DE2713347A1 - Mit zerhackung arbeitende stromversorgungseinheit - Google Patents

Description

Patentanwälte

Dipl.-Ing Dipl.-Chem. Dipl.-Ing *} η ,

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser '

Ernsbergerstrasse 19

8 München 60

25. März 1977

THOMSON - BRANDT

173, Bd. Haussmann

75008 PARIS / Frankreich

Unser Zeichen: T 2165

Mit Zerhackung arbeitende Stromversorgungseinheit

Die Erfindung betrifft eine mit Zerhackung arbeitende Stromversorgungseinheit, die dazu benutzt wird, aus einer gleichgerichteten Netzspannung erzeugte Versorgungsgleichspannungen und/oder Versorgungswechselspannungen an verschiedene elektronische Schaltungen, beispielsweise an die von mit Transistoren ausgerüsteten Fernsehempfängern, abzugeben. Sie bezieht sich insbesondere auf mit Zerhackung arbeitende Stromversorgupgseinheiten, die einen Schalttransistor enthalten, der die Aufgabe hat, an die Klemmen einer Gleichrichterschaltung, welche die gleichgerichtete Netzspannung

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liefert, periodisch die Primärwicklung eines ImpuIstransformators mit fester Kopplung anzuschließen, von welchem eine der Sekundärwicklungen mit der Basis dieses Transi stors gekoppelt ist, um die Stromquelle dieser Basis während des Sättigungszustandes des Transistors zu bilden.

Solche Stromversorgungseinheiten werden im allgemeinen als mit "selbsterregter¹¹ Zerhackung arbeitende Stromversor gungseinheiten bezeichnet und weisen Analogien mit dem her kömmlichen Sperrschwinger auf. Mit Zerhackung arbeitende Stromversorgungseinheiten oder Stromrichter dieser Art sind beispielsweise in der US-PS 3 421 069, in den DT-OS'en 2 160 659 und 2 336 110 sowie in der FR-OS 2 267 654 beschrieben. In den darin beschriebenen Schaltungen wird der Sattigungszustand des Schalttransistors, der durch die Mitkopplung der Sekundär- oder Erregerwicklung, die mit der Basis gekoppelt ist, hervorgerufen wird und in dessen Verlauf die Primärwicklung elektromagnetische Energie speichert, mittels eines Thyristors unterbrochen, der zu der Erregerwicklung im wesentlichen parallel geschaltet ist. Die Zündung des Thyristors, die das Abschalten des Transistors bewirkt, wird in Abhängigkeit von einer Vergleichsgleichspannung, die mittels eines Gleichrichters und einer weiteren ,von der Erregerwicklung getrennten Sekundärwicklung geliefert wird,und,in dem Fall der vorgenannten deutschen und französischen Offenlegungsschriften,in Abhängigkeit von dem Kollektorstrom des Schalttransistors gesteuert, der an einem Meßwiderstand, welcher an den Emitter dieses Transistors und an die Minusklemme der Netzspannungsgleichrichterschaltung

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angeschlossen ist, eine zu diesem Strom proportionale Spannung an den Steuerkreis des Thyristors abgibt. Die Dauer des Sättigungszustandes des Schalttransistors, die zu der maximalen Stärke des Stroms in der Primärwicklung proportional ist, legt die Energie fest, die in dem Transformator in Form eines Magnetfeldes gespeichert wird, dessen Stärke zu diesem maximalen Strom proportional ist. Diese Energie wird durch magnetische Kopplung auf die Sekundärwicklungen übertragen, die im Verlauf der Abschaltperioden des Transistors Spannungsimpulse liefern, deren Amplituden von dieser Energie abhängig sind. Infolgedessen wird dadurch, daß mittels des Thyristors die Dauer des Sättigungszustandes des Transistors in Abhängigkeit von der Amplitude der Impulse der Regelwicklung gesteuert wird, eine Regelung oder Stabilisierung der Ausgangsspannungen erreicht, und zwar, mit Hilfe des Spannungsabfalls an dem Meßwiderstand, mit einer Begrenzung des Kollektorstroms des des Schalttransistors.

Eine solche selbstschwingende Stromversorgungseinheit ist nicht mit der Zeilenfrequenz des Fernsehgerätes, von welchem sie ein Teil ist, synchronisiert und ihre Schwingungsfrequenz ändert sich, beispielsweise zwischen ungefähr 18 und 25 kHz, je nach der Belastung, die sie versorgt. Im unbelasteten Zustand schwingt sie um 50 kHz und ihre Regelung ist fehlerhaft. Diese Schwankung der Schwingungsfrequenz kann außerdem in dem Fernsehgerät lästig werden.

Ziel der Erfindung ist einerseits die Schaffung einer Strom-

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Versorgungseinheit, die in einem gewissen Leistungsbereich mit einer im wesentlichen stabilen Schwingungsfrequenz arbeitet, und andererseits die Verbesserung des Verhaltens der Stromversorgungseinheit hinsichtlich der Stabilisierung der Ausgangsspannungen im belasteten und im unbelasteten Zustand.

Gemäß der Erfindung ist eine mit Zerhackung arbeitende Stromversorgungseinheit, die die Aufgabe hat,aus der aus einer Quelle empfangenenGleichspannung, welche durch die Gleichrichtung und die Filterung der Netzspannung erhalten worden sein kann, eine oder mehrere geregelte Gleichspannungen und/oder Wechselspannungen zu erzeugen, mit einem Zerhackungstransformator, dessen Primärwicklung in wiederholter Weise über einen Schalttransistor und einen Widerstand für die Messung des Kollektorstroms desselben mit den Klemmen der Quelle verbunden ist, wobei eine der Sekundärwicklungen des Transformators mit der Basis des Transistors über einen Selbstversorgungskreis gekoppelt ist, der diese Basis mit Strom versorgt, wenn er leitend ist, wobei die Basis andererseits über einen einen Thyristor enthaltenden Sperrkreis mit der Klemme der Quelle verbunden ist, die mit dem Meßwiderstand verbunden ist, so daß die Zündung des Thyristors an seiner Steuerelektrode gemeinsam in Abhängigkeit von von dem Kollektorstrom des Transistors und einer Regelspannung gesteuert wird, die von einem Regelkreis geliefert wird, welcher durch eine andere Sekundärwicklung des Transformators versorgt wird und eine Gleichrichterschaltung und eine Spannungsvergleichsstufe enthält, die die von der

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Gleichrichterschaltung gelieferte Spannung rait einer festen Z-Spannung vergleicht, wobei die Steuerelektrode andererseits mittels einer Sperrspannung vorgespannt wird, die von einem Vorspannungskreis geliefert wird, der durch eine der Sekundärwicklungen des Transformators versorgt wird, vor allem dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor, der an seiner Basis ebenfalls durch eine von dem Sperrkreis gelieferte Sperrspannung vorgespannt ist, durch Auslöseimpulse mit im wesentlichen stabiler Periodizität gesteuert wird, die an seine Basis durch eine Auslöseschaltung abgegeben werden, die einen Kippgenerator enthält und an ihrem Versorgungseingang einerseits im normalen Betrieb durch die Gleichrichterschaltung des Regelkreises über eine Trenndiode und andererseits beim Start durch die Gleichspannungsquelle über einen Startwiderstand versorgt wird.

