DE2600194A1

DE2600194A1 - Entladungsschaltung fuer den integrationskondensator eines kapazitiv gegengekoppelten integrationsverstaerkers

Info

Publication number: DE2600194A1
Application number: DE19762600194
Authority: DE
Inventors: Heinz Lerche
Original assignee: Varian Mat GmbH
Current assignee: Finnigan MAT GmbH
Priority date: 1976-01-05
Filing date: 1976-01-05
Publication date: 1977-07-07
Also published as: GB1547299A; DE2600194B2; DE2600194C3; US4114050A

Description

Entladungsschaltung für den Integrationskondensator eines kapazitiv gegengekoppelten Integrationsverstärkers

Die Erfindung betrifft eine Entladungsschaltung für den Integrationskondensator eines kapazitiv gegengekoppelten Integrationsverstärkers.

Bei der Integration von Strömen oder Spannungen über die Zeit nach dem bekannten Prinzip des kapazitiv gegengekoppelten Verstärkers steht das Integral in Form einer Spannung am Verstärkerausgang zur Verfügung. Die Spannung steigt also bei anstehendem Meßsignal mit der Meßzeit, so daß bei entsprechend langer Meßzeit und kleiner Kapazität des Integrationskondensators

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-Sf-

bzw. kleiner Zeitkonstante des Integrationsgliedes theoretisch beliebig hohe Spannungswerte erreicht werden müßten. In der Praxis sind jedoch durch den endlichen Ausgangsspannungshub der Verstärker, der 100 Volt selten übersteigt, Grenzen gesetzt, die nicht überschritten werden dürfen und bei der Dimensionierung des Integrationskondensators bzw. der Zeitkonstante des Integrationsgliedes berücksichtigt werden müssen. Bei großem Meßsignal oder langer Meßzeit ergibt sich ein großer Kapazitätswert des Integrationskondensators bzw. eine große Zeitkonstante des Integrationsgliedes .

Präzise Messungen mit hoher spannungsmäßiger Auflösung des Integrals und großer Dynamik des Meßbereichs erfordern einen kleinen Kapazitätswert des Integrationskondensators bzw. eine kleine Zeitkonstante des Integrationsgliedes, so daß bei großen Meßsignalen oder zeitlich langen Meßvorgängen nach Erreichen der maximalen Ausgangsspannung des jeweiligen Verstärkertyps der Integrationskondensator während des Meßvorganges entladen werden muß und die Anzahl der Entladungen gezählt werden müssen. Während dieser Entladungszeit erfolgt keine Integration des Meßsignals, so daß die eigentliche Integrationszeit verkürzt wird und somit ein Meßfehler entsteht. Der Meßfehler wird umso kleiner, je kürzer sich die Entladungszeit im Verhältnis zur Integrationszeit realisieren läßt. Bei Integrationszeiten im Sekunden- und Millisekunden-Bereich können Entladungszeiten von einigen Milli- bzw. Mikrosekunden erforderlich werden.

Um den zeitlichen Verlauf eines Signals meßtechnisch zu erfassen, ist es für viele Meßproblerae, besonders aber bei der Messung kleiner Signale., vorteilhaft, das Meßsignal intervallweise zu integrieren. Bei einer geforderten hohen zeitlichen Auflösung des Signalverlaufs sind bei einer großen Meßsignalrate nur sehr kurze Integrationsintervalle möglich. Die Meßwertrate wird sehr

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-6.

hoch, so daß die einzelnen Amplitudenwerte nur noch von digitalen Datenerfassungsanlagen gespeichert und ausgewertet werden können. Die Genauigkeit dieser Meßmethode wird wegen der kurzen Integrationszeiten weitgehend durch die Genauigkeit des Integrationsintervalles, also durch die zeitlich exakte Steuerung des Integrationsbeginns und des Integrationsendes bestimmt. Bei Integrationszeiten im Milli- und Mikrosekunden-Bereich können Steuergenauigkeiten im Mikro- bzw. Nanosekunden-Bereich erforderlich werden.

