DE1462847A1 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines saegezahnfoermigen Stromes - Google Patents

Description

Dipl.-lng. ERICH E. WALTHER _{PHH ΐ09Α} Patentanwalt . Anmelder: N. V. PHILIPS' eLOEILAIIPEKFABRIEKEI ^VA/IT

Ab., IHH- 1094

12.September 1966

"Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sagezahnfSrmigen Stromes·"

Die Erfindung besieht eich auf eine Schaltungsanordnung sin Brzeugen eines sägezahnförmigen Stromes durch die Zeilenablenkepulen einer Wiedergaberöhre* die Bit eines Transistor versehen ist, in dessen Ausgangekreis die Ablenkspulen aufgenommen sind und dem über eine induktive Kopplung zwischen seines Basis- und seine« emitterelektrode ein impulsform!gea Sohaltsignal zugeführt wird, dae diesen Transistor periodisch sperrt und entsperrt·

Sine solche Schaltungsanordnung ist u.a. aus der amerikanischen Patentschrift 3.143.686 bekannt. Der in dieser Patentschrift verwendete Transistor ist jedoch vom symmetrischen Typ

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(bi-directional transistor, siehe Spalte 3, Zeile 53 der amerikanischen Patentschrift 3.143.086). Eine solche Schaltungsanordnung mit einem symmetrischen Transistor weist jedoch den Nachteil auf, ■ dass die Dauer der den Transistor sperrenden Schaltimpulse genau gleich der Rücklaufzeit des aägezahnförraigen Stromes sein muss· fie nämlich in der erwähnten Patentschrift beschrieben wurde, (siehe Spalte 3» Zeile 56) ist es bei einer solchen Schaltungsanordnung erforderlich, den Transistor am Anfang der Hinlaufzeit wieder sofort in den Sättigungszustand zu steuern.

Eine Steuerung, bei der die Periode, während der der Transistor gesperrt ist, genau gleich der Rücklaufzeit sein muse, ist jedoch in der Praxis viel zu kritisch. Die durch das Schaltsignal bestimmte Sperrperiode hängt ja von der Einstellung des das Schaltsignal liefernden Oszillators ab, während die Rücklaufzeit vom Induktivitätswert L der gesamten Induktivität im Auegangskreis des Transistors und vom Kapazitätswert C der parasitären und gegebenenfalls zugeordneten Kapazitäten in diesem Ausgangskreis abhängig 1st. Ee ist schwer, für jeden einzelnen Fall (insbesondere bei Massenherstellung) die Bedingungen in dem Oszillator und im erwähnten Auegangskreis derart zu wählen, dass die oben erwähnte Gleichheitsanforderung erfüllt wird. Ausserdea kann durch Aenderungen beim Gebrauch der Schaltungsanordnung die ursprünglich richtig eingestellte Gleichheit wieder verlöre» gehen.

Aus all diesen Gründen ist eine solche Schaltungsanordnung mit einem symmetrischen Transistor als Ze-ilenausgangs-

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transistor in der Praxis nicht brauchbar.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung schafft jedoch eine in der Praxis gut brauchbare Losung und ist dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor ein im wesentlichen asymmetrischer Transistor ist, wobei die Dauer der Impulse des Schaltsignale, die den Transistor sperren, langer als die Rücklaufzeit dee sägezahnfönaigen Stromes ist, so dass am Anfang der Hinlaufzeit der dann gegenüber dem finde dieser Hinlaufzeit umgekehrte Strom in den Ablenkspulen durch die entsperrte Basis-Kollektor-Diode des Transistors fliessen kann, während die Speisespannung des Transistors viele Maie, z.B. zehr Male, grosser ale der Spitze-Spitze-Wert des zwischen Basis- und Emitterelektrode angelegten Schaltsignais ist·

Einige mögliche Ausführungsformen von .Schaltungaanordiiungen nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnung näher erläutert, von denen:

Fig. 1 das Prinzip der Schaltungsanordnung nach der Erfindung darstellt,

die Figuren 2, 5 und 4 Ersatzdiagramae der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zur Erläuterung ihrer tfirkungsweise zeigen, Figuren 5a - 3g Kurven von Strömen und Spannungen zeigen, die in der Anordnung nach Fig. 1 auftreten können,

Fiß. 6 eine zweite Ausführungeform einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung zeigt, bei der der Treibertranaietor ein symmetrischer Transistor ist,

Figuren 7a - 7g Kurven von Strömen und Spannungen zeigen, die in der Anordnung nach Fig. 6 auftreten können,

Fig.^A¹eine dji^te Aueführungeform veranschaulicht, in 809813/0711 BADOR.GWAL

der zur Vermeidung von Streuschwingungen ein Kondensator zwischen der Basis- und der Kollektorelektrode des Ausgangstransistors eingeschaltet ist,

Fig. 9 ein weiter ausgearbeitetes Diagramm der Schaltungsanordnung nach Fig. θ darstellt.

In Fig. 1 ist der Transistor T ' ein Treibertraneistor in dessen Kollektorkreis der Transformator 1 aufgenommen ist· Die Primärwicklung 2 dieses Transformators 1 verbindet die Kollektor· elektrode des Transistors T. mit dtr Speisespannungsquelle -V. Zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Translators T₁ wird das von einem Oszillator gelieferte Sohaltsighal 2 zugeführt, das den Transistor T. während der Rücklaufzeit dee endgültig in den Ablenkspulen L flieesenden sägezahnfo'rmigen Stromes und

während eines Teiles der Hinlauf»eit dieses eägezahnförmigen Stromes entsperrt, während dieses Signal den Transistor T. während des übrigen Teiles der erwähnten Hinlaufz# Lt sperrt. Die Sekundärwicklung 4 des Transformators 1 ist zwischen der Basiselektrode B und der Emitterelektrode E eines Zeilenausgangstransistors T„ eingeschaltet. Die Kollektorelektrode C des Ausgangatraneistors T^ ist mit der Parallelschaltung einer Ablenkspule L und eines Kondensators C verbunden, während die Emitterelektrode 8 an Erde gelegt ist· Zwisohen dem von der Kollektorelektrode abgekehrten Ende der erwähnten Parallelschaltung und 3rd· 1st die Speieespannungsquelle eingeschaltet, die eine Speis·spannung V„ für den Zellenausgange·· transistor T„ liefert. Wie noch nther beschrieben wird, 1st es bei dfr Schaltungsanordnung nach der Erfindung erforderlich, dass die Spannung V„ viele Male grosser ale di« Schaltepannung über der

