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Die Erfindung bezieht sich auf eine logische Schaltung mit einer Mehrzahl
von Transistoren, deren Emitter und deren Kollektoren jeweils über einen gemeinsamen
Emitterwiderstand bzw. einen gemeinsamen Kollektorwiderstand an eine Emitterspeisespannungsquelle
bzw. an eine Kollektorspeisespannungsquelle angeschlossen sind und die sich je nach
dem Wert eines an ihrer jeweiligen Basis anliegenden Festpotentials in leitendem
oder in gesperrtem Zustand befinden.
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Schaltungen dieser Art finden sich in der deutschen Auslegeschrift
1065 876, der britischen Patentschrift 942 405, der USA: Patentschrift 3
058 007 und auf den Seiten 20 bis 23 der Zeitschrift »Elektronische Rechenanlagen«
von 1959 beschrieben. Diese Schaltungen dienen der logischen Verknüpfung und der
zeitlichen Zuordnung von Signalen und eignen sich daher als Grundbausteine für Datenübertragungs-und
Datenverarbeitungsanlagen. Beim praktischen Einsatz der bekannten Schaltungen dieser
Art hat sich jedoch ein schwerwiegender Mangel insofern gezeigt, als diese Schaltungen
insbesondere bei kapazitiver Belastung oder ihrem Einsatz in Kaskadenschaltung zu
Schwingungen neigen und kein stabiles Betriebsverhalten mehr aufweisen, wodurch
sich unerwünschte Beschränkungen für die zulässige Arbeitsgeschwindigkeit der mit
solchen Schaltungen ausgestatteten Anlagen für Datenübertragung und Datenverarbeitung
ergeben.
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Ausgehend von diesem bekannten Stand der Technik liegt daher der Erfindung
die Aufgabe zugrunde, eine logische Schaltung anzugeben, die sich auch bei höchsten
Arbeitsgeschwindigkeiten durch eine absolute Stabilität auszeichnet.
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Diese Aufgabe wird, ausgehend von einer Schaltung der eingangs erwähnten
Art, erfindungsgemäß gelöst durch einen Kompensationskreis, der die Differenz zwischen
dem gemeinsamen Emitterpotential und dem gemeinsamen Kollektorpotential aller Transistoren
ermittelt und das Kollektorpotential so einregelt, daß der stationäre Gleichspannungsbereich
jedes im aktiven Betriebsbereich befindlichen Transistors in diesen Bereich, und
zwar in der Nähe der Grenzen dieses Bereichs zum -Sättigungsbereich, zu liegen kommt.
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Bei der Erfindung wird also von der aus der USA.-Patentschrift 2 962
604 für logische Schaltungen anderen Grundaufbaues an sich bekannten Möglichkeit
Gebrauch gemacht, mit Hilfe eines mehreren zusammengehörigen Transistoren nachgeschalteten
Kreises die Differenz zwischen der gemeinsamen Emitterspannung und der gemeinsamen
Kollektorspannung der Transistoren zu ermitteln, wobei allerdings die so ermittelte
Spannungsdifferenz in grundsätzlich neuartiger Weise ausgewertet und benutzt wird.
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Zur weiteren Erläuterung der Erfindung soll nunmehr auf die Zeichnung
Bezug genommen werden. In der Zeichnung zeigen F i g. 1 a und 1 b schematische Schaltbilder
für bekannte logische Schaltungen, F i g. 2 eine grafische Darstellung verschiedener
Wellenformen zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltungen nach F i g. 1 a und
1 b, F i g. 3 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles der Erfindung, F i g. 4
ein Schaltbild eines bekannten Schaltkreises in Kollektorschaltung, F i g. 5 ein
Diagramm, das die Abhängigkeit zwischen Kollektor-Basis-Spannung und Kollektorkapazität
für den Transistor der Schaltung gemäß F i g. 4 zeigt, F i g. 6 ein Diagramm zur
Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung gemäß F i g. 4, F i g. 7 und B Schaltbilder
von erfindungsgemäßen Ausführungsbeispielen.
