DE2600194C3 - Entladungsschaltung für den Integrationskondensator eines kapazitiv gegengekoppelten Integrationsverstärkers - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Entladungsschaltung für den Integnilionskondensator eines kapazitiv gegengekoppelten Integrationsverstärkers, bei der der Ausgang des Integralionsverstärkers mit dem nichtinvertierenden Eingang eines zweiten Verstärkers und der Ausgang des zweiten Verstärkers mit einer elektrisch steuerbaren Schalteinrichtung verbunden ist, die den Ausgang des zweiven Verstärkers in einer ersten Stellung mit dem invertierenden Meßeingang des Integrationsverstärkers verbindet

Bei der Integration von Strömen oder Spannungen über die Zeit nach dem bekannten Prinzip des kapazitiv gegengekoppelten Verstärkers steht das Integral in Form einer Spannung am Verstärkerausgang zur Verfügung. Die Spannung steigt also bei anstehendem Mcßsignal mit der Meßzeit, so daß bei entsprechend langer Meßzeit und kleiner Kapazität des Integrationskondensators bzw. kleiner Zeitkonstante des Integrationsgliedes theoretisch beliebig hohe Spannungswerte erreicht werden müßten. In der Pra*<s sind jedoch durch den endlichen Ausgangsspannungshub der Verstärker, der 100 Volt selten übersteigt, Gvenzen gesetzt, die nicht überschritten werden dürfen und bei der Dimensionierung des Integrationskondensators bzw. der Zeilkonstante des Inlegrationsgliedes berücksichtigt werden müssen. Bei großem Meßsignal oder langer Meßzeit ergibt sich ein großer Kapazitälswert des Integrationskondensators bzw. eine große Zcilkonslantc des Intcgrationsgliedcs.

Präzise Messungen mit hoher spannungsmäßiger Auflösung des Integrals und großer Dynamik des Meßbereichs erfordern einen kleinen Kapazitätswert des Inlcgrationskondensators bzw. eine kleine Zeitkonslante des Integrationsglicdes, so daß bei großen Mcßsignalen oder zeitlich langen Meßvorgängen nach Erreichen der maximalen Ausgangsspannung des jeweiligen Verslärkcrtyps der Integrationskondensator während des Meßvorganges entladen werden muß und die Anzahl der Entladungen gezählt werden müssen. Während dieser Enlladungs/.eit erfolgt keine Integration des Meßsignals, so dali die eigentliche Integralionszeil verkürzt wird und somit ein Meßfehler entsteht. Der Meßfehler wird uir, so kleiner, je kürzer sich clic l'jilladungs/.eil im Verhältnis zur Inlegralionszcit realisieren liil.lt. Hei Inlegralions/eilen im Sekundenifntl Millisekunden Heieich können Kniladtings/.citcn von einigen MiIIi- bzw. Mikrosckiindcn erforderlich werden

Um den zeitlichen Verlauf eines Signnlsmeßtechnisch zu erfassen, ist es für viele Meßprobleme, besonders aber bei der Messung kleiner Signale, vorteilhaft, dns Meßsignal intervallweise zu integrieren. Bei einer geforderten hohen zeitlichen Auflösung des Signalverlaufs sind bei einer großen Meßsignalrate nur sehr kurze Integrationsintervalle möglich. Die Meßwertrate wird sehr hoch, so daß die einzelnen Amplitudenwerte nur noch von digitalen Datenerfnssungsanlagen gespeichert und ausgewertet werden können. Die Genauigkeit dieser Meßmethode wird wegen der kurzen Integrationszeiten weigehend durch die Genauigkeit des Integr.itionsintervalles, also durch die zeitlich exakte Steuerung des Integrationsbeginns und des Integrationsendes bestimmt Be: Integrationszeiten im MiIIi- und Mikrosekunden-Bereich können Steuergenauigkeiten im Mikro- bzw. Nanosekunden-Bereich erforderlich werden.

Entscheidend für die Durchführbarkeit dieser Integrationsverfahren und für die Genauigkeit und Reproduzierbarkeit der Meßergebnisse ist neben der geeigneten Auswahl von Integrationsverstäiker und Integrationskondensator die Realisierung der Entladung und Entladungssteuerung des Integrationskondensators.

