DE1293209B

DE1293209B - Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer veraenderlichen Spannung in eine in der Frequenz und gegebenenfalls in der Impulsdauer modulierte Spannung

Info

Publication number: DE1293209B
Application number: DEN28131A
Authority: DE
Inventors: Attwood Brian Ernest
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1965-03-02
Filing date: 1966-03-01
Publication date: 1969-04-24
Also published as: AT259038B; NL6602552A; US3343006A; GB1076093A

Description

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Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung Die an sich bekannte Schaltungsanordnung wurde

zur Umwandlung einer veränderlichen Spannung in bisher als Sägezahn- bzw. Impulsgenerator benutzt,

eine in der Frequenz und gegebenenfalls in der Im- wozu an die Reihenschaltung des Widerstandes und

pulsdauer modulierte Spannung. des Kondensators eine (konstante) Versorgungsspan-Bei vielen Verwendungen ist es empfehlenswert, 5 nung gelegt wurde. Es war zwar bekannt, daß die

die Transistoren in einer Schaltungsanordnung nach Periodendauer der erzeugten Spannung unter ande-

dem sogenannten D-Verstärkerprinzip arbeiten zu rem auch von der Versorgungsspannung abhängt,

lassen (Shopper-Verstärker), wobei die veränder- doch wurde die Periodendauer dabei — wenn über-

liche Spannung, z. B. ein Hörsignal, eine sägezahn- haupt — nur durch Veränderung der Größe des Wiförmige Steuerspannung u. dgl., zunächst in eine im- io derstandes oder der Kapazität eingestellt,

pulsförmige Spannung umgewandelt wird, von der Insbesondere für den vorerwähnten Fall einer

entweder die Wiederholungsfrequenz oder die Im- Rasterzeitbasisschaltung hat die Wandlerstufe nach

pulsdauer oder beide gleichzeitig als Funktion der der Erfindung besondere Vorteile. Es wird dabei als

Änderung der umzuwandelnden Spannung geändert veränderliche Spannung eine sägezahnförmige Spanwerden. 15 nung von etwa 50 bis 60 Hz als Steuersignal benutzt,

Der Vorteil ist der, daß mittels der erhaltenen um endgültig einen sägezahnförmigen Strom durch

impulsförmigen Steuerspannung der (die) Transi- die Ablenkspulen zu erzeugen.

stor(en) der betreffenden Endstufe in Sättigung aus- Eine solche sägezahnförmige Spannung mit einer

gesteuert oder gesperrt wird (werden), so daß die verhältnismäßig niedrigen Wiederholungsfrequenz Eigendissipation dieses (dieser) Transistors(en) auf 20 kann sehr leicht in der Wandlerstufe nach der Erfin-

ein Mindestmaß herabgesetzt wird. dung in die gewünschte, modulierte Impulsspannung

Ein besonderes Beispiel einer solchen Endstufe umgewandelt werden.