Entscheidend für die Durchführbarkeit dieser Integrationsverfahren und für die Genauigkeit und Reproduzierbarkeit der Meßergebnisse ist neben der geeigneten Auswahl von Integrationsverstärker und Integrationskondensator die Realisierung der Entladung und Entladungssteuerung des Integrationskondensators.

Bei herkömmlichen Verfahren wird der Integrationskondensator von einem parallelliegenden, elektrisch steuerbaren Schalter entladen. Hierbei müssen verschiedene Umstände berücksichtigt werden.

Der Schalter muß während des Entladungsvorganges niederohmig sein, damit der Integrationskondensator schnell entladen wird und damit der zu integrierende Strom, der nun durch den Schalter fließt, keinen Spannungsabfall an ihm und somit auch nicht am Integrationskondensator hervorruft, wodurch der Integrationskondensator eine Anfangsladung erhält, die das Ergebnis des nächsten Integrationsvorganges verfälscht.

Der Schalter muß außerdem während des Integrationsvorganges hochohmig sein, damit kein Nebenschluß zum Integrationskondensator entsteht, der eine Stromverzweigung bzw. Entladung des Integrationskondensators bewirkt und somit einen Meßfehler verursacht. Der Fehlstrom des Schalters muß klein sein gegen den kleinsten, zu integrierenden Strom, der in der Praxis 1 pA und weniger betragen kann.

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Der Schalter muß weiterhin zeitlich verzogerungs- und prellfrei gesteuert werden können, damit vorgegebene Integrationszeiten bzw. Integrationsintervalle exakt eingehalten werden.

Darüber hinaus darf der Steuerimpuls des Schalters in den Integrationskondensator keine Ladung induzieren oder influenzieren. Am Schalter darf trotz dynamischer Niederohmigkeit keine Restspannung verbleiben. Schließlich sollte der Schalter bipolar arbeiten.

Die wichtigsten Daten der bekannten Schalter sind in der folgenden Tabelle aufgeführt:

Schalter	^Rein bzv/. Rest- BPg.	^Raus bzv/. Fehl st rom	Verzog de Inten ein	!•erung J-S ^ralls aus	Ungenaui.^- keit der Integra- tionszeit	Steuer- ImpulE- Lb er- tragun^;	bipolar
Reedrelais	0,1 ■■£.	10 T£	0,5ms	0,3ms	0,2 ms + 0,2 ms Prellzeit	ab- schirm bar	Ja
Transistor	10 mV	10 nA	15 ns	5 fis	5 /is	vorhan den	nein
Transistor mit Diode	50 mV	30 nA	15 ns	15 ns	5 ns	vorhan den	nein
FET- - Schalter	50 £	5 nA	1 ^s	0,5ns	0,5 fis	vorhan den	Ja

Die Vor- und Nachteile der einzelnen Schalter sind etwa gleichmäßig über alle verteilt und je nach Meßbedingung von unterschiedlicher Bedeutung für die Genauigkeit des Meßergebnisses. Bei hohen

