DE1462847C - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sagezahnförrmgen Stromes durch die Zeilenablenkspulen - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Stromes durch die Zeilenablenkspulen einer Wiedergaberöhre, welche Schaltungsanordnung mit einem

ίο asymmetrischen Ausgangstransistor versehen ist, in dessen Ausgangskreis die Ablenkspulen aufgenommen sind und dessen Basis-Emittei-Strecke über eine induktive Kopplung ein impulsförmiges Schaltsignal zugeführt wird, das den Ausgangstransistor periodisch sperrt und entsperrt, wobei die Dauer der den Ausgangstransistor sperrenden Impulse des Schaltsignals länger als die Rücklaufzeit des sägezahnförmigen Stromes ist, so daß am Anfang der Hinlaufzeit der dann in bezug auf das Ende der Hinlaufzeit umgekehrte Strom in den Ablenkspulen durch die entsperrte Basis-Kollektor-Diode des Ausgangstransistors fließen kann.

Eine solche Schaltungsanordnung ist-aus der deutschen Auslegeschrift 1 056 751 bekannt. Mit asymmeirischen Transistoren ist es möglich, die sogenannte Paralleldiode zu ersparen, indem die Basis-Kollektor-Strecke am Anfang der Hinlaufzeit die Rolle der Paralleldiode übernimmt. Dabei ergibt sich aber der Nachteil, daß während des Teiles der Hinlaufzeit, in dem der Transistor im Normalbetrieb arbeitet, die Verhältnisse verschieden sind von dem Hinlaufteil, bei dem nur die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors stromführend ist. Dies hat zur Folge, daß der erzeugte sägezahnf örmige Strom während der Hinlaufzeit einen Knick aufweist, und zwar in dem Zeitpunkt, wo die Stromleitung der Basis-Kollektor-Strecke in die normale Stromleitung des Transistors übergeht.

Es ist an sich bekannt, unter anderem aus der deutschen Auslegeschrift 1057 702, eine induktive Kopplung unmittelbar zwischen Basis- und Emitterelektrode eines Ausgangstransistors zu schalten. Die Erfindung beruht aber auf der Erkenntnis, daß die Kombination der induktiven, direkten Kopplung und der Wahl der Speisespannung des Ausgangstransistors in bezug auf den Spitze-Spitze-Wert des zwischen Basis- und Emitterelektrode angelegten Schaltsignals die Erzeugung eines sägezahnförmigen Stromes während der -Hinlauf zeit ohne einen unerwünschten Knick zur Folge hat.

Dank der genannten hohen Speisespannung weist der erzeugte sägezahnförmige Strom während der Hinlaufzeit keinen Knick auf. Außerdem ist es möglich, die genannte Speisespannung unmittelbar aus der gleichgerichteten Netzspannung herzuleiten.

Um diese Nachteile zu beheben, weist die Schaltungsanordnung nach der Erfindung das Merkmal auf, daß die Speisespannung des Ausgangstransistors viele Male, z. B. mindestens zehnmal größer als der Spitze-Spitze-Wert des zwischen Basis- und Emitterelektrode angelegten Schaltsignals ist und die Induktivität der induktiven Kopplung in an sich bekannter Weise unmittelbar zwischen Basis- und Emitterelektrode des Ausgangstransistors geschaltet ist.

Einige mögliche Ausführungsformen von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnung näher erläutert, von denen:

F i g. 1 das Prinzip der Schaltungsanordnung nach der Erfindung darstellt,

3 4

die F i g. 2, 3 und 4 Ersatzdiagramme der Schal- Emitter-Diode De₂ gleichzeitig entsperrt sind. Selbst-

tungsanordnung nach F i g. 1 zur Erläuterung ihrer verständlich muß der Transistor T₂ für diese Situation

Wirkungsweise zeigen, ' geeignet sein, bei der die beiden Dioden entsperrt sind

Fig. 5 a bis 5 g Kurven von Strömen und Spannun- und verhältnismäßig hohe Ströme führen. Ein möggen zeigen, die in der Anordnung nach F i g. 1 auf- 5 liches Verfahren zum Aufbauen eines solchen Trantreten können, sistors wurde in der Patentanmeldung (PHN 1181)

F i g. 6 eine zweite Ausführungsform einer Schal- beschrieben.

tungsanordnung nach der Erfindung zeigt, bei der der Um Obenstehendes näher zu illustrieren und die

Treibertransistor ein symmetrischer Transistor ist, Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach F i g. 1

Fig. 7 a bis 7 g Kurven von Strömen und Spannun- io zu erläutern, ist in F i g. 2 das Ersatzschaltbild der

gen zeigen, die in der Anordnung nach F i g. 6 auf- Schaltungsanordnung nach F i g. 1 dargestellt. In

treten können, dieser Figur hat der Transistor T₁ die Form eines

F i g. 8 eine diitte Ausführungsform veranschau- Schalters T₁. Es wird angenommen, daß der Translicht, in der zur Vermeidung von Streuschwingungen formator 1 ein idealer Transformator mit einem Inein Kondensator zwischen der Basis- und der Kollek- 15 duktivitätswert L_x ist, der zur Basis-Emitter-Diode Ds₂ torelektrode des Ausgangstransistors eingeschaltet ist, parallel geschaltet ist. Mit Rücksicht auf die Tatsache,

F i g. 9 ein weiter ausgearbeitetes Diagramm der daß der Transistor T₂ ein npn-Transistor ist, ist die

Schaltungsanordnung nach F i g. 8 darstellt. Anode dieser Diode mit dem Basispunkt B und ist

In F i g. 1 ist der Transistor T₁ ein Treibertransistor ihre Kathode mit dem Emitterpunkt E verbunden,

in dessen Kollektorkreis der Transformator 1 aufge- 20 welche Punkte den in F i g. 1 angegebenen Punkten

nommen ist. Die Primärwicklung 2 dieses Transforma- entsprechen.

tors 1 verbindet die Kollektorelektrode des Transi- Der Schalter T₁ ist mit einer Speisespannungsquelle V_s

stors T₁ mit der Speisespannungsquelle — V_s. Zwischen in Reihe geschaltet, die die Spannung liefert, welche

der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors T₁ zwischen der Basiselektrode B und der Emitterelek-

wird das von einem Oszillator gelieferte Schaltsignal 3 25 tr ode E des Transistors T₂ auftritt, wenn der Transi-

zugeführt, das den Transistor T₁ während der Rück- stör T₁ sich im leitenden Zustand befindet, was der

laufzeit des endgültig in den Ablenkspulen L_y fließen- geschlossenen Lage des Schalters T₁ in F i g. 2 ent-

den sägezahnförmigen Stromes und während eines spricht.

