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Zeitbasisschaltung zum Erzeugen eines Sägezahn-Ablenkstroms Die Erfindung
betrifft eine Zeitbasisschaltung zum Erzeugen eines Sägezahn-Ablenkstroms in einer
Ablenkspule, welche Schaltung zwei Schalterelemente des Halbleitertyps, eine Speisespannungsquelle
mit zwei Klemmen, Signalquellen zum Liefern von Signalen zum Ein- und Ausschalten
von mindestens einem der erwähnten zwei Schalterelemente, eine Durchschwingspule
und eine Speiseimpedanz enthält, wobei das erste Schalterelement mit einer induktiven
Belastung in Reihe geschaltet ist, die durch die erwähnte Ablenkspule gebildet wird,
welche Reihenschaltung an die zwei Klemmen der erwähnten Speisequelle angeschlossen
ist, während das zweite Schalterelement mit der Durchschwingspule und der Speiseimpedanz
in Reihe geschaltet ist, welche Reihenschaltung ebenfalls mit den zwei Klemmen der
erwähnten Speisequelle verbunden ist, aber derart, daß das freie Ende der Reihenschaltung
des zweiten Schalterelementes und der Durchschwingspule mit der anderen Klemme der
Speisequelle -als das erste Schalterelement verbunden ist, wobei eine Wechselspannungskopplung
zwischen dem Verbindungspunkt des ersten Schalterelementes und der induktiven Belastung
und dem Verbindungspunkt der Speiseimpedanz und der Reihenschaltung der Durchschwingspule
und des zweiten Schalterelementes vorhanden ist.
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Eine solche Zeitbasisschaltung wurde bereits vorgeschlagen.
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In dieser bekannten Schaltung ist das erste Schalterelement eine Diode,
welche leitend gemacht wird, wenn das zweite Schalterelement, ein gesteuerter Siliciumgleichrichter,
selbsttätig gesperrt wird, während die Diode gesperrt wird, wenn das zweite Schalterelement
durch ein Steuersignal leitend gemacht wird. Diese Ein- und Ausschaltung der Diode
wird durch Spannungen bewirkt, die in der Zeitbasisschaltung selber erzeugt werden.
Insbesondere wird im Zeitpunkt des Sperrens der Diode eine hohe Sperrspannung über
ihr erzeugt (diese Sperrspannung springt unmittelbar auf diesen hohen Wert nach
oder in dem Sperraugenblick).
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Infolge der Anhäufung von Löchern in der Diode erzeugt diese Sperrspannung
einen Rückwärtsstrom, so daß durch die unmittelbar nach dem Zeitpunkt des Sperrens
über der Diode erzeugte hohe Sperrspannung ein Rückwärtsstrom auftritt, der eine
hohe Verlustleistung an der Diode bedingt.
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Um diese Schwierigkeit zu beheben, ist die Schaltung nach der vorliegenden
Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schalterelement durch einen Transistor
gebildet wird, der in der Vorwärtsrichteng gegenüber der Polarität der Spannung
der Speisequelle betrieben wird, während das zweite Schalterelement durch einen
gesteuerten Gleichrichter gebildet wird, der in der Rückwärtsrichtung gegenüber
der Polarität der von der Speisequelle gelieferten Spannung betrieben wird, wobei
die Signalquellen ein erster Steuersignal liefern, um den Transistor vor dem Ende
eines Hinlaufs zu sperren und ihn am Anfang des Hinlaufs zu entsperren, und ein
zweites Steuersignal zum Entsperren des Gleichrichters in dem Zeitpunkt, wenn der
Transistor gesperrt wird.
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Aus einem Vergleich der Zeichnung dieser Erfindung mit der der Patentanmeldung
N 21962 VIIIa/ 21 a1 ergibt es sich, daß der ganze Prozeß umgekehrt wird. Dies bedeutet,
daß der Transistorstrom von dem Gleichrichter übernommen wird und daß, nachdem der
Transistorstrom auf Null herabgesetzt ist, die Spannung über ihm zunimmt, aber langsam,
so daß sogar, wenn der Transistorstrom nicht vollkommen Null ist, in dem Augenblick,
wenn die Spannung über ihm zunimmt, die Transistorverlust-Leistung noch niedrig
ist.
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Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungen näher erläutert, die eine
Ausführungsform einer Zeitbasisschaltung mit zwei gesteuerten Schalterelementen
nach der Erfindung zeigt.