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Ansprüchen an die Vielseitigkeit und Genauigkeit des Integrators muß man sich jedoch mit Kompromißlösungen abfinden, da kein Schalter alle Anforderungen erfüllt.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Unzulänglichkeiten der bekannten Entladungsschaltungen zu vermeiden und eine Entladungsschaltung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der bauteilbedingte Nachteile im wesentlichen durch schaltungstechnische Maßnahmen umgangen werden und optimale Daten für die Schalteinrichtung erzielt werden.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Ausgang des Integrationsverstärkers mit dem nichtinvertierenden Eingang eines zweiten Verstärkers verbunden ist, daß der invertierende Eingang dieses zweiten Verstärkers auf Nullpotential liegt, daß der Ausgang des zweiten Verstärkers mit einer elektrisch steuerbaren Schalteinrichtung verbunden ist, die den Ausgang des zweiten Verstärkers in einer ersten Stellung mit dem invertierenden Meßeingang des Integrationsverstärkers und in einer zweiten Stellung mit Nullpotential verbindet. Bei dieser erfindungsgemäßen Schaltung wird also so verfahren, daß die Ausgangsspannung des Integrationsverstärkers einem zweiten Verstärker zugeführt wird, daß der zweite Verstärker einen ständigen Vergleich dieser Ausgangsspannung mit Nullpotential vornimmt, die Abweichungen zum Nullpotential phasenrichtig verstärkt und diese Abweichungen an eine elektrisch steuerbare Schalteinrichtung leitet, die in einer ersten Stellung die Abweichungen auf den Meßeingang des Integrationsverstärkers zurückführt, wodurch die Ausgangsspannung des in sich geschlossenen Regelkreises auf Nullpotential geregelt und dadurch der Integrationskondensator zwangsläufig entladen wird,und In einer zweiten Stellung die Abweichungen vom Meßeingang des Integrationsverstärkers trennt und gegen Nullpotential ableitet, so daß eine ungehinderte Integration eines Meßsignals am Integrationskondensator des Integrationsver-

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stärkers erfolgen kann. Mit der erfindungsgemäßen Schaltung ist eine genaue, extrem schnelle und exakt steuerbare Entladung von Integratoren möglich mit vorzugsweise kleinen Kapazitäten bis zu ca. IQpF herab für die Integration von vorzugsweise kleinen Strömen bis zu ca. 1 pA herab, während vorzugsweise kurze Integratxonszexten bis zu ca. 10,us. herab bei Entladungs

zeiten bis zu ca. 5/US

herab.

Mit Hilfe der erfindungsgemäßen Schaltung und des erfindungsgemäßen Verfahrens können Daten für den Entladungsvorgang erzielt werden, die in ihrer Gesamtheit den bisher erzielbaren Daten weit überlegen sind. Zum Vergleich werden die Werte für die Größen der obigen Tabelle, die z.B. mit einer erfindungsgemäßen Schaltung erzielt werden können, angegeben:

Erfindung

10 m£

nicht
vorhan
den

20 ns

5 ns

nicht
vorhan
den

Ja

Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltung, insbesondere der Schalteinrichtung und der Verwendung der gesamten Schaltung als Abtast- und Halte-Schaltung, sind in den Unteransprüchen angeführt.

Weitere Merkmale, Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung. Darin zeigen:

Fig. 1 eine Prinzipschaltung der erfindungsgemäßen Entladungsschaltung,

Fig. 2 eine hinsichtlich der Schalteinrichtung gegenüber Fig. 1 deatailliertere 'Prinzipschaltung der Entladungsschaltung,

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Fig. 3 bis 5 verschiedene Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Entladungsschaltung,

Fig. 6 eine Prinzipschaltung der erfindungsgemäßen Entladungsschaltung als Abtast- und Halte-Schaltung, und

Fig. 7 eine Ausführungsform der Abtast- und Halte-Schaltung gemäß Fig. 6.

In Fig. 1 ist das Prinzip der Entladungsschaltung dargestellt. Das Meßsignal steht am invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al an, der über den Integrationskondensator Cl kapazitiv gegengekoppelt ist. Der Ausgang des Integrationsverstärkers Al ist mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers A2 verbunden, dessen invertierender Eingang mit dem Nullpotential verbunden ist. Der nicht-invertierende Eingang des Integrationsverstärkers Al ist ebenfalls mit dem Nullpotential verbunden. Der Ausgang des Verstärkers A2 ist mit einer Schalteinrichtung S verbunden, die den Ausgang des Verstärkers A2 in der dargestellten Schaltstellung mit dem invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al und in der anderen Schaltstellung mit dem Nullpotential verbindet.