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•. ..j

Basis-Imitter-Diode dee Transistors T-, ist. Z.B. ist in der Ausführungsform naoh Fig. 1 die Spannung T_n gleich 220 T. während die Spannung V_ nur 7 V beträgt und das Transformationsverhältnie des Transformators 1 gleich 1 t 1 ist. Die Spannung V und dieses Transformationsrerhältnis bestimmen ntal ich den Spitze-Spitze-Wert des endgültig über die Sekundärwicklung 4 zwischen der Basis- und der Emitterelektrode de· Transistors T₂ wirksamen Sohaltsignals*

Wie in der Einleitung erwähnt wurde, hat der Zeilenauegangatransistor T„ der Fig. 1 eine sehr spezielle Bauart· Brstena nuss dieser Transistor eine sehr.hohe Spannung ertragen können.

- Zweitens muss dieser Transistor in wesentlichen asymmetrisch sein, d.h. dass der Transistor T, imstande sein muss einen Baeisstros zu ertragen der am Anfang der Hinlaufzeit gleich dem durch den Kollektorkreis fliessenden Strom ist. Daher muss die Basiszone des Transistors T₂ sich zum Führen eines solchen hohen Stromes eignen. Schlieeslioh ergibt sich, wie nachstehend nooh erläutert wird, eine Situation, bei der die Basis-Kollektor-Diode D^₂ und die Basis-Emitter-Diode D_g2 gleichzeitig entsperrt sind. Selbstverständlich muss der Transistor T_ für diese Situation geeignet sein, bei der die beiden Dioden eutsperrt sind und verhältnismässig hohe Ströme führen. Bin mögliches Verfahren zum Aufbauen eines solchen Translators wurde in der Patentanmeldung beschrieben.

Qm Obenstehendea näher zu illustrieren und die-Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach VIg* 1 au erläutern, ist in Fig. 2 das Ersatzschaltbild der Schaltungsanordnung naoh Fig. 1

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dargestellt. In dieser Figur hat der Transistor T die Form eines Schalters T.· Es wird angenommen, dass der Transformator 1 ein idealer Transformator mit einem InduktivitStewert L ist, der zur Basis-Bmitter-Diode D^₂ parallel geschaltet ist. Mit Rücksicht auf die Tatsache,.dass der Transistor T^ ein npn-Transistor ist, ist die Anode dieser Diode mit dem Basispunkt B und ist ihre Xathode mit dem Etaitterpunkt £ verbunden, welche Funkte den in Fig· I angegebenen Punkten entsprechen.

Der Schalter T. ist mit einer üpeiaespannungsquelle V in Reihe geschaltet, die die Spannung liefert, «eiche zwischen der Basiselektrode B und der Emitterelektrode E das Transistors T„

auftritt, wenn der Transistor T₁ sioh im leitenden Zustand befindet; vas der geschlossenen Lage des Sohalters T in Fig. 2 entspricht.

Weiter stellt in Fig. 2 die Diode D₀₂ die Baais-KoUektor-Diode des Transistor« T_ dar» die von einer Quelle 5 überbrückt ist, die die Stromquelle ist, welche den verstärkten £mitterstrom aXg führt. Weiter ist auch im Ersatzschaltbild von Fig. 2 die Zeilanablenkspule L sowie deren Ueberbrüokungskapazität C und die Speisespannungsquelle V„ aufgenommen· Vie aus Fig. 2 ersichtlich ist, ie t die Stromquelle al_ nicht aufgenommen. Diese Quelle müsste tatsächlich zur Basis-Emitter-Diod· D_fi„ parallel geschaltet sein, aber »ie oben erwähnt, ist der Transietor T. im wesentlichen asymmetrisch» was bedeutet, dass die Stromquelle aI_Q einen vernachläesigbar geringen Strom liefert und somit fortgelassen «erden kann·

Das Schaltsignal 3 sorgt dafür, dass der wie ein Treibertransistor wirkende Transistor T abwechselnd in den leitenden und in den nicht leitenden Zustand gelangt. Dadurch tritt über der

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Sekundärwicklung 4 ein impulaförmigee Signal mit einem Wert zum Zeitpunkt t» und mit einem Wert (i+c)V zum Zeitpunkt t. auf. Dies lässt sich wie folgt erklären! Wenn.der Transistor T. leitend (der Schalter T. geschlossen) ist, tritt über der Primärwicklung 2 eine Spannung von V Volt auf. Da das Transformationeverhältnis zwischen den Wicklungen 2 und 4 ca 1 t 1 ist, hat die Spannung an der Sekundärwicklung 4 den gleichen Wert wie die an der Primärwicklung 2. Im Zeitintervall 0 - t_?t in den der Transistor T. leitend ist, ist somit auch die Spannung an der Sekundärwicklung 4 gleich V Volt. Da jedoch die Gleiohspannungskomponente infolge der induktiven Kopplung zwischen .den Wicklungen 2 und 4 verloren &eht, hat das endgültig zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors T₂ wirksame Schaltsignal Yg„₂ einen mittleren Wert null, was mit der Linie 6 in Fig· 5a dargestellt ist. Da die Oberfläche unter der Linie 6 somit gleich der Oberfläche über dieser Linie sein muss, überschreitet die Spannung die Linie 6 zum Zeitpunkt t„ um einen Wert bV und zum Zeitpunkt t. um einen Wert cV_e« Wie nämlich aus Fig. 5a ersichtlich ist, ist die S_ohaltspannung V_Bg2 während der Periode, in der der Transistor T₂ Sttrom führt, nioht konstant, sondern steigt etwas an· Dies ist der Tatsache zuzuschreiben, dass der Emitterstrom I_fi2 während dieser Periode nioht konstant ist, sondern linear ansteigt, wie aus Fig. 5· ersichtlich ist.