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F i g. 1 der Zeichnung zeigt ein Ausführungsbeispiel ohne Hochspannungstransformator;
F
i g. 2 zeigt Spannungs- und Stromkurven für die Ausführungsform nach F i g. 1, `und
F i g. 3 zeigt eine verbesserte Ausführungsform der Schaltung nach F i g. 1 zum
Steuern eines Hochspannungstransformators, wobei Mittel vorgesehen sind, durch welche
der Transformatorkern eine möglichst geringe Vormagnetisierung erfährt.
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Nach F i g.1 eignet sich die Schaltung zur Verwendung einer Zeilenzeitbasisschaltung
für einen Fernsehempfänger mit magnetischer Ablenkung. Diese Schaltung liefert einen
Sägezahnstrom für eine induktive Belastung, die durch Ablenkspulen L, gebildet wird:
Die Schaltung enthält als erstes Schalterelement einen Schalttransistor T1, dessen
Emitter-Kollektor-Strecke in Reihe mit der Belastung Ly über ein Paar Gleichspannungsleitungen
geschaltet ist, von denen eine mit Erde und die andere mit einer Spannung -V" verbunden
ist. Ein gesteuerter Siliciumgleichrichter D1, der als zweites Schalterelement dient,
ist in Reihe finit einer überschwingspule L2 und mit einer Induktivität L1 geschaltet,
die als Speiseimpedanz wirksam ist und die mit der gleichen Leitung wie der Transistor
T1 verbunden ist. Eine Wechselspannungskopplung C1 liegt zwischen dem Verbindungspunkt
des Transistors und der Belastung und dem Verbindungspunkt Q der Induktivität L1
und der Dürchschwingspule L2. Es wird einleuchten, daß der Gleichrichter D1 und
die Durchschwingspule L2 umgewechselt werden können, ohne daß das Verhalten der
Schaltung geändert wird.
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Die Kapazität des Kondensators C1 bildet mit der Induktivität der
Belastung L, und der Durchschwingspule L2 einen abgestimmten Kreis mit einer Periode
gleich oder nahezu gleich dem Vierfachen der gewünschten Rücklaufperiode.
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Der gesteuerte Gleichrichter D1 ist in eine Kippschaltung eingefügt,
welche die Durchschwingspule L2 enthält, die in der Vorrichtung notwendig ist, um
den Transistorstrom durch den Gleichrichter übernehmen zu lassen, wenn der Transistor
gesperrt wird.
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In diesem Beispiel enthält die Schaltung einen Transformator, dessen
Primärwicklung P von einer (nicht dargestellten) Signalquelle ein Steuersignal l
zugeführt wird. Dieser Transformator enthält außer der bereits erwähnten Primärwicklung
P zwei Sekundärwicklungen S1 und S$. Die Sekundärwicklung S1 ist über ein RC-Netzwerk
mit der Basis und dem Emitter des Transistors Ti verbunden. Die Sekundärwicklung
S$ ist mit zwei Punkten X und Y verbunden, die über ein weiteres RC-Netzwerk
mit der Steuerelektrode D1 gekoppelt sind. Die der Primärwicklung P zugeführten
Impulse 1 induzieren in der Sekundärwicklung S, Impulse, die den Transistor T1 von
dem Zeitpunkt to bis zum Zeitpunkt t2 Strom führen lassen (s. auch F i g. 2), und
in der Sekundärwicklung S2 Impulse, um den Gleichrichter im Zeitpunkt t2 (F ig.
2) vor dem Ende der Abtastzeit (t3) durch ein Signal leitend zu machen, das zwischen
der Kathode und der Steuer- oder Basiselektrode angelegt wird. Es wird jedoch einleuchten,
daß für das zweite Schalterelement D1 auch ein Transistor benutzt werden kann, aber
in diesem Falle müssen die Impulse der Sekundärwicklung S2 auch diesen zweiten Transistor
sperren. Es treten dann Schwierigkeiten auf, da, wie dies weiter unten erläutert
wird, der Strom durch das zweite Schalterelement von dem Zeitpunkt t$ bis zum Zeitpunkt
t3 zunehmen. und dann abnehmen muß. Dies bedeutet, daß die dem zweiten Schalterelement
zugeführten Impulse den Strom durch dieses Element von dem Zeitpunkt t3 her erniedrigen
müssen. Die Impulse I, welche- der Primärwicklung zugeführt werden, müssen jedoch
eine. solche Form haben, daß beim. Induzieren in der Sekundärwicklung S1 sie das
Sperren des Transistors T1 am Zeitpunkt t2 bewirken und den Transistor bis zum Zeitpunkt
t4 gesperrt halten. Letzteres bedeutet, daß die Impulse 1 die gleiche Polarität
haben müssen von dem Zeitpunkt to bis zum Zeitpunkt t2 und die andere Polarität
von dem Zeitpunkt t2 bis zum Zeitpunkt t4, was in F i g.1 veranschaulicht ist, wo
die gestrichelte Linie Erdpotential andeutet.