Nimmt die Schalteinrichtung S die dargestellte Schaltstellung ein, die dem Entladungszustand der Schaltung entspricht - der zu integrierende Strom fließt hierbei über die Schalteinrichtung in den Ausgang des Verstärkers A2 -, so gilt:

^üaAl - ^UaA2 ⁽-^VAl>

^üaA2 = ^(üaAl " ^Ue(-)A2^{) V}A2

V V

ir TT ^A1 A2

^UaAl = ^Ue(-)A2 (D

^VA1 ^VA2 ^{+ X}

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•Μ.

wobei U . die Ausgangsspannung des Integrationsverstärkers Al,

aA.1

U _Ao die Ausgangsspannung des Verstärkers A2, U , s. die Eingangsspannung am invertierenden Eingang des Verstärkers A2,

V der Verstärkungsgrad des Integrationsverstärkers Al und

V der Verstärkungsgrad des Verstärkers A2 ist.

Da der invertierende Eingang des Verstärkers A2 mit Nullpotential verbunden ist, also U , >. = 0 Volt ist, folgt aus Gleichung (l):

U .. = 0 Volt
aAl

Man erkennt außerdem aus Gleichung (l), daß die Güte des Nullpunktes des Integrators von der Null-Fehler-Spannung (auch: Offset-Spannung) des Verstärkers A2 abhängt, nicht aber von der Null-Fehler-Spannung und der Null-Fehler-Spannungs-Drift des Integrationsverstärkers Al, der sich im Gegensatz zum Verstärker A2 im wesentlichen durch einen kleinen Eingangsstrom auszeichnen muß. Das bedeutet einen Vorteil gegenüber herkömmlichen Entladungsverfahren, da hier die Verstärker nach jeweils nur einem Kriterium ausgesucht zu werden brauchen.

Nimmt die Schalteinrichtung die Schaltetellung ein, die dem Integrationszustand der Schaltung entspricht - der zu integrierende Strom fließt hierbei in den Integrationskondensator Cl - so gilt:

dt . (2)

wobei U„ die Kondensatorspannung und

C die Kapazität des Integrationskondensators Cl ist.

Da der Integrationskondensator Cl zwischen dem invertierenden Ein-

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- r-

+49*.

gang und dem Ausgang des Integrationsverstärkers Al liegt, gilt außerdem:

^UC = ^Ue(-)A1 ^{+ U}aAl,

wobei U / λ», die Eingangsspannung (Meßsignal) am invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al ist.

^VA1

aAl - "C V + 1 *

Bei modernen Verstärkern beträgt der Verstärkungsfaktor V etwa

k 6 V

10 ..... 10 , so daß TT nur unwesentlich von 1 abweicht. Damit wird U^_A _Λ = V_n und mit Gleichung (2):

ü ,. =i I i dt
aAl C J

Die Schalteinrichtung S ist in einer einfachen Ausführungsform in Fig. 2 dargestellt. Sie besteht im Prinzip aus einer Reihenschaltung von zwei Halbleiterdioden, die von einem Hilfsstrom durchflossen werden, dem das zu schaltende Signal überlagert ist. Der Hilfsstrom fließt über die Widerstände Rl, Rh in die Schalteinrichtung, in der er sich verzweigt und die Widerstände R2, R3 und die Dioden D2, D3 durchfließt. Dadurch werden die Dioden D2, D3 leitend, so daß eine galvanische Verbindung vom Ausgang des Verstärkers A2 über die Widerstände R2, R3 und die Dioden D2, D3 zum invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al hergestellt wird, die den Regelkreis schließt. Der nicht-invertierende Eingang

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des Verstärkers A2 wird entsprechend seinem invertierenden Eingang auf O Volt geregelt und der invertierende Eingang des Integrationsverstärkers Al wird entsprechend seinem nichtinvertierenden Eingang auf 0 Volt geregelt. Somit ist der Verbindungspunktpunkt der Dioden D2, D3 virtuell mit Nullpotential verbunden. Bedingt durch die Brückenanordnung der Dioden D2, D3 und der Widerstände R2, R3 wird die Ausgangsspannung des Verstärkers A2 klein gehalten. Spannungsabfällen, die auf dem Übertragungsweg vom Ausgang des Verstärkers A2 bis zum invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al entstehen, erscheinen durch den Verstärkungsfaktor V des Verstärkers A2 geteilt am

Am

Ausgang des Integrationsverstärkers Al und werden dadurch vernachlässigbar klein.

