DE2836324C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 genannten Art, wie sie aus der DE-OS 24 26 859 bekannt ist.

Aus der DIN 41 328 Blatt 4 Juni 1974 ist ferner eine Schaltungsanordnung zur Messung der Gleichspannungskapazität eines Elektrolyt- Kondensators bekannt. Dabei wird zur Messung der Kapazität der zu prüfende Kondensator auf eine zuvor festgelegte Referenzspannung aufgeladen und danach über einen Entladewiderstand entladen, wobei die Zeit vom Beginn der Entladung bis zum Abfall der Spannung am Kondensator auf einen bestimmten Wert gemessen wird. Für das Umschalten des Kondensators nach erfolgtem Ladevorgang zum nachfolgenden Entladevorgang und umgekehrt werden, wie z. B. aus der DE-OS 24 26 859 bekannt, mechanische Umschalter, vorzugsweise Relais, eingesetzt, da sie einen sehr kleinen Serienwiderstand aufweisen. Nachteilig sind jedoch die großen Schaltzeiten und die große Steuerleistung.

Der Einsatz von Feldeffekt-Transistoren (FET) als Schalter hat zwar den Vorteil schneller Schaltzeiten, jedoch den Nachteil eines großen Serienwiderstandes, der die Ladezeitkonstante und somit die Ladezeit verlängert. Bei großen zu messenden Kapazitäten sind deshalb keine kurzen Meßzyklen mehr möglich. Der Kondensator wird ferner während des Ladevorganges wegen des Spannungsabfalles am Serienwiderstand des Umschalters nicht exakt auf die Referenzspannung aufgeladen, so daß in der darauffolgenden Entladephase von einem falschen Spannungspegel ausgegangen wird. Ferner erhöht auch der Innenwiderstand der Referenzspannungsquelle die Ladezeit. Des weiteren addiert sich der Serienwiderstand des Schalters während des Entladevorganges zum Entladewiderstand und beeinflußt somit die Meßgenauigkeit.

Nicht nur in der Meßtechnik beim Messen der Kapazität eines Kondensators, sondern immer dann, wenn niederohmige, kapazitive oder niederohmig-kapazitive Lasten geschaltet werden sollen, treten die gleichen Probleme hinsichtlich des vorhandenen Serienwiderstandes des verwendeten Schalters auf.

Bei niederohmigen Lasten entsteht ein Spannungsabfall am Serienwiderstand des Schalters, bei kapazitiven Lasten in Verbindung mit zu schaltenden Wechselspannungssignalen ebenfalls. Bei kapazitiven Lasten in Verbindung mit zu schaltenden Gleichspannungssignalen ergibt sich ein Ladevorgang mit einer Zeitkonstante, die sich aus den Werten der kapazitiven Last und des Serienwiderstandes des Schalters ergibt. Daraus folgt, daß die Ladung einer Kapazität eine bestimmte Zeit dauert, wobei diese Zeit mit dem Serienwiderstand des Schalters ansteigt. Bei niederohmig-kapazitiven Lasten ergibt sich sowohl eine Zeitverzögerung als auch ein Spannungsabfall.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zu entwickeln, mit deren Hilfe niederohmige Lasten, kapazitive Lasten und niederohmig-kapazitive Lasten ohne Einfluß eines Schalter-Serienwiderstandes in schneller Weise an eine Spannungsquelle geschaltet werden können.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst. Zweckmäßige Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen genannt.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile liegen insbesondere darin, daß bei geschlossenem Schalter in jedem Fall die volle Referenzspannung am Lastwiderstand liegt. Weder der Innenwiderstand der Spannungsquelle noch der Schalter- Serienwiderstand bewirken eine Verfälschung der Spannung. Bei kapazitiver Last kommt als weiterer Vorteil hinzu, daß der Schalter-Serienwiderstand vom Operationsverstärker ausgeregelt wird und deshalb mit der kapazitiven Last kein Verzögerungsglied bildet, so daß mit sehr kurzen Schaltzeiten gearbeitet werden kann.

Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung findet als Schalter ein steuerbarer Halbleiterschalter, insbesondere ein Feldeffekt-Transistor Einsatz. Dieser ermöglicht kurze Schaltzeiten. Der Spannungsabfall am relativ hohen Serienwiderstand des Transistors wird durch den Operationsverstärker ausgeregelt und somit nicht wirksam.

