DE2101615C3 - Schaltungsanordnung zum Abtasten und Vergleich von Spannungswerten - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Abtasten und Vergleich von Spannungswerten, bei der in einer Abtastperiode eine analoge Eingangsspannung einem Verstärker zum Aufladen eines Kondensators zugeführt wird, und in einer anschließenden Vergleichsperiode die Spannung am Kondensator mit einer Bezugsspannung in einem Komparator verglichen wird, und Schalter zum wechselweisen Umschalten der Eingangs- üi»:' Bezugsspannung vorgesehen sind.

Es sind bereits Schaltungsanordnungen bekannt, wie sie schematisch in Fig. 1 dargestellt sind; die analoge Eingangsspannung Vx, die sich gegebenenfalls ändert, wird im Laufe aufeinanderfolgender Zyklen abgetastet und in Ziffern umgewandelt. Jeder Zyklus ist in zwei aufeinanderfolgende Perioden unterteilt. Während der ersten Periode, nämlich der Abtastperiode, wird die einem Nachbildungsverstärker 1, der die Verstärkung 1 und keine Drift aufweist, zugeführte Spannung V, übertragen, indem sie einen Kondensator 3 lädt. Der Schalter 2 ist hierbei geschlossen.

Während der zweiten Periode, nämlich der Vergleichsperiode, wird die Spannung des Kondensators 3 dem Verstärkerkomparator4 in dem gleichen Zeitpunkt wie die Bezugsspannung Vl zugeführt, die von einem Netzwerk 5 erzeugt wird, das als Maßstabsnetzwerk bezeichnet wird. Der Komparator 4 steuert die aufeinanderfolgenden Änderungen der von dem Maßstabsnetzwerk abgegebenen Spannung. Diese Änderungen ermöglichen die Durchführung der Codierung. Am Ausgang S erscheint die aus einer Reihe von Ziffern bestehende Zahl, die der analogen Spannung V₁ entspricht.

Der Kondensator 3 ist von dem Eingang des Komparators 4 (der mit dem Ausgang des Nachbildungsverstärkers 1 verbunden sein kann) nach Masse geschaltet. Der einzige Schalter 2 hat zwei Stellungen, die jeweils der Abtastperiode (geschlossener Schalter) und der Vergleichsperiode (offener Schalter) entsprechen. In einer ähnlichen, bekannten Schaltungsanordnung (US-PS 31 58 759) ist ebenfalls der Kondensator nach Masse geschaltet und sind mehrere Schalter zum wechselweisen Umschalten der Eingangs- und Bezugsspannung vorgesehen.

Die bekannte Anordnung erfordert, wie bereits erwähnt wurde, eine Verstärkung zweckmäßigerweise der Größe 1, die ohne Drift ist, und hat darüber hinaus die folgenden Nachteile:

Der Speicherkondensator darf sich während der Codierung nicht entladen. Dies führt dazu, daß der Komparator eine große Eingangsimpedanz aufweist.

Der Schalter darf die Ladung des Speicherkondensators im Moment seiner Öffnung nicht stören. Er muß eine gute Trennung zwischen dem Verstärker und dem Speicherkondensator bewirken, wenn er nicht mehr geschlossen ist. Für die Art der durchzuführenden Maßnahmen ist ein elektronischer Schalter vorgesehen, der beispielsweise aus einem Feldeffekttransistor besteht. Dieser weist notgedrungen Störkapazitäten auf, die sich auf den Ausgang des Schalters übertragen können und während der Vergleichsperiode Änderungen der Ausgangsspannung des Verstärkers 1 und am Beginn der Vergleichsperiode Änderungen der Stcuerspannung des Schalters bewirken.

Bei einem Feldeffekttransistor als Schalter ist die Fehlergröße, die durch die Änderungen der zweiten Art hervorgerufen werden, eine Funktion der Differenz zwischen V_x (Spannung der Steuerelektrode des geschlossenen Schalters) und der Spannung der Steuerelektrode bei offenem Schalter.