Der Entladungszustand muß beendet werden, sobald die Integration eines Signals erfolgen soll. Dazu muß der in sich geschlossene Regelkreis aufgetrennt werden, indem die Verbindung vom Ausgang des Verstärkers A2 zum invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al von der Schalteinrichtung S unterbrochen wird. Die Unterbrechung wird dadurch erreicht, daß der Hilfsstrom, der zum Teil durch die Dioden D2, D3 fließt und sie in den leitenden Bereich steuert, durch z.B. ein Kontaktpaar K gegen Nullpotential abgeleitet wird, so daß die Dioden D2, D3 stromlos und somit gesperrt werden, wodurch die galvanische Verbindung vom Ausgang des Verstärkers A2 zum invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al unterbrochen wird. Damit ist auch der Regelkreis aufgetrennt und der zu integrierende Strom, der zuvor über die Dioden D2, D3 und die Widerstände R2, R3 in den Ausgang des Verstärkers A2 geflossen ist, fließt nun in den Integrationsvastärker Cl. Die Brückenwiderstände R2, R3 wirken zusätzlich strombegrenzend und verhindern, daß der Ausgang des Verstärkers A2 über die Kontakte K kurzgeschlossen wird. Anders als bei herkömmlichen Entladungsverfahren werden an die Kontakte K in Fig. 2 in Bezug auf Ilochohmigkeit im offenen Zustand und Niederohmigkeit im geschlossenen

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-Mr-

Zustand keine hohen Anforderungen gestellt, so daß sie durch Transistoren ersetzt werden können. Transistoren haben hier den Vorteil, daß sie prellfrei und nahezu verzögerungsfrei auf ein Steuersignal ansprechen.

In Fig. 3 sind die Kontakte K durch die komplementären Transistoren Tl, T2 ersetzt worden. Die Dioden D5, D6 verhindern, daß die Transistoren Tl, T2 im leitenden Zustand bis zur Sättigungsspannung ausgesteuert werden, was Sperrverzögerungszeiten von einigen ,us zur Folge hätte. Bei der Integration von Strömen im pA-Bereich müssen die Dioden D2, D3 Pico-Ampere-Dioden verwendet werden. Der Nachteil der Pico-Ampere-Dioden besteht in der verhältnismäßig langen und von Exemplar zu Exemplar unterschiedlichen Sperrverzögerungszeit. Das bedeutet, daß der Integratinskondensator Cl mit Beendigung des Entladungszustandes durch Ansteuern der Transistoren Tl, T2 bereits eine Anfangsladung über die Diode erhält, die zuletzt sperrt. Dieses Problem wird dadurch gelöst, daß in Reihe zu den Pico-Ampere-Dioden D2, D3 je eine schnelle Schaltdiode Dl, D4 mit einer Sperrverzögerungszeit von nur einigen ns geschaltet wird. Damit erhält man eine extrem hochohmige und zugleich schnelle Diodenanordnung. Die Widerstände R5, R6 sind hochohmig und legen das Potential zwischen den Dioden Dl, D2 und D3, Ok fest. Der Integrationskondensator Cl kann ebenfalls eine unerwünschte Anfangsladung erhalten, wenn die Transistoren Tl, T2 nicht exakt zur gleichen Zeit leitend werden. Das ist der Fall, wenn die Transistoren Tl, T2 unterschiedliche Schaltzeiten besitzen oder wenn die Steuerspannungen bzw.Steuerimpulse für die Transistoren Tl, T2 zeitlich unterschiedlich eintreffen. Die Widerstände R7, RÖ begrenzen bei anliegender Steuerspannung den Basis strom der Transistoren Tl, T2 und bilden in Verbindung mit den Kondensatoren C2, C3 Zeitglieder im ns-Bereich, mit deren variabler Zeitkonstante es möglich ist, die unterschiedlichen Schaltzeiten der Transistoren Tl, T2 und geringe Zeitdifferenzen der eintreffenden Steuerspannungen auszugleichen und die Anfangsladung und damit die Anfangsspannung des