Bei herkömmlichen Verfahren wird der Integrationskondensator von einem parallelliegenden, elektrisch steuerbaren Schalter entladen. Hierbei müssen verschiedene Umstände berücksichtigt werden.

Der Schalter muß während des Emladungsvorganges niederohmig sein, damit der Integrationskondensator schnell entladen wird und damit der zu integrierende Strom, der nun durch den Schalter fließt, keinen

ι Spannungsabfall an ihm und somit auch nicht am Integrationskondensator hervorruft, wodurch der Integrationskondensator eine Anfangsladung erhält, die das Ergebnis des nächsten Integrationsvorganges verfälscht.

κι Der Schalter muß außerdem während des Integrationsvorganges hochohmig sein, damit kein Nebenschluß zum Integrationskondensator entsteht, der eine Stromverzweigung bzw. Entladung des Integrationskondensators bewirkt und somit einen Meßfehler

π verursacht. Der Fehlstrom des Schalters muß klein sein gegen den kleinsten, zu integrierenden Strom, der in der Praxis 1 pA und weniger betragen kann.

Der Schalter muß weiterhin zeitlich verzögerungs- und prellfrei gesteuert werden können, damit vorgegc-

JO bene Integrationszeiten bzw. Integrationsintervallc exakt eingehalten werden.

Darüber hinaus darf der Steuerini|Ails des Schallers in den Integrationskondensator keine Ladung induzieren oder infliienzieren. Am Schalter darf trotz dynamischer

ji Niederohmigkeit keine Restspannung verbleiben. Schließlich sollte der Schalter bipolar arbeiten.

Die wichtigsten Daten der bekannten Schalter sind in der folgenden Tabelle aufgeführt:

Schalter	Rein bzw.	R.,us bzw.	Verzögerung	des Intervalls	Ungenauigkeit der	Steuer-	Bipolar
	Rcstspg.	Fehlstrom			Integrationszeit	Impuls
			ein	aus		übertragung
Reedrelais	0,1 ti	I OTIi	0,5 ms	0,3 ms	0,2 ms	abschirmbar	ja
					+0,2 ms
					Prellzeit
Transistor	IO mV	1OnA	15 ns	5|i.s	5 μβ	vorhanden	nein
Transistor	5OmV	3OnA	15 ns	15 ns	5 ns	vorhanden	;iein
mit Diode
FET-Schalter	50Π	5 nA	las	0.5 us	0,5 us	vorhanden	ja

Die Vor- und Nachteile der einzelnen Schalter sind etwa gleichmäßig über alle verteilt und je nach Meßbedingung von unterschiedlicher Bedeutung für die Genauigkeit des Meßergebnisses, fiei hohen Ansprüchen an die Vielseitigkeit und Genauigkeit des Integrators muß man sich jedoch mit Kompromißlösungen abfinden, da kein Schalter alle Anforderungen erfüllt.

Bei einer bekannten F.ntladungsschaltung der eingangs genannten Art (Electronic Engineering, November 1966, Seite 719, Fig. 3) addieren sich die Offsclspannungen und Offsetspannungsdriften des Integrationsvcrstärkefs und des zweiten Verstärkers. Da bei dieser bekannten Schaltungsanordnung das Mcßsignal sowohl am Eingang des Integrationsverstärkers wie auch am Eingang des zweiten Verstärkers anliegt, müssen beide Verstärker sowohl einen kleinen Eingangsstrom als auch eine kleine Drift aufweisen. Für die bekannte Schaltungsanordnung müssen daher /ivci äußerst hochwertige und damit kostspielige Verstärker eingesetzt werden, zumal bei der Messung sehr kleiner Ströme im Pico-Ampcrc-Bereich noch kleinere F.ingangsslrömc erforderlich sind.