Wenn man den Fehler des Meßbereichs auf l%o für die Ladung des Speicherkondensators begrenzen will, welcher Fehler durch eine Änderung der Steuer/Abfluß-Elektrodenkapazität von 1,5 pF verursacht wird, ist es nötig, einen Speicherkondensator von wenigstens 4500 pF zu verwenden. Wenn man den Fehler, der durch die Qiiellen/Abf!;iße!ektrodenkapazität von etwa 3 pF verursacht wird, in der gleichen Größenordnung begrenzen will, ist es nötig, einen Speicherkondensator von wenigstens 300 pF zu verwenden. Entsprechende Fehlerquellen treten auch auf, wenn ein andersgearteter Schalter verwendet wird.

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Außerdem ist ein Operp.'ionsverslärker, der mit einer Gegenkopplungsschleife versehen ist, um eine Verstärkung 1 zu erhalten, im allgemeinen nicht in der Lage, einen ausreichenden Strom zu liefern. In der Praxis ist es nötig, ihm einen Treiber nachzuschalten, der den Ladestrom des Speicherkondensators liefert.

Ferner ist eine Schaltungsanordnung vorgeschlagen worden (DT-OS 19 39 058), bei der nur ein Verstärker benötigt wird, während aber andererseits ein viel größerer Schaltungsaufwand für die Signalspeicherung und Umschaltung erforderlich ist. Ferner muß der Verstärker mit einer Stabilisierung versehen sein.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die erwähnten Nachteile zu beseitigen und eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die einen einfachen Aufbau aufweist.

Die genannte Aufgabe ist erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Verstärker, der Kondensator und der Komparator, der das Vorzeichen der Cröße »Eingangsspannung minus Bezugsspannung« bestimmt, fest in Reihe geschaltet sind, daß die Schalter zum Umschalten der Eingangs- und Bezugsspannung in an sich bekannter Weise am Eingang des Verstärkers vorgesehen sind und daß ein während der Abtastperiode geschlossener Schalter zwischen dem Verbindungspunkt des Kondensators mit dem Komparator und Masse geschaltet ist.

Es wurde festgestellt, daß es möglich ist, einen Verstärker zu verwenden, der nicht genau ein Nachbildungsverstärker ist, d. h. nicht unbedingi die Verstärkung 1 aufweist, wenn während der Vergleichsperiode des Analog/Digital-Umsetzer die Bezugsspannung dem Eingang des Verstärkers zugeführt wird, die erwähnte Information jedoch noch dem Komparator zwecks Vergleich mit den Bezugsspannungen zugeführt wird.

Um diese Ergebnisse zu erhalten, werden der Verstärker, der Speicherkondensator und der Komparator, ohne Zwischenschaltung eines Schalters in d'esen Informationsweg, in Reihe geschaltet. Die Einrichtungen, die die nötigen Umschaltungen entsprechend den beiden Perioden bewirken, bestehen aus wenigstens einem Umschalter, der den Eingang des Verstärkers steuert, und einem Kurzschlußschalter, der zwischen die Verbindung des Speicherkondensators und des Komparators und Masse geschaltet ist. Auf Grund dieser Reihenschaltung und der Tatsache, ciaß die zu codierende Spannung und die Bezugsspannung dem gleichen Eingang des Verstärkers zugeführt werden, der die Reihenschaltung speist, heben sich etwaige Abweichungen gegenseitig auf.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der F i g. 2 bis 4 beispielsweise erläutert. Es zeigt

Fig. 2 ein Prinzipschaltbild eines Analog/Digital-Abtastcodierers gemäß der Erfindung,

F i g. 3 und 4 Schaltbilder zweier Ausführungsformen des Codierers gemäß der Erfindung.

In Fig. 2 sind identische Elemente oder solche mit analoger Funktion wie in Fig. I mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Bei dieser Anordnung sind der Verstärker 1, der Kondensator 3 und der Komparator 4 ohne Zwischenschaltung irgendeines Schalters direkt in Reihe geschaltet.

Der Schalter 2 ist vom Ausgang des Komparator, der zugleich der Ausgang des Verstärkers ist, im Nebenschluß nach Masse geschaltet. Der Verstärker kann einen beliebigen Verstärkungsfaktor aufweisen, es ist jedoch einfacher, ihn so auszubilden, daß er nahe 1 ist und seine Drift ohne Einfluß ist, denn er wird sowohl von den zu codierenden Spannungen Vx wie auch von den Bezugsspannungen Vt des Mebbereichsnetzwerks (nicht dargestellt, wird von dem Komparator gesteuert) durchlaufen.