wird an Hand einer Rasterzeitbasisschaltung in Fern- Zu diesem Zweck wird gemäß einem weiteren sehempfängern erläutert. Merkmal der Erfindung in einer Rasterzeitbasisschal-Eine übliche Rasterzeitbasisschaltung mit Halblei- 25 tung eine Wandlerschaltung nach der Erfindung betern zur Anwendung in einem Fernsehempfänger ent- nutzt, welche Zeitbasisschaltung eine Ausgangsstufe, hält meistens drei Stufen: einen Generator zum Er- einen Ladekreis mit einem Ladekondensator, über zeugen einer Sägezahnspannung, eine Steuerstufe und den während der Abtastperioden eine Sägezahneine Ausgangsstufe. In einer solchen Schaltungs- Steuerspannung auftritt, einen Oszillator mit einem anordnung sind die zweite und die dritte Stufe in 30 über diesen Kondensator geschalteten Entladekreis Klasse A eingestellt. In der Ausgangsstufe wird nor- zum periodischen Entladen des Ladekondensators malerweise ein Transistor mit einer hohen Dissipa- während der Rücklaufperiode enthält, tionleistung benutzt, der über eine Drossel und einen Diese Zeitbasisschaltung ist dadurch gekennzeich-Transformator mit den Ablenkspulen gekoppelt ist. net, daß die erzeugte sägezahnförmige Steuerspan-Ein kennzeichnender Wert der Dissipation der 35 nung zur Umwandlung der Wandlerschaltung zuge-Ausgangsstufe ist 6 W für eine 25-kV-90°-Farbfern- führt wird, wobei die über dem zuletzt genannten sehröhre. Neuerdings sind in Klasse B geschaltete Widerstand in der Wandlerschaltung entwickelten Ausgangsstufen entwickelt worden, in denen keine Impulse zur Steuerung der erwähnten Ausgangsstufe Drossel oder Transformator notwendig ist, so daß zugeführt werden, so daß der (die) darin enthaldie Nutzwirkung erhöht wird. In der Ausgangsstufe 4° tene(n) Halbleiter entweder in dem Sättigungszustand sind jedoch trotzdem Transistoren mit einer hohen angesteuert oder gesperrt wird (werden). Dissipationsleistung erforderlich; ein kennzeichnen- Als Halbleiter in der Ausgangsstufe können z. B. der Mittelwert der nominellen Dissipation ist dabei Halbleiter mit vier Schichten oder als Schalter betrie-1,5 W für jeden Transistor (insgesamt 3 W), wenn bene Transistoren benutzt werden, d. h. Transistoren, eine Farbfernsehwiedergaberöhre wie vorstehend er- 45 welche derart gesteuert werden, daß sie entweder gewähnt verwendet wird. sperrt oder in der Sättigung ausgesteuert werden.

Zweck der vorliegenden Erfindung ist, eine ein- Im Gegensatz zu einer in Klasse A oder B geschalfache Wandlerstufe anzugeben, durch welche die teten Zeitbasis kann, wie dies sich aus Experimenten umzuwandelnde Spannung in eine Impulsspannung ergeben hat, eine Rasterendstufe mit in Klasse D einmit entweder einer veränderlichen Wiederholungsfre- 50 gestellteren) Transistoren) genügen, der (die) als quenz oder mit einer veränderlichen Wiederholungs- Schalter betrieben wird (werden) und die klein und frequenz und einer veränderlichen Impulsdauer um- billig sind und eine Dissipationsleistung von nur gewandelt werden kann. 120 mW haben und zum Abtasten einer 90°-Farb-Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist fernsehwiedergaberöhre mit 25 kV Hochspannung gekennzeichnet durch eine an sich bekannte Schal- 55 benutzt werden. Es können auch 110°-18-kV-tungsanordnung, bestehend aus der Reihenschaltung Schwarz-Weiß-Bildröhren bei einer Dissipation von eines Widerstandes und eines Kondensators, dem die etwa 90 mW pro Ausgangstransistor abgetastet Reihenschaltung eines Durchschlagelementes und werden.

eines weiteren Widerstandes' parallel geschaltet ist, Ein Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung wobei die umzuwandelnde Spannung an der Reihen- 60 nach der Erfindung, die vorzugsweise in einer Fernschaltung des Widerstandes und des Kondensators sehwiedergabevorrichtung verwendet wird, wird liegt und das umgewandelte Signal am weiteren Wi- nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert, derstand abgenommen wird, der in der gleichen Grö- Fig. 1 zeigt die Anordnung; ßenordnung oder klein im Vergleich zu dem Wider- Fig. 2 zeigt die zugehörende Steuerschaltung, stand in Serie zum Kondensator ist, so daß die Ent- 65 während

ladung des Kondensators über den weiteren Wider- Fig. 3,4, 5 und 6 zur weiteren Erläuterung dienen,

stand stets schneller erfolgt als die Aufladung über Vor der Erläuterung der Schaltungsanordnung

den Widerstand in Serie zum Kondensator. nach Fig. 1 dürfte es nützlich sein, die zwei Wir-

kungsweisen α und b der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 zur Umwandlung oder der Steuerung zu beschreiben.

Die Wirkungsweise α benutzt die übliche Frequenzmodulation; die Wirkungsweise b benutzt Impulsdauermodulation, die in einem bestimmten Maß der primären Frequenzmodulation zugeordnet wird.