Teiles der Hinlaufzeit dieses sägezahnförmigen Stro- Weiter stellt in F i g. 2 die Diode Dc₂ die Basisines entsperrt, während dieses Signal den Transistor T₁ 30 Kollektor-Diode des Transistors T₂ dar, die von einer während des übrigen Teiles der erwähnten Hinlaufzeit Quelle 5 überbrückt ist, die die Stromquelle ist, welche sperrt. Die Sekundärwicklung 4 des Transformators 1 den verstärkten Emitterstrom cc Ie₂ führt. Weiter ist ist zwischen der Basiselektrode B und der Emitter- auch im Ersatzschaltbild von F i g. 2 die Zeilenelektrode E eines Zeilenausgangstransistors T₂ einge- ablenkspule L_y sowie deren Überbrückungskapazität C_y schaltet. Die Kollektorelektrode C des Ausgangs- 35 und die Speisespannungsquelle Vh aufgenommen. Wie transistors T₂ ist mit der Parallelschaltung einer Ab- aus F i g. 2 ersichtlich ist, ist die Stromquelle ac Ic lenkspule L_y und eines Kondensators C_y verbunden, nicht aufgenommen. Diese Quelle müßte tatsächlich während die Emitterelektrode E an Erde gelegt ist. zur Basis-Emitter-Diode De₂ parallel geschaltet sein, Zwischen dem von der Kollektorelektrode abgekehrten aber wie oben erwähnt, ist der Transistor T₂ im we-Ende der erwähnten Parallelschaltung und Erde ist 40 sentlichen asymmetrisch, was bedeutet, daß die Stromdie Speisespannungsquelle eingeschaltet, die eine quelle a Ic einen vernachlässigbar geringen Strom He-Speisespannung Vh für den Zeilenausgangstransistor Γ₂ fert und somit fortgelassen werden kann,
liefert. Wie noch näher beschrieben wird, ist es bei Das Schaltsignal 3 sorgt dafür, daß der wie ein der Schaltungsanordnung nach der Erfindung erfor- Treibertransistor wirkende Transistor T₁ abwechselnd derlich, daß die Spannung Vh viele Male größer als 45 in den leitenden und in den nicht leitenden Zustand die Schaltspannung über der Basis-Emitter-Diode des gelangt. Dadurch tritt über der Sekundärwicklung 4 Transistors T₂ ist. Zum Beispiel ist in der Ausf ührungs- ein impulsf örmiges Signal mit einem Wert (1 + b) V_s form nach F i g. 1 die Spannung Vh gleich 220 V, zum Zeitpunkt t₂ und mit einem Wert (1 + c) V_s zum während die Spannung Fs nur 7 V beträgt und das Zeitpunkt /₄ auf. Dies läßt sich wie folgt erklären: Transformationsverhältnis des Transformators 1 gleich 50 Wenn der Transistor T₁ leitend (der Schalter T₁ ge-1:1 ist. Die Spannung V₈ und dieses Transformations- schlossen) ist, tritt über der Primärwicklung 2 eine verhältnis bestimmen nämlich den Spitze-Spitze-Wert Spannung von V_s Volt auf. Da das Transformationsdes endgültig über die Sekundärwicklung 4 zwischen verhältnis zwischen den Wicklungen 0 und 4 etwa 1:1 der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors T₂ ist, hat die Spannung an der Sekundärwicklung 4 den wirksamen Schaltsignals. 55 gleichen Wert wie die an der Primärwicklung 2. Im

Wie in der Einleitung erwähnt wurde, hat der Zeitintervall 0-t₂, in dem der Transistor T₁ leitend ist, Zeilenausgangstransistor T₂ der F i g. 1 eine sehr spe- ist somit auch die Spannung an der Sekundärwickzielle Bauart. Erstens muß dieser Transistor eine sehr lung 4 gleich V_s Volt. Da jedoch die Gleichspannungshohe Spannung ertragen können. komponente infolge der induktiven Kopplung zwi-

Zweitens muß dieser Transistor im wesentlichen 60 sehen den Wicklungen 2 und 4 verloren geht, hat das

asymmetrisch sein, d. h., daß der Transistor T₂ im- endgültig zwischen der Basis- und der Emitterelektrode stände sein muß einen Basisstrom zu ertragen der des Transistors T₂ wirksame Schaltsignal Vbe₂ einen am Anfang der Hinlauf zeit gleich dem durch den mittleren Wert null, was mit der Linie 6 in F i g. 5 a Kollektorkreis fließenden Strom ist. Daher muß die dargestellt ist. Da die Oberfläche unter der Linie 6 Basiszone des Transistors T₂ sich zum Führen eines 65 somit gleich der Oberfläche über dieser Linie sein muß, solchen hohen Stromes eignen. Schließlich ergibt sich, überschreitet die Spannung die Linie 6 zum Zeitwie nachstehend noch erläutert wird, eine Situation, punkt t₂ um einen Wert bV_s und zum Zeitpunkt ?₄ um bei der die Basis-Kollektor-Diode Dc₂ und die Basis- einen Wert cV_s. Wie nämlich aus Fig. 5 a ersichtlich

ist, ist die Schaltspannung Vbez während der Periode, in der der Transistor T₂ Strom führt, nicht konstant, sondern steigt etwas an. Dies ist der Tatsache zuzuschreiben, daß der Emitterstrom Ie₂ während dieser Periode nicht konstant ist, sondern linear ansteigt, wie aus Fig. 5e ersichtlich ist.