Am Eingang des Verstärkers 1 sind zwei Schalter 6' und 6 vorgesehen, von denen der eine geschlossen ist, wenn der andere offen ist und umgekehrt, um die zu codierende Spannung Vx bzw. die Bezugsspannung Vl zuzuführen.

Während der Abtastperiode sind die Schalter 6' und 2 geschlossen. Der Kondensator 3 lädt sich auf die Spannung V» auf und speichert somit diese Spannung (gegebenenfalls mit einer Verschiebung und einer Verstärkung).

Während der Codierperiode bzw. genauer gesagt während der Vergieichsperiode sind die Schalter 6' und 2 offen, und der Schalter 6 ist geschlossen. Der Kondensator 3 behält die gleiche Ladung, jedoch ändert sich die Ausgangsspannung des Verstärkers f in Abhängigkeit von der Größe der Vergleichspannung Vl (mit der gleichen Verschiebung und Verstärkung wie während der Abtastperiode von Vx).

Somit wird eine Vl- V_x proportionale Spannung auf den Eingang des Komparators 4 gegeben, der dazu bestimmt ist, die Polarität dieser Eingangsspannung anzuzeigen.

Bei dieser Anordnung ist der Verstärker 1 r.ur eine einfache Impedanzanpaßeinrichtung (nicht mehr ein Operationsverstärker), sein Aufbau kann daher einfacher sein als bei der bekannten Anordnung. Er kann ohne Gefahr eines Hangenbleibens eine niedrige Ausgangsimpedanz aufweisen und kann sehr schnell sein. (Der Verstärker mit einer Verstärkung von genau 1, der in der bekannten Anordnung verwendet wird, kann praktisch nur durch einen Verstärker mit einer hohen Rückkopplungsverstärkung verwirklicht werden. Die Ansprechzeit dieser Anordnung bleibt relativ groß.)

Wenn man in der Praxis eine Ausgangsimpedanz von 10 Ω und eine Impedanz von 30 Ω für den Schalter in Betracht zieht, kann der Verstärker in drei Mikrosekunden eine Speicherkapazität von 1OnF laden.

Außerdem sind bei der Schaltung der Fig. 2 die Fehlergrößen infolge der obenerwähnten Störkapazitäten (Steuer-/Abflußelektrode und Quellen-/Abflußelektrode, wenn der Schalter ein Feldeffekttransistor ist) stark vermindert. Wenn man die Fehlergrößen des Schalters 2 der F i g. 1 und des Schalters 2 der F i g. 2 vergleicht, verursacht letzterer keine Änderungen der Funkiionsspannung Vx, sondern nur eine konstante Fehlergröße infolge der Änderung des Potentials seiner Steuerelektrode von Masse auf ein Potential, das dem offenen Zustand dieses Schalters entspricht. Der Schalter 6' der Fig. 2 verursacht keine Fehlcrgröße infolge der Änderung der Steuerspannung, denn man steuert ihn so, daß er etwas später öffnet und schließt als der Schalter 2. Außerdem ist die Fehlerspannung infolge einer Änderung von Vr vernachlässigbar, da die Impedanz des Maßstabnetzwerkes klein ist gegen die Impedanz, die durch die Abfluß-ZQuellenelektrodenstörkapazität des Schalters6' gebildet wird.

Da der Komparator nurmehr um einen Arbeitspunkt arbeitet, nämlich die Masse, ist es nurmehr nötig, Fehler zu berücksichtigen, die eine schlechte Ansprechlinearität des Komparators verursachen könnten.

Zwar weisen die Eingangsschalter 6' und 6 Eingangskapazitäten auf, jedoch verursacht ihre Wirkung keinen Fehler und beschränkt sich darauf, den Aufbau der Spannungen V₁ und Vi. zu verzögern (dies läßt sich in

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einem bestimmten Maß beseitigen), also die Funktionsgeschwindigkeit der Anordnung zu vermindern.

Zur Verwirklichung des Schemaprinzips der Fig. 2 kann man z. B. die Schallung der F i g. 3 verwenden, die sich auf einen relativ langsamen Abtastcodierer mit hoher Genauigkeit, der bis zu 10 Bits liefert, bezieht.

