-
Schaltungsanordnung zum Zeitvergleich mit von vorausgegangenen Zeitabläufen
unabhängiger Vergleichszeit Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zum Vergleich des zeitlichen Abstandes beliebig aufeinanderfolgender Impulse mit
einer vorgegebenen Zeit.
-
Der Ablauf der Vergleichszeit darf bei der Durchführung eines derartigen
Zeitvergleiches nicht von der Vorgeschichte abhängig sein, d. h., er muß jederzeit
neu gestartet werden können. Aus diesem Grund scheiden beispielsweise monostabile
Kippschaltungen für diesen Zweck aus. Bei ihnen kann der Ablauf der Eigenzeit nicht
aus der Arbeitslage erneut gestartet werden, vielmehr ist nach dem Zurückschalten
in die Ruhelage sogar noch eine gewisse Erholzeit erforderlich, damit bei einem
erneuten Start die Eigenzeit nicht verändert wird.
-
Es sind Schaltungsanordnungen nach Art des Miller-Integrators bekannt,
mit denen diese Nachteile weitgehend vermieden werden. Diese Schaltungen sind jedoch
ziemlich empfindlich gegen Schwankungen der Umgebungstemperatur, der Betriebsspannung
und insbesondere der Parameter der Verstärkerelemente (Transistoren). Maßnahmen,
um diese Einflüsse zu vermindern, erhöhen den Schaltungsaufwand erheblich. Weiterhin
ist es schwierig, insbesondere bei Verwendung von Transistoren als Verstärkerelemente,
bei der für eine rasche Rücksetzung in den Anfangszustand erforderlichen Bandbreite
des Verstärkers eine für die einwandfreie Funktion der Schaltung ausreichende Verstärkung
und Hochohmigkeit des Verstärkereingangs zu erzielen (E. Gelder, W. Hirsch mann,
Schaltungen mit Halbleiterbauelementen, Bd. 1, Siemens & Halske AG, S. 262 bis
265).
-
Es ist daher die Aufgabe der Erfindung, diese Schwierigkeiten zum
umgehen und eine Schaltungsanordnung zum Vergleich des zeitlichen Abstandes der
Anstiegsflanken beliebig aufeinanderfolgender Eingangsimpulse mit einer vorgegebenen,
von der Umgebungstemperatur nicht beeinflußten Zeitdauer tm (Vergleichszeit) anzugeben.
Unabhängig davon, ob sich die Schaltungsanordnung im Ruhezustand befindet oder nicht,
d. h. ob ein durch einen Eingangsimpuls gestarteter Ablauf der Vergleichszeit tm
bereits beendet ist oder nicht, soll der Ablauf der Vergleichszeit tm durch einen
nachfolgenden Eingangsimpuls jeweils erneut gestartet werden können. Die Schaltungsanordnung
soll durch einen Ausgangsimpuls bzw. Spannungssprung bestimmter Richtung den Start
des Zeitablaufs nur aus dem Ruhezustand heraus und durch einen Ausgangsimpuls bzw.
Spannungssprung entgegengesetzter Richtung die Rückkehr in den Ruhezustand anzeigen.
-
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, Eingangsimpulse, deren kleinster
zeitlicher Abstand größer als eine vorgegebene Zeitdauer ist, um diese Zeitdauer
zu verzögern.
-
Diese Aufgaben werden gemäß der Erfindung durch eine Schaltungsanordnung
gelöst, die dadurch gekennzeichnet ist, daß ein parallel zur Basis-Emitter-Strecke
eines Schalttransistors liegender Kondensator durch einen von einem Eingangsimpuls
abgeleiteten Ladeimpuls über eine Serienschaltung von Halbleiterdioden auf eine
Spannung gegen ein Bezugspotential aufgeladen wird, die entgegengesetzt gleich ist
dem n-fachen (n = 1, 2, 3...), vorzugsweise dem einfachen Wert einer festen Spannung,
vermindert um die Summe der Schleusenspannungen von n Q 1 Halbleiterdioden, daß
der Kondensator über einen mit der Quelle der festen Spannung verbundenen Widerstand
entladen wird und daß die Emitterspannung des Schalttransistors so gewählt ist,
daß die Entladung des Kondensators durch den Einsatz des Basisstromes des Schalttransistors
vorzeitig, vorzugsweise nach einer dem (ln 2)-fachen Wert der Entladezeitkonstante
entsprechenden Zeitdauer, unterbrochen wird.
-
Die Erfindung wird an Hand eines vorteilhaften Ausführungsbeispieles
nach der Zeichnung näher erläutert.