Pie Aufgabe der Erfindung besieht darin, die Unzulänglichkeiten eic bekannten Schaltungen /u vermeiden und eine Schaltung der eingangs genannten

4'> Art zu schaffen, mit welcher optimale Daten für die Parameter der Schalteinrichtung (vgl. vorstehende Tabelle) unter Einsatz möglichst kostengünstiger Bauelemente erzielt werden.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch

■-,ο gelöst, daß der invertierende Eingang des zweiten Verstärkers auf Null-Potential liegt, die elektrisch steuerbare Schaleinrichtung den Ausgang des zweiten Verstärkers in einer zweiten Stellung mit Null-Potential verbindet, über den Integrationsverstärker und den

,-, zweiten Verstärker gcgengekoppelt wird und das Meßsignal nur am invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers anliegt. Hierdurch wird crfmdungsgcmäß die Offsetspannung des Integrationsverstärkers vom /.weiten Verstärker ausgcregelt, so daß nur die

ho Offsetspannung "nd die Offsetspannungsdrift des zweiten Verstärkers in Erscheinung treten. Da das Meßsignal erfindiingsgemnß nur :im Eingang des Inlegrationsverstärkers anliegt, muß nur dieser einen kleinen F.ingangsstrom haben. Jeder der beiden

_h-, Verstärker muß also nur nach einem Kriterium ausgesucht werden, nämlich der Integrationsverstärker nach dem Kriterium eines kleinen Eingangsstroms und der /weite Verstärker nach dem Kriterium einer kleinen

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Offsetspannung und Offsetspannungsdrifl. was eine erhebliche Frsparnis gegenüber tier bekannten Schaltung mit sich bringt. Mu der erfindungsgeniäßen Schaltung ist eine genaue, extrem schnelle und exaki steuerbare F.ntladung von Integratoren möglich mil vorzugsweise kleinen Kapazitäten bis zu ca. 10 pf" herab für die Integralion von vorzugsweise kleinen Strömen bis zu ca. I pA herab während vorzugsweise kurzer Integrationszeiten bis zu ca. 10 (is herab bei l.ntladungszeiten bis /u ca. 3 us herab.

Mn Hilfe tier eifindungsgeniallen Schaltung könnet Dalen für den Fnlladungsvorgang erzielt werden, die n ihrer Gesamtheit ilen bisher erziclbaren Daten wei überlegen sind, /um Vergleich werden die Werle fiir du G rotten der obigen Tabelle, die z.H. mil einei eifindiingsgemätten Schaltung erzieh werden können angegeben:

[irfindung

lOniu

nicht vorhanden 20 ns 20 ns

5 ns

nicht vorhanden

Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindiingsgemiiHen Schaltung, insbesondere der Schalteinrichtung und der Verwendung der ges.imlen Schaltung ,ils Ablast und I lalle - Schaltung, sind in den I interansprüchen angeführt.

Weitere Merkmale, l.mzdhe'ten und Vorteile der l-.riiiuiiing ergeben sich .ms der nachfolgenden neschrei bung Min Ausfuhrungsheispielen. anhand der Zeichnung. Dann zeigt

I ι g. I eine l'rinzipschaliunL' der erfindiingsgemiiHen l.nlladiingsschallung.

IΊ g. 2 eine hinsichtlich tier Schalteinrichtung gegen über (ig. I detailliertere l'rin/ipschaluing der l'ntl.i dungsschaltiing.

I ι g. 3 bis 5 verschiedene AiisluhningsformeTi der erf i min ngsgemaßen Fntladiingsschaltung.

I ι g. b eine Prinzipvchaltung der erftndungsgemätten Fntladungs'.chiiitung ,ils \bi.iM und I lalte-Schaltung. und

I ι g. 7 eine Ausfiihrungsform der Ablast- und Halteschaltung gemäß I ι g. fi.

In F i g. 1 isl das Prinzip der l'.riladiingsschaltung dargestellt. Das Meßsignal steht am invertiere· ilen Eingang des Integralionsversiarkers \ I an. der über den Integralirinskondensator ( 1 kapazitiv gegengekoppelt ist. Der Ausgang des Integrationsverstärkers A 1 is! mit dem iiichtinvertierenden Fingang des \erstarkers Λ 2 ".erblinden, dessen invertierender f.ingang mit dem Nullpotential verbunden ist. Der mchlinvertierende Fingang des Integrationsv erstarken Λ I ist ebenfalls mit ecm Nullpotential verbunden. Der Ausgang des Verstärkers Λ 2 ist mit einer Schalleinrichtune .S"verbunden, die den Ausgang des Verstärkers Λ 2 in tier dargestellten Schakstelking mit dem inverlierenden Fingang des Integrationsverstärkers A I und in der anderen Schdlistellung mit dem Nullpotentia! verbindet.