Die Spannung V_fiE2 hat daher im Zeitintervall 0 - tg einen negativen Wert «V , und zum Zeitpunkt t_g selber springt die Spannung V_Bg2 von dem Wert -V_e auf einen Wert +bV_e· Aus diesem

t Gründe liefert in Fig. 2 gleich wie in den weiteren Figuren 5 und

die mit dem Schalter T. verbundene Spannungsquelle eine öleioh-

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spannung V , d.h. die zwischen der Basis- und der Gitterelektrode · des Transistors T₂ wirksame Sperrspannung, wenn der Sohalter

T. im Zeitintervall 0 - t„ geschlossen ist.

Zum Zeitpunkt t_ öffnet sich der Schalter T., und zu diesem Zeitpunkt ist die Spannung an der Basiselektrode B gleich +bV · Ee wird vom Zeitpunkt 0 ausgegangen, und es wird angenommen, dass zu diesem Zeitpunkt ein Strom I. mit dem in Fig. 5b angegebenen Wert durch die Ablenkspule L flieset. Zum Zeitpunkt 0 schliesst sich der Schalter T , was bedeutet, dass der Transistor T_ gesperrt wird· Die infolge des zum Zeltpunkt 0 durch die Spule L messenden Stromes in dieser Spule angehäufte elektromagnetische Energie fängt an, mit einem kosinusföraigen'Verlauf abzuklingen, wobei die Frequenz und somit die Rücklaufzeit durch die Werte von L und C bestimmt werden. Dieses Abklingen erfolgt vom Zeitpunkt 0 bis zum Zeitpunkt t,_f d.h. während der Rücklaufzeit des sägezahnförmigen Stromes I- . Die Tatsache, dass dieses Abklingen zum Zeitpunkt t. wirklich aufhört» lässt sich wie folgt erklären. Infolge des koeinueförmigen Verlaufes dee Abklingens des Stromes I. klingt die Spannung über dem Parallel» kreis sinusförmig ab. Daher hat die Spannung V_cg2 am Kollektor G des Transistors T₂ im Zeitintervall 0 - t, den in Fig. Jf dargestellten Verlauf· Das Abklingen der Spannung dauert an, bis die Kollektor» elektrode C des Transistors T. gegenüber dessen Basiselektrode B negativ wird. Die» ist sum Zeitpunkt t. der Fall· Venn die Kollektorelektrode C gegenüber der Basiselektrode B negativ ist, fuhrt die Basis-Kollektor-Dlode D_Q2 einen Strom Iq₂, was der in Pig· 3 dargestellten Situation entspricht. Wenn der Sohalter T₁. geschlossen ist, führt die Diode D₀₄ keinen Strom und daher ist auch der 3tro* al„_o · Ans dies·» Qrunde sind die Stromquelle 5 und die Basis-Beltter-Diode ·

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O₈₂ der Fig. J fortgelassen. Wenn die Diode D_Q2 jedoch leitend ist, tritt über der Ablenkspule L wieder eine konstante Spannung, d.h. die Summe der Spannungen V_fi und V_gt auf. Die Summe dieser Spannungen bestimmt daher die Neigung des sägesahnföraigen Stromes, der vom Zeitpunkt t^ bis zum Zeitpunkt t» fHessen wird. Ausaerde» wird dabei

vom Zeitpunkt t₁ an das Abklingen des Kreises L C beendet. Wenn • y y

der Transistor T„ die obenerwähnten Eigenschaften aufweist, wird erreioht,dass dtrin Zeitintervall t. - t_ fliessende Kollektorstrom I„„ gleich de« dann fliessenden Basisstrom Ig₂ ist, da der Emitterstrom I_fi und der verstärkte Emitterstrom αIg₂ beide null sind. Daher hat der Basisstrom Ι_ΏΟ im Zeitintervall t. * t_o die gleiche Gestalt wie der KoIlektorstrom Iq₂* ^{wa8 au8 den} Figuren 5c und 3d deutlich ersichtlich ist·. In fig. 5c ist der Kollektorstrom l_Q2 im Zeitintervall t₁ - t_g negativ dargestellt, da er dem Strom al_£2 entgegengesetzt ist, der der normale Kollektorstrom ist, wenn der Transistor Tp wirklich wie •in Transistor wirkt. Der Strom I₀₂ * Ig₂ fliesst über den Schalter T₁ aurück. Wahrend der Rücklauf zeit von t « 0 bis t.,, wenn I_ß2 noch nicht vorhanden ist» wird der Strom durch den Schalter T. durch

T
I - Τ* t., d.h. durch den Wert der Spule L und die angelegte Spannung T , bestimmt. Während der Perlode t₁ bis t₂ ist der Strom durch den Schalter T. gleich I minus I₉₂*

Dies ist au» Pig. ^g ersiohtlich, in der der Kollektor-■trom I₀₁ dargestellt ist· Der über den Basiskreis des Transistors T₂ &uruckflie»sende Strom verringert daher den Strom des Treibertransistors T₁. Die gestrichelte Linie la Fig. 5« stellt den Verlauf des Stromes durch T^ ohne diesen Effekt dar.

Dieser Effekt kann als ein »us&talioher Torteil der

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Schaltungsanordnung nach der Erfindung betrachtet werden. Wie nämlich aus den in Fig. 5c gegebenen Zahlen ersichtlich ist, hat der Kollektorstrom I_ß2 zum Zeitpunkt ^ einen Wert vo«n -0,6 A, welcher Wert bis zum ^itpunkt t₂ auf ca 0,3 A abnimmt. Da in diesem Zeitintervall der Basisstrom Ig₂ gleich dem Kollektorstrom I_cp ist und auch während der übrigen Zeit, d.h. von t_g - t , der Basisstrom infolge des niedrigen Wertes von α¹ einen ziemlich hohen Wert haben wird, bedeutet dies dass der Basisstrom Ig₂ stets einen verhältnismässig hohen Wert haben wird. Dieser Strom muss endgültig über den Treibertraneistor T. geliefert werden. Ohne den Vorteil des abnehmenden Kollektorstromes I₀₁ im Zeitintervall ^ bis t₂ müsste der vollständige Magnetisierungestrom durch den Transformator 1 vom Transistor T. geliefert werden, um im Zeitintervall t„ bis t. die Möglichkeit zu schaffen, dass der