Vorzugsweise wird in der Steuerschaltung ein Schaltelement verwendet, das bei einer Durchschlagspannung leitend werden kann, die im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der angelegten Spannung ist, welches Schaltelement in einem nichtleitenden und in einem leitenden Zustand sein kann. Ein solches Schaltelement ist parallel zu einem Ladekondensator und in Reihe mit einem Widerstand geschaltet, über welchen Widerstand der Kondensator bis zu dem Wert der Durchschlagspannung aufgeladen wird. Als mögliche den Durchschlag herbeiführende Schaltelemente seien erwähnt die Vierschichtendiode des Skocklyschen Typs und sogenannte ein- zo seitige Übergangstransistoren (»uni-junction transistors«). Eine solche einfache, billige Steuerschaltung kann insgesamt vier Funktionen erfüllen, d. h.

(A) die Wirkung eines Oszillators;

(B) die Erzeugung einer konstanten Bezugsspan-

^nun§5

(C) die Versorgung einer umlaufenden Verstärkung;

(D) die Wirkung als Impulsfrequenzmodulator oder gemischt als Impulsfrequenz- und Impulsdauermodulator.

Ein Beispiel einer solchen Schaltung ist in F i g. 2 dargestellt. In dieser Schaltung wird eine mit zwei Anschlußklemmen versehene p-n-p-n-Diode D_s mit vier Schichten als Steuerelement benutzt, da diese Art von Dioden die meisten, wesentlichen Anforderungen eines empfindlichen Steuerelementes erfüllt.

Die erwähnten Wirkungsweisen α und b werden an Hand der F i g. 2, und zwar zunächst die Wirkungsweise a, erläutert.

Sei die Spannung V_cc an dem von dem Kondensator C₂ abgewandten Ende des Widerstandes R₁ eine sägezahnförmige Spannung nach F i g. 4, a, so hat die Spannung FC₂ über dem Kondensator C₂ (also an der Klemme CP₁ in F i g. 2 gegen Erde) die Gestalt nach F i g. 4, b. In diesem Falle kann der Strom i_DS durch die Reihenschaltung von D_s und R₂ und somit auch die Spannung FR₂ über dem Widerstand R₂ durch eine Impulsreihe veränderlicher Frequenz nach F i g. 4, c dargestellt werden. Dies läßt sich wie folgt erklären.

Für die Wirkungsweise α wird angenommen, daß R₁ groß ist im Vergleich zu R₂; z. B. R₁ = 25 Ohm, und R₂ ist 100 Ohm. Es kann somit gesagt werden, daß, wenn die Diode D_s leitend geworden ist, der Entladestrom des Kondensators C₂ durch die Diode D_s und den Widerstand R₂ viele Male höher ist als der über R₁ zugeführte Strom, so daß nur die abnehmende Spannung über dem Kondensator C₂ und der Wert des Widerstands R₂ bestimmen, wenn der Strom i_DS durch die Diode D_s unterhalb des Haltewertes I_H herabsinkt, wodurch die Diode D_s in den nichtleitenden Zustand übergeht.

Nimmt die Spannung V_cc von dem Zeitpunkt i₀ allmählich zu, so folgt die Spannung VC₂ über dem Kondensator C₂ (mehr oder weniger exponentiell) mit einer geringeren Steilheit, da der Ladestrom für den Kondensator C₂ über dem Widerstand R₁ einen gewissen Spannungsfall herbeiführt. Wenn zum ersten Mal zum Zeitpunkt t_± die Durchschlagspannung V₀ der Diode D_s erreicht wird, erfolgt Durchschlag, wodurch der Kondensator C₂ sich entlädt über die Diode D_s und den Widerstand R₂. Zum Zeitpunkt t_z gelangt i_DS unterhalb des Haltestroms i_H, und die Entladung hört auf. Zu diesem Zeitpunkt hat die Spannung V_cc jedoch einen Wert V₁ erreicht, so daß die zur Verfügung stehende Spannung für das Netzwerk R₁, C₂ zum Zeitpunkt ^₁ höher ist als zum Zeitpunkt t₀. Die Spannung am Kondensator C₂ hat somit in der darauffolgenden Zeitspanne t₂ — t₃ einen steileren Verlauf als in der Zeitspanne t₀ — t_v Es folgt daraus, daß der Durchschlag V_D eher erreicht wird, so daß die Zeitspanne i₃—1₂ kürzer ist als die Zeitspanne J₁- t₀. Ist einmal die Spannung V₀ erreicht, so wird die Entladung des Kondensators C₂ wieder vollständig durch den Widerstand R₂ bedingt, so daß

_t = _t 32

_t
1»

wobei i₄ der Zeitpunkt ist, zu dem zum zweiten Mal der Strom i_DS unterhalb des Haltewertes i_H herabsinkt.