Nimmt die Schalteinrichtung S die dargestellte Schaltsielliing ein. die dem Fntladungszustand der Schaltung entsy.ncht — der /u integrierende Strom fließt hierbei über die Schalteinrichtung in den Ausgang des Verstärkers A 2 —. so gilt:

/'., π die Fingangsspannung am inveriicrenden Fm gang des Verstärkers Λ 2

\'\ der Verstarkimgsgrad des Inlegrationsverslärker· A I und

l'i.der Verstiirkiingsgrad des Versiarkers Λ 2 ist

Da der invertierende Fingarg des Verstiirkfis Λ 2 im Nuiipoiemiai ver'nuniien st. aiso (', ,, ii Viiii im folgt aus Gleichung (I):

/ , (ι Voll

Man erkennt außerdem aus Gleichung (1). daß du Gute ties Nullpiiiikles des Integrators von dei Null -Fehler -Sp. mining (ai.th. Offsei Spannung) ties Versiarkers Λ 2 abhang', nicht aber von tier Null Feh ler-Spaniiung und der Null I ehlerSpannungs Drift des In ι eg rl· -.ο ns ν erstarke rs Λ 1. der sich im Gegensatz zum Verstärker \ 2 im wesentliihen durch einen kleinen F.ingangvstrom auszeichnen muH. Das bedciilel einen Vorteil gegenüber herkommlulien I'nlladungsverfah rei'. da hier die Verstarker nach leweils nur einem Kriterium ausgesucht zu w enUn braih hen.

Nimmt die Schaltemnihtung die Schaltsielliing ein. die dem Integrationszustand der Schaltung entspricht — der zn iniegrieremle Strom fließ' hierbei in ilen InteL'rationskondensator ( ' I -- sonill:

ι df .

wobei

ί . die Kondensatorspanmng ind

f die Kapazität des Iniegra'ionskontlensators ( I ist.

Da der Integrationskondensator (1 zwischen den invertierenden Fingang und dem Ausgang des Integra tionsverstiirkers Λ I liegt, gilt außerdem:

wobei

Ud-iAi die Eingangsspannung (Meßsignal) am invertie renden Eingang des Integrationsverstärkers A 1 ist.

Mit

^Vel-)A\ - —Γ,

erhält man:

^Jc ~v_M + ι ■

wobei 65 ^,1.41

iVj.ii die Ausgangsspannung des Integrationsverstärkers

i/,i:· die Ausgangsspannung des Verstärkers A 2. Bei modernen Verstärkern beträgt der Verstärkung^

υυ iy4

Ink lor I elw.ilO'. lir. sodait j> ^ y mir iiiiv«. cscnsliL h

von I abweicht |);imii wird /'ι IΊ und mil (ik'ii -hung (2):