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gewünschte Basisstrom I₁-- dann fliessen kann. Der Kollektorstrom I_n.

joe. Ul

hätte dann im Zeitintervall t. - t„ die mit der gestrichelte Linie in Fig. 5g dargestellte Gestalt. Dies hat zur Folge, dass der mittlere

Kollektorstrom I_n. nicht den mit der strichpunktierten Linie 7 Κι ι gern

in Fig. 5g dargestellten Wert, sondern einen viel höheren Wert haben würde. Dies würde bedeuten, dass nicht nur die gelieferte Steuerleistung viel höher ist, sondern auch, dass der Traneistor T^ imstande sein muss, eine viel grössere Verlustleistung zu ertragen. Dies wird nun durch den günstigen zusätzlichen Affekt des abnehmenden Kollektorstromes I_n. im Zeitintervall t. bis t_o vermieden.

Zum Zeitpunkt t₂ öffnet sich der Sohalter ?_t, und es ergibt sich eine Situation, wie im Srsatzdiagramm nach Fig. 4 dargestellt ist. Pi« Spannung an der Basiselektrode springt, wie aus

Pig. 5a ersichtlich ist, duroh das Oeffnen des Schalters T₁ auf

" ■ I

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einen Wert +bV . Das heisst, dass durch das Oeffnen dee Schalters T₁ der Punkt B einen Spannungssprung von (i+b)V vollführt« Wie aus Fig. 5f ersichtlich ist, vollführt dann, jedoch auch der Punkt G den gleichen Spannungssprung, da die Baeis-Kollektor-Diode D„„ geöffnet bleibt. Die Spannung an der Anode der Diode D_Q2 wird ja positiv, so dass die Diode die Neigung hat, im leitenden Zustand zu bleiben· An einer leitenden Diode liegt jedoch nahezu keine Spannung, so dass ein Spannungssprung am Punkt B einen Spannungs« sprung am Punkt C zur Folge hat. Durch den erwähnten Spannungesprang ändert sich auch die Spannung an der Spule L . Bei geschlossene·

Schalter T₄ war die Spannung an dieser Spule gleich V„+V und nach ι η β

den Zeitpunkt t, ist diese Spannung gleich ^Tg-^bV _e· ^D» ^die Spannung T_& aber sehr hoch, la gewählten AusffUirungsbeispiel 220 T, und die Spannung V nur gering, nämlich 1 T, 1st, iet die Spannung (i+b)?_e Volt, die den Unterschied zwischen den Spannungen über der Spul« L vor und nach dem Zeitpunkt t_ bildet, gegenüber der Spannung Vg vernaohiaseigbar gering. Der infolge dieses SpannungeSprunges im Kollektorstrom Xq₂ und somit im Strom I. auftretende Knick ist daher ebenfalls vernaohläasigbar klein.

Dieser Knick war beim sichtbar machen auf einem Oszillographen denn auch nicht bemerkbar.

Obgleich somit das Oeffnen des Schalters T₄ im

Kollektorstrom I.» nahezu keine Aenderung herbeiführt, werden daduroh jedoch der Basisetrom I_ß2, der Jämitterstrom I_£2 des Transistors T₂ und der Kollektorstrom In₄ des Transistors T₄ geändert· Durch das Oeffnen des Öonalters T₁ wird nämlich der Transietorstrom X^ - 0·

Da auoh der Strom I₁ In der Spule L nicht

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kann und dieser Strom bis zum Zeitpunkt t_o gleich 1-,,+I_n. war, nuss durch das Verschwinden des Kollektorstromes I~ nach dem Zeitpunkt t₂ der Basisstrom I_fi2 gleich I sein. Da jedoch der Strom I nicht springen kann, muss der Basisstrom I_ß2 einan Sprung vollführen. Wie aus Fig. 5d ersichtlich ist, springt der Basisstrom I„₂ um etwas mehr als 0,6 A (von ca 0,3 A auf etwas mehr als C,9 A), was gerade dem Wort entspricht, den der Kollektorstrom I_n. zum Zeitpunkt t_o hatte. Da der Kollektorstrom I_n- eich nahezu nicht ändert, muse dieser Mehrstrom von der Basis-ülmitter-Diode D_,_ aufgefangen werden,

tit.

durch die ein Emitterstrom I„₂ zu fliessen anfängt, der einen gleichen Sprung wie der Strom I_ß2 vollführt.

Da, wie oben erwähnt, die Diode D_n^ zua Zeitpunkt tg entsperrt bleibt und da der Kollektorstrom I,,„ sich nicht ändert,

bleibt tatsächlich der bestehende Zustand unverändert und kann die Diode D_n. als Kurzschluss für die Quelle 5 betrachtet werden, so

KiC.

dass noch stets der Strom algo ^aicnt flieset, trotz der Tatsache, dass der Emitterstrom I_R? nun nicht mehr null ist*

Diese Situation dauert nahezu bis zua Zeitpunkt t,,

dem Zeitpunkt, zu dem der Kollektorstrom I_n- null wird. Das heisst, dass zu diesem Zeitpunkt alle elektromagnetische Energie aus der Ablenkspule L verschwunden ist, während dadurch, dass infolge des Oeffnena des Sohalters T. Bum Zeitpunkt t₂ alle Bedingungen fSr einen normalen Betrieb des Transistors T₂ bereits erfüllt sind, vom Zeitpunkt t, an der dann überlagerte Baeisntrom den Transistor T„ im SSttigungszustand halten wird*

Im Aueführungsbeispiel nach Fig· 1 hat «* einen niedrigen Wert, sod ass auch bei normalem Betrieb die Stroerer-