Mehrere Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im wolgenden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer mit Zerhak-

kung arbeitenden Stromversorgungseinheit nach der Erfindung, und

Fig. 2 Kurvenforraen der Spannungen und der Strö

me in verschiedenen Punkten der Schaltung von Fig. 1.

Die Schaltung von Fig. 1 enthält eine Gleichspannungsquelle

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' 11.

1-6, die eine Gleichrichterbrücke 1 (in Graetζ-Schaltung) mit vier Dioden enthält, welche an ^iner ihrer Diagonalen 2-3 durch die Netzwechselspannung gespeist wird und an ihrer anderen Diagonalen 4-5 eine gleichgerichtete Spannung an eine Filtereinrichtung 6 abgibt, die hier durch einen Kondensator mit hoher Kapazität dargestellt ist, dessen Klemmen die Gleichspannung liefern.

Die Plusklemme 4 der Quelle 1-6 ist mit einer der Klemmen der Primärwicklung 11 eines Zerhackungstransformators IO verbunden. Die andere Klemme dieser Primärwicklung 11 ist über einen Dämpfungskreis 20, welcher aus einer Parallelschaltung aus einem Widerstand 21 und einer Diode 22 besteht, mit dem Kollektor eines NPN-Schalttransistors 7 verbunden, dessen Emitter über einen Meßwiderstand 8, der eine zu dem Kollektorstrom proportionale Spannung liefert, mit der Minusklemme 5 der Quelle 1-6 verbunden ist.

Zwischen den Kollektor und den Emitter des Schalttransistors 7 ist außerdem eine herkömmliche Schaltung 30 geschaltet, die vor übergroßen Anstiegsverhältnissen der Kollektor-Emitter- Spannung (dVce/dt) bei dem Abschalten (Sperren) des Transistors 7 schützt. Die Schutzschaltung 30 enthält eine Kapazität 31 in Reihe mit einer Parallelschaltung aus einer Diode 32 und einem Widerstand 33.

Eine erste Sekundär-, Rückkopplungs- oder Erregerwicklung 12 des Zerhackungstransformators 10 ist über eine ihrer Klemmen mit dem Emitter des Schalttransistors 7 verbunden,

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die auf einem Potential liegt, das für die Regelung der Spannung als Bezugsgröße benutzt wird. Die andere Klemme 120 der Rückkopplungswicklung 12 ist einerseits über einen Selbstversorgungskreis 40 und andererseits über einen Vorspannungskreis 50 zum negativen Vorspannen mit der Basis des Schalttransistors 7 verbunden.

Der Selbstversorgungskreis 4ο dient zum Versorgen der Basis des Schalttransistors 7, während er in seinem Sättigungszustand ist, und enthält in Reihe eine Diode 41, deren Anode mit der Klemme 120 verbunden ist, einen Widerstand 42 zur Begrenzung des Basisstroms und eine Parallelschaltung 45 aus einem Kondensator 43 und einer Z-Diode 44.

Der Vorspannungskreis 50 enthält eine Diode 51, die über ihre Katode mit der Klemme 120 verbunden ist, einen Filterkondensator 52, von welchem eine Klemme mit der Anode der Diode 51 und die andere Klemme mit dem Verbindungspunkt des Emmiters des Transistors 7 und der Rückkopplungswicklung 12 verbunden ist, und einen Vorspannungswiderstand 53, der die Verbindung der Diode 51 und des Kondensators 52 mit der Basis des Transistors 7 verbindet.

Die Basis des Schalttransistors 7 ist außerdem über die Parallelschaltung 45 mit einem Sperrkreis 60, der das Unterbrechen des Kollektorstroms steuert, und mit der Minusklemme 5 der Gleichspannungsquelle 1-6 verbunden. Der Sperrkreis 60 enthält einen Thyristor 61, dessen Katode mit der Klemme 5 verbunden ist und dessen Anode über einen Wider-

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stand 62 und eine Induktivität 63 (Schutzdrossel), die parallel geschaltet sind, mit dem Verbindungspunkt der Parallelschaltung 45 und des Widerstandes 42 verbunden ist.

Die Steuerelektrode des Thyristors 61 ist mit dem Verbindungspunkt von zwei Widerständen 64 und 65 verbunden, der einen ohraschen Spannungsteilerpunkt bildet. Der Widerstand 64 verbindet die Steuerelektrode mit dem Emitter des Transistors 7, der auf dem Bezugspotential liegt, und der Widerstand 65 verbindet sie mit dem Verbindungspunkt der Anode der Diode 51 und des Kondensators 52 des Vorspannungskreises 50, um an die Steuerlektrode des Thyristors 7 eine Vorspannung anzulegen, die gegenüber seiner Katode negativ ist.

Die Steuerelektrode des Thyristors 61 ist außerdem gemäß der Erfindung über eine Indexschaltung 70, die in Reihe eine Z-Diode 71 und einen Widerstand 72 enthält, mit der Klemme 120 der Rückkopplungswicklung 12 verbunden, um die Änderung der Zeit der Speicherung der Ladungsträger (die die Sperrung verzögert) des Schalttransistors 7 in Abhängigkeit von den Netzspannungen zu kompensieren. Es kann vorteilhaft sein, zwischen die Klemme 120 und die Z-Diode 71 eine Diode (nicht dargestellt) einzufügen.

Zur Erzielung der Stabilisation der Ausgangspannungen soll das Zünden des Thyristors 61 in Abhängigkeit von denselben gesteuert werden. Zu diesem Zweck ist die Steuerelektrode des Thyristors 61 außerdem mit dem Ausgang eines Regelkrei-

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ses 80 verbunden, der durch eine' zweite Sekundär-, Regeloder Vergleichswicklung 13 versorgt wird, von welcher eine Klemme außerdem mit dem Emitter des Schalttransistors 7 (Bezugspotential)verbunden ist und welche eine Gleichrichterschaltung versorgt, die eine Diode 81 und einen Filterkondensator 82 in Reihe enthält. Ein ohmscher Spannungsteiler, der aus zwei festen Widerständen 83 und 84 und aus einem Potentiometer 85 gebildet ist, das zwischen diese eingefügt ist, ist zu dem Filterkondensator 82 parallel geschaltet. Der Verbindungspunkt der Diode 81 (Katode), des Kondensators 82 und des Widerstandes 83, der eine positive Spannung liefert, ist über eine Z-Diode 86 mit dem Emitter eines PNP-Vergleichstransistors 87 verbunden, dessen Basis mit dem Schleifer des Potentiometers 85 verbunden ist. Der Kollektor dieses Transistors 87 ist über einen Widerstand 88 mit der Steuerelektrode des Thyristors 61 verbunden, was gestattet, das Zünden desselben in Abhängigkeit von der Differenz zwischen der Spannung an den Klemmen des Kondensators 82 und der stabilisierten Spannung an den Klemmen der Z-Diode 86 zu steuern.