i d/

Die Schalteinrichtung S im in einer einfachen Ausfithrungsform in I ι g. 2 dargestellt. Sk- besteht im Prinzip <itis einer Reihenschaltung Min zwei Halbleiter dioden. die von einem llilfsstrom diirehflc.ssen werden, dem diis /u seli.iltende Sij.mi.iI überlagert ι ν ι Der Hilfsstrom fließt über die Widerstände Wt. K4 in -lie St halleinrichtung, in der ei su'h verzweigt und vtie Wiederstandc R 2. R) und die Dioden l>2. /'" iltiri-hflieUt. Dadurch welder· die Du.den I) 2. D λ .·■■ leilend. so daß eine galvaniknc \ e''bindung \oii' Ausgang des Verstark'-i - \ 2 über die VV idersMiule R 2. R\ uiid die Dioden I > 2. l)\ /um line· !lereiuleii I ingang ties Integralionsv ei s'.irkcrs Λ Ι hergestellt w ιi'd. die den Kt ueIkreis v_hheßi. Der nichtnu erlierende I üigang des Verstärkers Λ 2 wird entsprechend seinem im er i-re'iden l.ingaii;· .iul <> Voll geregelt, und der m\ erlierende l.inganL' des Imegr.itionsv et starkcrs Λ I wird entsprechend si ™n im htm\ ernereuden I.ingang ;int 0 Volt geregelt. Somit ist der V erhindiingspunkt der .·■ Dioden I) 2. Ι)λ virtuell mn Nuüpoiential verbunden Bedingt durch die Bruckenanordniinü der Dioden I) 2. /> 3 und der Widerstände R 2 R ! wird die Ausgangs spannung des Verstärke- 12 klein ^ehalten Spannungsabfalie. die .iul dem I bei tragungsw eg vom ^; ■\usjrans: de"· Verstärkers \ 2 bis /um invertierenden I mgang des Integration¹-, erstarkers \l entstehen, erscheinen durch ilen V Tstarktingsfaktor 1 i. ties Verstärke's Λ 2 eeteib ,ip~ Airgant' dos Integrations '.erstiirkers \ I und werde'· dadurch \ernachliisMgbar '" klein.

Dir l.iitladtings/n-t.iiHl niuH beendet w erden, sobald die Iniegration eines Sig·.ds erfolgen soll. Da/u π It der in sieh geschlossene Regelkreis aufgetrennt werden, indem d'·" Verbindung vom Ausgang des Verstärkers i'> \2 /um invertierenden F.ingang des Integrationsverst.irkers Λ 1 von der Schalteinrichtung .S unterbrochen w ird. Die I interbrechiing wird dadurch erreicht, dal.t der ί lilfsslrom. der zum Teil durch die Dioden D 2. D 3 fließt unt! sie in den leitenden Bereich steuert, durch /. B. ein >" Kontaktpaar Av gegen Nullpotential abgeleitet wird, so daß die Dioden D2. D3 stromlos und somit gesperrt werden, vvodurch die galvanische Verbindung vom Ausgang des Verstärkers A 2 zum invertierenden Eingang des IrMegrationsverstärkers A 1 unterbrochen wird. Damit ist auch der Regelkreis aufgetrennt, und der zu integrierende Strom, der zuvor über die Dioden D 2. D 3 und die Widerstände R 2, R 3 in den Ausgang des Verstärkers A 2 geflossen ist, fließt nun in den Integratiorisverstärker Ci. Die Brückenwiderstände R 2, R 3 wirken zusätzlich strombegrenzend und verhindern, daß der Ausgang des Verstärkers A 2 über die Kontakte K kurzgeschlossen wird. Anders als bei herkömmlichen Entladungsverfahren werden an die Kontakte Al in Fig.2 in bezug auf Hochohmigkeit im offenen Zustand und Niederohmigkeit im geschlossenen Zustand keine hohen Anforderungen gestellt, so daß sie durch Transistoren ersetzt werden können. Transistoren haben her den Vorteil, dall sie prellfrei und nahezu ν eiVogerungsfrei auf ein Steuersignal ansprechen.