-
Ein am Eingang des aus den Transistoren T1 und T2 bestehenden Verstärkers
anliegender Impuls wird durch den Kondensator C1 in Verbindung mit dem Eingangswiderstand
des Verstärkers differenziert. Damit wird die Funktion der Vergleichsanordnung von
der Länge des Eingangsimpulses, dessen Anstiegszeit kleiner als etwa 1°/o der Vergleichszeit
tm sein sollte, unabhängig.
-
Im Ruhezustand ist der Transistor T1 leitend, der Transistor T2 gesperrt.
Der im Ruhezustand leitende Transistor T1 wird für die Dauer des differenzierten
Impulses gesperrt. Gleichzeitig wird der Transistor T2 leitend, und an der Sekundärwicklung
des Übertragers 8, welche vorzugsweise die gleiche Windungszahl wie die im Kollektorkreis
dieses Transistors liegende Primärwicklung hat, entsteht ein negativer Impuls mit
einer der Betriebsspannung entsprechenden Amplitude. Auf diese Spannung, vermindert
um die Summe der Schleusenspannungen der beiden Dioden D 1 und D 2 und um den vernachlässigbar
kleinen Spannungsabfall an dem niederohmigen Widerstand R1, wird der Kondensator
C2 aufgeladen. Dabei wird der bisher leitende Transistor T3 gesperrt, so daß an
seinem Kollektor ein positiver Spannungssprung entsteht.
-
Der in der Sekundärwicklung des Übertragers Ü induzierte Impuls muß
eine Dauer haben, die etwa dem $ bis Sfachen Wert der Auflade-Zeitkonstanten des
Ladekreises des Kondensators C2 entspricht.
-
Durch die Einstellung des Arbeitspunktes des Transistors T1 kann das
aus dem differenzierten Eingangsimpuls herausgeschnittene Stuck und somit die Dauer
des Ladeimpulses in weiten Grenzen gewählt werden.
-
Mit der Rückflanke des Ladeimpulses beginnt die Entladung des Kondensators
C 2 über den Widerstande2, dessen eines Ende am Kondensator und dessen anderes Ende
an der positiven Betriebsspannung liegt. Ist die Entladung des Kondensators C2 so
weit fortgeschritten, daß die Basiselektrode des Transistors T3 positiv gegenüber
dessen Emitterelektrode wird, wird der TransistorT3, der durch die Aufladung des
Kondensators gesperrt wurde, wieder leitend gesteuert. An seinem Kollektor sinkt
die Spannung auf den Wert der Restspannung seiner Emitter-Kollektor-Strecke ab.
Gleichzeitig wird die weitere Entladung des Kondensators C2 unterbrochen, da nun
der bisher über den Widerstand R2 fließende Strom von der Basis-Emitter-Strecke
des Transistors T3 übernommen wird. Der Ruhezustand der Vergleichseinrichtung ist
wieder erreicht.
-
Ein erneuter Eingangsimpuls verursacht wieder die Aufladung des Kondensators
C2 und sperrt den Transistor T 3. Der Ablauf der Vergleichszeit beginnt.
-
Trifft nun vor Ende der Vergleichszeit t, ein neuer Auslöseimpuls
ein, so wird die Vergleichseinrichtung in den Anfangszustand (Aufladung des Kondensators
C2) versetzt, ohne daß irgendeine Veränderung des Kollektorpotentials des Transistors
T3, der nach wie vor gesperrt ist, auftritt. Dagegen beginnt der Ablauf der Vergleichszeit
von vorn.
-
Die am Kollektor des Transistors T3 beim Erreichen des Ruhezustandes
der Vergleichseinrichtung bzw. beim Start aus dem Ruhezustand auftretenden Spannungssprünge
können durch einen dem Transistor T3 beispielsweise wie in der Figur oder in sonst
geeigneter Weise nachgeschalteten Transistor T4 versteilert werden. Aus den Spannungssprüngen
lassen sich in bekannter Art durch Differentiation Impulse ableiten, die je nach
Richtung des Spannungssprunges verschieden gepolt sind und nach dem vorher Gesagten
verschiedene Bedeutung haben.
-
Zur Feststellung, ob der zeitliche Abstand der Eingangsimpulse größer
oder kleiner als die Vergleichszeit tm war, wird nur die Sorte von Ausgangsimpulsen
ausgewertet, die beim Start aus dem Ruhe-
zustand entstehen. Ein derartiger Ausgangsimpuls
zeigt also einen Impulsabstand an, der größer als die Vergleichszeit tm war, während
bei einem kürzeren Impulsabstand kein Ausgangsimpuls entsteht. Aus der Tatsache,
daß aber auch am Ende der Vergleichszeit t", ein Impuls (umgekehrter Polarität)
abgeleitet werden kann, folgt, daß die Vergleichseinrichtung auch zur Verzögerung
der Eingangsimpulse benutzt werden kann. Allerdings besteht dabei die Bedingung,
daß der zeitliche Abstand der Eingangsimpulse immer größer als die Verzögerungszeit
sein muß.