Eine solche Schaltung nach der Erfindung ist, im Gegensatz zu den aus den eingangs erwähnten deutschen und französischen Offenlegungsschriften bekannten, dank des Dämpfungskreises 20 und des Vorspannungskreises 50 nicht selbstschwingend, wie weiter unten erläutert. Um sie zum Leiten zu bringen, ist es somit erforderlich, an ihre Basis positive Impulse mit Hilfe einer Auslöseschaltung 90 anzulegen, die vor allem aus einem Kippgenerator besteht.

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Die Auslöseschaltung 90 hat einen ersten Eingang 900, der mit einer Gleichspannung versorgt werden soll und über einen ersten Widerstand 91 mit einer der Klemmen eines Kondensators 92 verbunden ist, dessen andere Klemme, die mit dem Emitter des Schalttransistors 7 verbunden ist, auf dem Bezugspotential liegt. Der erste Widerstand 91 und der Kondensator 92 bilden zusammen einen Sägezahngenerator, der an seinem Eingang 900 im normalen Versorgungsbetrieb durch die Gleichrichterschaltung 81-82 des Regelkreises 80 versorgt wird, mit dem er über eine Diode 901 verbunden, ist, oder, beim Start, durch die Gleichspannungsquelle 1-6, deren Pluspol 4 mit dem Eingang 900 über einen Startwiderstand 9 verbunden ist. Der Sägezahngenerator 91-92 ist Teil einer Multivibratorschaltung mit zwei komplementären Transistoren. Diese enthält außerdem einen ersten NPN-Transistor 93, dessen Emitter mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 92 und des Emitters des Schalttransistors 7 verbunden ist und dessen Kollektor über eine Reihenschaltung aus einem zweiten Widerstand 94 und einem dritten Widerstand 95 mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 92 und des ersten Widerstandes 91 verbunden ist, der im übrigen über eine Z-Diode 96 mit der Basis des ersten Transistors 93 verbunden ist. Die Basis des ersten Transistors 93 ist einerseits über einen vierten Widerstand 97 mit dem Emitter desselben und andererseits über einen fünften Widerstand 98 mit dem Kollektors eines zweiten Transistors 99 verbunden, welches komplementär zu dem ersten Transistor 93 ein PNP-Transistor ist. Die Basis dieses zweiten Transistors 99 ist mit der Verbindung des zweiten Wider-

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Standes 94 und des dritten Widerstandes 95 verbunden, während sein Emitter über einen sechsten Widerstand 904 mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 92 und des ersten Widerstandes 91 verbunden ist. Der Emitter des zweiten Transistors 99, der den Ausgang des KomplernentärmuItivibrators bildet, ist andererseits mit der Basis eines dritten Transistors 905 verbunden, welches ebenfalls ein PNP-Transistor ist und dessen Emitter mit dem Verbindungspunkt des Kondensators 92 und des ersten Widerstandes 91 verbunden ist, während sein Kollektor über einen siebenten Widerstand 906, der zur Strombegrenzung dient, mit der Basis des Schalttransistors 7 verbunden ist, um seinen Übergang von dem Sperrzustand in den Sättigungszustand steuern zu können.

Es sei hier angemerkt, daß in der bistabilen Kippschaltung die beiden komplementären Transistoren 93 und 99 durch ihr elektrisches Äquivalent ersetzt werden können, das aus einem Thyristor besteht, der beispielsweise zwei Steuerelektroden hat, d. h. drei PN-Ubergänge (NPNP oder PNPN) und gewöhnlich auch als programmierbarer Unijunction-Transistor bezeichnet wird.

Unter normalen Benutzungsbedingungen arbeitet die durch den Kippgenerator (Komplementärmultivibrator) gesteuerte, mit Zerhackung arbeitende Stromversorgungseinheit mit fester Frequenz. Um jedoch zu verhindern, daß die Spannungen, die im Leerlauf oder bei geringer Belastung abgegeben werden, ansteigen, ist es erforderlich, die Zerhackungsfrequenz

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zu verrringern. Zu diesem Zweck enthält die Auslösungsschaltung 90 außerdem einen vierten Transistor 907, welcher ein PNP-Transistor ist, der zu dem Kondensator 92 parallel geschaltet ist. Die Basis des vierten Transistors 904 ist einerseits über einen achten Widerstand 908 mit einem zweiten Eingang 902 der Auslöseschaltung 90 und andererseits über einen neunten Widerstand 909 mit seinem Emitter verbunden. Der zweite Eingang 902 ist mit der Katode einer Diode 903 verbunden, deren Anode mit dem Kollektor des Vergleichstransistors 87 verbunden ist.

Die anderen Sekundärwicklungen 14 bis 17 des Transformators 10 können Gleichrichterschaltungen versorgen, wie beispielsweise die, die an den Klemmen der Wicklung 14 dargestellt ist und eine Gleichrichtungsdiode 100 und einen Filterkondensator 101 enthält, an dessen Klemmen die Verbraucherschaltung angeschlossen ist, die mit der so erhaltenen Gleichspannung versorgt wird.

Die Betriebsweise der oben beschriebenen und schematisch in Fig. 1 dargestellten Schaltung wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert, die Kurvenformen der Spannungen und Ströme in verschiedenen Punkten dieser Schaltung zeigt.

Im normalen Betrieb gibt die Gleichrichterschaltung 81-82 des Regelkreises über die Diode 901 eine stabilisierte Gleichspannung an den ersten Eingang 900 zur Versorgung der Auslösungsschaltung 90 ab.

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- It-

Diese Versorgungsspannung lädt den Kondensator 92 über den ersten Widerstand 91 exponentiell auf, wie durch die Kurve A von Fig. 2 angegeben, die die Form der Spannung V_Q- an den Klemmen des Kondensators 92 zeigt. Wenn diese Spannung V_Q0 die Z-Spannung V _Q, der Diode 96 etwas übersteigt, wird diese leitend und spannt die Basis des ersten Transistors 93 (NPN-Transistor), der normalerweise gesperrt ist, gegenüber seinem Emitter positiv vor, so daß er entsperrt wird. Der Kollektorstrom des ersten Transistors 93 verursacht einen Spannungsabfall an den in Reihe geschalteten Widerständen 94 und 95, so daß die Basis des zweiten Transistors 99 (PNP-Transistor) gegenüber seinem Emitter negativ derart vorgespannt wird, daß er leitend wird. Das hat zur Folge, daß durch den Spannungsabfall, der an den in Reihe liegenden Widerständen 98 und 97 durch den Kollektorstrom des zweiten Transistors 99 erzeugt wird, die positive Vorspannung der Basis des ersten Transistors 93 und infolgedessen sein Kollektorstrom noch erhöht wird. Die Kollektorströme der beiden Transistoren 93 bzw. 99 bringen sie gegenseitig in Sättigung. Der Emitterstrom des zweiten Transistors 99 erzeugt einen Spannungsabfall an den Klemmen des Ausgangswiderstandes 904, der an der Basis des dritten Transistors 905 anliegt. Dieser kippt in den Sättigungszustand und entlädt schnell den Kondensator 92 über den Strombegrenzungswiderstand 906 in die Basis des Schalttransistors 7, um ihn leitend zu machen. Der über den Widerstand 906 in die Basis des Transistors 7 fliessende Strom Iq₀/- ist durch die Kurve B dargestellt, die eine exponentielle Entladung des Kondensators 92 zeigt,