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An Hand der F i g. 1 a, 1 b und 2 wird zunächst das Prinzip der bekannten
Schaltungen näher erläutert. In F i g. l a sind die npn-Transistoren TI, T2, ...,
T," mit ihren Emittern und mit ihren Kollektoren gemeinsamen an Leitungen e und
c angeschlossen, die über einen Emitterwiderstand RE und einen Kollektorwiderstand
Rc mit Speisespannungsanschlüssen v und u verbunden sind. Die Widerstände
RE und RC sowie die Speisespannungen V1; und Vcc sind so gewählt, daß beim Anlegen
einer Eingangsspannung an eine der Basen der Transistoren diese Transistoren je
nach der Gleichspannungshöhe der Eingangsspannung entweder sich im leitenden oder
im gesperrten Schaltzustand befinden. Zur Vereinfachung der Erläuterung sei ferner
angenommen, daß die den Basis-Eingangsanschlüssen 1,
2, ..., in der
einzelnen Transistoren zugeführten digitalen Signalspannungen einen von zwei Gleichspannungswerten
1/1,., oder Vl.o aufweisen (wobei V1.1 > Vl.». Weiterhin sei angenommen, daß nur
die Transistoren mit der höheren Eingangsspannung leitend werden, während die Transistoren
mit der niedrigeren Eingangsspannung gesperrt sind. Wenn also, mit anderen Worten,
wenigstens eine der m Eingangsspannungen den Wert Vl,l besitzt, so ist der Transistor
mit dieser Eingangsspannung V1,1 leitend, während alle übrigen Transistoren mit
den Eingangsspannungen V1.,) gesperrt sind. Haben alle in Eingangsspannungen den
Wert V"1, so sind alle Transistoren leitend. Bei dieser Anordnung wird die am gemeinsamen
Emitteranschluß e auftretende, das Ausgangssignal des logischen Kreises bildende
Spannung nur durch den Transistor bestimmt, der durch den höheren Wert der Eingangsspannung
leitend ist.
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Im folgenden sei die sogenannte positive Logik benutzt, bei der der
logische Wert »l« dem höheren Wert und der logische Wert »0« dem niedrigeren Wert
zweier Spannungen entspricht, die entweder die Basisanschlüsse 1, 2, . . ., in oder
die gemeinsamen Anschlüsse e und c annehmen können.
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Es sei ferner angenommen, daß die logischen Symbole Al, Az,
..., A," die logischen Eingänge an den Basisanschlüssen 1, 2, ...,
in und die logischen Symbole B und D die logischen Ausgangssignale an den Anschlüssen
e und c darstellen. Es läßt sich dann folgende logische Beziehung aufstellen: B=A1+Az+...+A""
(1)
D=Al+A2+...+A,"=B (2)
(umgekehrter Ausgang von B).
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Am Anschluß e erhält man somit ein positives logisches Summenausgangssignal,
während am Anschluß c das umgekehrte Ausgangssignal auftritt.
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F i g. 2 zeigt das Verhältnis zwischen den Spannungsebenen an verschiedenen
Stellen der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 a. In F i g. 2 ist die Zeit t als
Abszisse und die Spannung V (t) als Ordinate gewählt. Die Impulswellenformen
1, 2 und 3 in F i g. 2 stellen die den Basiseingangsanschlüssen
1,
2, ..., m zugeführte Eingangsspannung bzw. die
Ausgangsspannung
am Anschluß e und die Ausgangsspannung am Anschluß c dar. Wie aus der vorstehenden
Beschreibung hervorgeht, entsprechen die Spannungsebenen V1,0, ..., V3,0 bei diesen
Impulswellenformen dem logischen Wert »0« und die Spannungsebenen V1,1, ..., V3,1
dem logischen Wert »1«. VS ist die Signalspannungsänderung, für die gilt: VS = V1,1
- V1,0. Es sei hervorgehoben, daß ein Verhältnis
besteht, damit die Amplitudenänderung der Spannung am Anschluß c gleich der Änderung
der Eingangsspannung ist. Da im allgemeinen 2a = 1 ist (wobei a der Stromverstärkungsfaktor
Kollektor/Emitter ist), gilt Rc RE.
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Falls die Ausgangsspannungsebene am Anschluß e oder c von der Eingangsspannungsebene,
die von einem Stromkreis in der folgenden Stufe benötigt wird, abweicht, so müssen
Schaltungskreise (LSD),
und (LSD)2 vorgesehen werden, die die Spannungsebene
von e oder c so verschieben, daß die Ausgangsspannungsebene mit der gewünschten
Eingangsspannungsebene übereinstimmt. In F i g. 2 stellen die Impulswellenformen
4 und 5 die Ausgangsspannungen OZ und 01 der Schaltkreise (LSD)2
bzw. (LSD), dar. Auch in diesem Falle entsprechen die Spannungsebenen V4,o
und V5,0 dem logischen Wert »0« und die Spannungsebenen 174,1 und Vs,o dem logischen
Wert »l«. V,1 und V,2 zeigen die Spannungswerte, um die die Schaltkreise
(LSD), und (LSD)2 das Spannungsniveau verschoben haben. VC. ist der minimale
Wert der Differenz zwischen der Spannung am Anschluß c und der Eingangssignalspannung
und Vbe der Spannungsabfall zwischen Basis und Emitter des Transistors im leitenden
Schaltzustand. Die Werte von V" und V,2 können aus folgenden Gleichungen ermittelt
werden: Vif = V5.1 - Vi,l + V6., V!2 = Vi,l - Y4,1 - Ycbm + Vs- (4) Die in
F i g. 1 b dargestellte Schaltungsanordnung entspricht im wesentlichen der gemäß
F i g. l a, mit der Ausnahme, daß die npn-Transistoren der Schaltung gemäß
F i g. 1 a durch pnp-Transistoren ersetzt und die Bezugszeichen der entsprechenden
Bauelemente mit einem Strich versehen sind. Nimmt man an, daß wiederum die erläuterte
positive Logik benutzt wird, so ist leicht einzusehen, daß eine durch die folgenden
Gleichungen gegebene logische Beziehung besteht, nachdem die Funktion eines pnp-Transistors
komplementär zu der eines npn-Transistors ist.