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Integrationskondensators Cl auf Null Volt zu trimmen. Da die Dioden Dl, D2 und D3, D4 symmetrisch zu Null angeordnet sind, hebt sich die Wirkung ihrer aufgeladenen Eigenkapazitäten auf. Der invertierende Eingang des Integrationsverstärkers Al ist von allen impulsführenden Leitungen örtlich zu trennen, um kapazitive Einstreuungen zu vermeiden. Die Dioden DlO, DIl und D12, DI3 verhindern, daß der Verstärker A2 von der Ausgangsspannung des Integrationsverstärkers Al in den Sättigungsbereich gesteuert wird, da sonst störende Speicherzeiten entstehen. Im Bedarfsfall kann die Anzahl der Dioden erhöht werden. Zwischen dem Ausgang des Integratinsverstärkes Al und dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers A2 ist der Widerstand R15 und zwischen dem Nullpotential und dem invertierenden Eingang des Verstärkers A2 ist der Widerstand Rio geschaltet. Die komplementären Transistoren Tl, T2 werden mit zwei exakt symmetrischen Spannungen bzw. Impulsen verschiedener Polarität angesteuert.

In Fig. 4 ist der pnp-Transistor T2 durch den npn-Transistor T3 ersetzt worden, um mit einer unipolaren Spannungs- bzw. Impulsquelle die Entladung zu steuern. Das Steuersignal wird über die Dioden D8, D9 zwei steuerbaren Konstantstromquellen, bestehend aus den Transistoren TA, T5, den Widerständen RIl, R12, R13, Rl4 lind dem Kondensator C4, zugeführt, die potentialtrennend die Transistoren Tl, T3 ansteuern. Der Hilfsstrom für die Dioden Dl, D2, D3, D4, der in den Fig. 2,3 und 4 von den Widerständen Rl, R4 erzeugt wird, kann auch von Konstantstromquellen geliefert werden.

Fig. 5 zeigt eine Ausführung der Entladungsschaltung, in der der Hilfsstrom für die Dioden Dl, D2, D3, D4 von den Konstantstromquellen To, Rl7 und T7, Rl8 geliefert wird. Die Konstantstromquellen werden von dem Verstärker A2 über die Widerstände R20, RI9 und R21, R22 gesteuert, so daß dem Hilfsstrom zugleich das zu übertragende Signal überlagert ist, wodurch die Symmetrierwiderstände R2, R3 entfallen können. Da die Konstantstromquellen

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invertierend wirken, sind die Polaritäten der Eingänge des Verstärkers A2 vertauscht worden. Diese Ausführung ist bei großen Kapazitätswerten des Integrationskondensators Cl vorteilhaft. Die Steuerung der Entladung kann Selbstverständlich auch nach der in Fig. k dargestellten Anordnung erfolgen.

Die bereits hergeleitete Gleichung (l) für die Ausgangsspannung des Integrators während des Entladungszustandes

V · V Al A2

"«Al -».(-)M T_At . V_A2

sagt aus, daß bei genügend großen Verstärkungsfaktoren V. bzw. V. die Ausgangsspannung U des Integrationsverstarkers Al praktisch gleich der Eingangsspannung U , %.„ des Verstärkers A2 ist. Bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 1 bis 5 ist der invertierende Eingang des Veastärkers A2 mit Nullpotential verbunden, also U , ■. _Äp = 0 Volt, so daß die Ausgangsspannung U . des Integrationsverstarkers Al ebenfalls 0 Volt beträgt. Diese 0 Volt bleiben erhalten, wenn vom Entladungszustand in den Integrationszustand umgeschaltet wird und kein zu integrierender Strom in den Integratoreingang fließt.