In I ι g. i sind die Kontakte K durch die komplementären I ransistoren 71. 7 2 erset/t worden. Die Dioden Πι. Dh verhindern, dall die I ransistoren 7 1, T2 im leitenden Zustand bis /iir Sattigiingsspanniing ausgesteuert wc'den. was Sperrvcr/ögcmngs/citen von einigen us /u I tilge hätte. Bei der Integration von Strömen im pA-Bereich müssen für die Dioden D2. I) 3 l'ico Ampere Dioden verwendet werden. Der Nachteil der I'ico-Ampere-Dioden bcstehl in der verhältnismäßig langen und von f.vemplar zu I.xcmpUir unterschiedlichen Sperrver/iigertings/eit. Das bedeutet, daß der Integrationskondensator (I mn Beendigung des I ntladiings/ustandes durch Ansteuern der Transistoren ΛI. /2 bereits eine Anfangsladun|_· über die Diode erhall, die /ulet/l sperrt. Dieses Problem wird dadurch gelost, daß in Reihe /u den IVo Ampere-Dioden 1)2, I)] ie <m. schnelle Schaltdiode l)\. 1)4 mit einer Sperrveivogerungs/eil von nur einigen ns geschaltet wird. Damit erhält man eine extrem hochohmige und zugleich schnelle Diodenanordnung. Die Widerstände Wi. Rh sintl hochohmig und lege ι das Potential /wischen Λ>:η Dioden /'I. 1)2 und D λ. D4 fest. Der Integratiotiskondensaior (I kann ebenfalls eine unerwünschte 'Vnfiingsladung erhalten, wenn die Transistoren 7 I. /2 nicht exakt zur gleichen /eil leitend werden. Das ist der lall wenn die Transistoren 71. T2 unterschiedlich·.- Sclialt/eiten besitzen oder wenn die Steuerspannungen bzw. Steuerimpulse für die Transistoren M. 72 zeitlich unterschiedlich eintreffen. Die Widerstand!.· RT. RS begrenzen bei anliegender ^!euerspanrning den Basisstrom tier Transistoren 7*1.

2 und bilden in Verbindung mit den Kondensatoren < 2. ( 3 /ergl'eder im ns-Be:eich. mit deren variabler /eltkonstante es möglich ist. die unterschiedlichen Schaltzeiten der Transistoren Π. Γ2 um I geringe /eitdifferen/en der eintreffenden Steuerspannungen auszugleichen und d'e An'.mgsladiing und damit die '\nfangsspannung des Integrationskondensators C\ auf iv Il Volt /ti trimmen. Da die Intcgrationskondcnscvors ι I auf Null Volt zu trimmen. Da die Dioden Dl. D2 und 1)3. D4 symmetrisch zu Null angeordnet sind, hebt sich die Wirkung ihrer aufgeladenen F:igenkapazitätcn auf. Der invertierende Eingang des Iniegrationsverstärkers A 1 ist von allen impulsführenden Leitungen örtlich /u trennen, um kapazitive Einsteuerungen zu vermeiden. Die Dioden I) 10. D 11 und P 12 D 13 verhindern, daß der Verstärker A 2 von der \usgangsspannung des Integrationsverstärkers A 1 in den .Sättigungsbereich gesteuert wird, da sonst störende Speicherzeiten entstehen. Im Bedarfsfall kann die Anzahl der Dioden erhöht werden. Zwischen dem Ausgang des Integrationsverstärkers A 1 und dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers A 2 ist der Widerstand R15 und zwischen dem Nullpotential und dem invertierenden Eingang des Verstärkers A 2 ist der Widerstand R 16 geschaltet. Die komplementären Transistoren Ti. 7*2 werden mit zwei exakt symmetrischen Spannungen bzw. Impulsen verschiedener Polarität angesteuert.

In Fig.4 ist der pnp-Transistor 7~2 durch den npn-Transistor 7"3 ersetzt worden, um mit einer unipolaren Spannungs- bzw. Impulsquelle die Entladung zu steuern. Das Steuersignal wird über die Dioden D 8. D 9 zwei steuerbaren Konstantstromquellen, bestehend aus den Transistoren 7"4. Γ5. den Widerständen AU. R 12, R 13. R 14 und dem Kondensator C4, zugeführt, die potentialtrennend die Transistoren Π, Γ3 an-

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ΔΌ UU I

IO

steuern. Der Hilfsstrotii für die Dioden I) I. 1)2. 1)4 der in den I i g.2. J utul 1 mim den Widerständen W I. W 4 (.'r/engt wird, kann auch von K< >nsiiinistr<>mc|ui'llcn geliefert werden.

(•"ig.¹) zeigt eine Ausführung der Mniladiingssthaltung, in der der Hilfssirom für die Dioden I) \. 1)2, Ι)λ. D4 von den Konsta^ptstromquelle Tft. R 17 und /7. R 18 gelieferl wird. Die Konstantstromqu'jllen werden von dem Verstarke. Λ 2 über die Widerstünde R 20, W 19 und R 21. W 2^ gesteuert, so daß dem Milfsslrom zugleich das /w übertragende Signal überlagert isi. wodurch die Symmeirierwiderstände R 2. R 1 entfallen können.