Zum Zeitpunkt t. ist die Spannung F„ des Wertes _γ ^ J^ ^ ^ J _der ^f, _mm _zdt_ p_unkt _t _{In der} nächstfolgenden Zeitspanne *₄ - t_s ist somit der Spannungsverlauf an C₂ noch steiler als in der Zeitspanne t₂ —1₃. Es gilt somit auch hier

5432·

Auf diese Weise findet man eine stets abnehmende Ladezeit für den Kondensator C₂, während die Entladezeit gleichbleibt.

Da der Strom i_DS einen Spannungsabfall VR₂ über dem Widerstand R₂ hervorruft, wird über dem Widerstand R₂ eine Impulsreihe mit konstanter Impulsdauer, aber mit abnehmenden Intervallen

^¹ o.> I. s 2/ ν 3 ύ · · ·

zwischen diesen Impulsen entwickelt. Diese Spannung VR₂ ist an der Klemme CP₂ zur Verfügung. Dies setzt sich fort, bis zum Zeitpunkt t_e die Sägezahnspannung V_cc wieder bis zum Wert Null (oder praktisch Null) abnimmt, worauf zum Zeitpunkt t₀ ein neuer Zyklus anfängt. Da die Durchschlagspannung F₆₀ der Diode D_s konstant ist, wird der Kondensator C₂ stets bis zu dem gleichen Wert V_D aufgeladen.

Auf diese Weise wird die übliche Frequenzmodulation (Wirkungsweise a) erhalten.

Die Ausgangsspannung des Steuerkreises nach F i g. 2 kann nötigenfalls über einen Verstärker oder über eine Pufferstrecke der in Gegentakt geschalteten Ausgangsstufe zugeführt werden, was in F i g. 1 veranschaulicht ist. Wenn die Ausgangsspannung über dem Widerstand R₂ benutzt wird, kann in gewissen Fällen diese Spannung direkt der Ausgangsstufe zugeführt werden.

Die andere Wirkungsweise b wird an Hand der F i g. 2 erläutert.

Während vorstehend vorausgesetzt wurde, daß der Widerstand R₁ in bezug auf den Widerstand R₂ groß ist, wird bei der Wirkungsweise b der Widerstand R₁ erheblich kleiner gewählt. Diese Verringerung ist derart, daß bei dem maximalen Wert der Spannung V_cc (Wert V_ccmax zum Zeitpunkt t_e in F i g. 4, α) der Gesamtwiderstandswert (R₁ + R₂) so groß ist, daß der durch V_{cc max}/R-i + R₂ bedingte Strom niedriger ist als der Haltestrom der Diode D_s.

Infolge der Verringerung des Widerstands R₁ gilt stors T₁ verbunden, der als begrenzender Verstärker

jedoch nicht mehr, daß beim Leitendwerden der wirksam ist.

Diode D_s der Strom durch den Kreis R₂, D_s, C₂ hoch Es sei bemerkt, daß dafür gesorgt werden soll, daß ist in bezug auf den durch R₁ zugeführten Strom. Dies jeweils am Anfang einer Vertikalabtastung die Wandbedeutet, daß die Entladung von C₂ langer dauert, 5 lerstufe unmittelbar wirksam wird. Dies kann z. B. da, obgleich Ladung von C₂ über D_s und R₂ abge- dadurch erreicht werden, daß ein Spannungssprung führt wird, gleichzeitig neue Ladung über R₁ dem in der Sägespannung V_cc an dem Verbindungspunkt Kondensator C₂ zugeführt wird. Da die Durchschlag- RV₁-C₁ vorgesehen wird. Diese Spannung V_cc ist in spannung V_D der DiodeD_s konstant bleibt, nimmt Fig. 3 dargestellt.