Die Spannung Vbei, hat daher im Zeitintervall 0-i₂ einen negativen Wert —V_s, und zum Zeitpunkt t₂ selber springt die Spannung Fb£₂ von dem Wert — V_s auf einen Wert +bV_s. Aus diesem Grunde liefert in F i g. 2 gleich wie in den weiteren F i g. 3 und 4 die mit dem Schalter T₁ verbundene Spannungsquelle eine Gleichspannung V_s, d. h. die zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors T₂ wirksame Sperrspannung, wenn der Schalter T₁ im Zeitintervall 0-t₂ geschlossen ist.

Zum Zeitpunkt t₂ öffnet sich der Schalter T₁, und zu diesem Zeitpunkt ist die Spannung an der Basiselektrode B gleich +bV_s. Es wird vom Zeitpunkt 0 ausgegangen, und es wird angenommen, daß zu diesem Zeitpunkt ein StromIh_y mit dem in Fig. 5b angegebenen Wert durch die Ablenkspule L_y fließt. Zum Zeitpunkt 0 schließt sich der Schalter T₁, was bedeutet, daß der Transistor T₂ gesperrt wird. Die infolge des zum Zeitpunkt 0 durch die Spule L_y fließenden Stromes in dieser Spule angehäufte elektromagnetische Energie fängt an, mit einem kosinusförmigen Verlauf abzuklingen, wobei die Frequenz und somit die Rücklaufzeit durch die Werte von L_y und C_y bestimmt werden. Dieses Abklingen erfolgt vom Zeitpunkt 0 bis zum Zeitpunkt t_x, d. h. während der Rücklaufzeit des sägezahnförmigen Stromes Ilu- Die Tatsache, daß dieses Abklingen zum Zeitpunkt t_x wirklich aufhört, läßt sich wie folgt erklären. Infolge des kosinusförmigen Verlaufes des Abklingens des Stromes Il_v klingt die Spannung über dem Parallelkreis sinusförmig ab. Daher hat die Spannung Vce₂ am Kollektor C des Transistors T₂ im Zeitintervall 0-ί_α den in F i g. 5f dargestellten Verlauf. Das Abklingen der Spannung dauert an, bis die Kollektorelektrode C des Transistors T₂ gegenüber dessen Basiselektrode B negativ wird. Dies ist zum Zeitpunkt I₁ der Fall. Wenn die Kollektorelektrode C gegenüber der Basiselektrode B negativ ist, führt die Basis-Kollektor-Diode Dc₂ einen Strom Ic₂, was der in F i g. 3 dargestellten Situation entspricht. Wenn der Schalter T₁ geschlossen ist, führt die Diode De₂ keinen Strom, und daher ist auch der Strom OcIe₂ — 0. Aus diesem Grunde sind die Stromquelle 5 und die Basis-Emitter-Diode Dei der F i g. 3 fortgelassen. Wenn die Diode Dc₂ jedoch leitend ist, tritt über der Ablenkspule L_y wieder eine konstante Spannung, d. h. die Summe der Spannungen Vh und Vs, auf. Die Summe dieser Spannungen bestimmt daher die Neigung des sägezahnförmigen Stromes, der vom Zeitpunkt J₁ bis zum Zeitpunkt t₂ fließen wird. Außerdem wird dabei vom Zeitpunkt I₁ an das Abklingen des Kreises L_yC_y beendet. Wenn der Transistor T₂ die obenerwähnten Eigenschaften aufweist, wird erreicht, daß der im Zeitintervall t_x-t₂ fließende Kollektorstrom Ic₂ gleich dem dann fließenden Basisstrom Ib₂ ist, da der Emitterstrom Ie₂ und der verstärkte Emitterstrom oc Ie₂ beide null sind. Daher hat der Basisstrom Jb₂ im Zeitintervall I₁-I₂ die gleiche Gestalt wie der Kollektorstrom Zc₂, was aus den Fig. 5c und 5d deutlich ersichtlich ist. In Fig. 5c ist der Kollektorstrom Zc₂ im Zeitintervall t_x-t₂ negativ dargestellt, da er dem Strom oc Ie₂ entgegengesetzt ist, der der normale Kollektorstrom ist, wenn der Transistor T₂ wirklich wie ein Transistor wirkt. Der Strom Ic₂ = Ib₂ fließt über den Schalter T₁ zurück. Während der Rücklaufzeit von t = 0 bis t_x, wenn Ib₂ noch nicht vorhanden ist, wird der Strom durch den Schalter T₁ durch

τ ^Vs t

^Ix==T_x ^h'

ίο d. h. durch den Wert der Spule L_x und die angelegte Spannung V_s, bestimmt. Während der Periode t_x bis t₂ ist der Strom durch den Schalter T₁ gleich I_x minus Ib₂.

Dies ist aus Fig. 5 g ersichtlich, in der der Kollektorstrom Ic₁ dargestellt ist. Der über den Basiskreis des Transistors T₂ zurückfließende Strom verringert daher den Strom des Treibertransistors T₁. Die gestrichelte Linie in F i g. 5 g stellt den Verlauf des Stromes durch T₁ ohne diesen Effekt dar.

