 1a aufgrund des durch sie hindurchfließenden Stromes in dem gesättigten Zustand und weist demzufolge praktisch keinen Widerstand gegenüber dem Belastungsstrom auf. Zur selben Zeit wird der Kondensator 3a durch den Stromkreis mit den Komponenten 2a- 5b- 1a2 - *1b1- 5b- 7 entladen. Auf der anderen Seite wird der Kondensator 3b mit der in der Figur dargestellten Polarität geladen, indem ein Stromkreis über die Komponenten P - 1a1 - 5a - 2a - 7b - 3b - 5d - 162 - Ή fließt, bisseine Ladung eine Spannung entsprechend der Spannungsquelle erreicht, wobei die Polarität in der Figur dargestellt ist. Beim Zünden des Thyristors 2b wird die an dem Kondensator 3b vorhandene Spannung dazu verwendet, einen Ausgangs- bzw. Belastungsstrom i-j- durch die Wicklung 1a2 und 1b1 der beiden nichtlinearen Drosseln 1a und b bis zu jenem Zeitpunkt fließen zu lassen, bei welchem derselbe durch einen oszillierenden Strom 1-, kompensiert wird, der durch den Strompreis ρ - 1a1 - 5a - 3a - 7a - 2b - 3b — 7b 5c - 1a2 - 0 fließt. Demzufolge nimmt der durch den Thyristor 2a fließende Strom i₂ bis zu einem Wert ab, der

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gleich dem oszillierenden Strom i·^ ist. Der Strom I₇, nimmt zu, his derselhe höher ist als der Belastungsstrom iy. Zu diesem Zeitpunkt wird der Thyristor 2a entregt und die Verbindungsdiode 6a wird leitend. Der durch die Diode 6a fließende Strom ig ist gleich der Differenz zwischen dem oszillierenden Entladungsstrom X₇, des Kondensators 3a und dem Belastungsstrom i·^. Auf diese Weise entlädt sich der Kondensator 3b von der Spannung der Spannungsquelle mit einer Polarität entsprechend der Darstellung bis auf den Wert Null, während der Kondensator 3a von dem Wert Muli bis zu der Spannung der Spannungsquelle ebenfalls mit der in 3Fig. Ί dargestellten Polarität geladen wird. Der oszillierende Entladungsstrom i, erhält seinen Maximalwert, wenn die an den Kondensatoren 3a und b anstehenden Spannungen gleich sind. Der Strom I₇. nimmt dann weiterhin ab, wobei die Umschaltdrosseln 7 a und b eine oszillierende Ladung und Entladung der Kondensatoren bewirken, bis der oszillierende Strom i, gleich dem Belastungsstrom i·^ ist. Zu diesem Zeitpunkt wird die Umschaltdiode 6a zurück in ihren nichtleitenden Zustand gebracht, wobei der Kondensator 3b im wesentlichen seine Entladung vollendet hat und der Kondensator 3a vollends geladen ist. Die in dem Kondensator 3b gespeicherte Energie ist demzufolge auf den Kondensator 3a aufgrund der oszillierenden Wirkung der Kondensatoren 3a und b und der Umschaltdrosseln 7a und b gebracht worden, wobei ein minimaler Energieverlust auftritt. Die Umschaltzeit, während welcher die Energie von dem einen auf den anderen Kondensator gebracht wird, entspricht einer halben Periode der natürlichen Frequenz der Kondensatoren 3a und b und der Umschaltdrosseln 7a und b. Diese Periode ist so gewählt, daß sie in der Größenordnung von der doppelten Abschaltzeit der Thyristoren ist. Demzufolge wird der Energietransport von einem zum anderen Kondensator innerhalb einer sehr kurzen Zeit durchgeführt. Nach einer Zeitperiode, während welcher einer der Thyristoren eine negative Torspan-