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Stärkung von der Baeie zum Kollektor im Zeitintervall t, bis t. , nur gering ist. Mit Strömen, wie sie in Fig. 5 dargestellt sind, war u* m 1—. Im übrigen ist die Wirkungsweise dee Zellenauegangs-

traneistors T. im Zeitintervall t, bis t. gleich der eines konventio-2 5 4

nellen Transistors, so dass der Strom I₀₂ und somit der Strom in der Ablenkspule L auf einen gegebenen Wert ansteigt, der, wie oben erwähnt, durch die Spannung V_H-bV bestimmt wird. Zum Zeitpunkt

t. wird der Schalter T₁ wieder geschlossen und wiederholt sich der 4 ι '

bereits für das Zeltintervall 0 bis t. beschriebene Zyklus, welches

Intervall eine Periodezeit des sSgezahnförmigen Signale I. bildet. Obgleich im Obenstehenden der Transistor T₂ als ein npn-Transistor und der Transistor T. als ein pnp-Transistor dargestellt ist, können diese Transistoren von einem beliebig gewählten Typ sein. Hur müssen dabei die Polarität der angelegten Speisespannungen T„ und V und die Wicklungsriohtung des Transformators 1 berücksichtigt

η S

werden.

Auch kann statt des Emitters E der Kollektor C des Transistors T„ geerdet werden. In diesem Falle ist es erwünscht, dass die Parallelschaltung von L und C und die dpeisespannungsquelle V„

y y β

ihre Stelle wechseln, so dass dann tatsächlich eine geerdete Kollektorschaltung gebildet wird, deren Wirkungsweise jedoch gleich der der Anordnung nach Fig. 1 ist.

Ss ist weiter nicht erforderlich, dass die Kopplung sur Basiselektrode des Transistors T₂ stets über einen Transformator hergestellt wird. Eine einsige Spule könnte genügen, die dann parallel zwischen der Baals- und der Emitterelektrode des Transistors T_ eingeschaltet ist, wihrend der schaltende Transistor T. zwisohen der

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Speiaespannungsquelle V und dieser Spule angeordnet sein kann.

Ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungeanordnung nach der Krfindung zeigt Pig. 6. Jieees Aus'führungabeispiel unterscheidet eich darin vom in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel, dass statt eines asymmetrischen Treibertraneistors T nun ein symmetrischer Transistor, und zwar ein Transistor vom ηpn-Typ angewandt wird. Folglich muss das Schaltsignal gleichfalls eine entgegengesetzte Polarität haben, so dass es die für das Signal 5* in Fig* 6 dargestellte Gestalt hat. Weiter wird der Treibertransistor T nun über ein RC-uiied gespeist, das aus einem Widerstand 8 und aus einem grossen Kondensator 9 besteht. Auch ist der Transformator 1 viel grosser als der entsprechende Transformator 1 der Fig. 1 gewählt. Dies hat zur Folge, dass der Magnetisierungsstrom, der zum Aufrechterhalten des erwünschten Basisstromes I_no im Zeitintervall t„ - t.

Dd C- 4

erforderlich ist, viel niedriger als im entsprechenden Fall von

V Fig. 1 sein kann. Da nämlich der Strom I = ·— t ist, ist dieser

^{x L}x Strom, der, wie in Fig. 3 dargestellt, durch die Spule L flieset, im Zeitintervall 0 - t, viel niedriger in der Schaltungsanordnung nach Fig. 6 als in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Siehe die Figuren 5g und ?g.

Dadurch, dass der Strom I_n. im Zeitintervall 0 - t.

infolge der Vergrösserung von L , was eine Folge ist der Vergrösserung des Transformators 1, einen riel niedrigeren Wert erhalten hat, während der Kollektorstrom I„~, der sum Zeitpunkt t. fliessen wird, sich durch-

Kt d 1

aus nicht geändert hat, ist die Verringerung des Kollektorstijomes l„. so groe·, dass das Vorzeichen dieses Kollektorstromes wechselt, wie deutlich aus Fig. 7g ersichtlich ist. Aus diesem Grunde ist der

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• ·

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Transistor T in Pig· 6 ein symmetrischer Transistor. Ea könnte grundsätzlich wieder von der Tatsache ausgegangen werden, dass bein Wechseln des Vorzeichens des Kollektorstromes I_n. die Basis-Kollektor-Diode des Transistors T. entsperrt wird. Dies würde jedoch bedeuten, dass dann dem das Schaltsignal J' liefernden Oszillator ein zusätzlicher Strom entnommen wird. Dies würde sich ungünstig am Oszillator auswirken, wodurch dessen Frequenz sich ändern kann, so dass die Synchronisierung der waagerechten Ablenkung verloren gehen würde. Wenn jedoch ein symmetrischer Transistor gewählt wird und man dafür sorgt, dass der Transistor T vom fliessenden Basisstrom I_ß stets im Sättigungszuatand gehalten wird, kann diese Gefahr vermieden werden. Dies beeinflusst ebei^alls die Sperrung des Traneistors T . Im Zeitintervall t. bis t~ ist der Treiberstrom ja negativ. Das bedeutet, dass die Kollektorelektrode des Transistors T. dann wie ein Emitter wirkt. Tatsächlich müsste somit die Basis-Kollektor-Diode des Transistors T. von der Ausβehaltspannung gesperrt werden, was infolge des vom Kollektorkreis überlagerten Stromes nahezu unmöglich ist. Vorzugsweise wird daher der Ausschaltzeitpunkt t„ des Transistors T. bis nach dem Zeitpunkt t~ verschoben. Dies bedeutet, dass das Zeitintervall 0 bis t₂, das in Pig. 7 dargestellt ist und für die Schaltungsanordnung nach Fig. b zutrifft, in bezug auf das in Fig. 5 dargestellte Zeitintervall vergröseert ist, welch letzteres für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 »utrifft· Dabei soll jedoch berücksichtigt werden,, dass der Zeitpunkt t« bestimmt vor dem Zeitpunkt t, liegen muss, da vom Zeitpunkt t, an der Transistor T„ wieder ein normaler Transistor wirken soll, was nur dann möglich ist, wenn der Transietor T₁ gesperrt ist^Wij aber aus Fig. 7 ersichtlich iet,

gibt es noch eine reichliche Auswahl, da das Zeitintervall t_c bis t, ' noch einen wesentlichen Bruchteil der feriodezeit T bildet«

Wie aus den Figuren 7c und 7d ersichtlich ist, iet der α* des Traneistore T in Fig. 6 erheblich hfJher als beim Aueführungebeispiel nach Fig. 1 gewählt. Im Falle der Fig. 6 ist α· - 6 gewählt. Es dürfte aber einleuchtet,dass sowohl im Falle der Fig. 1 als auch im Falle der Fig. 6 für α· auch noch andere Werte gewählt werden können. Wenn ein symmetrischer Treibertransistor T. verwendet wird, kann somit der α¹ des Transistors T„ einen viel grösseren Wert annehmen. Ein »Vert, von α¹ « 10 oder noch hö'her ist daher noch möglich.

