DE1903778A1 - Wechselspannungsverstaerker - Google Patents

Description

• Wechselspannungsverstärker Die Erfindung betrifft einen Wechselspannungsverstärker mit direkt gekoppelten Transistorstufen, bei dem die Basisvorspannung der Eingangsstufe ttber einen ersten Widerstand am Ausgang einer der folgenden Stufen abgegriffen ist.
• Wechselspannungsverstärker bestehen normalerweise aus R-C-gekoppelten Verstärkerstufen, und die bei der Wechselspannungsilbertragung verlorengegangene Gleichspannungskomponente kann am Ausgang durch Parallelschalten einer Clampingdiode zum Lastwiderstand wiedergewonnen werden.
• Derartige Verstärker haben den Nachteil, daß sich die kapazitive Ankopplung während des Betriebes störend bemerkbar macht, indem beispielsweise einer Reihe von zu verstärkenden Rechteckimpulsen vom Koppelkondensator ein der Gleichspannungskomponente des vorangegangenen Signales entsprechender Spannungßstoß hinzugefügt wird.
• Dieser Spannungsstoß entsteht durch die nachfolgende Entladung des Koppolkondenstorß über die der Festlegung des Arbeitspunktes dienenden Widerstände. Eine dem Verstärker nachgeschaltete Zählerschaltung oder eine andere Auswerteeinrichtung erfaßt diesen zusätzlichen Impuls, so daß das Meßergebnis verfälscht wird. Die Höhe des $örimpulses ist bei vorgegebener Zeitkonstante des RC-Netzwerkes im wesentlichen abhängig vom Tastverhältnis und der Impulszahl des vorausgegangenen Nutzsignales.
• Zur Verringerung dieser Nachteile ist es bekannt, einzelne Stufen von Transistorverstärkern direkt zu koppeln, d.h.
• die Steuerelektrode einer nachfolgenden Transistorstufe unmittelbar an den Ausgang der vorhergehenden Stufe anzuschalten. Die Basis des Eingangstransistors kann über einen Widerstand mit dem Emitter oder dem Kollektor eines der nachfolgenden Transistoren verbunden sein, so daß der Eingangstransistor seinen Basisstrom von einer der nachfolgenden Stufen bezieht. Auch bei derartigen Verstärkern tritt infolge der Aufladung des Koppelkondensators nach einer längeren Impulsfolge ein zusätzlicher Impuls auf, der das Auswerttingsergebnis beeinflussen kann.
• Ein weiterer Nachteil der bekannten Verstärkerschaltungen besteht darin, daß die Rückgewinnung der Gleichspannungskomponente mittels einer an den Ausgang angeschalteten Clampingdiode bei sehr kleinen Eingangssignalen nicht mit genügender Genauigkeit oder überhaupt nicht erfolgen kann, da die Au«ßngsspannung die Schwellspannung der Diode nicht überschreitet.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Wechselspannungsverstärker zu schaffen, bei dem sich der Koppelkondensator nach Jedem Eingangsimpuls voll entlädt und bei dem somit an eine Impulsfolge kein schädlicher Zusatzimpuls angehängt wird, und der insbesondere die Verstärkung von Wechselspannungssignalen mit sehr kleinen Amplituden und die anschließende Rückgewinnung der aleiohspannungs- komponente gestattet. Diese Aufgabe wird bei einem Wechselspannungsverstärker der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß zu dem am Ausgang liegenden Arbeitswiderstand ein zweiter Widerstand in Reihe geschaltet ist, daß eine Diode zwischen die Basis des EingangstAansistors und den Verbindungspunkt von Arbeitswiderstand und zweitem Widerstand geschaltet ist, und daß der zweite Widerstand so bemessen ist, daß der im Ruhezustand an ihm auftretende Spannungsabfall etwa gleich der Summe aus dem Spannungsabfall am ersten Widerstand und der Schwellspannung der Diode ist.