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nung erhält, wird der Kondensator 3a zusätzlich über den Stromkreis P - 1a1 - 5a - 3a - 7a - 2b - 3b - 7b - 5c 1a2 - 0 geladen, so daß die Kondensatoren eine zusätzliche kleine Ladung bzw. Entladung enthalten. Der Kondensator 3b ist somit auf den Wert Null entladen, während der Kondensator 3a auf die Spannung der Spannungsquelle geladen worden ist, worauf die Hauptdiode 4-b in den leitenden Zustand gelangt. Dadurch wird ein geschlossener Stromkreis von der Spannungsquelle P der Gleichspannungsquelle E^ über 1a1 5a - 3a - 7a - 2b - 3b - 7b - 5b - 1a2 - 4b und zurück zu der Hemme N der Spannungsquelle gebildet. Die nichtlineare Drossel 1a gelangt somit in ihren nicht gesättigten Bereich des magnetischen Flusses. Daraufhin dienen die Seriendioden 5a und c zum Verhindern, daß die oben beschriebene Schleife Oszillationen wegen der Restinduktivität der Wicklungen 1a1 und 1a2 zusammen mit der Umschaltdrossel 7a und b und dem Kondensator 3a und b durchführen kann. Der Kondensator 3a wird zusätzlich in oszillierender Weise geladen, so daß die Spannung auf einem Maximalwert der oszillierenden Spannung gehalten ist. Dies bewirkt eine Zunahme der Umschaltfähigkeit, so daß diese Schaltanordnung für niedrige Spannungen hoher Ströme sehr geeignet ist. Die Seriendiode 5a verhindert eine Entladung des Kondensators 3a, während die Seriendiode 5c verhindert, daß der Kondensator 3b mit einer Polarität entgegengesetzt zu der Darstellung in Fig. 1 geladen wird. Dasselbe gilt für die Seriendioden 5b und d. Es sei bemerkt, daß eine oder mehrere Seriendioden 5a bis d weggelassen werden können, falls dies gewünscht sein sollte. Der Ladestrom i-^ wird daraufhin hinsichtlich seiner Polarität reserviert, wobei die nichtlineare Drossel 1b gesättigt ist. Unter diesen Umständen fließt ein Strom durch den Stromkreis 0 - 1b1 - 5b - 2b - 5d - 1b2 - N und durch die nicht dargestellte Belastung, worauf sich der oben beschriebene Ablauf wiederholt.

Fig. 2 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform der in Fig.

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dargestellten Schaltanordnung, wobei die Wicklungen 1a1, 1a2, 1b1 und 1b2 der nichtlinearen Drosseln 1a und Td so angeordnet sind, daß sie nicht induktiv miteinander gekoppelt sind, während die Seriendioden 1a Ms d weggelassen sind. In anderer Hinsicht ist diese Ausführungsform der in Fig. 1 identisch. Es ist demzufolge einleuchtend, daß die Punktionsweise der Funktionsweise der Anordnung von Fig. 1 identisch ist, so daß keine weiteren Erörterungen notwendig sind.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltanordnung ist ebenfalls ähnlich der in Fig. 1 dargestellten Anordnung, wobei die Serienschaltung von Diode und Däpfungswiderstand 1o und parallel zu den nichtlinearen Drosseln 1a und b angeordnet ist. Demzufolge ist die aus Diode und Widerstand bestehende Schaltung äquivalent an einer Hälfte der Gesamtwindungen der beiden Drosseln angekoppelt, wobei angenommen ist, daß .Me Anzahl der Windungen auf der Primär- und Sekundärseite der Drossel gleich ist. Falls dies gewünscht sein sollte, können die Seriendioden 5a bis d auch weggelassen sein.

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Claims

Patentanspruch

Leistungssteuerkreis mit wenigstens zwei Gleichstromeingangski emmen und wenigstens einer ein veränderliches Potential abgebenden Ausgangsklemme sowie wenigstens zwei zwischen den Gleichstromeingangsklemmen und den Ausgangsklemmen angeordnete Thyristoren, welche im Ein- und Ausbetrieb gesteuert sind, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie mit den abwechselnd gezündeten Thyristoren (2a, 2b) nichtlineare Induktivitäten (1a, 1b) vorgesehen sind, ferner daß parallel zu den Thyristoren (2a, 2b) in entgegengesetzte Richtung gepolte Dioden (6a, 6b) vorgesehen sind und daß in den über die Thyristoren (2a, 2b) die Dioden (6a, 6b) und die Induktivitäten (1a, 1b) geführten Lade- und Entladeästen Kondensatoren (3a, 3b) vorgesehen sind.

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