der Potentialunterschied über dem Widerstand .R₁ io Der Spannungssprung muß größer als die Durchwährend der Zeitspanne t_Q ~> t_e konstant zu. Die Zu- Schlagspannung (V_b0) der Diode D_s sein. Dieser fuhr von Ladung über R₁ in den Zeitspannen t_t ~y t₂, Spannungssprung wird dadurch erhalten, daß der J₃-W₄, t_s-+t₆ usw., während deren die DiodeD_s WiderstandRV₂ in Reihe mit C₁ nach Fig. 1 geleitend ist, wird allmählich größer. Somit nimmt die schaltet wird. Mittels des veränderlichen Widerstands Zeit, während der die Diode D_s leitend ist, in der 15 RV₂ kann der gewünschte Wert des Spannungssprungs Zeitspanne t₀ -*- t_e zu, oder die Impulsdauer t_x -=»-1₇ eingestellt werden. Es kann der Diode D_s auch eine vergrößert sich jeweils (s. Fig. 5, wo I₁-^t_n die sich Vorspannung mittels eines Spannungsteilers der regelmäßig vergrößernde Impulsdauer und Jt₁-> i₂ die Speisespannung zugeführt werden. Der Spannungskonstante Dauer darstellen, die bei R₁ > R₂ gilt). sprang sorgt außerdem dafür, daß während der verti-Außer der vorstehend an Hand der F i g. 4 beschrie- so kalen Rücklaufperiode keine Impulse auftreten, benen Frequenzänderung tritt bei der Wirkungs- Die in dem Transistor T₁ verstärkten und begrenzweise b. noch eine Impulsdauerverlängerung auf. ten Impulse werden dem zugeordneten Paar von Aus-Diese Wirkung kann noch durch Erhöhung des Wi- gangstransistoren T₂ und T₃ zugeführt. Diese Impulse derstands R₂ vergrößert werden. Infolgedessen wird führen nacheinander einen der beiden Transistoren in der Strom durch den Kreis R₂, C₂, D_s verringert, so 25 den Sättigungszustand. Wenn einer dieser Transistodaß die Abfuhr von Ladung von C₂ bei leitender ren in dem Sättigungszustand ist, ist der andere geDiode D₃ weiter verringert wird, so daß eine weitere sperrt. Sie sind somit tatsächlich als Schalter wirksam, Verlängerung der Impulsdauer t_t ->-t₇ auftritt. Es so daß ihre Eigendissipation minimal ist. Die Auswird einleuchten, daß, wie vorstehend gesagt, die gangsimpulse werden dem Verbindungspunkt der Verringerung von R₁ und die Vergrößerung von R₂ 30 Emitter von T₂ und T₃ entnommen, niemals derart sein sollen, daß die Zufuhr von La- Ein Kondensator C₃ ist zur Beschleunigung des dung über R₁ bei leitender Diode D_s größer ist als die Umschaltens von T₂ und T₃ angebracht, wodurch Abfuhr über R₂, da sonst die Diode D_s nicht mehr die Dissipation in der Übergangsperiode zwischen der aus dem leitenden Zustand geraten kann; es muß so- Aussteuerung in dem Sättigungszustand und dem mit stets gelten I₁ <C i₂, wobei I₁ den Strom durch den 35 Sperren verringert wird.

Widerstand R₁ und i₂ den Strom durch den Wider- Die Ausgangsimpulse von T₂, T₃ werden über eine

stand R₂ bezeichnen. Spule LP den Rasterablenkspulen Ly zugeführt.