Dieser Effekt kann als ein zusätzlicher Vorteil der Schaltungsanordnung nach der Erfindung betrachtet werden. Wie nämlich aus den in F i g. 5 c gegebenen Zahlen ersichtlich ist, hat der Kollektorstrom Zc₂ zum Zeitpunkt t_x einen Wert von —0,6 A, welcher Wert bis zum Zeitpunkt t₂ auf etwa 0,3 A abnimmt. Da in diesem Zeitintervall der Basisstrom Ib₂ gleich dem Kollektorstrom Ic₂ ist und auch während der übrigen Zeit, d. h. von 7₂-i₄, der Basistroms infolge des niedrigen Wertes von cc' einen ziemlich hohen Wert haben wird, bedeutet dies, daß der Basisstrom Ib₂ stets einen verhältnismäßig hohen Wert haben wird. Dieser Strom muß endgültig über den Treibertransistor T₁ geliefert werden. Ohne den Vorteil des abnehmenden Kollektorstromes Ic₁ im Zeitintervall t_x bis t₂ müßte der vollständige Magnetisierungsstrom durch den Transformator 1 vom Transistor T₁ geliefert werden, um im Zeitintervall t₂ bis t_t die Möglichkeit zu schaffen, daß der gewünschte Basisstrom Ib₂ dann fließen kann. Der Kollektorstrom Zci hätte dann im Zeitintervall t_x-t₂ die mit der gestrichelten Linie in F i g. 5 g dargestellte Gestalt. Dies hat zur Folge, daß der mittlere Kollektorstrom Zcisem nicht den mit der strichpunktierten Linie 7 in F i g. 5 g dargestellten Wert, sondern einen viel höheren Wert haben würde. Dies würde bedeuten, daß nicht nur die gelieferte Steuerleistung viel höher ist, sondern auch, daß der Transistor T₁ imstande sein muß, eine viel größere Verlustleistung zu ertragen. Dies wird nun durch den günstigen zusätzlichen Effekt des abnehmenden Kollektorstromes Ic₁ im Zeitintervall t_x bis t₂ vermieden.

Zum Zeitpunkt t₂ öffnet sich der Schalter T₁, und es ergibt sich eine Situation, wie im Ersatzdiagramm nach F i g. 4 dargestellt ist. Die Spannung an der Basiselektrode springt, wie aus Fig. 5 a ersichtlich ist,

durch das Öffnen des Schalters T₁ auf einen Wert +bV_s. Das heißt, daß durch das Öffnen des Schalters T₁ der Punkt B einen Spannungssprung von (l + b)V_s vollführt. Wie aus Fig. 5f ersichtlich ist, vollführt dann jedoch auch der Punkt C den gleichen Spannungssprung, da die Basis-Kollektor-Diode Da geöffnet bleibt. Die Spannung an der Anode der Diode Dc₂ wird ja positiv, so daß die Diode die Neigung hat, im leitenden Zustand zu bleiben. An einer leitenden Diode liegt jedoch nahezu keine Spannung, so daß ein Spannungssprung am Punkt B einen Spannungssprung am Punkt C zur Folge hat. Durch den erwähnten Spannungssprung ändert sich auch die Spannung an der Spule L_y, Bei geschlossenem Schal-

ter T₁ war die Spannung an dieser Spule gleich Vh + V_s und nach dem Zeitpunkt Z₂ ist diese Spannung gleich Va—bVs. Da die Spannung Vh aber sehr hoch, im gewählten Ausführungsbeispiel 220 V, und die Spannung Vs nur gering, nämlich 7 V, ist, ist die Spannung (1+b) Vs Volt, die den Unterschied zwischen den Spannungen über der Spule L₂₇ vor und nach dem Zeitpunkt Z₂ bildet, gegenüber der Spannung Vh vernachlässigbar gering. Der infolge dieses Spannungssprunges im Kollektorstrom Ic₂ und somit im Strom hy auftretende Knick ist daher ebenfalls vernachlässigbar klein.

Dieser Knick war beim sichtbar machen auf einem Oszillographen denn auch nicht bemerkbar.

Obgleich somit das Öffnen des Schalters T₁ im KoI-lektorstrom Zc₂ nahezu keine Änderung herbeiführt, werden dadurch jedoch der Basisstrom Ib₂, der Emitterstrom Ie₂, des Transistors T₂ und der Kollektor·· strom Ic₁ des Transistors T₁ geändert. Durch das Öffnen des Schalters T₁ wird nämlich der Transistorstrom Ic₁ = 0.

Da auch der Strom I_x in der Spule L_x nicht springen kann und dieser Strom bis zum Zeitpunkt /₂ gleich Ib₂ + Ici war, muß durch das Verschwinden des Obgleich im Obenstehenden der Transistor T₂ als ein npn-Transistor und der Transistor T₁ als ein pnp-Transistor dargestellt ist, können diese Transistoren von einem beliebig gewählten Typ sein. Nur müssen dabei die Polarität der angelegten Speisespannungen Vh und Vs und die Wicklungsrichtung des Transformators 1 berücksichtigt werden.

Auch kann statt des Emitters E der Kollektor C des Transistors T₂ geerdet werden. In diesem Falle ist es erwünscht, daß die Parallelschaltung von L_y und C_y und die Speisespannungsquelle Vh ihre Stelle wechseln, so daß dann tatsächlich eine geerdete Kollektorschaltung gebildet wird, deren Wirkungsweise jedoch gleich der der Anordnung nach F i g. 1 ist.

Es ist weiter nicht erforderlich, daß die Kopplung zur Basiselektrode des Transistors T₂ stets über einen Transformator hergestellt wird. Eine einzige Spule könnte genügen, die dann parallel zwischen der Basis- und der Emitterelektrode des Transistors T₂ eingeschaltet ist, während der schaltende Transistor T₁ zwischen der Speisespannungsquelle Vs und dieser Spule angeordnet sein kann.

Ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung zeigt F i g. 6. Dieses

Kollektorstromes la nach dem Zeitpunkt t₂ der Basis- 25 Ausführungsbeispiel unterscheidet sich darin vom in strom Ib₂ gleich I_x sein. Da jedoch der Strom I_x nicht F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel, daß statt springen kann, muß der Basisstrom Ib₂ einen Sprung
vollführen. Wie aus Fig. 5d ersichtlich ist, springt

der Basisstrom Ib₂ um etwas mehr als 0,6 A (von etwa eines... asymmetrischen Treibertransistors T₁ nun ein symmetrischer Transistor, und zwar ein Transistor vom npn-Typ angewandt wird. Folglich muß das

0,3 A auf etwas mehr als 0,9 A), was gerade dem 30 Schaltsignal gleichfalls eine entgegengesetzte Polarität

Wert entspricht, den der Kollektorstrom Ic₁ zum Zeitpunkt t₂ hatte. Da der Kollektorstrom Ic₂ sich nahezu nicht ändert, muß dieser Mehrstrom von der Basis-Emitter-Diode De₂ aufgefangen werden, durch die ein Emitterstrom Te₂ zu fließen anfängt, der einen gleichen Sprung wie der Strom Ib₂ vollführt.