• Durch eine derartige Dimensionierung des Verstärkers wird erreicht, daß sich der dem Verstärker vorgeschaltete Koppelkondensator infolge eines Eingangsimpulses über den ersten Widerstand auflädt, sich bei Beendigung dieses Impulses jedoch über die nunmehr in Durchlaßrichtung betriebene Diode schnell entladen kann. Der Koppelkondensator ist also sehr kurze Zeit nach Beendigung des Eingangsimpulses wieder entladen und kann von Neuem ohne schädliche Rückwirkungen aufgeladen werden Die Regenerationszeit des Verstärkers ist gegenüber bekannten Schaltungen stark verringert, und er kann demzufolge auch mit höherer Impulsfolgefrequenz betrieben werden. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß durch den genauen Abgleich auch Signale mit sehr kleiner Amplitude übertragen und verstärkt werden können, wobei das verstärkte Impulssignal anschließend in bekannter Weise von einem Gleichspannungspegel überlagert werden kann. Die genaue Kompensation der Diodenschwellspannung ist grundsätzlich nur dann erforderlich, wenn sehr kleine Wechselspannungssignale verstärkt werden sollen. Für die Verstärkung von Signalen mit größerer Amplitude genügt ein weniger genauer Abgleich, d.h. der Spannungsabfall am zweiten Widerstand kann im Ruhezustand geringfügig größer sein als die Summe des Spannungsabfalls am ersten Widerstand und der Schwellspannung der Diode.
• Vorteilhaft ist der Emitter des der Ausgangsstufe vorgeschalteten Transistors, z.B. durch einen Spannungsteiler, gegenüber dem Grundpotential der Versorgungsspannung angehoben. Damit wird auch das Basispo=,tential des Ausgangstransistors erhöht und ein größerer Verstärkungsfaktor erzielt.
• Zum Aufbau eines Verstärkers mit hohem Eingangswider stand kann als Eingangstransistor ein Feldeffekttransistor verwendet sein. Der erste Widerstand muß dann aufgrund des kleinen Steuerstromes hochohmig ausgelegt sein.
• Die Diode ist zweckmäßigerweise zwischen zwei Transistorstufen geschaltet, deren Signale um 1800 gegeneinander phasenverschoben sind, so daß die über den ersten Widerstand und die Diode fließenden Ströme gegenkoppelnde Wirkung haben. Im anderen Fall erhält die Verstärkerstufe infolge einer Mitkopplung bistabiles Verhalten, es ist jedoch bei entsprechender Bemessung der Schaltung auch möglich die Diode und den ersten Widerstand zwischen zwei gleichphasigen oder nahezu gleichphasigen Stufen der Verstärkerschaltung anzubringen.
• Die Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Figuren an einigen Ausführungsbeispielen näher erläutert.
• Fig. 1 zeigt einen aus einem Verstärkungstransistor und einem Impedanzwandler bestehenden Verstärker, Fig. 2 zeigt einen dreistufigen Verstärker mit einem Feldeffekttransistor als Eingangsstufe und Fig. 3 zeigt eine besonders vorteilhafte Abwandlung des Verstärkers nach Fig. 2.
• In Fig. 1 ist eine schematisch dargestellte Impulsquelle 1 zur Erzeugung von Rechteckimpulsen mit einem Innenwiderstand 2 über den Koppelkondensator 3 mit dem Verstärker verbunden. Dieser ist zweistufig aufgebaut und seine erste Stufe besteht aus dem npn-Transistor 5 mit dem Kollektorwiderstand 8. Der Emitter dieses Transistors 5 ist an den Abgriff des zwischen die Klemmen der Versorgungsspannung geschalteten niederohmigen Spannungsteiles 6,7 gelegt. Der Kollektor des Transistors 5 ist direkt mit der Basis des als Emitterfolger geschalteten Transistors 11 verbunden, dessen Kollektor am positiven Pol der Spannungsquelle liegt. Der Emitterwiderstand besteht aus den beiden Einzelwiderständen-12,13, deren Verbindungspunkt mit der Kathode einer mit der Basis des Transistors 5 verbundenen Diode 10 an Verbindungspunkt 4 mit der Basis des Transistors 5 zusammengeschaltet ist. Zwischen Verbindungspunkt 4 und dem Emitter des Transistors 11 liegt der Widerstand 9. Der Verbindungspunkt der Widerstände 12,13 ist mit 14 bezeichnet.
• Bei dieser Schaltung wird die Basisvorspannung für den Transistor 5 über den Widerstand 9 am Transistor 11 abgenommen. Die Diode 10 dient der Entladung des Koppelkondensators 3, dessen Aufladung bei gesperrter Diode 10 über den Widerstand und die Basis des Transistors 5 erfolgt. Die verstärkte Ausgangsspannung Ua kann am Emitter des Transistors 11 abgegriffen und einer bekannten Schaltung, bestehend aus dem Koppelkondensator 15, dem Widerstand 16 und der parallelgeschalteten Diode 17, zugeführt werden.