Wenn die Spannung nach Fig. 4, α eine Raster- Die SpuleLF dient einerseits dazu, den Hochfre- oder Vertikalsägezahnspannung ist, ist die resultie- quenzstrom durch C₅, der praktisch einen Kurzschluß rende Impulsfrequenz von dieser Sägezahnspannung 40 für Signale der doppelten Zeilenfrequenz bildet, zu abhängig. Dies trifft zu, wenn der Schalter SW in verringern (C₅ ist dazu angebracht, die Ablenkspulen F i g. 1 periodisch im Rhythmus der Rasterfrequenz Ly auf die richtige Rücklaufzeit abzustimmen), geschlossen wird. Zu diesem Zweck kann der Schalter Andererseits ist der Kondensator C₅ dazu vorge- SW durch einen Transistor gebildet werden, der ent- sehen, über die Ablenkspulen nur sehr geringe Hochweder als Sperrschwinger geschaltet wird oder Raster- 45 frequenzkomponenten auftreten zu lassen. Synchronisierimpulse empfängt* welche diesen Tran- Die Spule LF ist jedoch verhältnismäßig klein; ein sistor periodisch entSperren. Die Spannung FC₁ an charakteristischer Wert der Selbstinduktion liegt zwidem Verbindungspünkt des Widerstands R₁ und des sehen 600 μΗ und 1 mH. Wenn LF-Impulse der in KondensatorsC₁ soll praktisch nicht durch die an Fig. 4c dargestellten Form zugeführt werden, also diesen Punkt angeschlossene Belastung verformt wer- 50 Impulse, die bei der Wirkungsweise α erhalten werden (Elemente A₁, R₂, C₂). Dies kann dadurch be- den, oder Impulse bei der Wirkungsweise b, tritt werkstelligt werden, daß bei einer bestimmten Zeit- infolge der integrierenden Wirkung von LF, R₆ und konstante RV₁, C₁ der Kondensator C₁ groß und die C₅ über den Ablenkspulen Ly eine Sägezahnspannung Widerstände RV₁ klein gewählt werden. Auch eine auf.

andere Art von Sägezahnoszillator wie ein Miller- 55 Die Wirkungsweise während der Rücklaufperiode

Transitron kann zum Erzeugen der Spannung nach ist folgende. Am Anfang der Rücklaufperiode ist die

Fig. 4 benutzt werden. EntladestreckeSW des Oszillators leitend, und in-

Die nach der Wirkungsweise α oder & modulierten folge des Spannungssprungs nach Fig. 3 wird der

Steuerimpulse können, wie gesagt, entweder direkt Verbindungspunkt von C₁ und ^F₁ nahezu sofort auf

oder über eine oder mehrere geeignete Verstärker- 60 Erdpotential gebracht. Der Spannungssprung wird D_s

stufen der Ausgangsstufe der Zeitbasis zugeführt zugeführt, die somit während der Rücklaufperiode

werden. abgeschaltet wird, so daß die Transistoren T₁ und T₃

In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 besteht gesperrt werden. Die in den Induktivitäten Ly gesam-

die Ausgangsstufe aus einer Pseudo-Gegentaktschal- melte Energie erhöht die Spannung am Punkt A im tung mit den Transistoren T₂ und T₃, die über eine 65 negativen Sinne. Da R₁ über C₃ mit C₄ und somit

Zwischenstufe T₁ gesteuert werden. mit A verbunden ist, wird die Spannung an der Basis

Ein Ausgang (hier CP₂) der Wandlerstufe (EIe- (und dem Emitter) von T₃ auch negativ, wodurch T₃

mente A₁, R₂, C₂, D_s) wird mit der Basis des Transi- gesperrt wird. Auch die Spannung der Basis von T₂

Widerstand RV₁ 10 kOhm

Widerstand RV\

18 0hm

nimmt im negativen Sinne zu, so daß dieser Transistor leitend wird. Hierdurch wird ein schneller Rücklauf behindert, da der Emitter von T₂ eigentlich auf
dem Wert der Speisespannung gehalten und die
Rücklaufspannung über den Ablenkspulen gedämpft 5
werden würde. Wenn jedoch in die Kollektorleitung
von T₂ eine Diode D₁ aufgenommen wird, wird diese
gesperrt, sobald die Anodenspannung mehr negativ
als die Speisespannung wird. Da die Verbindung von
T₂ und T₁ mit der Speiseleitung durch D₁ unterbro- io
chen wird, sind T₃ sowie T₁ gesperrt. Da der Schwingungskreis Ly-C₅ auf die Rücklauf frequenz, also auf
eine Periode von etwa 1 msec abgestimmt ist, kann
die Spannung über Ly-C₅ während einer halben Sinusschwingung einen hohen Wert erreichen. Sobald die 15 zufließen. Zur Sicherung der Schaltungsanordnung Spannung der Ablenkspulen Ly sich umkehrt und sind daher zusätzliche Einzelteile erwünscht. Es kann

z. B. ein kleiner Widerstand (500 Ohm) in die Basisschaltung von T₃ oder in die Emitterleitung von T₁ eingefügt werden. Zwar wird die Linearität infolgedessen in geringem Maße gestört, aber man kann diesem dadurch abhelfen, daß in die Kollektorleitung von T„ auch ein kleiner Widerstand von z. B. 5 bis