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Wenn jedoch der Gleichrichter D1 durch einen Transistor ersetzt ist,
müssen die Impulse I die eine Polarität von t2 bis t3 und die andere Polarität von
t bis t2 haben. Für das zweite Schaltelement wären dann besondere Impulse erforderlich.
Wenn jedoch der gesteuerte Gleichrichter D1 verwendet wird, braucht dieser Gleichrichter
nur am Zeitpunkt t2 leitend gemacht zu werden, während er durch die Wirksamkeit
der Durchschwingspule L2 selbsttätig gesperrt wird.
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Die Wirkungsweise der Schaltung wird an Hand der F i g. 2 beschrieben,
wobei F i g. 2 a den Kollektorstrom (i,), F i g. 2 b die Emitter-Kollektor-Spannung
(V,) des Transistors Ti, F i g. 2 c die Spannung (VQ) am Verbindungspunkt Q und
F i g. 2 d den Strom !D i durch den Gleichrichter D1 zeigt.
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Am Anfang der Abtastzeit to wird ein negativer Steuerimpuls der Basis
des Transistors T1 mit einer solchen Amplitude zugeführt, daß der Transistor T1
gesättigt wird, so daß während des größten Teiles der Zeitspanne von to bis t2 der
Abtastperiode ein nahezu linear zunehmender Strom durch T1 (und L,) fließt.
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Gleichzeitig mit dem Kreis L, -T, wird in der Periode von to bis t2
ein gesonderter Kreis wirksam gemacht, d. h. der Kreis T,7 C,- L1. In diesem Kreis
wirken C1 und L1 als abgestimmter Kreis mit einer sehr langen Periode (im Vergleich
zu der Periode t bis t2), deren Wert nicht kritisch ist. Am Anfang Jer Abtastung
wird angenommen, daß der Kondensator C1 mit negativer Polarität auf der Seite des
Transistors und positiv auf der anderen Seite aufgeladen ist. Während der Hinlaufperiode
entlädt sich der Kondensator infolge der Resonanz im Kreis Li-C1 über T1 in der
Induktivität L1; wenn die Entladung in einem bestimmten Augenblick zwischen to und
t1 vollständig ist, geht die Spannung über Cl (und L) durch Null und ändert ihr
Vorzeichen (s. F i g. 2 c, Zeitpunkt t"). An einem späteren Zeitpunkt t1 ist diese
Spannung infolge der Resonanz im Kreis auf einen Wert gleich der Speisespannung
-V" gestiegen. An diesem Zeitpunkt wird die Sperrspannung am Gleichrichter (der
gesperrt war) auf Null herabgesetzt. Von t1 bis t2 nimmt die Spannung über C1 weiter
zu und spannt den Gleichrichter in der Vorwärtsrichtung vor, so daß die von der
Wicklung S2 kommenden Kippimpulse den Gleichrichter leitend machen können. Da T1
durch die Impulse von der Wicklung S1 gesättigt ist, arbeitet der Transistor tatsächlich
als direkte Verbindung mit Erde, und die erwähnten Änderungen lassen sich leicht
feststellen als Änderungen der Spannungen am Punkt Q, was in F i g. 2 c angedeutet
ist (die Biegung
der Sinuswelle ist nur gerade sichtbar am Zeitpunkt
to infolge der sehr langen Periode L,-C,). In dem Bereich, in dem diese Spannung
den Wert (V") (d. h. tl-t2) überschreitet, liegt eine Vorspannung in Vorwärtsrichtung
am Gleichrichter.