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welche hauptsächlich über den Transistor 905, den Widerstand 906 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 7 erfolgt und in dem Zeitpunkt t beginnt. Wenn der Kondensator 92 ausreichend entladen ist, so daß die Restspannung an seinen Klemmen nicht mehr ausreicht, um die komplementären Transistoren 93 und 99 der Kippschaltung im leitenden Zustand zu halten, beginnt ein neuer exponentieller Aufladungszyklus, dessen Dauer von den Werten des ersten Widerstandes 91, des Kondensators 92, der an die Klemme 900 angelegten Gleichspannung und der Z-Spannung der Diode 96 abhängig ist.

Der Stromimpuls Iq_ni: (Kurve B), der in die Basis des Schalttransistors 7 eingegeben wird, bringt diesen in den Sperrzustand, welcher durch die negative Vorspannung bestimmt wird, die an seiner Basis mit Hilfe des Vorspannungskreises 50 anliegt, und mittels des Widerstandes 53 in den leitenden Zustand und dann in den Sättigungszustand, was ab dem Zeitpunkt t eine Verringerung seiner Kollektorspannung von V, (positive Spannung an der Klemme 4 der Quelle 1-6) auf eine Spannung nahe Null gegenüber seinem Emitter (vgl.

Kurve C, Fig. 2) hervorruft. Dieser Spannungsabfall verursacht einen Strom I,,, der linear über die Primärwicklung 11 des Transformators 10 fließt und der durch die Kurve D von Fig. 2 dargestellt ist. Dieser Strom I,, induziert in der ersten Sekundärwicklung 12, die mit der Basis des Transistors 7 gekoppelt ist, eine Spannung V.-.» die an der Klemme 120 in umgekehrter Richtung zu der Abnahme der Kollektorspannung des Transistors 7 (V_c7, Kurve C) ansteigt

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und durch die Kurve G dargestellt ist.

Diese Spannung V. - wird über den Selbsterregungskreis 40, der in Reihe die Diode 41, den Widerstand 42 und die Parallelschaltung 45 enthält, an die Basis des Transistors 7 angelegt. Die Diode 41, deren Anode mit der Klemme 120 verbunden ist, läßt einen Strom zu der Basis des Transistors 7 durch, wenn die Spannung an der Klemme 120 positiv und größer als die Z-Spannung der Diode 44 ist, die den Kondensator 43 auf diese Spannung vorspannt, deren Funktion weiter unten erläutert ist. Bei der Verringerung des Basisstroms, der aus der Auslöseschaltung kommt (L.,, Kurve B), tritt der aus der Rückkopplungswicklung 12 kommende Strom an dessen Stelle und fährt fort, die Basis des Schalttransistors 7 mit Strom zu versorgen, um ihn im gesättigten Zustand zu halten, wie durch die Kurve H von Fig. 2 dargestellt, welche diesen Basisstrom I₇ zeigt.

Die Beendigung des leitenden Zustandes des Transistors 7 wird mit Hilfe des Sperrkreises 60 gesteuert, dessen Thyristor 61 einerseits in Abhängigkeit von der Spannung gesteuert wird, die an seine Steuerelektrode an den Klemmen des Widerstandes 64 durch den Regelkreis 80, den Vorspannungskreis 50 und die Indexschaltung 70 abgegeben wird, deren Funktionen jeweils im folgenden erläutert sind, und andererseits durch den Widerstand 8 für die Messung des Kollektorstroms des Transistors 7, der in den Steuerleketrode-Katode-Kreis der Thyristors 61 in Reihe mit dem Widerstand 64 eingefügt ist, an dessen Klemmen sich die Regel-, Index- und

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Vorspannungssignale addieren, welche den Zeitpunkt der
Zündung beeinflussen.

Der Thyristor 61 ist, wie oben erwähnt, durch seine Anode über die Parallelschaltung der Induktivität 63, des Widerstandes 62 und der Parallelschaltung 45 des Kondensators
43 und der Z-Diode 44 mit der Basis des Schalttransistors 7 und durch seine Katode über den Meßwiderstand 8 mit dem Emitter desselben verbunden, der außerdem mit der Steuerelektrode des Thyristors über den Widerstand 64 verbunden ist, welcher Teil der drei ohmschen Spannungsteiler ist,
von denen der erste den Widerstand 65 enthält, der mit der Gleichrichterschaltung 51-52 des Vorspannungskreises 50
verbunden ist, von denen der zweite den Widerstand 72 der Indexschaltung 70 enthält, und von denen der dritte den
Kollektorwiderstand 88 des Vergleichstransistors 87 des
Regelkreises 80 enthält.

Die Diode 81 der Gleichrichterschaltung 81-82 ist mit der zweiten Sekundär- oder Regelwicklung 13 verbunden, so daß die Entladungshalbschwingung des Transformators 10 gleichgerichtet wird, d. h. dieselbe Halbschwingung wie bei den durch die anderen Sekundärwicklungen 14-17 versorgten
Gleichrichtern, während der der Schalttransistor 7 gesperrt ist. Infolgedessen ist die positive Gleichspannung an der Verbindung der Katode der Diode 81 und des Filterkondensators 82 mit den Ausgangsspannungen verknüpft, die die anderen Gleichrichter liefern. Diese Spannung wird mit Hilfe des Vergleichstransistors 87 mit einer stabilen Bezugsspannung verglichen, die von der Z-Diode 86 geliefert