Des weiteren liegt wahlweise ein Begrenzungswiderstand zwischen dem Schalter und dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers. Hierdurch wird vorteilhaft eine Kurzschlußfestigkeit des Verstärkers erzielt.

Bei einer Schaltungsanordnung zur Kapazitätsmessung nach der Entlademethode kommen die erfindungsgemäßen Vorteile voll zum Tragen. Es kann deshalb mit einem sehr kurzen Meßzyklus, also schnell ohne Verfälschung des Meßergebnisses durch den Schalterserienwiderstand und den Innenwiderstand der Referenzspannungsquelle gemessen werden.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung findet bei einem Digitalmultimeter bzw. Digitalvoltmeter als Entladewiderstand für verschiedene Kapazitätmeßbereiche der Eingangsteiler dieses Digitalmultimeters bzw. Digitalvoltmeters Verwendung. Dies hat den Vorteil, daß die Kapazitätsmessung bei einem Digitalmultimeter bzw. Digitalvoltmeter ohne großen zusätzlichen Aufwand realisiert werden kann. Der Eingangsteiler dieses Digitalmultimeters bzw. Digitalvoltmeters wird gleichzeitig als umschaltbarer Entladewiderstand benutzt.

Ein weiterer Vorschlag der Erfindung geht dahin, daß der steuerbare Schalter mittels einer Meßschaltung ansteuerbar ist, der eingangsseitig die Referenzspannung sowie die am Kondensator liegende Spannung zugeführt sind. Die Meßschaltung weist dabei einen Komparator auf, der über seinen ersten Eingang und über einen Spannungsteiler mit der Referenzspannung beaufschlagt ist, dem über seinen zweiten Eingang die am Kondensator liegende Spannung zugeführt ist und der ausgangsseitig mit einer Ablaufsteuerung verbunden ist, die ihrerseits selbst den Schalter sowie eine Anzeigevorrichtung ansteuert.

Die Ablaufsteuerung wird hierbei direkt als Zähler verwendet, wobei die zur Entladung des Kondensators auf einen bestimmten Spannungswert benötigte Zeit gezählt bzw. bestimmt wird und dann als Maß für die Kapazität des Kondensators dient. Der Komparator schaltet dabei den Zähler bei Erreichen des vorbestimmten Spannungswertes ab.

Ferner kann der Spannungsteiler ein Potentiometer aufweisen, dessen Schleifkontakt mit dem Komparator verbunden ist. Dies ermöglicht vorteilhaft eine genaue Einstellung dieses vorbestimmten Spannungswertes.

Ein weiterer Vorschlag der Erfindung geht dahin, daß in Verbindung mit einem Digitalmultimeter bzw. Digitalvoltmeter dessen Ablaufsteuerung für die Analog-Digital-Wandlung gleichzeitig die Ablaufsteuerung für die Kapazitätsmessung übernimmt. In vorteilhafter Weise wird dabei ein bereits vorhandenes Schaltungsteil eines Digitalmultimeters bzw. Digitalvoltmeters auch zur Kapazitätsmessung verwendet.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung steuert der Schalter einen steuerbaren Halbleiterschalter, vorzugsweise einen Transistor an, dessen Arbeitskreis zum einen an einer Versorgungsspannungsquelle, zum anderen am zweiten Eingang des Operationsverstärkers liegt. Dies dient vorteilhaft zur Messung von Kondensatoren mit größeren Kapazitäten, d. h. größeren Ladeströmen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind im folgenden anhand der Zeichnungen erläutert.

Es zeigt:

Fig. 1 eine erfindungsgemäße Kapazitätsmeßschaltung;

Fig. 2 den zeitlichen Verlauf der Spannungen an einem Kondensator während eines Entladevorganges;

Fig. 3 das bei einer Meßschaltung angewandte Zweirampenverfahren;

Fig. 4 den zeitlichen Ablauf einer Kapazitätsmessung;

Fig. 5 eine Ausführungsform eines Entladewiderstandes;

Fig. 6 eine erfindungsgemäße Kapazitätsmeßschaltung für große Ladeströme;

Fig. 7 eine Anwendung der Erfindung zum beschleunigten Aufladen einer Kapazität;

Fig. 8 eine Anwendung der Erfindung zum Anlegen einer Spannung an einen Lastwiderstand.