Im Obenstehenden wurde stets angenommen, dass V„ » 220 V

220 während (i+b)V äs7 l'. Es wird dann ein Verhältnis von =^7*30 erzielt, was bedeutet, dass die am Transistor T₂ angelegte Speisespannung oa ^O mal grosser ist als nahezu der Spitze-Spitze-Wert des zwischen der Basis- und der Emitterelektrode dieses Transistors Tg angelegten Schaltsignals. Im allgemeinen wird nooh eine gut wirkende

Schaltungsanordnung erhalten, wenn für den Transistor T das Ver-

V
hlltnis ^10 zutrifft. Ee dürfte aber einleuchten, dass das erwähnte Verhältnis nicht begrenzt verringert werden kann, da sonst der Knick im sägezahnformigen Strom I. , der zum Zeitpunkt t_o auftritt,

Ly i

zu gross wird. Ausserdem musste bei einem zu geringen Wert von V„ der Kollektorstrom I_c2 einen zu hohen Wert annehmen, da nämlich da· Produkt von Strom und Spannung die zum Erzielen der gewünschten Ablenkung dee Wektronenbündele in einer bestimmten Spule L erforderliche Leistung angibt. Wenn somit V- niedriger gewählt wird, muss I_₂ grosser gewählt werden. Im Zeitintervall t. bis t~ giltt I„2 " *B2^{f s0 ia8a} **-ⁿ £τ8·8βΓβΓ I_₂ einen gröseertn I-» zur Folge hat, wodurch der Baeisstrom einen zu hohen Wert annehmen kSnnte. Daher . *

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kann festgestellt werden, dass ein Verhältnis zwischen V„ und V₃ ▼on 10 t 1 naheau das Mindestverhältnis ist, bei dem eine Schaltungsanordnung noch gut wirken kann»

Wie oben bereits erwähnt wurde, muss im Falle der Schaltungsanordnung naoh Fig. 6 der Spitze-Spitze-Wert des Schaltsignals 3* einen derartigen fert aufweisen, dass der Treibertransistor T. la Zeitintervall t. - t_ im Sättigungszustand bleibt, so dass sichergestellt ist, dass das äohaltsignal 3* den Transistor T. schaltet und dieser Transistor nioht infolge der an der Kollektorelektrode wirksamen Spannungen frühzeitig gesperrt wird.

Ks ist.weiter aus Fig. 7g ersichtlich, dass der mittlere Kollektorstrom des Transistors T. sehr niedrig ist, dank der Tatsache, dass dieser Strom im Zeitintervall t₁ - t^ negativ wird. Dieser mittlere Strom könnte sogar gleich 0 gewählt werden, wenn gilts

0₁ ♦ 0, - Ο», wobei O₁, Op und 0, die in Fig. 7 dargestellten Oberflächen bezeichnen. In der Praxis wird 0. + 0, jedoch vorzugsweise grosser als O₂ gewählt, so dass ein positiver Strom durch den Widerstand θ fliesat. Der Strom kann jedoch dadurch sehr niedrig gehalten werden, wenn man O₂ nur wenig kleiner als O₁ + 0, wählt, so dass trotz der Tatsache, dass ein hoher #ert für den Widerstand erforderlioh ist, die dissipation in diesem Widerstand verhältnismäseig gering ist. Der richtige Wert der über dem Kondensator 9 erzeugten Spannung V_Q ist vom Verhältnis zwischen den Oberflächen O₄,

0₂ und 0, abhängig, während dieses Verhältnis seinerseits bei gegebener Bemessung des Ausgangstransistore T₂ von dem Induktivitätswert tier Spule L und vom Wert des Widerstandes θ bei gegebener Speisespannung V„ abhängig 1st.

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Die in Fig. 6 gezeigte Schaltungsanordnung weist daher in Vergleich zu der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 den Vorteil auf, dass eine gesonderte geringe Speisespannung V_Q nicht vorhanden zu sein braucht. Daher wird es günstig, dieser Schaltungsanordnung auch die Speisespannungen für den übrigen Teil eines Transistor-Fernsehempfängers zu entnehmen. In diesem Falle wird nämlich ein Netztransformator erspart. Dies lässt sich z.B. dadurch erzielen, dass die Ablenkspulen L mit einem Zeilenausgangstransformator gekoppelt »erden und an diesem Transformator eine Anzapfung engebracht wird, der Impulse niedriger Amplitude entnommen werden können. Diese Impulse können dana nach Gleichrichtung und Ulättung die Speisespannung für die übrigen Transistoren im Empfänger liefern. Ks muss dabei berücksichtigt werden, daas dann auch der das Schaltsignal 3* liefernde Oszillator mit dieser Speisespannung gespeist wird. Diese Speisespannung ist jedoch nicht vorhanden, bevor die Transistoren T. und T₂ gesteuert werden. Oa daher die Schaltungsanordnung, selbstanlaufend zu machen, mus3 dafür gesorgt werden, dass diese Steuerung beim Einschalten der Speisespannung V selbsttätig wirksam gemacht wird. Dies lässt sich s.B. dadurch erzielen, dass ein Rückkopplungskondensator zwischen der Basis- und der Kollektorelektrode des Transistors T₁ angebracht wird, wodurch dieser Transistor selbstschwingend wird, wenn die Speisespannung V„ eingeschaltet wird. Wenn jedoch das Schaltsignal 3* zur η