• Die Wirkungsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung kann zweckmäßig mittels eines negativ -richteten am Impulsgenerator 1 erzeugten Einzelimpulses erläutert werden. Unter seinem Einfluß wird sich der Koppelkondensator 3 über den Eingangswiderstand des Transistors 5 sowie über den Widerstand 9 mit solcher Polarität aufladen, daß sein basisseitiger Anschluß positiv wird. Da das Potential des Punktes 14 gegenüber Masse, das ohne Eingangs spannung etwa dem Potential des Punktes 4 entspricht positiver wird, bleibt die Diode 10 während der Impulsdauer gesperrt. Nach Beendigung des Impulses wird die gegenüber Masse positive Ladung des basisseitigen Beleges des Kondensators 3 sich über die nunmehr leitende Diode 1 zum Punkt 14 hin entladen. Die Aufladung des Kondensators 3 findet also bei gesperrter Diode 10, die Entladung aber bei stroma,;rohlässiger Diode 10 statt, so daß der Kondensator 3 sehr schnell in den zur Ubertragung eines neuen Impulses geeigneten Ausgangs zustand zurückversetzt wird.
• Die Widerstände 9,12 sind so bemessen, daß im Ruhezustand das Potential des Punktes 4 um die Schwellspannung der Diode 10 positiver ist als das Potential des Punktes 14. Das bedeutet, daß im Ruhezustand der am Widerstand 12 auftretende Spannungsabfall gleich der Summe des Spannungsabfalls am Widerstand 9 und der Schwellspannung der Diode 10 sein muß. Je genauer diese Bedingung eingehalten wird, um so kleinere Wechselspannungssignale können mit dem Verstärker amplitudengetreu verstärkt werden.
• Die Schwellspannung einer Siliziumdiode liegt beispielsweise bei Zimmertemperatur in der Größenordnung von etwa o,6 Volt. Um zu verhindern, daß das Potential des Punktes 14 zu weit zum Massepotential hin verschoben werden muß, ist es einmal zweckmäßig den Verstärkungstransistor 5 mit hoher Stromverstärknng zu wählen, da dann die Widerstände 9,12 niederohmiger ausgelegt werden können, zum andern kann das Potential des Emitters von Transistor 5 durch den aus den Widerständen 6,7 gebildeten Spannungsteiler auf etwa 5 Volt gegenüber Masse angehoben werden.
• Das Potential des Emitters 11 wird dadurch um etwa den gleichen Betrag erhöht. Beträgt somit der Spannungsabfill am Widerstand 9 etwa 0,5 Volt, so muß unter BerUcksichtigung der Schwellspannung der Diode 10 von 0,6 Volt das Potential des Punktes 14 um etwa 1 Volt tiefer liegen als dasjenige des Emitters von Transistor 11. Dieses letztere Potential liegt bei hinreichend hohem Widerstandswert des Kollektorwiderstandes 8 bei etwa 6 Volt, so daß ein Absenken des Potentiales am Punkt 14 lediglich einem Verstärkungsverlust von etwa 20% entspricht. Ohne die beschriebene Maßnahme des Anhebens des Emitterpotentiales von Transistor 5 würde der durch das Zwischenschalten der Diode 10 zwischen die Widerstände 12,13 entsprechende Verstärkungsverlust eine Größe von etwa 90% haben, so daß eine schnelle und vollständige Entladung des Kondensators 3 nicht mehr gewährleistet wäre und durch den Entladestrom hcrvorgerufene Potentialverschiebungen des Emitters von Transistor 11 in Kauf genommen werden müßten.
• In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Diode 10 zwischen zwei Punkte 4 und 14 geschaltet, deren Wechselspannungssignale gegeneinander um 1800 phasenverschoben sind. Grundsätzlich ist es zweckmäßig, die Diode 10 zur Vermeidung von Mitkopplungen und dadurch bedingtem Kippverhalten des Verstärkers zwischen zwei Punkte entgegengesetzter Phasenlage zu schalten, sie kann jedoch u.U.
• auch zwischen zwei Punkten gleicher Phasenlage des Wechselspannungssignales eingesetzt werden, wenn ein Fortgleiten des Ruhepotentiales beispielsweise durch eine sehr kleine Ruhespannung des Kollektors eines der im Verstärkungszug liegenden Transistoren vermieden werden kann.