Da, wie oben erwähnt, die Diode Dc₂ zum Zeitpunkt t₂ entsperrt bleibt und da der Kollektorstrom Zc₂ sich nicht ändert, bleibt tatsächlich der bestehende Zuhaben, so daß es die für das Signal 3' in F i g. 6 dargestellte Gestalt hat. Weiter wird der Treibertransistor T₁ nun über ein i?C-Glied gespeist, das aus einem Widerstand 8 und aus einem großen Kondensator 9 besteht. Auch ist der Transformator 1 viel größer als der entsprechende Transformator 1 der F i g. 1 gewählt. Dies hat zur Folge, daß der Magnetisierungsstrom, der zum Aufrechterhalten des erwünschten Basisstromes Ib₂ im Zeitintervall Z₂-Z₄ erforderlich ist,

Iχ —·

Vs_

L_x

stand unverändert und kann die Diode Dc₂ als Kurz- 40 viel niedriger als im entsprechenden Fall von F i g. 1 Schluß für die Quelle 5 betrachtet werden, so daß noch sein kann. Da nämlich der Strom stets der Strom kIe₂ nicht fließt, trotz der Tatsache,
daß der Emitterstrom Ie₂ nun nicht mehr null ist.

Diese Situation dauert nahezu bis zum Zeitpunkt Z₃, dem Zeitpunkt, zu dem der Kollektorstrom Ic₂ null wird. Das heißt, daß zu diesem Zeitpunkt alle elektromagnetische Energie aus der Ablenkspule L_y verschwunden ist, während dadurch, daß infolge des Öffnens des Schalters T₁ zum Zeitpunkt I₂ alle Bedingungen für einen normalen Betrieb des Transistors T₂ bereits erfüllt sind, vom Zeitpunkt Z₃ an der dann überlagerte Basisstrom den Transistor T₂ im Sättigungszustand halten wird.

Im Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 hat ac' einen
niedrigen Wert, so daß auch bei normalem Betrieb die 55 niedrigeren Wert erhalten hat, während der Kollektor-Stromverstärkung von der Basis zum Kollektor im strom Zc₂, der zum Zeitpunkt Z₁ fließen wird, sich Zeitintervall Z₃ bis Z₄ nur gering ist. Mit Strömen, wie
sie in F i g. 5 dargestellt sind, war tx' = I¹Z₂- Im
übrigen ist die Wirkungsweise des Zeilenausgangstransistors T₂ im Zeitintervall Z₃ bis Z₄ gleich der eines 60 F i g. 7 g ersichtlich ist. Aus diesem Grunde ist der konventionellen Transistors, so daß der Strom Zc₂ Transistor T₁ in F i g. 6 ein symmetrischer Transistor.

ist, ist dieser Strom, der, wie in F i g. 3 dargestellt, durch die Spule L_x fließt, im Zeitintervall 0-Z₁ viel niedriger in der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 als in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Siehe die Fig. 5g und 7g.

Dadurch, daß der Strom Zci im Zeitintervall 0-Z₁ infolge der Vergrößerung von L_x, was eine Folge ist der Vergrößerung des Transformators 1, einen viel

durchaus nicht geändert hat, ist die Verringerung des Kollektorstromes Ic₁ so groß, daß das Vorzeichen dieses Kollektorstromes wechselt, wie deutlich aus

und somit dei Strom in der Ablenkspule L_y auf einen gegebenen Wert ansteigt, der, wie oben erwähnt, durch die Spannung VH-bV_s bestimmt wird. Zum Zeitpunkt Z₄ wird der Schalter T₁ wieder geschlossen und wiederholt sich der bereits für das Zeitintervall 0 bis Z₄ beschriebene Zyklus, welches Intervall eine Periodezeit des sägezahnförmigen Signals hy bildet.

Es könnte grundsätzlich wieder von der Tatsache ausgegangen werden, daß beim Wechseln des Vorzeichens des Kollektorstromes Zc₁ die Basis-Kollektor-Diode des Transistors T₁ entsperrt wird. Dies würde jedoch bedeuten, daß dann dem das Schaltsignal 3' liefernden Oszillator ein zusätzlicher Strom entnommen wird. Dies würde sich ungünstig am Oszillator auswirken,

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wodurch dessen Frequenz sich ändern kann, so daß Daher kann festgestellt werden, daß ein Verhältnis die Synchronisierung der waagerechten Ablenkung zwischen Vh und Vs von 10:1 nahezu das Mindestverloren gehen würde. Wenn jedoch ein symmetrischer verhältnis ist, bei dem eine Schaltungsanordnung noch Transistor gewählt wird und man dafür sorgt, daß gut wirken kann.

der Transistor T₁ vom fließenden Basisstrom Ib₁ stets 5 Wie oben bereits erwähnt wurde, muß im Falle der im Sättigungszustand gehalten wird, kann diese Ge- Schaltungsanordnung nach F i g. 6 der Spitze-Spitzefahr vermieden werden. Dies beeinflußt ebenfalls die Wert des Schaltsignals 3' einen derartigen Wert aufSperrung des Transistors T₁. Im Zeitintervall I₁ bis t₅ weisen, daß der Treibertransistor T₁ im Zeitintervall ist der Treiberstrom ja negativ. Das bedeutet, daß die t_x-t₂ im Sättigungszustand bleibt, so daß sichergestellt Kollektorelektrode des Transistors T₁ dann wie ein io ist, daß das Schaltsignal 3' den Transistor T₁ schaltet Emitter wirkt. Tatsächlich müßte somit die Basis- und dieser Transistor nicht infolge der an der Kollek-Kollektor-Diode des Transistors T₁ von der Ausschalt- torelektrode wirksamen Spannungen frühzeitig gespannung gesperrt werden, was infolge des vom KoI- sperrt wird.