Bei der Ausführungsform gemäß der F i g. 3 ist der Eingang des Verstärkers 1 an zwei MOS-Transistoren angeschlossen, die die Schalter 6 und 6' bilden. Am Eingang des Verstärkers befindet sich ein Feldeffekttransistor 7, der an seiner Steuerelektrode die Eingangssignale empfängt und über die Widerstände 8 bzw. 9 zwischen den Betriebsspannungen +12 V und — 12 V liegt. Der Emilter/Basisübergang eines pnp-Transistors 10 liegt im Nebenschluß zu dem Widerstand 8. Die Anode einer Diode 11 ist mit dem Kollektor des Transistors 10 und deren Kathode ist mit der Quellenelektrode des Transistors 7 verbunden. Die Reihenschaltung eines pnp-Transistors 12 und eines Widerstands 13 ist im Nebenschluß zu dem Widerstand 9 geschaltet. Der Kollektor des Transistors 10 ist durch eine Diode 14 mit der Basis des Transistors 12 verbunden, die über einen Widerstand 15 mit der Betriebsspannung —12 V und über eine: Diode 16 mit Masse verbunden ist.

Der gemeinsame Punkt A der Quellenelektrode des Transistors 7, der Kathode der Diode 11 und des Emitters des Transistors 12 sind mit der einen Seite des Kondensators 3 verbunden, dessen andere Seite mit dem Eingang eines Komparators und mit einem Schalter 2 in der gleichen Weise wie in F i g. 2 verbunden ist. Im Falle der F i g. 3 ist dieser Schalter ein Feldeffekttransistor, der durch Anlegen ein>er Spannung an seiner Steuerelektrode mittels einer Diode 17 gesteuert werden kann, die von einem Kondensator 18 überbrückt wird. Die Steuerelektrode ist über einen Widerstand 23 mit Masse verbunden.

Diese Anordnung ist so ausgebildet, daß der Eingangsverstärker gegenüber dem Maßstabsnetzwerk bzw. der Quelle des zu codierenden Signals einen großen Eingangswiderstand aufweist.

Der Abtast- und Codierzyklus ist in zwei Perioden unterteilt, nämlich die Abtastperiode und die Vergleichsperiode, die beide im wesentlichen gleich lang sind. Im Laufe der Abtastperiode beruht die Funktionsweise der Anordnung auf den relativen Werten der abzutastenden analogen Spannung und der in dem Speicherkondensator im Anfangszustand gespeicherten Spannung (entsprechend einer anderen zu codierenden Eingangsgröße oder eines anderen Abtastpunktes der gleichen zu codierenden Eingangsgröße).

Es sei zunächst angenommen, daß die abzutastende analoge Spannung kleiner ist als die in dem Speicherkondensator im Anfangszustand gespeicherte Spannung. In diesem Fall ist der Transistor 7 und auch der Widerstand 9 gesperrt, die Basis des Transistors 12 liegt im wesentlichen auf Massepotential, und der Transistor 12 leitet und bildet somit für den Kondensator 3 einen Entladekreis geringer Impedanz. Der Widerstand 13 hat eine geringe Größe im Gegensatz zu dem Widerstand 9, der den Ruhestrom in dem Feldeffekttransistor 7 und dem Transistor 10 abgrenzen soll. Nimmt man den umgekehrten Zustand an, so leitet der Transistor 7 und der Strom, der durch den Widerstand 8 fließt, bewirkt eine solche Vorspannung des Transistors 10, daß sich der Kondensator 3 auflädt.

Im Laufe der Vergleichsperiode werden die Schalter 6' und 2 gesperrt, und die Spannung Vi. wird durch den offenen Schalter 6 übertragen.

Dieser Abtastcodierer arbeitet genau, da er kein Element aufweist, das einen Linearitätsfehler verursachen kann, mit Ausnahme der Spannungen Vi. selbst,

ίο und die Abweichungen werden ausgeglichen. Die Vorrichtung arbeitet relativ langsam, da das Maßstabsnetzwerk die Störkapazitäten der beiden Schalter 6' und 6 und die Eingangskapazität des Verstärkers aufladen muß. Der Kondensator 3 kann um so höher gewählt

is werden, je niedriger der Codierrhythmus ist. Zum Beispiel kann man bei 100 kBits eine Kapazität von 10⁵ pF wählen. Die Fehler infolge der Störkapazitäten des Eingangs sind nun vernachlässigbar.