• Sind höhere Verstärkungswerte erforderlich, als sie sich mit einer Verstärkerstufe erzielen lassen, so kann im Rahmen der Erfindung in der Eingangsstufe ein Feldeffekttransistor FET verwendet werden. Eine derartige Schaltung ist in Fig.2 dargestellt. Um den Eingangswiderstand für Wechselspannungen möglichst hoh zu machen und damit bei vorgegebener unterer Grenzfrequenz einen Kondensator 3 möglichst kleiner Kapazität verwenden zu können, ist es erforderlich, den Widerstand 9 groß zu wählen, da dieser Widerstandswert geteilt durch den Verstärkungsfaktor des Eingangstransistors 18 den Eingangswiderstand des Verstärkers für Wechselspannungen ergibt. An einem hochohmigen Widerstand 9 wUrde der Basisstrom eines normalen Transistors einen zu hohen Spannungsabfall verursachen, und es ist deshalb gemäß Fig. 2 in der Eingangsstufe ein hochohmiger Feldeffekttransistor 18 verwendet. Der hier gezeigte Verstärker besitzt neben der Eingangsstufe zwei weitere direkt gekoppelte Verstärkungstransistoren 22,26, die beide in Emitterschaltung betrieben sind. Der Emitter des Transitors 22 ist über den zwischen die Klemmen der Versorgungsspannung UB geschalteten Spannungsteiler 20, 21 an festes Potential gelegt, während der Emitter des Transistors 26 über eine Zenerdiode 27 mit Masse verbunden ist. Der Kollektor von Transistor 22 ist einmal an den Kollektorw-iderstand 27 und zum anderen an die Basis des TransSkors 26 geschaltet. Als Lastwiderstand dieses Transistors 26 dient die Reihenschaltung aus den Widerständen 28,29, deren Verbindungspunkt über den Widerstand 9 mit Punkt 4 und damit dem Gate des Feldeffekttransistors 18 verbunden ist. Zwischen Punkt 4 und den Kollektor des Transistors 26 ist ferner die Diode 10 geschaltet.
• Der Feldeffekttransistor 18 ist ein Metalloxydtransistor des Anreicherungstyps, dessen Eingangswiderstand in der Größenordnung von 1013 Ohm und dessen Schwellspannung bei 5 bis 10 V Gate-Spannung liegt. Der Widerstand 28 ist bei diesem Ausführungsbeispiel in seiner Größe so gewählt, daß der an ihm erzeugte Spannungsabfall etwa der Schwellspannung der Diode 10 entspricht, da am Widerstand 9 wegen des geringen Gate-Stromes kein nennenswerter Gleichspannungsabfall auftritt. Auch bei dieser Schaltung ist das Ausgangssignal Ua gegenüber dem Eingangssignal um 1800 phasenverschoben, da insgesamt drei phasendrehende Verstärkerstufen vorgesehen sind. Die grundsätzliche Wirkungsweise ist ähnlich derjenigen der in Fig. 1 dargestellten Schaltung. Bei einem negativen Eingangsimpuls lädt sich der Kondensator 3 verhältnismäßig langsam über den Widerstand 9 auf, um sich bei einer positiven Impulsflanke sehr schnell über die Diode 10 entladen zu können. Wegen der erwähnten Dimensionierung des Widerstandes 28, entsprechend der Schwellspannung der Diode 10, tritt diese Wirkung auch bereits bei sehr kleinen Eingangsamplituden ein, so daß der Verstärker eine große Empfindlichkeit besitzt. Es ist auch möglich, an den Kollektor des Transistors 26 eine Impedanzwandlerstufe in Form einen Emitterfolgers anzuschalten und den Widerstand 9 sowie die Diode 10 entsprechend Fig. 1 in den Emitterstromkreis einzuschalten.
• In Fig. 3 ist im wesentlichen die gleiche Verstärkerschaltung wie in Fig. 2 dargestellt, jedoch ist die mittlere Verstärkerstufe aus Gründen der Ubersiehtlichkeit fortgelassen worden. Der Unterschied besteht darin, daß der Widerstand 9 in zwei in Reihe liegende Einzelwiderstände 9t und 9" aufgeteilt ist, wobei der Verbindungspunkt beider Widerstände über einem Kondensator 30 an Masse liegt. Dadurch wird erreicht, daß der Verbindungspunkt von 9 und von 9 keine um 1800 gegenüber der Eingangsspannung phasenverschobene verstärkte Weoh- selspannung mehr führt, so daß als Eingangswiderstand der Wert des Widerstandes 9' maßgebend wird. Die Verstärkungseigenschaften und die Möglichkeit der Rückgewinnung der Gleichspannungskomponente werden durch diese Schaltmaßnahme nicht beeinträchtigt.
• Die bei mehrstufigen Verstärkern im Zusammenwirken mit der Kapazität der Diode 10 möglichen wilden Schwingungen auf sehr hohen Frequenzen können auf bekannte Art mittels einer zwischen den Kollektor des Transistors 26 und Masse einzuschaltenden Kapazität entsprechender Größe verhindert werden.