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Die gewünschte Dauer des Hinlaufs erstreckt sich über den Zeitpunkt
t2 hinaus bis zum Zeitpunkt t3. Um jedoch die Wirkung der Löcheranhäufung in T1
zu verhüten, wird der Transistor T1 gemäß der Erfindung am Zeitpunkt t2 gesperrt,
der hinreichend früh ist, um den Kollektorstrom und die Löcheranhäufung am Zeitpunkt
t3 auf einen vernachlässigbar niedrigen Wert herabsinken zu lassen. Der Gleichrichter
wird am selben Zeitpunkt t2 durch ein Signal leitend gemacht, das von der Steuerspannung
durch die Leitungen X, Y abgeleitet wird. Dann ist ein anderer Stromweg offen,
d. h. durch den Kondensator Cl, die Belastung Ly, den Gleichrichter D1 und die Durchschwingspule
L2.
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Dieser Stromweg wird der Kommutationskreis genannt, da die Ladung
des Kondensators Cl am Zeitpunkt t2 in eine Entladung umgewandelt wird. Der Schaltstrom
durch diesen Kommutationskreis schafft die Möglichkeit, am Zeitpunkt t3 den Strom
durch T1 auf Null herabsinken zu lassen, da nach Verringerung des Transistorstroms
auf Null der Entladestrom durch den Kommutationskreis nach wie vor fließen kann.
Dies bedeutet, daß der Strom durch den Transistor T1 während einer sogenannten »Übernahmeperiode«
durch den Kommutationskreis übernommen wird.
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Die Verringerung des Stroms durch den Transistor T1 während dieser
Übernahmeperiode t2 bis t3 ist in F i g. 2 a in Form der Halbperiode einer Sinuswelle
angedeutet; dies ergibt sich aus der Resonanz von L2 und Cl, wobei L2 einen entsprechend
gewählten niedrigen Wert hat.
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An einem bestimmten Zeitpunkt während der Übernahmeperiode ist es
notwendig, den Transistor T1 an der Basis zu sperren. Die Sperrspannung der Basis
wird am Ende (t4) der Rücklaufperiode beibehalten. In diesem Beispiel ist einfachheitshalber
der Sperrzeitpunkt t2 gewählt, da in diesem Falle die gleiche Steuerspannung benutzt
werden kann, um den Gleichrichter leitend zu machen. Der Gleichrichter Dl wird selbsttätig
gesperrt, was weiter unten näher erläutert wird.
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Bis zum Zeitpunkt t2 nimmt der Hinlaufstrom L, nahezu linear zu. Während
der Periode t2 bis t3 bleibt der Transistor T1 leitend, so daß seine Kollektorelektrode
nahezu Erdpotential hat. Die Speisegleichspannung V" wird somit noch durch die Belastung
Ly zugeführt, während der Hinlaufstrom weiter bis zum Zeitpunkt t3 wie gewünscht
zunimmt.
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Wie vorstehend gesagt, ist die anfängliche Entladung des Kondensators
Cl vollständig am Zeitpunkt tZ, wenn die Spannung über dem Kondensator Null ist.
Darauf lädt sich der Kondensator Cl derart, daß seine mit dem Verbindungspunkt Q
verbundene Elektrode gegenüber der mit dem Transistor T1 verbundenen Elektrode negativ
wird. Diese Aufladung setzt sich fort bis zum Zeitpunkt t2. Dann wird der Transistor
T1 gesperrt, und der Gleichrichter wird entsperrt. Das Entsperren des Gleichrichters
Dl bedeutet, daß die Aufladung des Kondensators Cl beschleunigt wird, da die Induktivität
L2 eingeschaltet wird. Auf diese Weise bildet sich ein neuer LC-Kreis durch L2 und
Cl. Die Spannung VQ am Punkt Q steigt infolgedessen schnell (s. F i g. 2e) bis zum
Zeitpunkt tp, wenn der Strom durch den Kondensator Cl Null ist. Dann ändert sich
wieder die Richtung des Stroms durch den Kondensator Cl. Die Spannung VQ nimmt dann
ab und wird gleich -V" am Zeitpunkt t3. Dies ist darauf zurückzuführen, daß. am
Zeitpunkt t3 der Strom iD i maximal ist (s. F i g. 2 d) und der Strom i, Null ist
(s. F i. g. 2 a). Der Strom durch den Kondensator Cl ist praktisch _ gleich dem