Widerstand^ 25kOhm,

veränderlich

Widerstand R₂ etwa 100 Ohm

Widerstand^ 390 0hm

Widerstand i?₅ 100 Ohm

Widerstand R₆ etwa 330 Ohm

Die Linearität der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist hinreichend, auch ohne daß weitere Einzelteile zugeordnet werden. In bestimmten Grenzfällen oder im Falle von Störungen kann über den Transistor J₁ ein zu hoher Basisstrom dem Transistor T,

unterhalb der Speisespannung herabsinkt, werden D₁ und T₂ leitend, und die Spannung der Ablenkspule wird so lange gehalten, bis der Spulenstrom sich umgekehrt hat.
Da die Transistoren T₂ und T₃ wechselweise leitend

und nichtleitend sind, kehrt sich der Strom durch LF im Rhythmus der Impulsfrequenz um, die durch die Steuerimpulse der Basis des Transistors T₁ bedingt

10 Ohm eingefügt wird. Dieser Widerstand schafft außerdem eine gewisse Sicherung im Falle von

wird. Die Spannung über LF ist somit gegen Ende 25 Durchschlag des Transistors T₂ oder T₃. der Abtastung geneigt, mehr negativ als die Speise- Der Oszillator (SW) kann z. B. ein Sperrschwinger

spannung zu werden. Infolge des Vorhandenseins der oder ein p-n-p-n-Transistor in Kippschaltung sein. Diode D₁ in dem Kollektorenkreis von t_e tritt dies Obgleich in der Schaltungsanordnung nach F i g. 1

tatsächlich ein. Hierdurch tritt Nichtlinearität der Transistoren T₁ bis T₃ benutzt werden, lassen sich in Abtastung ein, da der Pegel der 50-Hz-Sägezahn- 30 dieser Art von Anordnungen Vierschichtenhalbleiter, spannung über Ly in unerwünschter Weise geändert z. B. gesteuerte Siliciumgleichrichter, verwenden, die wird. Dies wird dadurch verhütet, daß zu LF ein Wx- als Torschalter wirksam sind, derstand R_r>, z. B. ein VDR (spannungsabhängiger Ferner kann die als Pseudo-Gegentaktschaltung

Widerstand) parallel gelegt wird. Das Resultat ist ausgebildete Ausgangsstufe derart geändert werden, besser als bei Parallelschaltung eines Kondensators 35 daß Transistoren T₂ und T₃ des gleichen Leitfähigzur Diode D₁, wodurch die Rücklaufschwingung be- keitstyps verwendet werden können. In diesem Falle einflußt werden könnte. Die Schaltzeit der Transi- ist die Steuerung der beiden Transistoren mittels einer stören T₁, T₂, T₃ kann noch kürzer gemacht werden, Phasenumkehrstufe, z. B. eines Transformators, mögindem eine Rückkopplung über eine mit der Spule Hch. Es ist auch möglich, statt einer Gegentaktschal- LF gekuppelte und mit der Basis von T₁ verbundene 40 tung eine Schaltung mit nur einem Halbleiter und Sekundärwicklung mit solcher Polarität vorgesehen einer Drossel anzuwenden.

wird, daß der Schaltvorgang begünstigt wird. Die so erhaltene, geringe Verbesserung gleicht jedoch gewöhnlich die Komplikation einer zusätzlichen Wicklung nicht aus.

Es sei schließlich bemerkt, daß die Schwierigkeit der Verzerrung in Klasse B Verstärkern infolge der Überlappung der Kennlinien nicht auftritt, wenn Transistoren in Klasse D als Schalter betrieben werden.

Beispielsweise folgt eine Übersicht von Einzelteilen und Werten, die für eine Schaltungsanordnung nach Fig. 1 praktisch geeignet sind.