lektorkreis überlagerten Stromes nahezu unmöglich Es ist weiter aus Fig. 7g ersichtlich, daß der ist. Vorzugsweise wird daher der Ausschaltzeitpunkt t₂ 15 mittlere Kollektorstrom des Transistors T₁ sehr niedrig des Transistors T₁ bis nach dem Zeitpunkt t₅ ver- ist, dank der Tatsache, daß dieser Strom im Zeitschoben. Dies bedeutet, daß das Zeitintervall 0 bis t₂, Intervall I₁-I₅ negativ wird. Dieser mittlere Strom das in F i g. 7 dargestellt ist und für die Schaltungs- könnte sogar gleich 0 gewählt werden, wenn gilt: anordnung nach F i g. 6 zutrifft, in bezug auf das in O₁ + O₃ = O₂, wobei O₁, O₂ und O₃ die in F i g. 7 F i g. 5 dargestellte Zeitintervall vergrößert ist, welch 20 dargestellten Oberflächen bezeichnen. In der Praxis letzteres für die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 wird O₁ + O₃ jedoch vorzugsweise größer als O₂ gezutrifft. Dabei soll jedoch berücksichtigt werden, daß wählt, so daß ein positiver Strom durch den Wider_: der Zeitpunkt t₂ bestimmt vor dem Zeitpunkt t₃ liegen stand 8 fließt. Der Strom kann jedoch dadurch sehr muß, da vom Zeitpunkt ^₃ an der Transistor T₂ wieder niedrig gehalten werden, wenn man O₂ nur wenig als normaler Transistor wirken soll, was nur dann 25 kleiner als O₁ + O₃ wählt, so daß trotz der Tatsache, möglich ist, wenn der Transistor T₁' gesperrt ist. Wie daß ein hoher Wert für den Widerstand 8 erforderlich aber aus F i g. 7 ersichtlich ist, gibt es noch eine reich- ist, die Dissipation in diesem Widerstand verhältnisliche Auswahl, da das Zeitintervall t₅ bis t_s noch einen mäßig gering ist. Der richtige Wert der über dem wesentlichen Bruchteil der Periodezeit T bildet. Kondensator 9 erzeugten Spannung Vs ist vom Vei-

Wie aus den Fig. 7c und 7d ersichtlich ist, ist 3° hältnis zwischen den Oberflächen O₁, O₂ und O₃ ab-

der <x! des Transistors T₂ in F i g. 6 erheblich höher hängig, während dieses Verhältnis seinerseits bei ge-

als beim Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 gewählt. gebener Bemessung des Ausgangstransistors T₂ von

Im Falle der F i g. 6 ist cc' = 6 gewählt. Es dürfte dem Induktivitätswert der Spule L_x und vom Wert

aber einleuchten, daß sowohl im Falle der F i g. 1 als des Widerstandes 8 bei gegebener Speisespannung Vh

auch im Falle der F i g. 6 für a! auch noch andere 35 abhängig ist.

Werte gewählt werden können. Wenn ein symmetri- Die in F i g. 6 gezeigte Schaltungsanordnung weist

scher Treibertransistor T₁ verwendet wird, kann somit daher in Vergleich zu der Schaltungsanordnung nach

der es! des Transistors T₂ einen viel größeren Wert F i g. 1 den Vorteil auf, daß eine gesonderte geringe

annehmen. Ein Wert von tx' = 10 oder noch höher Speisespannung Vs nicht vorhanden zu sein braucht,

ist daher noch möglich. 40 Daher wird es günstig, dieser Schaltungsanordnung

Im Obenstehenden wurde stets angenommen, daß auch die Speisespannungen für den übrigen Teil eines

Vh = 220 V während (l-\-b)V_s & 7 V. Es wird dann Transistor-Fernsehempfängers zu entnehmen. In die-

. ,_r ..... . 220 ~_n ... , , . . j _n sem Falle wird nämlich ein Netztransformator erspart.

ein Verha tms von —=— ^; 30 erzielt, was bedeutet, daß ~. ,..„, . , _Ώ , _Λ , . , , _η ,. _A,,^r , 7 ' ' Dies laßt sich ζ. B. dadurch erzielen, daß die Ablenk-

die am Transistor T₂ angelegte Speisespannung etwa 45 spulen L_y mit einem Zeilenausgangstransformator ge-

30mal größer ist als nahezu der Spitze-Spitze-Wert des koppelt werden und an diesem Transformator eine

zwischen der Basis- und der Emitterelektrode dieses Anzapfung angebracht wird, der Impulse niedriger

Transistors T₂ angelegten Schaltsignals. Im allgemeinen Amplitude entnommen werden können. Diese Impulse

wird noch eine gut wirkende Schaltungsanordnung körinen dann nach Gleichrichtung und Glättung die

erhalten, wenn für den Transistor T₂ das Verhältnis 50 Speisespannung für die übrigen Transistoren im

Empfänger liefern. Es muß dabei berücksichtigt

Vh ,q werden, daß dann auch der das Schaltsignal 3' liefernde

(1 + b) Vs "^ Oszillator mit dieser Speisespannung gespeist wird.