Strom iD1 (mit Vernachlässigung des kleinen Stromes durch L1 an diesem Zeitpunkt)
und auch gleich iLy, so daß im Resonanzkreis von L. -C:, und Ly der Strom
maximal ist und die Spannung über dem Kondensator Cl und die Spannung über den Induktivitäten
L2 und Ly gleich Null ist. Infolgedessen empfängt der Punkt Q die Spannung vorausgesetzt,
daß der Gleichrichter beim Leitendwerden praktisch keine Impedanz besitzt. Nach
dem Zeitpunkt t3, d. h. dem Beginn der Rücklaufperiode, wird der Strom weiter durch
den Resonanzkreis L2 Cl Ly fließen, wodurch die in der Induktanz Ly während der
Periode to bis 13 angehäufte elektromagnetische Energie in elektrostatische
Energie im Kondensator C1 umgewandelt wird. Der Kondensator Cl wird dann dank des
Resonanzkreises durch die in Ly angehäufte Energie aufgeladen. An einem Zeitpunkt
t4 kurz vor t4 ist die angehäufte Gesamtenergie auf den Kondensator C1 übertragen
(d. h. die vorher angenommene Ladungslage). Diese Entladung von Cl infolge des Resonanzkreises
erfolgt während einer Zeit gleich einem Viertel der Periode des Resonanzkreises
LY- L2 und Cl. Der zugehörende Stromdurchgang durch den Kreis L,-C,-L2 und den Gleichrichter
ändert seine Polarität, wenn Cl vollständig aufgeladen ist. Da der Gleichrichter
im entgegengesetzten Zustand nicht leiten kann, ist der Stromdurchgang geneigt am
Zeitpunkt t4 aufzuhören. Es gibt jedoch eine kurze, anfängliche Verzögerung von
t4 bis t4 infolge der Löcheranhäufung im Gleichrichter, da erst nach dem Zeitpunkt
t4 alle Löcher entfernt sind. Der Zeitpunkt t4 gleich to ist daher das effektive
Ende des Rücklaufs und der Anfang des nächstfolgenden Hinlaufs und der Zeitpunkt,
wenn der Transistor T1 vorbereitet wird, um (über seine Basis) durch die Steuerspannung
in den leitenden Zustand gebracht zu werden.
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Mit Rücksicht auf die Wahl des Wertes von Cl und L2 ist die Periode
des abgestimmten Kreises LY L2 Cl im allgemeinen vier oder ungefähr viermal so groß
wie die gewünschte Rücklaufperiode. Dies ist besonders wichtig, da, wie aus F i
g. 2b ersichtlich ist, bei dieser Wahl des abgestimmten Kreises LY L2 Cl die Zunahme
der Kollektorspannung V" die am Zeitpunkt t3 anfängt, nicht sehr steil ist, während
diese Zunahme bedeutend steiler wäre; wenn die Periode des abgestimmten Kreises
L,-L.-C:, zweimal so groß wie die gewünschte Rücklaufperiode wäre.
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In dem gewählten Beispiel ist die Periode des abgestimmten Kreises
LY L2 Cl (gleich viermal der Periode t4 bis t4) weniger als viermal so groß wie
die Periode t3 bis t4, um die Sperrverzögerung des Gleichrichters infolge der Löcheranhäufung
zu beheben.
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Die erwähnte Verzögerung beim Sperren des Gleichrichters hat zur Folge,
daß C1 sich in Ly zwischen t4 und t4 entlädt, wodurch ein geringer Strom durch Ly
in einer Richtung entsteht, die der Richtung
eines Stromes entgegengesetzt
ist, der durch die Speisespannung V, über dem Transistor T, erzeugt wird. Der neue
Hinlaufstrom fängt an diesem Pegel des Rückwärtsstromes durch den Transistor T1
(s. F i g. 2 a) an, da der Transistor in der Rückwärtsrichtung Strom führen kann,
wobei sein Emitter-Kollektor-Teil wie eine in der Vorwärtsrichtung leitende Diode
wirksam ist; während der Rückwärtsstrom bestehenbleibt.
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Es sei noch bemerkt, daß über die ganze Abtastperiode der Kreis Tl-Cl-L,
einen Strom führt (der annähernd als konstant angenommen werden darf), dessen Richtung
der Vorwärtsrichtung des Stroms durch den Transistor gleich ist. Dieser Strom verringert
den ersten Rückwärtsstrom, aber in der Praxis hat es sich gezeigt, daß trotzdem
ein Rückwärtsstrom durch den Transistor fließt.