Da die Konsianlstroinqiiellen inverlierende wirken. sind die Polaritäten der Eingänge des Verstärkers A 2 vertauscht worden. Diese Ausführung isi bei großen Kapazitätswerten des Iniegrationskondensalors (I vorteilhaft. Die Steuerung der Entladung kann seihst verstandlich auch nach der in Cig. 4 dargestellten Anordnung prfnlgpn

Die bereits hergeleitete Gleichung (I) für die Ausgangsspanniing des Integrators während des Ijitla dungszustandes

sagt aus. daß bei genügend großen Verstärkungsfaktoren Ku bzw. ΙΛ> die Ausgangsspannurig /', u des Integrationsverstärkers A I praktisch gleich der Eingangsspannung U_ti ,.₍> des Verstärkers A 2 ist. Hei den Ausfiihrungsbeispielen der Fig. I bis 5 ist der invertierende Eingang des Verstärkers A 2 mit Nullpotential verbunden, also i/,_t ,^ = O Volt, so daß die Ausgangsspannung U.,.\\ des Integrationsverstärkers A 1 ebenfalls 0 Volt beträgt. Diese 0 Volt bleiben erhalten, wenn vom Entladungszustand in den Integrationszustand umgeschaltet wird und kein zu integrierender Strom in den Integratoreingang fließt.

Wird der invertierende Eingang des Verstärkers A 2 während des Entladungszustandes nicht mit Nullpotential, sondern mit einer Spann.-.ng (J verbunden, also ίΛγ-)\2= U. so ist auch die Ausgangsspannung U.,.\\ des Integrationsverstärkers Λ I gleich der Spannung Il (I ig h). Diese Spannung i'üin Ausgang des Integra tionsverstärkers 1 I bleibt ebenfalls erhalten, wenn vom I ntladiings/usland in den Inicgrations/iisland umgeschaltet wird und kein zu integrierender Strom in den Integraioreingang fließt. In diesem Integrationszustand kann sich die Spannung ('am invertierenden lüngang ties Verstärkers \ 2 auch ändern, ohne daß die Ausgangsspannung /'... n des Integrationsverstärkers Λ I davon beeinflußt wird, da die Verbindung vom Ausgang des Verstärkers Λ 2 /um invertierenden Kingiing des Integrations« erstiirker«. A I von der Schalteinrichtung .S unterbrochen isi.

Der .Spannungswert, der während des l-lntladiings/usiandes bzw. /um /eiipunkt der Beendigung des Mmladiings/iistaiules am imeriierenden l-ingang des Verstärkers Λ 2 liegt, wird also während des Iniegrations/ustandcs gespeichert, wenn kein /υ integrierender Strom in den Inlegratoreingang fließt. Daraus folgt, daß Mi/h der Integrator ;mü ucf !.iiilauüi'iissclTciliiiiig in eine genaue und exakl stencil·.ι re Ablast- und Malte-Schal lung umwandeln läßt.

F i g. 7 /eigl eine vollständige Ablast- und Halteschaltung. Die Polarität der Eingänge des Verstärkers Λ 2 sind hier vertauscht worden, da dem Verstärker die inveriK i"ndcn Konslanlslromquellcn nachgeschallel sind Die Slcierung der Ablast- und Ilalte-Ziislände kann auch nach der in F i g. 4 dargcstcll'cn Anordnung erfolgen. Exakt steuerbare Abtast- und I lalte-Schaltungen sind erforderlich, um z. B. bei der intervallweisen Integration zeitlich veränderlicher Signale den Wert des Integrals am Ende eines Integrationsintervalls ;·μ übernehmen und zu speichern, so daß der Integrationskondensator sofort entladen werden kann und für die nächste Integralion bereit ist. während zur gleichen Zeil das gespeicherte Integral, z. B. von einem Analog/Digital-Wandler in eine Digitalinformation umgewandelt wird, die dann z. B. von einer Datenerfassungsanlage weiterverarbeitet werden kann.