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wird. Der Transistor 87 bildet nämlich einen Differenzverstärker der an seinen Emitter angelegten Z-Spannung und der Regelspannung, von welcher ein Bruchteil über den ohmschen Spannungsteiler 83, 84 und 85 an seiner Basis anliegt. Der Vergleichstransistor 87 liefert infolgedessen einen Kollektorstrom, der zu der Differenz zwischen der Regelspannung und der Z-Spannung der Diode 86 proportional ist. Dieser Kollektor- oder Regelstrom schließt sich über den Widerstand 88 und den in Reihe liegenden Widerstand 64 und ruft an letzterem einen Spannungsabfall mit einer Polarität hervor, die zu der der Vorspannung der Steuerelektrode des Thyristors 61 entgegengesetzt ist. Wenn der durch den RegeIstrom verursachte Spannungsabfall/ addiert zu dem durch den Kollektorstrom des Schalttransistors 7 verursachten Spannungsabfall an den Klemmen des Meßwiderstandes 8, der ab dem Zeitpunkt t (vgl. Kurve D, Fig. 2) linear ansteigt, die Summe der negativen Vorspannung der Steuerelektrode und der Zündspannung des Thyristors 61 erreicht oder überschreitet, wird dieser leitend und führt aus der Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors 7 zunehmend darin gespeicherte Ladungsträger ab. Der Zeitpunkt der Zündung des Thyristors 61 hängt somit gemeinsam von dem Regelstrom und von dem Kollektor strom des Transistors ab. Die Parallelschaltung der Induktivität 63 und des Widerstandes 62 hat vor allem die Aufgabe, das Basisstromänderung sverhältnis dI_ß7/dT des Schalttransistors 7 zu begrenzen.

In dem Zeitpunkt t. geht der B_asisstrom I_n.. des Schalttransistors 7 (Kurve H, Fig. 2) durch Null und der Transistor

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.- te -

wird in dem Zeitpunkt t_ nach der vollständigen Abführung der überschüssigen Ladungsträger gesperrt. Die Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt des Zündens des Thyristors 61, der vor dem Zeitpunkt t. liegt, und dem Zeitpunkt t des Sperrens des Transistors 7 wird als Speicherzeit (im engl.: "carrier storage time") bezeichnet. Zwischen den Zeitpunkten t. und t„ ist der Basisstrom I₇... des Transistors 7 negativ und er besteht aus dem Strom I,. des Thyristors 61 (Kurve H, Fig. 2). M> dem Zeitpunkt t. beginnt die Kollektorspannung V_r7 des Transistors 7 anzusteigen, im Zeitpunkt t_ erreicht sie dann den Wert der Spannung V, der Quelle 1-6 und schließlich allmählich das doppelte dieser Spannung (2V,). Das verursacht an der Klemme 120 der Rückkopplung swicklung 12 einen Spannungsabfall (Kurve H, Fig. 2) ab dem Zeitpunkt t., der in dem Zeitpunkt t_? Null und danach negativ wird.

Sobald die Spannung V.__ an der Klemme 120 gleich der Z-Spannung der Diode 44 wird, wird die Dioe 41 gesperrt und die Rückkopplungswicklung liefert der Basis des Transistors 7 keinen Strom mehr. Da der Kondensator 43 auf diese Z-Spannung aufgeladen bleibt, wird die Basis des Transistors 7 negativer als sein Emitter. Ab dem Zeitpunkt t_ wird die Spannung V._2Q an der Klemme 120 gegenüber dem Bezugspotential negativ und die Gleichrichtungsdiode 51 des Vorspannungskreises 50 lädt den Kondensator 52 wieder auf.

Wenn in dem Zeitpunkt t. der Transistor 7 aus dem Sättigungszustand in den leitenden Zustand geht, nimmt der Strom I₁₁

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der Primärwicklung 11 des Transformators 10 (vgl. Kurve D) weiter bis zu einem Wert I.. in dem Zeitpunkt t_ zu, denn er lädt den Kondensator 31 des Schutzkreises 30 über die Dioden 22 und 32 auf. Ab diesem Zeitpunkt t„ des Sperrens des Transistors 7 beginnt er abzunehmen, bis der Kondensator 31 auf eine Spannung V₅ aufgeladen ist.

Aus vorstehendem geht klar hervor, daß der Wert des maximalen Stroms I,, in der Primärwicklung 11 des Transformators 10 und infolgedessen die in dem Transformator 10

1 2 gespeicherte magnetische Energie - O¹^Il¹ 11 " *ⁿ ^^e~ dem Zyklus von dem Zeitpunkt der Zündung des Thyristors 61 abhängt, der gemeinsam durch den Regelkreis 80 und durch den Meßwiderstand 8 festgelegt wird.

Aufgrund der Tatsache, daß sich die Speicherzeit (der Ladungsträger in der Basis-Emitter-Strecke) mit der Netzspannung ändert, d. h. mit der ansteigenden Flanke des Stroms, ist dem Regelkreis 80 und dem Vorspannungskreis 50, die aus den eingangs erwähnten deutschen und französischen Offenlegungsschriften bekannt sind, ein Indexkreis 70 zugeordnet worden, der die Aufgabe hat, den Zeitpunkt der Zündung des Thyristors 61 in Abhängigkeit von der Netzspannung vorzuverlegen.

Da die an die Klemmen der Primärwicklung 11 des Transformators während der Aufladungshalbschwingung angelegte Spannung von der gleichgerichteten Netzspannung abhängig ist, ist es die positive Halbschwingung (Kurve G, von t bis t )

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der Spannung V.„« an der Klemme 120 der Rückkopplungswicklung 12 ebenfalls. Wenn diese Amplitude den durch die Z-Spannung der Diode 71 gegebenen Schwellenwert überschreitet, liefert die Wicklung 12 über diese und den in Reihe liegenden Widerstand 72 einen Indexstrom, der einen Spannungsabfall an den Klemmen des Widerstandes verursacht, dessen Polarität zu der der negativen Vorspannung der Steuerelektrode entgegengesetzt ist und aufgrund dieser Tatsache zu dem Spannungsabfall, der an demselben Widerstand 64 durch den Regelstrom hervorgerufen wird, und zu dem Spannungsabfall an dem Meßwiderstand 8 addiert wird. Dieser Indexstrom ist zu der Differenz zwischen der positiven Amplitude der Spannung V-__ an der Klemme 120 und der Z-Spannung der Diode 71 proportional und bewirkt das Zünden des Thyristors 61 früher als in dem Zeitpunkt, in welchem es ohne Vorverlegung erfolgen würde.

Zusammengefaßt kann festgestellt werden, daß die Dauer der Aufladungshalbperiode des Transformators 10, d. h. des leitenden Zustandes des Schalttransistors 7 den maximalen Strom I₁- in der Primärwicklung 11 des Transformators 10 und infolgedessen die in derselben gespeicherte Energie sowie die durch die Gleichrichterschaltungen an den Klemmen der Sekundärwicklungen 13 bis 17 abgegebenen Spannungen bestimmt, denn die Amplitude der Spannung während der Entladungshalbperiode des Transformators, deren Dauer konstant ist, hängt von dieser Dauer aufgrund der Tatsache ab, daß die durch die Primärwicklung 11 gespeicherte Energie gleich der durch die Sekundärwicklungen 12

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während jedes Zyklus gelieferten Energie sein muß.