Verfügung kommt, hat diese Steuerung bei einem richtig gewählten Wert des erwähnten fiückkopplungskondensators einen grösseren Einfluss als die Rückkopplungswirkung, so dass der Transistor T. dann wieder ein auf übliche Weise gesteuerter Treibertranaistor wird. Aus den Figuren 5b und 7b geht hervor, dass zum Zeitpunkt 1₁ xi*nr dann durch die Spule L fliessende Strom über den

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Kondensator C zurückflleset. Nach dem Zeitpunkt t. muss dieser Kandensatorstrom auf den Kollektorkreis des Transistors T„ sprungsweise übertragen «erden, was dadurch möglich ist, dass, wie oben nachgewiesen wurde, die JBasis-Kollektor-Diode D_₂ zum Zeitpunkt t. entsperrt wird. Wie jedooh in Fig. θ dargestellt ist, befinden sich .■.λ den Verbindungen mit der Spule L Streuinduktivitäten L . Wenn der Strom durch diese Induktivität L vor dem Zeitpunkt t null wäre, ftänrend nach diesem Zeitpunkt plötzlich ein Strom durch diese Induktivität fHessen würde, ergibt eich eine plötzliche Anregung der Induktivitäten L , wodurch in Zusammenwirkung mit den im Kreis verbundenen Streukapazitäten, Streuschwingungen am Anfang der Hinlaufzeit herbeigeführt werden. Dies ist der Fall, wenn der Kondensator C zur Spule L parallel geschaltet ist.

Zur Vermeidung dieser Streuschwingungen besteht eine

«eitere Verbesserung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung darin, dass der Kondensator C zwischen der Basiselektrode B und der Kollektorelektrode C des Transistors T. eingeschaltet wird. Der Kondensatorstrom wird dann nämlich vom Zeitpunkt t., an einfach auf die sich dann öffnende Diode D„_o übertragen; der Stromweg ändert eich daduroh nicht. Wine plötzliche Anregung der Streuinduktivitäten L und somit das ;.uftreten der Streuschwingungen wird dadurch vermieden.

Sohlieeslich zeigt Fig. 9 Im Detail ein Schaltdiagx der Schaltungsanordnung nach Fig. β. Aus Fig. 9 ist ersichtlioh, -Ujβ die Speisespannung V„ durch eine direkte Gleichrichtung der *<9tzspannung erhalten wird. Zu diesem Zweck wird die Netzspannung £ύβτ den »etζSchalter 3 eine« Gleichrichter D₁ zugeführt, der die·· Netispannung gleichriehtet, worauf »»cHvOlÄttung in den Gliedern

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R₁, C₇ und C. über dem Kondensator C₂ die Speisespannung V„ erhalten j j 4 j a.

wird. Diese Speisespannung V^ ist an einen Zeilenausgangstransformator 1Ö, und zwar zwischen dessen Wicklungen 11 und 12, angeschlossen. Diese Wicklungen sind gespaltet, um zu erzielen, dass die impulsspannungen 14 und 15, die an den Enden der Wicklungen 11 und 12 auftreten, entgegengesetzte Polarität haben» Es ist nSalioh günstig, wenn die Ablenkspule L in Reihe mit dem Linearitäteregler L- und dem Trennkondensator C₉ zwischen den erwännten Enden der Wicklungen 11 und 12 eingeschaltet wird, da dünn keine unerwünschte Störungen infolge von dtreuinduktivitäten in den Wicklungen 11 und 12 auftreten können. Infolge der entgegengesetzten Polarität der Impulse 14 und 15 werden die sich von den erwähnten Enden der Wicklungen 11 und 12 zu der um den Hals der Wiedergaberöhre geschobenen Ablenkspule L erstreckenden, langen Leitungen keine Strahlung auesenden·

Weiter enthält der Transformator 10 noch eine Hoch· spannungewicklung 16, die die I»pulse herauftransformiert* so dass sie nach Gleichrichtung in der Hochspannungsdiode D„ die Beschleunigungsspannung für die Auegangsanode der Wiedergaberöhre liefern, welche Beschleunigungsspannung über die Leitung 17 dieser Ausgangsanode zugeführt wird·

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Schliesslioh sei bemerkt, dass wenn der α¹ des Ausgangstranslators T₂ nicht au gross gewählt und dennoch der Treibertraneiator Τ* nioht aus einer gesonderten Speisespannungsquelle gespeist werden soll, die Sohaltungeanordnung nach Fig. 10 angewandt werden kann. Letztere Schaltungsanordnung, die eine weitere Ausarbeitung der Schaltungsanordnung naoh Pig. 6 1st und in der der Kondensator C in der in Fig. θ dargestellten Weise und die Ablenkspule Ly in Reihe mit dem Kondensator C in der in Fig. 9 dargestellten Weise angebracht sind, enhält neben dem Ausgangs transformator 10 noch eine zusa'tzliohe mit der oekundärwioklung 20 des Transformators 10 verbundene Diode 19 und einen Widerstand 21.

Wenn 1 i/2 C «^f < 10 (α· * 1 i/2 Beispiel von Fig. 5» o» - 10

Beispiel von -Fig. 7)* liegt der «fort des Baslsstromes I. ₂ im Zeitintervall t_—-> t. xwioohen den Werten der Figuren 5d und 7d. Sin höherer * , 4 ...

Basisstrom in diesem Zeitintervall bedeutet, dass im Zeitintervall 0->tj eine grasaere Menge an elektromagnetischer Energie in die Induktivität L des Troibertransforiaators 1 eingeführt werden müsste. Der Treiberstrom Iq₁ und somit uuch sein Mittelwert muss daher zunehmen (auch der

Strom I_Q1 liegt zwischen den in Fig. 5 g und Tg angegebenen Werten).

din höherer mittlerer Treiberstrom Iq₁ bedeutet, auch wenn der Widerstand 8 verringert wird, eine höhere Verlustleistung. (?_R8 · ¹CIgOBj^a* ferlttstleistune Ug₈ - ¹CI²»A^· **^{Λη daher för den} Treibertransistor T. naoh wie vor einen NiederspannungstranBistor verwendet werden soll, waren die Verluste im Widerstand 8 zu gross.