In Fig. 1 ist eine erfindungsgemäße Kapazitätsmeßschaltung dargestellt. Der zu messende Kondensator mit der Kapazität C _X liegt zwischen einem Schaltungspunkt A und dem Masseanschluß der Kapazitätsmeßschaltung. Die Spannung an der zu messenden Kapazität C _X ist mit U _CX bezeichnet. Parallel zur Kapazität C _X ist ein Entladewiderstand R _E mit bekanntem Widerstandswert geschaltet. Der Schaltungspunkt A ist ferner mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers (= Ladeverstärker = Schaltverstärker = Regelverstärker) 1 verbunden.

Der positive Eingang des im folgenden als Ladeverstärker bezeichneten Operationsverstärkers 1 ist mit einer Referenzspannung U _ref beaufschlagt und liegt über einer aus Widerstand R₁, Potentiometer P und Widerstand R₂ bestehenden Serienschaltung an Masse. Die Anordnung R₁/P/R₂ kann dabei als über den Schleifkontakt des Potentiometers P einstellbarer Spannungsteiler bezeichnet werden. Der Schleifkontakt des Potentiometers P ist mit dem positiven Eingang eines Komparators (= Operationsverstärker) 2 verbunden und greift die Spannung U _ref /n am Spannungsteiler R₁/P/R₂ ab (n = beliebige Zahl).

Der negative Eingang des Komparators 2 ist mit dem negativen Eingang des Ladeverstärkers 1 verbunden. Der Ausgang des Ladeverstärkers 1, der die Spannung U _A aufweist, ist über einen Schalter S und den Serienwiderstand R _S des Schalters S - sowie wahlweise zusätzlich über einen Begrenzungswiderstand R _B1 - dem Schaltungspunkt A zugeführt. Als Schalter S ist im Ausführungsbeispiel ein Feldeffekt-Transistor eingesetzt.

Der Steueranschluß des Schalters S ist mit einer Ablaufsteuerung 3 verbunden, die eingangsseitig vom Ausgang des Komparators 2 versorgt wird sowie ausgangsseitig mit einer Anzeigevorrichtung 4 beschaltet ist.

Am Ladeverstärker 1 liegen ferner die Versorgungsspannungen + U _Batt und - U _Batt an, während der Komparator 2 an der Versorgungsspannung + U _Batt und an Masse liegt.

Die aus Komparator 2, Ablaufsteuerung 3, Anzeigevorrichtung 4 und einstellbarem Spannungsteiler R₁/P/R₂ bestehende Anordnung wird nachfolgend als Meßschaltung 5 bezeichnet. Die Steuersignale der Meßschaltung 5 an den Steueranschluß des Schalters 5 sind mit U _St bezeichnet.

Nachfolgend wird die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung beschrieben. Hierzu wird zunächst auf Fig. 2 verwiesen, die den zeitlichen Verlauf der Spannung an einem Kondensator während eines Entladevorganges darstellt.

Der zu prüfende bzw. zu messende Kondensator wird von einer konstanten Referenzspannung U _ref bis auf den U _ref /n-teil dieser Spannung über einen definierten Entladewiderstand R _E entladen. Die Zeit, die dabei verstreicht, ist proportional der zu messenden Kapazität C _X des Kondensators. Im Ausführungsbeispiel sowie in der Praxis wird dabei vielfach gewählt: n = e = 2,71828 . . . .

Für den Entladevorgang gilt allgemein: wobei Zeitkonstante τ = R _E · C _X (2)

Nach τ aufgelöst ergibt sich aus (1): Aus (3) und (2) folgt: Wenn nun der Kondensator auf den 1/n-ten Teil von U _ref entladen wird gilt: oder auch

ln U _ref - ln U (t) = - ln 1/n (5)

(5) eingesetzt in (4) ergibt: In (6) ist der Ausdruck so daß sich ergibt:

C _x = k · t (7)

wobei k = Konstante.

Wird z. B., wie in Fig. 2 zu sehen, der Kondensator mit der Kapazität C _x auf den U _ref /e-ten Teil entladen, also n = e, so ergibt sich nach (6)

t = C _x · R _E = τ.