-
Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung läßt in besonders einfacher
Weise eine Kompensation der Temperatureinflüsse auf die Dauer der Vergleichszeit
trn zu. Die Entlade-Zeitkonstante des Zeitgliedes C2/R2 kann durch entsprechende
Wahl der Temperaturbeiwerte der Kapazität bzw. des Widerstandes weitgehend temperaturunabhängig
gemacht werden.
-
Die Verringerung der Sperrwiderstände der Dioden D1 und D 2 und der
Basis-Emitter-Diode des Transistors T3 bei Temperaturerhöhung spielt im allgemeinen
gegenüber dem Widerstand R 2, dessen Widerstandswert einige Kiloohm beträgt, noch
keine Rolle. Gegebenenfalls kann dieser Einfluß bei der Wahl der Temperaturbeiwerte
mit berücksichtigt werden.
-
Die Verringerung des Ansprechschwellwertes des Transistors T3 bei
Temperaturerhöhung wird durch die Verminderung der Schleusenspannungen der DiodenD1
und D 2 ausgeglichen. Dies wird durch die Fig. 2, welche den zeitlichen Verlauf
der Aufladung und Entladung des Kondensators C2 zeigt, veranschaulicht. Durch den
negativen Ladeimpuls Lr mit der Amplitude Ub wird der Kondensator C2 auf die Spannung
- (Ub - 2 um) aufgeladen, wobei U, die Betriebsspannung und UD die Schleusenspannung
einer Diode bzw. der Ansprechschwellwert (UBB) eines Transistors ist. Nach Beendigung
des Ladeimpulses beginnt, wie schon beschrieben, die Entladung des Kondensators
C 2 über den Widerstand R 2. Die Entladekurve verläuft exponentiell gegen die Betriebsspannung
UO. Tatsächlich wird aber die Entladung im Punkt P unterbrochen, nämlich dann, wenn
das Kondensatorpotential den Ansprechschwell-Wert UD = UBE des Transistors T3 (Fig.
1) erreicht hat. Vom Beginn des Ladeimpulses bis zu diesem Zeitpunkt ist die Vergleichszeit
tm vergangen.
-
Im Punkt P der Entladekurve hat der Kondensator ein Potential, das
genau in der Mitte zwischen dem Anfangspotential bei Punkt A und dem Potential Ub
der Betriebsspannung liegt. Vermindern sich durch Temperaturerhöhung die Schleusenspannungen
der Dioden D 1, D 2 bzw. der Transistorschwellwert beispielsweise auf die Hälfte,
so geht zwar die Entladekurve von Punkt A' aus, trifft aber den Punkt P', der nun
den Schnittpunkt mit dem verringerten Schwellwert bezeichnet, zum gleichen Zeitpunkt
wie vorher.
-
Nach demselben Prinzip erfolgt auch die Kompensation einer Anderung
der Betriebsspannung. Durch eine Verkleinerung der Betriebsspannung Ub um den Betrag
d Ub möge der Anfangspunkt A in A" übergehen. Die nunmehr von A" ausgehende Entladekurve
verläuft gegen den Wert Ub - Ub. Damit wird sie zwar insgesamt flacher, geht aber
wegen der Symmetrie der Teilspannungen wiederum durch den Punkt P.
-
Die Möglichkeit der Temperaturkompensation des Ansprechschwellwertes
des Transistors T3 und der
gleichzeitigen Kompensation von Betriebsschwankungen
durch die Zwischenschaltung von Dioden in den Ladekreis des Kondensators C2 ist
jedoch nicht an ein Übersetzungsverhältnis von 1:1 des Übertragers Ü und an die
Verwendung von zwei in Serie geschalteten Dioden gebunden. Die Windungszahl der
Sekundärwicklung des Übertragers kann auch ein höheres ganzzahliges Vielfaches n
der Primärwindungszahl sein, wenn gleichzeitig so viele Dioden in Serie geschaltet
werden, daß ihre Anzahl immer n +1 beträgt. Allerdings tritt hierbei der Mangel
auf, daß die Entladekurve im Ansprechpunkt (entsprechend P) schon wesentlich flacher
verläuft und sich daher geringfügige Schwankungen auf die Vergleichszeit tm, die
sich aus der Dauer des Ladeimpulses LI und der Zeit R2 C2 ln (n+1) zusammensetzt,
stärker auswirken können.
-
Bei Verwendung nur einer Diode läßt sich keine Kompensation mehr
erreichen, weil hierbei auf Grund der vorher angegebenen Beziehungen der Ladeimpuls
allenfalls nur eine verschwindend kleine Amplitude haben dürfte.