Wird der invertierende Eingang des Verstärkers A2 während des Entladungszustandes nicht mit Nullpotential, sondern mit einer Spannung U verbunden, also U / *.„ = U, so ist auch die Ausgangsspannung U _A1 des Integrationsverstarkers Al gleich der Spannung U (Fig. 6). Diese Spannung U am Ausgang des Integrationsverstärkers Al bleibt ebenfalls erhalten, wenn vom Entladungszustand in den Integrationszustand umgeschaltet wird und kein zu integrierender Strom in den Integratoreingang fließt. In diesem Integrationszustand kann sich die Spannung U am invertierenden Eingang des Verstärkers A2 auch ändern, ohne daß die Ausgangsspannung U .. des Integrationsverstärkers Al davon beeinflußt wird, da die Verbindung

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vom Ausgang des Verstärkers A2 zum invertierenden Eingang des Integrationsverstärkers Al von der Schalteinrichtung S unterbrochen ist.

Der Spannungswert, der während des Entladungszustandes bzw. zum Zeitpunkt der Beendigung des Entladungszustandes am invertierenden Eingang des Verstärkers A2 liegt, wird also während des Integrationszustandes gespeichert, wenn kein zu integrierender Strom in den Integratoreingang fließt. Daraus folgt, daß sich der Integrator mit der Entladungsschaltung in eine genaue und exakt steuerbare Abtast- und Halte-Schaltung umwandeln läßt.

Fig. 7 zeigt eine vollständige Abtast- und Halte-Schaltung. Die Polaritäten der Eingänge des Verstärkers A2 sind hier vertauscht worden, da dem Verstärker die invertierenden KonstantStromquellen nachgeschaltet sind. Die Steuerung der Abtast- und Halte-Zustände kann auch nach der in Fig. \ dargestellten Anordnung erfolgen. Exakt steuerbare Abtast- und Halte-Schaltungen sind erforderlich, um z.B. bei der intervallweisen Integration zeitlich veränderlicher Signale den Wert des Integrals am Ende eines IntegrationsIntervalls zu übernehmen und zu speichern, so daß der Integrationskondensator sofort entladen werden kann und für die nächste Integration bereit ist, während zurgleichen Zeit das gespeicherte Integral, z.B. von einem Analog/Digital-Wandler in eine Digitalinformation umgewandelt wird, die dann z.B. von einer Datenerfassungsanlage weiterverarbeitet werden kann.

Der beschriebene Integrator mit einer Entladungsschaltung und die Abtast- und Halte-Schaltung stellen also in Verbindung mit einer Datenerfassungsanlage eine ideale Kombination zur Erfassung von Meßwerten schnell ablaufender analoger Vorgänge dar.

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Claims

26QQ194 - vf-

Patentansprüche

[ 1.1 Entladungsschaltung für den Integrationskondensator eines ^ kapazitiv gegengekoppelten Integrationsverstärkers, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Integrationsverstärkers (Al) mit dem nicht-invertierenden Eingang eines zweiten Verstärkers (A2) verbunden ist, daß der invertierende Eingang dieses zweiten Verstärkers (A2) auf Nullpotential liegt, daß der Ausgang des zweiten Verstärkers (A2) mit einer elektrisch steuerbaren Schalteinrichtung (S) verbunden ist, die den Ausgang des zweiten Verstärkers (A2) in einer ersten Stellung mit dem invertierenden Meßeingang des Integrationsverstärkers (Al) und in einer zweiten Stellung mit Nullpotential verbindet.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung (S) eine Reihenschaltung von mindestens zwei in ihren leitenden und nicht-leitenden Zustand schaltbaren Halbleiterdioden (D2, D3) aufweist, die in ihrem leitenden Zustand eine galvanische Verbindung zwischen dem Ausgang des zweiten Verstärkers (A2) und dem invertierenden Meßeingang des Integrationsverstärkers (Al) und die in ihrem nicht-leitenden Zustand eine Unterbrechung dieser galvanischen Verbindung und eine Verbindung des Ausgangs des zweiten Verstärkers (A2) mit Nullpotential herstellen.

3· Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiterdioden (D2, D3) von einem Hilfsstrom, dem das zu schaltende Signal überlagert wird, in den leitenden Zustand und durch Ableitung des Hilfsstroms auf Nullpotential in den nicht-leitenden Zustand versetzt werden.

ORIGINAL INSPECTED

709827/01 SO *■——

k. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung des Hilfsstroms durch die Halbleiterdioden (D2, D3) bzw. zum Nullpotential durch ein zu dem Halbleiterdiodenpaar (D2, D3) parallel geschaltetes Transistorpaar (Tl, T2; Tl, T3) erfolgt.

5· Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Transistorpaar aus zwei komplementären Transistoren (Tl, T2) besteht, die von symmetrischen Spannungen verschiedener Polarität gesteuert werden.

6. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Transistorpaar aus zwei gleichen Transistoren (Tl, T3) besteht, die von einer unipolaren Spannung gesteuert werden.

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbleiterdioden (D2, D3) aus Pico-Ampere-Dioden bestehen, die jeweils in Reihe mit einer Diode (Dl, Dk) mit sehr kurzer Sperrverzögerungszeit geschaltet sind.

8. Schaltung nach Anspruch 7i dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Verbindungspunkte zwischen den aus Pico-Ampere-Dioden bestehenden Halbleiterdioden (D2, D3) und den Dioden (Dl, Ok) mit sehr kurzer Sperrverzögerungszeit und das Nullpotential jeweils ein hochohmiger Widerstand (R5, R6) geschaltet ist.

9. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Hilfsstrom für die Halbleiterdioden (D2, D3) von KonstantStromquellen (Τ6, R17; T7, Rl8) geliefert wird.

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10. Schaltung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquellen (Τ6, R17» T7» Rl8) vom zweiten Verstärker (A2), dessen Eingänge vertauscht sind, gesteuert werden, wobei dem Hilfsstrom zugleich das zu übertragende Signal überlagert wird.

11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des zweiten Verstärkers (A2) mit einer von Null verschiedenen Spannung verbunden wird und die Gesamtschaltung als Abtast- und Halteschaltung für diese Spannung verwendet wird.

12. Verfahren zur Entladung des Integrationskondensators eines kapazitiv gegengekoppelten Integrationsverstärkers, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung des Integrationsverstärkers einem zweiten Verstärker zugeführt wird, daß der zweite Verstärker einen ständigen Vergleich dieser Ausgangsspannung mit Nullpotential vornimmt, die Abweichungen zum Nullpotential phasenrichtig verstärkt und diese Abweichungen an eine elektrisch steuerbare Schalteinrichtung leitet, die in einer ersten Stellung die Abweichungen auf den Meßeingang des Integrationsverstärkers zurückführt, wodurch die Ausgangsspannung des in sich geschlossenen Regelkreises auf Nullpotential geregelt und dadurch der Integrations· kondensator zwangsläufig entladen wird und die in einer zweiten Stellung die Abweichungen vom Meßeingang des Integrationsverstärkers trennt und gegen Nullpotential ableitet, so daß eine ungehinderte Integration eines Meßeingangs am Integrationskondensator des Integrationsverstärkers erfolgen kann.

Bremen, 1.12.1975 für die Anmelderin:

Meissner & Bolte Patentanwälte

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