Weil in diesem Fall zur Bestimmung der Kapazität die Zeitkonstante τ gemessen wird, nennt man dieses Verfahren auch τ-Methode. Bei der Entlade- oder τ-Methode wird die Entladezeit eines R-C-Gliedes zur Kapazitätsbestimmung gemessen.

Die Zeitmessung erfolgt mittels eines Schaltungsteiles, das bei üblichen Digitalvoltmetern (bzw. Digitalmultimetern) bereits in vorteilhafter Weise im Gerät vorhanden ist, nämlich der Ablaufsteuerung 3.

Die Zeitmessung mittels Ablaufsteuerung wird beispielsweise anhand der bekannten Ablaufsteuerung AY-3-3550 der Firma General Instruments erläutert. Sie steuert einen Analogteil, der nach dem Dual-Slope- oder Zweirampen-Verfahren arbeitet.

Zum besseren Verständnis der Kapazitätsmessung wird deshalb vorab das Dual-Slope-Verfahren anhand der Fig. 3 kurz erläutert.

Dual-Slope besteht aus drei Zeitbereichen t₁, t₂ und t₃. Während des Zeitbereiches t₁ wird die beliebige Eingangsspannung U _X für eine konstante Anzahl von Taktimpulsen aufintegriert. Während des Zeitbereiches t₂ wird mit einer Referenzspannung U _ref solange abintegriert, bis der Nulldurchgang erreicht ist. Während der Entladezeit läuft ein Zähler mit, der im Nulldurchgang mittels eines Komparators angehalten wird. Der Zählerstand ist dann proportional der Eingangsspannung U _x und wird auf der digitalen Anzeige ausgegeben. War die zu messende Spannung U _x so groß, daß während des Zeitbereiches t₂ nicht entladen werden konnte, so entsteht ein Überlaufsignal.

Während des Zeitbereiches t₃ wird die automatische Nullpunktkorrektur durchgeführt, die in diesem Fall nicht von Bedeutung ist.

Der zeitliche Verlauf der Spannung am Dual-Slope-Kondensator der Ablaufsteuerung 3 ist in Fig. 3 dargestellt. Der Verlauf I (durchgezogener Linienzug) in Fig. 3 ergibt sich bei einer Spannung U _X1 mit der Größe des halben Endwertes der Anzeige; der Verlauf II (strichpunktierter Linienzug) ergibt sich bei einer Spannung U _x2 mit der Größe des Endwertes der Anzeige; Verlauf III (gestrichelter Linienzug) hat ein Überlaufsignal zur Folge.

Die Messung der Entladezeit des Kondensators bei der Kapazitätsmessung wird also während des Zeitbereiches t₂ durchgeführt.

Der Zähler muß mittels eines Komparators 2 an der entsprechenden Schwelle U _ref /n angehalten werden.

In Fig. 4 ist hierzu der zeitliche Ablauf einer Kapazitätsmessung bei der erfindungsgemäßen Meßschaltung dargestellt. Der Schalter S wird über seinen Steueranschluß von den Steuersignalen U _St der Ablaufsteuerung 3 der Meßschaltung 5 gesteuert. Die Ablaufsteuerung 3 gibt hierzu ein Steuersignal U _St aus, das am Beginn des Zeitbereiches t₂ vom Wert "0" auf den Wert "1" springt und bei einem positiven Impuls am Ausgang des Komparators 2 wieder auf den Wert "0" zurückspringt. Ein positiver Impuls am Ausgang des Komparators 2 tritt dann auf, wenn die Spannung U _Cx an der zu messenden Kapazität C _x vom Wert U _ref auf den Wert U _ref /n (beispielsweise U _ref /e) abgefallen ist.

Während des Zeitbereiches t₁ weist das Steuersignal U _St der Meßschaltung den Wert "0", was gleichbedeutend mit dem Schaltzustand "EIN" des Schalters S ist. Die zu messende Kapazität C _x wird über den Ladeverstärker 1 und den geschlossenen Schalter S auf die Spannung U _Cx = U _ref aufgeladen. Dem Komparator 2 liegt an seinem negativen Eingang ebenfalls die Spannung U _ref an, während sein positiver Eingang mit dem festeingestellten Spannungsvergleichswert U _ref /n beaufschlagt ist.