Diese Speisespannung ist jedoch nicht vorhanden,

zutrifft. Es dürfte aber einleuchten, daß das erwähnte 55 bevor die Transistoren T₁ und T₂ gesteuert werden. Verhältnis nicht begrenzt verringert werden kann, da Um daher die Schaltungsanordnung selbstanlaufend sonst der Knick im sägezahnförmigen Strom Il_v, der zu machen, muß dafür gesorgt werden, daß diese zum Zeitpunkt t₂ auftritt, zu groß wird. Außer- Steuerung beim Einschalten der Speisespannung Vh dem müßte bei einem zu geringen Wert von Vh der selbsttätig wirksam gemacht wird. Dies läßt sich z. B. Kollektorstrom Zc₂ einen zu hohen Wert annehmen, 60 dadurch erzielen, daß ein Rückkopplungskondensator da nämlich das Produkt von Strom und Spannung zwischen der Basis- und der Kollektorelektrode des die zum Erzielen der gewünschten Ablenkung des Transistors T₁ angebracht wird, wodurch dieser Tran-Elektronenbündels in einer bestimmten Spule L_y erfor- sistor selbstschwingend wird, wenn die Speisespanderliche Leistung angibt. Wenn somit Vh niedriger nung Vh eingeschaltet wird. Wenn jedoch das Schaltgewählt wird, muß Ic₂ größer gewählt werden. Im 65 signal 3' zur Verfügung kommt, hat diese Steuerung Zeitintervall ^₁ bis t₂ gilt: Zc₂ = Ib₂, so daß ein grö- bei einem richtig gewählten Wert des erwähnten ßerer Zc₂ einen größeren Ib₂ zur Folge hat, wodurch Rückkopplungskondensators einen größeren Einfluß der Basisstrom einen zu hohen Wert annehmen könnte. als die Rückkopplungswirkung, so daß der Transi-

stor T₁ dann wieder ein auf übliche Weise gesteuerter Treibertransistor wird.

Aus den Fig. 5b und 7b geht hervor, daß zum Zeitpunkt I₁ der dann durch die Spule L_y fließende Strom über den Kondensator C_y zurückfließt. Nach dem Zeitpunkt I₁ muß dieser Kondensatorstrom auf den Kollektorkreis des Transistors T₂ sprungweise übertragen werden, was dadurch möglich ist, daß, wie oben nachgewiesen wurde, die Basis-Kollektor-Diode Dc₂ zum Zeitpunkt ^₁ entsperrt wird. Wie jedoch in F i g. 8 dargestellt ist, befinden sich in den Verbindungen mit der Spule Ly Streuinduktivitäten L_p. Wenn der Strom durch diese Induktivität L_v vor dem Zeitpunkt t_x null wäre, während nach diesem Zeitpunkt plötzlich ein Strom durch diese Induktivität fließen würde, ergibt sich eine plötzliche Anregung der Induktivitäten L_p, wodurch in Zusammenwirkung mit den im Kreis verbundenen Streukapazitäten, Streuschwingungen am Anfang der Hinlaufzeit herbeigeführt werden. Dies ist der Fall, wenn der Kondensator C_y zur Spule L₂/ parallel geschaltet ist.

Zur Vermeidung dieser Streuschwingungen besteht eine weitere Verbesserung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung darin, daß der Kondensator C_y zwischen der Basiselektrode B und der Kollektorelektrode C des Transistors T₂ eingeschaltet wird. Der Kondensatorstrom wird dann nämlich vom. Zeitpunkt Z₁ an einfach auf die sich dann öffnende Diode Dc₂ übertragen; der Stromweg ändert sich dadurch nicht. Eine plötzliche Anregung der Streuinduktivitäten L_x, und somit das Auftreten der Streuschwingungen wird dadurch vermieden.

Schließlich zeigt F i g. 9 im Detail ein Schaltdiagramm der Schaltungsanordnung nach F i g. 8. Aus F i g. 9 ist ersichtlich, daß die Speisespannung Vh durch eine direkte Gleichrichtung der Netzspannung erhalten wird. Zu diesem Zweck wird die Netzspannung über den Netzschalter S einem Gleichrichter D₁ zugeführt, der diese Netzspannung gleichrichtet, worauf nach Glättung in den Gliedern R₃, C₃ und C₄ über dem Kondensator C₃ die Speisespannung Vh erhalten wird. Diese Speisespannung Vh ist an einen Zeilenausgangstransformator 10, und zwar zwischen dessen Wicklungen 11 und 12, angeschlossen. Diese Wicklungen sind gespaltet, um zu erzielen, daß die Impulsspannungen 14 und 15, die an den Enden der Wicklungen 11 und 12 auftreten, entgegengesetzte Polarität haben. Es ist nämlich günstig, wenn die Ablenkspule L_y in Reihe mit dem Linearitätsregler L₂ und dem Trennkondensator C₂ zwischen den erwähnten Enden der Wicklungen 11 und 12 eingeschaltet wird, da dann keine unerwünschte Störungen infolge von Streuinduktivitäten in den Wicklungen 11 und 12 auftreten können. Infolge der entgegengesetzten Polarität der Impulse 14 und 15 werden die sich von den erwähnten Enden der Wicklungen 11 und 12 zu der um den Hals der Wiedergaberöhre geschobenen Ablenkspule L_y erstreckenden, langen Leitungen keine Strahlung aussenden.

Weiter enthält der Transformator 10 noch eine Hochspannungswicklung 16, die die Impulse herauftransformiert, so daß sie nach Gleichrichtung in der Hochspannungsdiode D₂ die Beschleunigungsspannung für die Ausgangsanode der Wiedergaberöhre liefern, welche Beschleunigungsspannung über die Leitung 17 dieser Ausgangsanode zugeführt wird.

Schließlich sei bemerkt, daß, wenn der «' des Ausgangstransistors T₂ nicht zu groß gewählt und dennoch der Treibertransistor T₁ nicht aus einer gesonderten Speisespannungsquelle gespeist werden soll, die Schaltungsanordnung nach F i g. 10 angewandt werden kann. Letztere Schaltungsanordnung, die eine weitere Ausarbeitung der Schaltungsanordnung nach F i g. 6 ist und in der der Kondensator C₄ in der in F i g. 8 dargestellten Weise und die Ablenkspule Ly in Reihe mit dem Kondensator C₂ in der in F i g. 9 dargestellten Weise angebracht sind, enthält neben dem Ausgangstransformator 10 noch eine zusätzliche mit der Sekundärwicklung 20 des Transformators 10 verbundene Diode 19 und einen Widerstand 21. Wenn IV₂ < α' < 10 (α' = IV₂ Beispiel von F i g. 5, Oi = 10 Beispiel von F i g. 7), liegt der Wert des Basisstromes /&₂ im Zeitintervall t₂ -s- i₄ zwischen den Werten der F i g. 5d und 7d. Ein höherer Basisstrom in diesem Zeitintervall bedeutet, daß im Zeitintervall 0 -*■ t₂ eine größere Menge an elektromagnetischer

ao Energie in die Induktivität L_x des Treibertransformators 1 eingeführt werden müßte. Der Treiberstrom Ic₁ und somit auch sein Mittelwert muß daher zunehmen (auch der Strom Ic₁ liegt zwischen den in F i g. 5 g und 7 g angegebenen Werten).