F i g. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform eines Abtastcodierers, der schneller arbeitet als der vorherige und bei dem Elemente, die denen der F i g. 3 gleich sind, mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind und die gleiche Aufgabe erfüllen. Diese Anordnung unterscheidet sich von der vorherigen nur dadurch, daß der Transistor 7 durch einen Doppelfeldeffekttransistor 19-20 ersetzt ist. Die Umschaltung von einer Periode auf die nächste wird in diesem Fall dadurch bewirkt, daß durch Anlegen entsprechender Spannungen an die Dioden 21 und 22 der eine oder der andere Transistor 19 und 20 leitet.

Während der Abtastperiode leiten die Schalter 6' und 2, an der Diode 21 liegt eine Spannung von +6 V und an der Diode 22 eine Spannung von —2 V. Der Transistor 19 leitet, und der Transistor 20 ist gesperrt. Der Kondensator 3 lädt sich auf.

Während der Vergleichsperioden sind die Schalter 6' und 2 gesperrt, an der Diode 21 liegt eine Spannung von — 2 V und an der Diode 22 eine Spannung von +6 V. Der Transistor 19 ist gesperrt, und der Transistor 20 leitet. Die Spannung Vl wird übertragen. In diesem Fall hat das Maßstabsnetzwerk nurmehr die Eingangskapazität des Verstärkers und die Kapazität der Diode zi laden, d. h. etwa 1OpF.

Der Doppelverstärker 19-20 spielt demnach zugleich die Rolle des Umschalters der Eingangsspannung. Dei

MOS-Transistor 6' dient ausschließlich dazu, wenn die; nötig ist, die zu codierende Spannung Vx von den· Steuerkreis der Diode 21 zu trennen, wenn diese leitet.

Die Anwendung der Erfindung ist nicht au Analog/Digital-Bewertungscodierer beschränkt. Sie is dann anwendbar, wenn es nötig ist, eine analogi Spannung abzutasten, danach mit einer Bezugsspan nung zu vergleichen, z. B. zur Signalgebung oder zu Auslösung eines Alarms, um eine Zeitamplitudenumset zung durchzuführen ( Vl ist hierbei eine am Anfang eine Reihenfolge veränderbare Spannung), und gegebenen falls eine Taktimpulszählung folgen soll (Analog/Digi tal-Stufencodierer). In diesem Fall weist der Abtastco dierer einen Taktgeber und einen den Taktgeber mi einem Zähler verbindenden Eingang auf, und de Komparator steuert die Auslösung und den Stop de Zählers, der die Taktimpulse erhält.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

21 Ol Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Abtasten und Vergleich von Spannungswerten, bei der in einer S Abtastperiode eine analoge Eingangsspannung einem Verstärker zum Aufladen eines Kondensators zugeführt wird, und in einer anschließenden Vergleichsperiode die Spannung am Kondensator mit einer Bezugsspannung in einem Komparator verglichen wird, und Schalter zum wcchselweisen Umschalten der Eingangs- und Bezugsspannung vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (1), der Kondensator (3) und der Komparator (4), der das Vorzeichen der Größe »Eingangsspannung minus Eszugsspannung« bestimmt, fest in Reihe geschaltet sind, daß die Schalter (6, 6') zum Umschalten der Eingangs- und Bezugsspannung in an sich bekannter Weise am Eingang des Verstärkers (1) vorgesehen sind und daß ein während der Abtastperiode geschlossener Schalter (2) zwischen dem Verbindungspunkt des Kondensators (3) mit dem Komparator (4) und Masse geschaltet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker einen von 1 verschiedenen Verstärkungsfaktor aufweist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch Einrichtungen, um die Bezugsspannung in codierter Form zu liefern, die von dem Komparator (4) gesteuct werden.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (4) den Durchgang und die Sperrung von Impulsen steuert, die von einem Taktgeber ausgehen, der auf einen Eingang wirkt, der in eine Verbindung des Taktgebers und eines Zählers eingeschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangselement des Verstärkers aus einer Doppelverstärkerstufe (19, 20) besteht, deren Eingänge jeweils mit einer Diode (21, 22) verbunden sind und die aufeinanderfolgend als Verstärker und Schalter wirken.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen Schalter (6'), der die analoge Eingangsspannung einem der beiden Teile der Eingangsdoppelverstärkerstufe (19,20) zuführt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangselement des Verstärkers ein Feldeffekttransistor ist.

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