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Aus den F i g, 2 a und 2 b ergibt es sich, daß, obgleich eine Spannung
über dem Transistor während der Rücklaufperiode t3 bis t4 vorhanden ist, kein Strom
fließt, sar daß praktisch kein Energieverlust im Transistor während der Rücklaufperiode
auftritt.
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Sogar wenn der Transistorstrom nicht Null ist am Zeitpunkt t., ist
die Transistorverlustleistung niedrig, da die Kollektorspannung V, nur langsam vom
Zeitpunkt t. an (s. F i g. 2 b) zunimmt.
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Dies ist darauf zurückzuführen, daß die übernahmeperiode t. bis t3
vor der Rücklaufperiode t. bis t4 liegt. Dies ist dadurch möglich, daß zwei Schalterelemente
verwendet werden, die mittels der gleichen Impulse 1 geschaltet werden können, welche
Impulse über den Transformator mit den Wicklungen P, S1 und S., mit solchen Polaritäten
den beiden Schalterelementen zugeführt werden können, daß. der Transistor T1 am
Zeitpunkt gesperrt wird, an dem der Gleichrichter D1 entsperrt wird. Auf diese Weise
wird nicht nur die Löcherwirkung (hole storage effect) des Transistors T1 behoben,
sondern auch seine Gesamtverlustleistung verringert.
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Die Wechselspannung der Hochspannungsspeisung der Wiedergaberöhre
kann leicht auf bekannte Weise durch einen Hochspannungstransformator parallel zu
der Abtastinduktanz L,, erzeugt werden. Die Vorrichtung nach F i g. 1 kann jedoch
benutzt werden, um zu vermeiden, daß der Kern des Hochspannungstransformators eine
Vormagnetisierung erfährt, wodurch eine wesentliche Ersparung an Kez'hvolumen erhalten
wird.
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Nach F i g. 3 ist die Primärwicklung L, des Hochspannungstransformators
mit np Windungen parallel mit der Reihenschaltung der Abtastinduktanz L,, und des
Kondensators Cs geschaltet. Zweck des Kondensators C, ist es, eine kleine S-förmige
Spannungskorrektion in die lineare Sägezahnabtastspannung einzuführen, um die Nichtlinearität
der Abtastung infolge des sehr flachen Schirmes der Wiedergaberöhre zu korrigieren.
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Auf diese Weise wird auch durch Entfernen der Gleichspannungskomponente
von den Spulen L,, eine Bildverschiebung vermieden.
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Die Induktivität L1 ist in Reihe geschaltet mit einer weiteren Wicklung
L, mit ns Windungen, die magnetisch mit der Primärwicklung L, gekoppelt ist.
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Der Gleichstrom fließt vollständig durch die Hochspannungsprimärwicklung
LP und ist geneigt, den Kern zu sättigen. Dies wird durch die Aufnahme der zusätzlichen
Wicklung L, vermieden, deren Windungszahl derart "gewählt ist, daß . -ns'Ini=np
IT.
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Die Wicklung LH: bildet die Sekundärwicklung des Hochspannungstransformators,
die nach der üblichen Gleichrichtung und Siebung die Hochspannung für die letzte
Beschleunigungselektrode der Wiedergaberöhre liefert.
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Wegen der Spannung über L, während der Abtastperiode muß der Wert
von L1 etwas geändert werden, um die gleiche Kreisfrequenz zu erreichen.
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Die Schaltung nach F i g. 1 kann Einzelteile der folgenden Werte enthalten,
welche sich für ein 625-Zeilen-System eignen mit einer Gesamtzeilenzyklusperiode
von 64 .sec.
| Speisung V@. . . . . . . . . . . . . . 12 V |
| Periode t2 bis t3 ... . . . . . . . . . . 4 sec |
| Periode t3 bis t4 . . . . . . . . . . . . . 14,5 [sec |
| Transistor T, . . . . . . . . . . . . . . . AU 101 |
| Siliciumgleichrichter D, ...... C 36 D |
| Induktanz L,, . . . . . . . . . . . . . . . 97 [.H |
| Induktanz Li . . . . . . . . . . . . . . . 12 mH |
| Induktanz L2 . . . . . . . . . . . . . . . 17 [,H |
| Kondensator C, ; . . . . . . . . . . . . 0,42 pF |