Die Lösung dieses' Problems ist in Fig. 10 angegeben. Der Widerstand 21 erfüllt eine doppelte Funktion. Beim Anlassen der Schaltungsanordnung nach dem einschalten der Speisespannung V„ wirkt der Widerstand 21 zusammen mit dem tfideretand θ wie ein Spannungsteiler und wird dem Transistor x£ Vom Verbinduntfspunkt der Widerstände S und 21

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her die benötigte Speisespannung zugeführt. Die. Widerstände 8 und 21 können beide gross sein, da der Anlasetrom nur gering lot. Letzterer braucht nur so hoch zu sein, dass die während der Rückleufzeit 0-^ t₁ auftratenden Iiapulue V„ ,„(siehe Figuren 5f und Jf), wenn sie in der Sekundärwicklung 20 induziert sind, eine die Spannung am Verbindungepunkt der Widerstände 8 und 21 überschreitende Amplitude haben. Die Diode 19 wird dann in den Spitzen dieser Impulse leitend und richtet somit diese Impulse gleich. Die gleichgerichtete Spannung wird vom Betawerk 9-21 geglättet, so dass auf diese Weise der Spei3eschaltung für

s den Treibertrunaistor T. eine zusätzliche Energiemenge zugeführt wird.

Diese Schaltungaanordnung passt sich also selbsttätig dem o' des Ausgangstransistors T„ an. Wenn daher α¹ ursprünglich einen hohen Wert ha^te, ist I_Q1 klein. Der Spannungsfall über dem Widerstand θ ist gering und die Diode I9 bleibt auch im Betrieb gesperrt. Nimmt o¹ durch Alterung ab, so nimmt I_C1 und somit auch der Spannungsfall über dem Widerstand 8 zu, so dass die Diode I9 in Betrieb gesetzt wird. Sin· gute Wirkung der Schaltungsanordnung ohne unnötige Verlustleistung im Widerstand β ist dadurch unter allen Umständen gesichert.

Ausserd'em sind nun grosse Toleranzen von α¹ für den Transietor T« zulässig. Wenn α· gross ist, wird die Diode I9 nicht wirJcaam, während sie bei niedrigem u¹ wirksam wird.

. ^ad OFiIGiNAL

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Claims (1)

1. P A I Ji M I U ^ P 8 υ K C H til

   1· \ Schaltungeanordnung zum Erzeugen eines aägezahnförmigen utromes durch die Zeilenablenlcapulen einer Wiedergaberöhre, welche mit einem 'i'raneletor versehen ist, in dessen üusgangskreis die ablenkepulen aufgenommen sind und dem Über eine induktive Kopplung zwischen der Basis« und der Emitterelektrode ein itupulsförDiiges oohaltaignal zugeführt wird, das den Transistor periodisch sperrt und entsperrt, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor ein im wesentlichen * symmetrischer Transistor ist, wobei d*ie Dauer üer den Transistor sperrenden Impulse dea ochaltaignals länger ale die HUoklaufaeit des sflgezahnförmigen dtromes let, so daaa am Anfang der Hinlauf zeit der dann in bezug auf das Ende der iiinlaufzeit umgekehrte iitrou in den Ablenkspulen durch die entsperrte Baöie-Kollektor-Diode des Transistors flieaaen kann, während die Speisespannung des Transistors viele Male , z.B. mindestens 10 iiale, grosser als der Spitee-üpitze-Wert des zwischen der üaeis- und Emitterelektrode angelegten üohaltsignals ist.

   2· oohaltungsanordnung nach Anspruch 1, dajiuroh gekennzeichnet« da·· die induktive Kopplung durch einen Transformator gebildet wird» wobei die beiden Jünden der Sekundärwicklung dieses Transformators unmittelbar mit der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors verbunden sind.» wa'hrend seine Primärwicklung in Heihe mit der desie-Kollelctoretreoke eines Treibertransietors an eine Speisespannung V-angeschlosöen ist» deren Wert erheblich niedriger, mindestens 10

   j&le niedriger, «la 41t ttpeiseepannung V_ des zuerst erwShnten

   . . ■ β

   tors let. .,-.-. .

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   3« ochaltongaanordnung nach iinspruch 2, audurch {^kennzeichnet, ·

   jluo3 ius Transf ormatioiiüverhüi taiü ~wi^chu:i .,er j. rimärwiüklung und der uekundlirwicKlung dec ¹TuIiSf oraia tor u etwa 1 j 1 iet.

   4. üchaltungüanordnung nach eineta der vorangehenden ünspriiche, dadurch gekennzeichnet, dass .der Ixiduktivitättrwert der erwähnten induktiven Kopplung so grosa gewählt wird, dasu das während der nücKlaufzeit des sä^ezuhnförmigen ütroneü durch dieüe Dopplung flitiüaende otrom kleiner als der umgekehrte lioxlektorstroin des zuerst erwähnten 'i'ranuistoru ibt, der uoi'ort am iuU'ang der iliniaui'zeit durch dessen dann entsperrte .basig-.rvoliektor-.uiode flieast und der eine Umkehr \ier fiichtung des Emitter-Kollektor-^tromes det; i'reiDertransistor3 herbeiführt.

   5. ochaltungaanordnung nacii Anspruch 41 dadurch gekennzeichnet, dass der l'reibertransistor ein symmetrischer i'ransistor ist.

   6. bchaltungsanordnurifj nach Anspruch 5» dadurch gekennzeichnet, dass die öpeiaespannungsquelle für den I'reibertransistor ein Kondensator iat, der Über einen Widerstand an dieselbe opeiyetspannungsquelie wie der zuerst erwähnte 'i'rantfistor angeaculoüsen iüt. 7» Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Induktivitä'tswert der induktiven Kopplung derart gewählt wird, dass der Speisespannungsqflelle für den zuerst erwähnten Transistor ein von null verschiedener mittlerer ^troin für den 'i'reibertransistor entnommen wird.

   8. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche,

   dadurch gekennzeichnet, daas zur Vermeidung von utreuacnwingungen der die Rücklaufzeit bestimmende Kondensator C zwisohen der Bt eis- und der KollektoreleKtrode deu zuerst erwähnten Transistors eingeschaltet

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