Transistor T₁ Typ ACV17, Mullard

Transistor T₂ Typ OC 81, Mullard

Transistor T₃ Typ BFY 50, Mullard

Diode D₁ Typ OA10, Mullard

Element D_s Typ 4 D 20/3, Brush

Clevite

Ablenkspule Ly 21 mH, Widerstand

9 Ohm
Spule LF 600 _μΗ

Obgleich vorstehend die Spannung V_cc stets als Sägezahnspannung betrachtet ist, kann selbstverständlich jede andere, veränderliche Spannung der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 zugeführt werden. V_cc kann z. B. ein Hörsignal sein, wodurch am Ausgang CP₂ ein frequenzmoduliertes Impulssignal auftritt, daß nach Verstärkung und Integration (wie vorstehend für die Sägezahnspannung beschrieben) einem Lautsprecher zugeführt wird, der das Hörfrequenzsignal hörbar macht. Auch dies hat den Vorteil, daß die Ausgangstransistoren als Schalter wirksam sind und somit eine geringe Dissipation aufweisen.

p
Kondensator C₁

Kondensator C₂ etwa 0,01

Kondensator C₃ 200 μΡ

Kondensator C₄
Kondensator C-

2000

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer veränderlichen Spannung in eine in der Frequenz und gegebenenfalls in der Impulsdauer modulierte Spannung, gekennzeichnet durch eine an sich bekannte Schaltungsanordnung, bestehend aus der Reihenschaltung eines Widerstandes (R₁) und eines Kondensators (C₂), dem die Reihenschaltung eines Durchschlagelementes (D_s) und eines weiteren Widerstandes parallel geschaltet ist, wobei die umzuwandelnde Spannung (V_cc) an der Reihenschaltung des Widerstandes (A₁) und des Kondensators (C₂) liegt und das umge-

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wandelte Signal am weiteren Widerstand (R₂) abgenommen wird, der in der gleichen Größenordnung oder klein im Vergleich zu dem Widerstand (R₁) in Serie zum Kondensator (C₂) ist, so daß die Entladung des Kondensators (C₂) über den weiteren Widerstand (A₂) stets schneller erfolgt als die Aufladung über den Widerstand (A₁) in Serie zum Kondensator (C₂).

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzeugen einer in der Frequenz modulierten, impulsförmigen Spannung der zuerst genannte Widerstand (R₁) im Vergleich zu dem zuletzt genannten Widerstand (A₂) sehr groß ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erzeugen einer in der Frequenz und in der Impulsdauer modulierten, impulsförmigen Spannung die beiden Widerstände (R₁, i?₂) gleicher Größenordnung sind und daß ihr gegenseitiges Verhältnis derart ist, daß bei leitendem Durchschlagelement, ungeachtet der Größe der umzuwandelnden Spannung, der Strom durch den erstgenannten Widerstand (A₁) geringer ist als der durch den zuletzt genannten Widerstand (R₂).

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Durchschlagelement bei einer Durchschlagspannung durchschlagen kann, die im wesentlichen unabhängig von der Temperatur und der angelegten Spannung ist, und daß das Element in zwei genau definierten Zuständen sein kann, d. h. einem Zustand, in dem das Element nichtleitend, und einem anderen Zustand, in dem es wohl leitend ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch ihre Verwendung in einer Rasterzeitbasisschaltung, die eine Ausgangsstufe, einen Ladekreis mit einem Ladekondensator, über dem während der Abtastperioden eine sägezahnförmige Steuerspannung auftritt, einen Oszillator mit einem über diesen Kondensator geschalteten Entladekreis zum periodischen Entladen des Ladekondensators während der Rücklaufperioden enthält, derart, daß die erzeugte, sägezahnförmige Steuerspannung zur Umwandlung der Schaltungsanordnung zugeführt wird, wobei die über dem zuletzt genannten Widerstand (U₂) in der Schaltungsanordnung entwickelten Impulse zur Steuerung der erwähnten Ausgangsstufe zugeführt werden, so daß die darin enthaltenen Halbleiterbauelemente entweder in ihren Sättigungszustand ausgesteuert oder gesperrt werden.

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