Der Ausgang des Komparators 2 weist infolgedessen während des Zeitbereiches t₁ den Signalwert "0" auf.

Am Anfang des Zeitbereiches t₂ springt, wie bereits erwähnt, das Steuersignal U _St vom Wert "0" auf den Wert "1", was eine Zustandsänderung des Schalters S vom "EIN"-Zustand in den "AUS"-Zustand zur Folge hat. Der zu messende Kondensator entlädt sich über den Entladewiderstand R _E , bis die Spannung an ihm vom Wert U _Cx = U _ref auf den Wert U _Cx = U _ref /n abgefallen ist. Bei Erreichen dieser Schwelle U _Cx = U _ref /n liefert der Komparator 2 einen positiven "1"-Impuls an die Ablaufsteuerung 3 der Meßschaltung 5, was ein Stoppen des vom Beginn des Zeitbereiches t₂ an mitlaufenden Zählers und ein Abfallen des Steuersignals U _St vom Wert "1" auf den Wert "0" zur Folge hat. Daraus resultiert eine Zustandsänderung des Schalters S vom "AUS"-Zustand in den "EIN"-Zustand, d. h. die Spannung U _Cx am Kondensator nimmt wiederum den Wert U _Cx = U _ref an. Dies dauert bis zum Ende des Zeitbereiches t₂ und darüber hinaus auch in den sich anschließenden Zeitbereichen t₃ und t₁ an. Der Zählerstand des Zählers der Ablaufsteuerung 3 wird mit Hilfe der Anzeigevorrichtung 4 angezeigt. Mit Beginn des Zeitbereiches t₂ wiederholt sich der beschriebene Vorgang.

Die genauigkeitsbestimmenden Bauelemente bei dieser Entlademethode sind der Entladewiderstand R _E und der Spannungsteiler R₁/P/R₂. Die Widerstände unterliegen jedoch nahezu keiner Drift. An die Spannung U _ref ist lediglich die Forderung zu stellen, über einen Meßzyklus t₁ - t₂ - t₃ konstant zu bleiben. Temperatur- und Langzeitdriften bzw. der absolute Wert der Spannung U _ref haben keinen Einfluß auf die Messung.

Als Entladewiderstand R _E kann vorteilhaft, wie in Fig. 5 dargestellt ist, ein bei einem Digitalvoltmeter bzw. Digitalmultimeter bereits vorhandener Eingangsteiler 6, bestehend aus den Widerständen R _E1, R _E2, R _E3, R _E4 . . . sowie den Schaltern S₁, S₂, S₃, S₄ . . . verwendet werden. Je nach Schalterstellungen von S₁ . . . S₄ ergeben sich entsprechende Widerstandswerte für den Entladewiderstand R _E , d. h. es können verschiedene Kapazitätsbereiche mit Hilfe derselben Ablaufsteuerung 3 gemessen werden.

Aus der umgeformten Gleichung (6) ergibt sich dabei das Verhältnis (Entladefaktor) 1/n

Bei bekanntem Kapazitätswert C _X (beispielsweise kann der Endwert eines Kapazitätsbereiches eingesetzt werden), bekanntem Entladewiderstand R _E und bekanntem Zeitbereich t = t₂ (Referenzintegrationszeit t₂ der Ablaufsteuerung 3) läßt sich 1/n bestimmen. Das Verhältnis 1/n gibt dabei an, auf welchen Teil ihres Wertes die Referenzspannung U _ref während des Entladevorganges an der Kapazität C _X abfallen muß, bei der der Komparator 2 einen positiven "1"-Ausgangsimpuls an die Ablaufsteuerung 3 abgibt.

Bei der Wahl der Referenzspannung U _ref ist zu beachten, daß diese Spannung U _ref voll an der zu messenden Kapazität C _x anliegt, die Nennspannung des zu messenden Kondensators muß also höher als U _ref sein. Der Schwellwert U _ref /n darf andererseits nicht zu niedrig sein, um nicht im Bereich der Offset- Spannung des Komparators 2 zu liegen. Dies würde kein zuverlässiges Einhalten der Spannungsschwelle U _ref /n ermöglichen.

Aus diesen Voraussetzungen läßt sich der geeignete Widerstandswert des Entladewiderstandes R _E für jeden Kapazitätsbereich bestimmen.