Die Dauer der Aufladungshalbperiode wird durch den Zeitabstand zwischen dem Entsperrungszeitpunkt des Transistors 7 und dem Zündungszeitpunkt des Thyristors 61 bestimmt und dieser Zeitabstand selbst ist gleichzeitig von dem Regelstrom abhängig, der zu dem Abstand zwischen der Amplitude der Spannung während der Entladungshalbperiode und einer festen Bezugsspannung proportional ist, und von dem Kollektorstrom des Schalttransistors 7, der während des Sättigungszustandes desselben gleich dem Strom I₁₁ in der Pri märwicklung 11 ist und linear mit der Zeit ansteigt, und gegebenenfalls von der Amplitude der Spannung während der Aufladungs(mdexierungs)-Halbperiode der Spannung.

Die Zündung des Thyristors 61 erfolgt somit, wenn die Summe aus dem Spannungsabfall, der durch den Regelstrom an dem Widerstand 64 hervorgerufen wird und der während eines Zyklus im wesentlichen konstant ist, und aus dem Spannungsabfall, der durch den Kollektorstrom des Transistors 7 hervorgerufen wird, welcher während des Sättigungszustandes desselben linear ansteigt, den Wert der Vorspannung um einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.

Somit wird gleichzeitig die Regelung der Ausgangsspannungen und eine Begrenzung des Stroms auf einen Maximalwert I

cnicix

erreicht, der von der Vorspannung bei NichtVorhandensein der Regelung abhängig ist, d.h . bei dem Start der Stromve rsorgungseinheit oder bei einem Kurzschluß an den Klemmen

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-Vi-

einer Gleichrichterschaltung, die durch eine der Sekundärwicklungen 14-17 mit Strom versorgt wird.

In diesen Sekundärwicklungen steigt der durch die Kurve F von Fig. 2 dargestellte Strom I., ab dem Zeitpunkt t₂ von einem Wert Null schnell auf einen Maximalwert an, den er erreicht, wenn die Kollektorspannung des Transistors 7 die Spannung V_ erreicht. Ab diesem Zeitpunkt nimmt der Strom I., linear ab, bis er einen Wert Null in dem Zeitpunkt t, erreicht, in welchem die durch den Transformator gespeicherte Energie vollständig in die Verbraucherschaltungen (beispielsweise Gleichrichterschaltungen 100-101, usw.) übertragen worden ist.

In diesem Zeitpunkt t_ entlädt sich die Kollektorspannung V^₇, die aus der Spannung V₁. besteht, welche in dem Kondensator 31 des Schutzkreises gespeichert ist, schnell über die Primärwicklung 11, den Widerstand 33 des Schutzkreises 30 und den Widerstand 21 des Dämpfungskreises 20, wobei die Dioden 22 und 32 gesperrt sind, in den Filterkondensator 6, der die Spannung V, führt. Dank der Dämpfung, die durch die Widerstände 21 und 31 bewirkt wird, weist die Kurvenform des Entladungsübergangsvorganges nur ein einziges Überschwingen von relativ kleiner Amplitude auf.

Dieser Übergangsvorgang erscheint durch Kopplung an allen Sekundärwicklungen 12-17, in welchen nach diesem Überschwingen die Spannung Null wird. An der Klemme 120 der Rückkopplungswicklung tritt dieses überschwingen mit einer

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positiven Polarität auf, so daß die Diode 41 des Selbstversorgungskreises 40 der Basis des Transistors 7 leitend gemacht und eine Entsperrung desselben zu unpassender Zeit hervorgerufen werden kann. Die Parallelschaltung 45 der Z-Diode 44 und des Kondensators 43, der auf die Z-Spannung aufgeladen bleibt, hat die Aufgabe, diesen Nachteil zu vermeiden, indem die Z-Spannung der Diode 44 größer als die Amplitude V des Überschwingens der Spannung V^₂₀ (vgl. Kurve G, Fig. 2) gewählt wird. Auf diese Weise wird die Diode 41 erst entsperrt, wenn die Spannung V. _ die Z-Spannung der Diode 44 überschreitet.

Bis hierher ist nur der normale Betrieb der Stromversorgungseinheit nach der Erfindung beschrieben worden, d. h. wenn die abgegebene Leistung in einen Nennbereich fällt, der durch eine maximale Leistung P und eine minimale Lei-

^ö max

stung P . , die beispielsweise innerhalb eines Viertels der Maximalleistung liegt, begrenzt ist.

Wenn die abgegebene Leistung vorübergehend die maximale Leistung übersteigt, nehmen die durch die Sekundärwicklungen und somit durch die Regelwicklung 13 abgebenen Spannungen ab. Infolgedessen nimmt die geregelte Gleichspannung, die von der Regelschaltung 80 an den Eingang 900 der Auslöseschaltung 90 über die Dioe 901 abgegeben wird, ab und bewirkt das Abnehmen der Frequenz der Kippgeneratorschaltung durch die Verkleinerung der Steilheit des Spannungssägezahns an den Klemmen des Kondensators 92.

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Die abgegebene minimale Leistung hängt von der minimalen Dauer des leitenden Zustandes des Schalttransistors 7 ab, die mit einer Zeitkonstante verknüpft ist, welche durch die Kapazität des Kondensators 31 des Schutzkreises 30 bestimmt wird. Zur Gewährleistung eines zuverlässigen Dauerbetriebes der Stromversorgungseinheit nach der Erfindung im Unterbelastungszustand, wenn die aufgenommene Leistung kleiner als die Minimalleistung ist, muß die Dauer des Sättigungszustandes des Schalttransistors 7 wenigstens gleich dieser Minimaldauer gehalten werden und somit muß die Wiederholungsfrequenz des durch die Auslöseschaltung 90 an die Basis des Transistors 7 abgegebenen Auslöseimpulses geändert werden, um die abgegebene Leistung zu ändern.

Genauer gesagt, das Regelprinzip besteht darin, die abgegebene Leistung gleich der aufgenommenen Leistung zu machen. Wenn die Sättigungszeit des Transistors 7 konstant ist, ist die in jedem Zyklus gespeicherte Energie konstant. Wenn die Strömversorgungseinheit unterbelastet ist, würde die normale Wiederholungsfrequenz der Auslöseimpulse eine nichtvernachlässigbare Zunahme der Ausgangsspannungen verursachen. Um eine Regelung im Unterbelastungszustand zu gewährleisten, d.h. um diese Zunahme stark zu verringern, ist es erforderlich, diese Wiederholungsfrequenz zu verringern.

Bei dem Auftreten eines Unterbelastungszustandes hat eine geringfügige Zunahme der Regelspannung an den Klemmen des Kondensators 82 zur Folge, daß der Kollektorstrom des Ver-

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gleichstransistors 87 der Regelschaltung 80 zunimmt, was eine Zunahme der Kollektorspannung dieses Transistors bewirkt.