Der beschriebene Integrator mit einer Entladung«- schaltung und die Abtast- und Halteschaltung stellen also in Verbindung mit einer Datenerfassungsa lage eine ideale Kombination zur Erfassung von Meßwerten schnell ablaufender analoger Vorgänge dar.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (11)

26 OO Patentansprüche:

1. Entladungsschaltung für den Integrationskondensatcr eines kapazitiv gegengekoppelten Integrationsverstärkers, bei der der Ausgang des Integrationsverstärkers mit dem nichtinvertierenden Eingang eines zweiten Verstärkers und der Ausgang des zweiten Verstärkers mit einer elektrisch steuerbaren Schalteinrichtung verbunden ist, die den Ausgang iu des zweiten Verstärkers in einer ersten Stellung mit dem invertierenden MeQeingang des Inlegrationsverstärkers verbindet, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des zweiten Verstärkers (/4 2) auf Null-Potential liegt, die elektrisch steuerbare Schalteinrichtung (S) den Ausgang des zweiten Verstärkers (A 2) in einer zweiten Stellung mit Null-Potential verbindet, über den Integrationsverstärker (A 1) und den zweiten Verstärker (A 2) gegengekoppelt wird und das Meßsignal jur am invertierenden Eingang des ! Rtegrationsverstärkers (.4 1) anliegt

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung (!Steine Reihenschaltung von mindestens zwei in ihren leitenden und nichtleitenden Zustand schaltbaren Halbleiterdioden (D2, D3) aufweist, die in ihrem leitenden Zustand eine galvanische Verbindung zwischen dem Ausgang des zweiten Verstärkers (A 2) und dem invertierenden Meßeingang des Integrationsverstär- jo kers (A 1) und die in ihrem nichtleitenden Zustand eine Unterbrechung dieser galvanischen Verbindung und eine Verbindung des Ausgangs des zweiten Verstärkers (A 2) mit Nullpotetitial herstellen.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn- t> zeichnet, daß die beiden Halblei.erdioder (D2, D 3) von einem Hilfsstrom, dem das zu schaltende Signal überlagert wird, in den leitenden Zustand und durch Ableitung des Hilfsstroms auf Niillpotential in den nichtleitenden Zustand versetzt werden.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung des Hilfsstroms durch die Halbleiterdioden (D2, D3) bzw. zum Nullpotential durch ein zu dem Halblciterdiodenpaar (Dl, D3) parallelgeschaltetcs Transistorpaar (TI, 72; ΓΙ.Γ3) erfolgt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Transistorpaar aus zwei komplementären Transistoren (TI, 72) besteht, die von symmetrischen Spannungen verschiedener Polarität w gesteuert werden.

6. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Transistorpaar aus zwei gleichen Transistoren (7"I, 73) bestehl, die von einer unipolaren Spannung gesteuert werden. v>

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis b, uadiirch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiterdioden (D2, D3) aus Pico-Ampere-Diodcn bestehen, die jeweils in Reihe mit einer Diode (Dl, D4) mit sehr kurzer Sperrvcrzögcningszeit geschadet mi sind.

H. .Schaltung nach Anspruch 7, dadiirih gekennzeichnet, daß /wischen die Vcrbindiingspunkle /wischen ilen ans Pico-Ampere-Dioden bestehenden Halbleiterdioden {1)2. O)) und den Dioden (Dl. (,-> I)4) mit sehr kurzer Sperrver/ögcrungszoit i'iid d;is Niillpotentiiil jeweils ein hochohmiger Widerstand (Wi. Wh) geschaltet ist.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsstrom for die Halbleiterdioden (D2, D3) von Konstantstromquellen (76, R 17; 77, R 18) geliefert wird.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquellen (76, R 17; 77, R 18) vom zweiten Verstärker (A 2), dessen Eingänge vertauscht sind, gesteuert werden, wobei dem Hilfsstrom zugleich das zu übertragende Signal überlagert wird.

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des zweiten Verstärkers (A 2) mit einer von Null verschiedenen Spannung verbunden wird und die Gesamtschaltung als Abtast- und Halteschaltung für diese Spannung verwendet wird.