Ein höherer mittlerer Treiberstrom Ic^em bedeutet, auch wenn der Widerstand 8 verringert wird, eine höhere -Verlustleistung. (Kr₈ = lagern ' R&, Verlustleistung £λ₈ = Icx'gem R&)· Wenn daher für den Treibertransistor T₁ nach wie vor einen Niederspannungstransistor verwendet werden soll, wären die Verluste im Widerstand 8 zu groß.

Die Lösung dieses Problems ist in Fig. 10 angegeben. Der Widerstand 21 erfüllt eine doppelte Funktion. Beim Anlassen der Schaltungsanordnung nach dem Einschalten der Speisespannung Vh wirkt der Widerstand 21 zusammen mit dem Widerstand 8 wie ein Spannungsteiler und wird dem Transistor T₁ vom Verbindungspunkt der Widerstände 8 und 21 her die benötigte Speisespannung zugeführt. Die Widerstände 8 und 21 können beide groß sein, da der Anlaßstrom nur gering ist. Letzterer braucht nur so hoch zu sein, daß die während der Rücklaufzeit 0 -> I₁ auftretenden Impulse VcE₂ (s. F i g. 5f und 7f), wenn sie in der Sekundärwicklung 20 induziert sind, eine die Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 8 und 21 überschreitende Amplitude haben. Die Diode 19 wird dann in den Spitzen dieser Impulse leitend und richtet somit diese Impulse gleich. Die gleichgerichtete Spannung wird vom Netzwerk 9—21 geglättet, so daß auf diese Weise der Speiseschaltung für den Treibertransistot T₁ eine zusätzliche Energiemenge zugeführt wird.

Diese Schaltungsanordnung paßt sich also selbsttätig dem «' des Ausgangstransistors T₂ an. Wenn daher «' ursprünglich einen hohen Wert hatte, ist lagern klein. Der Spannungsfall über dem Widerstand 8 ist gering und die Diode 19 bleibt auch im Betrieb gesperrt. Nimmt <%' durch Alterung ab, so nimmt lagern und somit auch der Spannungsfall über dem Widerstand 8 zu, so daß die Diode 19 in Betrieb gesetzt wird. Eine gute Wirkung der Schaltungsanordnung ohne unnötige Verlustleistung im Wideistand 8 ist dadurch unter allen Umständen gesichert. Außerdem sind nun große Toleranzen von cd für den Transistor T₂ zulässig. Wenn oc' groß ist, wird die Diode 19 nicht wirksam, während sie bei niedrigem <x wirksam wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines zägezahnförmigen Stromes durch die Zeilenablenkspulen (L₂/) einer Wiedergaberöhre, welche Schaltungsanordnung mit einem asymmetrischen Ausgangstransistor (T₂) versehen ist, in dessen Ausgangskreis die Ablenkspulen (L_y) aufgenommen sind und dessen Basis-Emitter-Strecke über eine induktive Kopplung ein imuplsförmiges Schaltsignal zugeführt wird, das den Ausgangstransistor (T₂) periodisch sperrt und entsperrt, wobei die Dauer der den Transistor (!T₂) sperrenden Impulse des Schaltsignals langer als die Rücklaufzeit des sägezahnförmigen Stromes ist, so daß am Anfang der Hinlaufzeit der dann in bezug auf das Ende der Hinlaufzeit umgekehrte Strom in den Ablenkspulen (Ly) durch die entsperrte Basis-Kollektor-Diode des Ausgangstransistors (T₂) fließen kann, dadurch gekennzeichnet, daß die Speisespannung des Ausgangstransistors (T₂) viele Male, z. B. mindestens zehnmal größer als der Spitze-Spitze-Wert des zwischen Basis- und Emitterelektrode angelegten Schaltsignals" ist und die Induktivität (La;) der induktiven Kopplung in an sich bekannter Weise unmittelbar zwischen Basis- und Emitterelektrode des Ausgangstransistors (T₂) geschaltet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die induktive Kopplung durch einen Transformator (1) gebildet ist, wobei die beiden Enden der Sekundärwicklung (4) dieses Transformators (1) unmittelbar mit der Basis- und der Emitterelektrode des Ausgangstransistors (T₂) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (2) des Transformators (1) in Reihe mit der Basis-Kollektor-Strecke eines Treibertransistors (T₁) an eine Speisespannung Vs angeschlossen ist, deren Wert erheblich niedriger, mindestens zehnmal niedriger, als die Speisespannung Vb des Ausgangstransistors (T₂) ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Transformationsverhältnis zwischen der Primärwicklung (2) und der Sekundärwicklung (4) des Transformators (1) etwa 1:1 ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Treibertransistor (Ti) ein symmetrischer Transistor ist, wobei der Induktivitätswert der erwähnten induktiven Kopplung so groß gewählt wird, daß die Richtung der während der Rücklaufzeit des sägezahnförmigen Stromes durch den Treibertransistor (T₁) fließenden Stromes der Richtung des sofort am Anfang der Hinlaufzeit durch diesen fließenden Stromes entgegengesetzt ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Speisespannungsquelle für den Treibertransistors (T₁) ein Kondensator (9) ist, der über einen Widerstand (8) an dieselbe Speisespannungsquelle wie der Ausgangstransistor (T₂) angeschlossen ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zur Vermeidung von Streuschwingungen der die Rücklaufzeit bestimmende Kondensator C_v zwischen der Basis- und der Kollektorelektrode des Ausgangstransistors (T₂) eingeschaltet ist.