Diese Kollektorspannung V_₈₇ wird über die Diode 903, den zweiten Eingang 902 der Auslöseschaltung 90 und den ohmschen Spannungsteiler 908, 909 an die Basis des vierten Transistors 907 angelegt, der zu dem Kondensator 92 des RC-Sägezahngenerators 91, 92 parallel geschaltet ist und entsperrt wird, wenn die an seine Basis angelegte Spannung einen gewissen Schwellenwert überschreitet. Dieser Transistor 907 beeinflußt,wenn er gesperrt ist, nicht die Wiederholungsfrequenz der Auslöseimpulse, aber er entlädt den Kondensator 92 und schließt ihn kurz, wenn er gesättigt ist. Die Dauer des Sättigungszustandes des vierten Transistors 907 hängt von der Zunahme der Spannung an den Klemmen der RegelSekundärwicklung 13 während der Entladungshalbschwingung ab, die durch die Diode 81 gleichgerichtet und durch den Kondensator 82 gespeichert wird und eine reziproke Funktion der durch sämtliche Sekundärwicklungen 12-17 aufgenommenen Leistung sowie der Entladungszeitkonstante dieses Kondensators 82 ist, deren Wert so gewählt werden soll, daß die dynamische Regelkennlinie optimiert wird.

Der Kondensator 82 wird nämlich auf eine Regelspannung aufgeladen, die um so größer ist, je kleiner die durch sämtliche Sekundärwicklungen gelieferten Ströme sind. Diese Spannung an den Klemmen des Kondensators 82 wird durch

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die Summe des den ohmschen Spannungsteiler 83, 84 und 85 durchfließenden Stroms und des Kollektorstroms des Transistors 87 bis zu dem nächsten Zerhackungszyklus entladen, der durch die Schaltung 90 ausgelöst wird. Der neue Zyklus wird erst ausgelöst, wenn der Kondensator 92 über den ersten Widerstand 91 nach dem Wiedersperren des vierten Transistors 907 wiederaufgeladen worden ist, wenn die Spannung an den Klemmen des Kondensators 82 sich dem Nennwert des Regelspannung genähert hat.

Infolgedessen ist die Dauer des Sättigungszustandes des vierten Transistors 907, der den Kondensator kurzschließt, eine lineare Funktion der maximalen Spannung an den Klemmen des Kondensators 82. Die Frequenz der Auslöseimpulse ist somit umso kleiner, je geringer die aufgenommene Leistung ist. Auf diese Weise wird eine Regelung selbst in dem Unterbelastungszustand der Stromversorgungseinheit erzielt, die infolgedessen beispielsweise in einem ferngesteuerten Fernsehempfänger benutzt werden kann, um auch die Empfangsschaltung des Fernsteuersysteras mit Strom zu versorgen, das deshalb die Ferninbetriebsetzung des Fernsehempfängers bewirken kann,, wenn dieser im Bereitschaftszustand ist.

Es sei hier angemerkt, daß es möglich ist, ohne an der oben beschriebenen Betriebsweise etwas zu ändern, zwei getrennte Sekundärwicklungen für die Selbststromversorgung der Basis des Transistors 7 bzw. für die Stromversorgung des Vorspannungskreises 50 und der Indexschaltung 70 zu

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benutzen.

Beim Start, wenn die Netzwechselspannung an die Klemmen 2 und 3 der Gleichrichterbrücke 1 angelegt wird, lädt diese in einigen Perioden den Kondensator 6 auf den Nennwert der Gleichspannung V, auf. Sobald die Spannung an der Klemme 4 der Quelle 1-6 positiv wird, wird sie über die Primärwicklung 11 an den Kollektor des Schalttransistors 7 angelegt, der trotz des NichtVorhandenseins einer negativen Vorspannung an seiner Basis gesperrt bleibt und nur von einem schwachen Leckstrom über seine Kollektor-Basis-Strecke mit den in Reihe liegenden Widerständen 53, 65, 64 und 8 durchflossen wird.

Beim Start wird die Auslöseschaltung 90 über ihren Versorgungseingang 900 über den Startwiderstand 9 mit der gleichgerichteten und gefilterten Netzspannung versorgt, die an der Klemme 4 der Quelle 1-6 abgenommen wird. Der Wert des Widerstandes 9 wird so gewählt, daß die Spannung an dem Versorgungseingang 900, wenn der Kondensator 92 kurzgeschlossen ist, kleiner als die von dem Regelkreis 80 im normalen Betrieb über die Diode 901 abgegebene Regelspannung ist. Da der Regelkreis 80 beim Start keine Spannung abgibt, bleibt die Diode 901 gesperrt und der Kondensator 92 wird durch die Spannung V. der Quelle 1-6 exponentiell über die in Reihe liegenden Widerstände 9 und 91 aufgeladen und die Auslöseschaltung 90 arbeitet wie oben beschrieben, allerdings mit einer kleineren Wiederholungsfrequenz.

Der erste so erhaltene Auslöseimpuls bringt den Schalttran-

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sistor 7 zum Kippen in seinen Sättigungszustand, in welchem er mit Hilfe der RückkopplungsSekundärwicklung 12 während der Aufladungshalbperiode des Transformators 10 gehalten wird. Wenn dieser keine Entladungshalbperiode vorangegangen ist, sind die Vorspannung V₁-^ und die Regelspannung V_o_ Null und der durch den Kollektorstrom des Transistors 7 an den Klemmen des Meßwiderstandes 8 verursachte Spannungsabfall bringt den Thyristor 61 durch eine an seine Steuerelektrode angelegete positive Spannung zum Zünden. Die anschließende Entladungshalbperiode gestattet das Aufladen der Kondensatoren 52 und 82 auf Vor- und Regelspannungen mit relativ kleinen Werten.

Im Verlauf der folgenden Zerhackungszyklen nehmen die Vorspannung V,- „ und die Regel spannung V_g_ allmählich bis ungefähr auf ihren Nennwert zu, ab welchem die Regelung wirksam wird und sich im Normalbetrieb befindet, der oben beschrieben ist. In diesem Fall versorgt die Diode 901 die Auslöseschaltung 90 über ihren Eingang 900 mit Strom.

Die oben beschriebene, mit Zerhackung arbeitende Stromversorgungseinheit gestattet, elektronische Schaltungen mit Strom zu versorgen, die im Bereitschaftszustand sind und ferngesteuert in Betrieb gesetzt werden. Diese elektronischen Schaltungen können beispielsweise Femmelde-, Rundfunk- und Fernsehempfänger, Umsetzer, automatische Antwortgeräte, Fernmeldeverstärker und ferngesteuerte Aufzeichnungsgeräte sein. In dem Fall eines Fernsehempfängers

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kann eine solche Stroraversorgungseinheit geregelte Versorgungsgleichspannungen an die verschiedenen Schaltungen desselben sowie eine sehr hohe Gleichspannung und eine Glühfadenheizungswechselspannung an die Katodenstrahlröhre abgeben.

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Claims (8)

1. Patentanwälte

   Dipl.-Ing Dipl-Chem CHpI -Ing An.