Bei der Messung der Kapazität beeinflußt der Isolationswiderstand R _Isol des zu messenden Kondensators das Meßergebnis. Dieser Isolationswiderstand R _Isol liegt parallel zur Kapazität C _x und zum Entladewiderstand R _E . Bei Berücksichtigung des Isolationswiderstandes R _Isol ergibt sich für die Zeitkonstante t

Der Schalter S muß sehr kleine Schaltzeiten aufweisen. Diese Forderungen erfüllen Feldeffekt-Transistoren und FET-Analogschalter. Der Einschaltwiderstand des Feldeffekt-Transistors ist dann mit R _s (Serienwiderstand) bezeichnet.

Der Ladeverstärker 1 bewirkt, daß trotz dieses Serienwiderstandes R _S die volle Referenzspannung U _ref ohne jeden Spannungsabfall an die zu messende Kapazität C _x gelegt werden kann. Die Versorgungsspannung + U _Batt für den Ladeverstärker 1 muß so gewählt werden, daß die Ausgangsspannung U _A des Ladeverstärkers 1 der Summe aus der Referenzspannung U _ref und dem Spannungsabfall am Serienwiderstand R _S des Schalters entspricht:

Zusätzlich kann ein Begrenzungswiderstand R _B1 in Serie zum Schalter S gelegt werden. Dieser Widerstand R _B1 dient zur Begrenzung des Stromes durch den Schalter S.

Die Versorgungsspannung + U _Batt des Ladeverstärkers 1 muß dann so gewählt werden, daß die Ausgangsspannung U _A des Ladeverstärkers 1 mindestens die Summe aus U _ref und dem Spannungsabfall an (R _B + R _S ) erreicht:

Der Einsatz des Potentiometers P zwischen den Widerständen R₁ und R₂ ist nicht zwingend notwendig, erleichtert jedoch die genaue Einstellung der Schwelle U _ref /n innerhalb des Spannungsteilers R₁/P/R₂. Das Potentiometer dient ferner zum Ausgleichen der Offset-Spannungen der beiden Operationsverstärker Ladeverstärker 1 und Komparator 2.

Sollen Kondensatoren mit großen Kapazitäten C _x gemessen werden, fließen also große Ladeströme, so kommt die leicht abgewandelte Kapazitätsmeßschaltung gemäß Fig. 6 zum Einsatz. Zusätzlich zur Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 ist in die Verbindung zwischen dem Schaltungspunkt A und dem Schalter S die Basis- Emitter-Strecke eines (NPN-) Transistors T geschaltet, wobei zwischen Basisanschluß des Transistors T und Serienwiderstand R _S des Schalters S ein Vorwiderstand R _V zur Begrenzung des Steuerstromes des Transistors T geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors T ist über einen Begrenzungswiderstand R _{B 2} mit der Versorgungsspannung + U _Batt beaufschlagt, der Emitter des Transistors T liegt am Schaltungspunkt A. Die weitere Beschaltung der Kapazitätsmeßschaltung für große Ladeströme ist wie unter Fig. 1 beschrieben.

Der in die Rückkopplung geschaltete Transistor T ist in der Ladephase der Kapazität C _x voll durchgeschaltet; dadurch kann mit noch größerem Strom, und damit noch schneller geladen werden. Der maximal zulässige Ladestrom wird durch den Begrenzungswiderstand R _B2 eingestellt. Reicht die Stromverstärkung des Transistors T nicht aus, weil die Last (Parallelschaltung aus C _x und R _E ) zu niederohmig ist, oder der Kondensator mit der zu messenden Kapazität C _x noch zu langsam geladen wird, kann ein entsprechender Darlington-Transistor T oder V-MOS Transistor eingesetzt werden. Ein weiterer Vorteil dieser Schaltung ist der, daß der Ladestrom nicht vom Ladeverstärker 1 aufgebracht werden muß.