Claims (6)

Ansprüche

1. Wechselspannungsverstärker mit direkt gekoppelten Transistorstufen, bei dem die Basisvorspannung der Eingangsstufe über einen ersten Widerstand am Ausgang Binder der folgenden Stufen abgegriffen ist, dadurch gekennzeichnet, daß zu dem am Ausgang (Ua) liegenden Arbeitswiderstand (13,29) ein zweiter Widerstand (12,28) in Reihe geschaltet ist, daß eine Diode (10) zwischen die Steuerelektrode des Eingangstransistors (5,18) und den Verbindungspunkt (14) von Arbeitswiderstand und zweitem Widerstand geschaltet ist, und daß der zweite Widerstand so bemessen ist, daß der im Ruhezustand an ihm auftretende Spannungsabfall etwa gleich der Summe aus dem Spannungsabfall am ersten Widerstand (9) und der Schwellspannung der Diode (10) ist.

2. Wechselspannungsverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des der Ausgangsstufe vorgeschalteten Transistors (5,22), «B. durch einen Spannungsteiler, gegenüber dem Grundpotential der Versorgungsspannung (UB) angehoben ist.

3. Wechselspannungsverstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch geRennzeichnet, daß als Eingangstransistor ein Feldeffekttransistor (18) verwendet ist.

4. Wechselspannungsverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistorstufen derart ausgelegt sind, daß zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal eine Phasenverschiebung von 1800 auftritt.

5. Wechselspannungsverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (9) aus zwei in Reihe liegenden Einzelwiderständen (9',9") besteht, deren Verbindungspunkt kapazitiv mit einem festen Potential verbunden ist.

6. Wechselspannungsverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß er zweistufig ist, und daß die Ausgangsstufe als Emitterfolger (11) geschaltet ist.