   E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leise/ ' I

   Ernsbergerstrasse 19

   8 München 60

   THOMSON - BRANDT 25. März 1977

   173, Bd. Haussmann

   75008 PARIS / Frankreich

   Unser Zeichen: T 2165

   PATENTANSPRÜCHE ;

   \ 1. Mit Zerhackung arbeitende Stromversorgungseinheit, die die Aufgabe hat, aus der aus einer Quelle empfangenen Gleichspannung, welche durch die Gleichrichtung und die Filterung der Netzspannung erhalten worden sein kann, eine oder mehrere geregelte Gleichspannungen und/oder Wechselspannungen zu erzeugen, mit einem Zerhackungstransformator, dessen Primärwicklung in wiederholter Weise über einen Schalttransistor und einen Widerstand für die Messung des Kollektorstroms desselben mit den Klemmen der Quelle verbunden ist, wobei eine der Sekundärwicklungen des Transformators mit der Basis des Transistors über einen Selbstversorgungskreis gekoppelt ist, der diese Basis mit Strom versorgt, wenn er leitend ist, wobei die Basis andererseits über einen einen Thyristor enthaltenden Sperrkreis mit der Klemme der Quelle verbunden ist, die mit dem Meßwiderstand verbunden ist, so daß die Zündung des Thyristors an seiner Steuerelektrode gemeinsam in Abhängigkeit von dem Kollektorstrom des Transistors und einer Regel-

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   ORIGINAL INSPECTED

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   spannung gesteuert wird, die von einem Regelkreis geliefert wird, welcher durch eine andere Sekundärwicklung des Transformators versorgt wird und eine Gleichrichterschaltung und eine Spannungsvergleichsstufe enthält, die die von der Gleichrichterschaltung gelieferte Spannung mit einer festen Z-Spannung vergleicht, wobei die Steuerelektrode andererseits mittels einer Sperrspannung vorgespannt wird, die von einem Vorspannungskreis geliefert wird, der durch eine der Sekundärwicklungen des Transformators versorgt wird, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn der Schalttransistor (7) an seiner Basis mittels einer Sperrgleichspannung vorgespannt ist, die von dem Sperrkreis (50) geliefert wird, zwischen den Kollektor des Schalttransistors (7) und die Primärwicklung (11) ein Dämpfungskreis (20) eingefügt ist, der in Parallelschaltung eine Diode (22), die so geschaltet ist, daß sie in derselben Richtung leitet wie der Schalttransistor, und einen Widerstand (21) enthält, der zur Dämpfung des Übergansvorganges in den Gleichgewichtszustand der Spannung an den Klemmen der Primärwicklung (11) bestimmt ist, welcher durch das Abschalten der Ströme in den Sekundärwicklungen (12-17) verursacht wird, um einen Selbstschwingungsbetrieb (als Sperrschwinger) zu vermeiden.
2. 2. Einheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Selbstversorgungskreis (40), der durch eine der Klemmen (120) der RückkopplungsSekundärwicklung (12) versorgt wird, deren andere Klemme mit dem Emitter des Schalttran-

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   sistors (7) verbunden ist, in Reihe eine Diode (41), die so geschaltet ist, daß sie während des leitenden Zustandes desselben einen Strom zu seiner Basis leitet, einen Widerstand (42) zur Begrenzung dieses Basisstroms und eine Parallelschaltung (45) eines Kondensators (43) und einer Z-Diode (44) enthält, die so geschaltet ist, daß sie an den Klemmen des Kondensators (43) eine Gleichspannung erzeugt, dessen mit der Basis verbundene Klemme gegenüber der anderen Klemme negativ vorgespannt ist, so daß die Basis gegen Restüberschwingungen (V ), die durch Abschal- ten des Stroms in den Sekundärwicklungen (12-17) verursacht werden, geschützt ist.
3. 3. Einheit nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Sperrkreis (60) mit der anderen Klemme der Parallelschaltung (45) verbunden ist, die gegenüber der Basis des Schaltransistors (7) positiv vorgespannt ist.
4. 4. Einheit nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalttransistor (7) durch Auslöseimpulse gesteuert wird, die an seine Basis durch eine Auslöseschaltung (90) abgegeben werden, welche einen Kippgenerator enthält und an ihrem Versorgungseingang (900) mit Strom versorgt wird, einerseits um im normalen Betrieb Impulse mit stabiler Frequenz zu liefern, durch die Gleichrichterschaltung (81,82) des Regelkreises(80) über eine Trenndiode (901), und andererseits beim Start durch die Gleichspannungsquelle (1-6) über einen Startwiderstand (9), um einen Anfangsbetrieb mit weniger hoher Frequenz

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   zu erhalten.
5. 5. Einheit nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Kippgenerator aus einem Multivibrator besteht, welcher zwei komplementäre Transistoren (93,99) oder einen zweiten Thyristor, der diesen äquivalent ist, und einen Sägezahnspannungsgenerator enthält, der aus einem ersten Widerstand (91) und aus einem Kondensator (92) besteht, die in Reihe über den Versorgungseingang (900) mit Strom versorgt werden, wobei die ansteigende Spannung an den Klemmen des Kondensators ab einem durch eine Z-Diode (96) gegebenen Schwellwert das Kippen der bistabilen Kippschaltung bewirkt, die durch die Schaltung gebildet wird, welche die komplementären Transistoren (94,99) oder den zweiten Thyristor enthält, und die das schnelle Entladen des Kondensators (92) über einen dritten Transistor (905) und einen Widerstand (906) zur Begrenzung des Basisstroms des Schalttransistors (7) steuert.
6. 6. Einheit nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Auslöseschaltung (90) außerdem einen vierten Transistor (907) enthält, der über seinen Kollektor und seinen Emitter mit der einen bzw. der anderen Klemme des Kondensators (92) und über seine Basis mit dem Ausgang der Vergleichsstufe (87,86) des Regelkreises (80) verbunden ist, wobei dieser Ausgang ihm ein Steuersignal liefert, das ihn leitend macht, wenn die von der Gleichrichterschaltung (81,82) gelieferte Regelspannung unter dem Einfluß einer

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   Unterbelastung den geregelten Nennwert überschreitet, um die Wiederholungsfrequenz der Auslöseimpulse zu verkleinern, indem der Kondensator (92) für Zeitspannen kurzgeschlossen wird, die von dem Ansteigen des Kollektorstroms des Transistors (87) der Vergleichsstufe abhängig sind.
7. 7. Einheit nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungssekundärwicklung (12) über eine Indexschaltung (70), die in Reihenschaltung eine Z-Diode (71) und einen Widerstand (72) enthält, den Steuerelektrode-Katode-Kreis des Thyristors (61) mit Strom versorgt, um die Änderungen der Ladungsträgerspeicherzeit mit der Gleichspannung der Quelle zu kompensieren, wenn diese einen durch die Z-Spannung der Diode (71) festgelegten Schwellenwert überschreitet.
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