In Fig. 7 ist eine weitere Anwendungsmöglichkeit der Erfindung dargestellt: Beschleunigtes Aufladen einer Kapazität C _x auf eine Referenzspannung U _ref . Hierbei wird die Spannung U _ref (auf die der Kondensator C _x aufgeladen werden soll) ebenfalls dem positiven Eingang des Ladeverstärkers 1 zugeführt. Der Kondensator C _x selbst liegt am negativen Eingang des Ladeverstärkers 1, die Rückkopplung vom Ausgang des Ladeverstärkers 1 an seinen negativen Eingang erfolgt wiederum über den steuerbaren Schalter S mit seinem Serienwiderstand R _S und wahlweise über einen hierzu in Reihe liegenden Begrenzungswiderstand P _B1. Dem Ladeverstärker 1 liegen die Versorgungsspannungen + U _Batt und - U _Batt an. Nach Durchsteuern des Schalters S wird die Kapazität C _x beschleunigt ohne jeden Spannungsabfall und ohne jede Abhängigkeit vom Innenwiderstand der speisenden Spannungsquelle auf die Referenzspannung U _ref aufgeladen.

In Fig. 8 ist eine weitere Anwendungsmöglichkeit der Erfindung dargestellt: Schaltung einer Spannung U _ref ohne Einfluß des Schalterwiderstandes R _S . Die Schaltungsanordnung hierzu ist identisch mit der unter Fig. 7 beschriebenen (bei Weglassen der Kapazität C _x ). Die zu schaltende Spannung wird dabei am negativen Eingang des Ladeverstärkers 1 abgegriffen.

Sollen niederohmige oder niederohmig-kapazitive Lasten geschaltet werden, werden diese ebenfalls am negativen Eingang des Ladeverstärkers 1 angeschlossen.

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung mit einem Schalter, der eine niederohmige, kapazitive oder niederohmig-kapazitive Last an eine Hilfsspannung legt, sobald er geschlossen ist und mit einer Meßschaltung, die mindestens eine Spannung an der Last abgreift, dadurch gekennzeichnet, daß eine die Hilfsspannung bestimmende Referenzspannungsquelle (U _ref ) am ersten Eingang (+) und die Last (C _X , R _E ) am zweiten Eingang (-) eines Operationsverstärkers (1) angeschlossen ist und daß zwischen dem Ausgang und dem zweiten Eingang (-) des Operationsverstärkers (1) ein Rückkopplungszweig liegt, der durch den Schalter (S) an- und abschaltbar ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Schalter (S) ein steuerbarer Halbleiter, vorzugsweise ein Feldeffekttransistor, Einsatz findet.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Begrenzungswiderstand (R _{B 1} ) zwischen dem Schalter (S) und dem zweiten Eingang (-) des Operationsverstärkers (1) liegt.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Last ein Kondensator (C _X ) dient, dem ein Entladewiderstand (R _e ) parallel geschaltet ist und die Meßschaltung (5) die Kapazität des Kondensators mit Hilfe der Entladezeit bei geöffnetem Schalter ermittelt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur Realisierung mehrerer Kapazitätsmeßbereiche der Entladewiderstand (R _E ) durch den Eingangsteiler (6) eines digitalen Meßgerätes gebildet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (S) durch die Meßschaltung (5) angesteuert ist, der eingangsseitig die Referenzspannung (U _ref ) sowie die an der Last (R _L ; C _X ; C _X , R _E ) liegende Spannung (U _CX ) zugeführt sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßschaltung (5) einen Komparator (2) aufweist, der über seinen ersten Eingang (+) und über einen Spannungsteiler (R₁, R₂) mit der Referenzspannung (U _ref ) beaufschlagt ist, dem über seinen zweiten Eingang (-) die am Kondensator (C _X ) liegende Spannung (U _CX ) zugeführt ist und der ausgangsseitig mit einer Ablaufsteuerung (3) verbunden ist, die ihrerseits selbst den Schalter (S) sowie eine Anzeigevorrichtung (4) ansteuert.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (R₁, R₂) ein Potentiometer (P) aufweist, dessen Schleifkontakt mit dem Komparator (2) verbunden ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß in Verbindung mit einem digitalen Meßgerät, dessen interne Ablaufsteuerung für die Analog-Digital-Wandlung die Ablaufsteuerung (3) ersetzt.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (2) einen weiteren Schalter, vorzugsweise einen Transistor (T) ansteuert, dessen Arbeitskreis zum einen an einer Versorgungsspannungsquelle (U _Batt ), zum anderen am zweiten Eingang (-) des Operationsverstärkers (1) liegt.