An dem gemeinsamen Emitteranschluß e' erhält man ein logisches Ausgangssignal B'
und am gemeinsamen K ollektoranschluß c' ein umgekehrtes Ausgangssignal D'. Es ist
eine allgemein bekannte Tatsache, daß die obigen logischen Beziehungen (5), (6)
sowie (1) und (2) vertauscht werden, wenn statt einer positiven Logik eine negative
Logik benutzt wird, wenn also das höhere Spannungsniveau V,., dem logischen Wert
»0« und das niedrigere Spannungsniveau V,.o dem logischen Wert »1« entspricht.
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Auf den obenerwähnten Grundschaltungen baut nun die Erfindung auf.
Zu deren Verständnis sei zunächst das Verhalten eines npn-Transistors Ti (vgl. F
i g. 4) betrachtet, der eines der in der folgenden erläuterten logischen Schaltung
verwendeten logischen Elemente bildet. Es ist offensichtlich, daß zwischen der Kollektorkapazität
C, und der Kollektor-Basis-Spannung V@b des Transistors Ti die Abhängigkeit gemäß
F i g. 5 besteht. Die Kollektorkapazität C, wird kleiner, wenn der Kollektor zunehmend
in Sperrichtung vorgespannt wird, während die Kollektorkapazität ansteigt, wenn
an dem Kollektor eine zunehmende Spannung in Durchlaßrichtung gelegt wird, wobei
sich bei V",Do eine asymptotische Vergrößerung ergibt. Wird jetzt eine Impulsspannung,
wie sie in F i g. 6 durch die Wellenform a veranschaulicht ist, an den Basiseingang
1 dieses Transistors gelegt, so tritt am Emitterausgang 3 eine Impulsspannung
der Wellenform b und am Kollektoranschluß 2 eine Impulsspannung der Wellenform
c oder d je nach dem Wert der Kollektorspeisespannung V« auf. Diese Kollektorspannungswellenformen
c und d sind gegeben, wenn beide Enden des Betriebsbereiches der Kollektor-Basis-Spannung
Vlb gegenüber dem Signalimpuls beispielsweise V60 und V", und V62 sowie V,,,3 eingestellt
sind, wobei V@b, < V"o und Vc63 < Vc62. Im letzteren Falle besitzt
die Emitterspannungswellenform b einen Stirnzeitteil e und einen Schlußflankenteil
f, die gestrichelt angedeutet sind. Die Schwingungsunterdrückung im Stirnteil e
ist in dem früheren Fall, der mit voll ausgezogenen Linien dargestellt ist, größer.
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Bei geeigneter Wahl von Faktoren wie Kollektorspannung V@c und Kollektorwiderstand
Rc kann man beide Enden des Betriebsbereiches auf die Punkte V60 und Vcb, einstellen
(vgl. F i g. 5), so daß der Spannungsabfall am Kollektorwiderstand Rc die Spannung
am Emitteranschluß 3 verringert und dadurch Schwingungen im Stirnzeitteil der Emitterspannungswellenform
verringert, die -- wie oben erläutert - darauf zurückzuführen sind, daß sich die
Kollektorkapazität in der Nähe des einen Endes des Betriebsbereiches gegenüber dem
Eingangssignal sprunghaft vergrößert.
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Man kann daher ein stabiles Verhalten im Stirnzeitteil der Emitterspannungswellenform
erwarten; damit dies zuverlässig der Fall ist, muß jedoch die Kollektor-Basis-Spannung
an dem erwähnten Ende des Betriebsbereiches in einem nahezu konstanten Bereich gehalten
werden, in dem die plötzliche Vergrößerung der Kollektorkapazität ausgenutzt werden
kann. Im obigen Fall wird jedoch die Spannung V, am Emitteranschluß 3 kleiner als
die dem Basisanschluß 1 aufgeprägte Spannung V6, und zwar um den Betrag des
Basis-Emitter-Spannungsabfalles Vbe, der nahezu konstant ist. Der Emitterstrom i,
ist ferner durch die Gleichung gegeben:
wobei 'L der Laststrom ist. Andererseits gilt für den Kollektorstrom i, die Beziehung
i, = aie, wobei a der Stromverstärkungsfaktor ist und die Spannung V, am Kollektoranschluß
2 sich wie folgt ausdrücken läßt: V, = V" - RJ, (8) Die Kollektor-Basis-Spannung
V@b ist daher durch folgende Gleichung gegeben:
Wie aus dieser Gleichung hervorgeht, machen es Schwankungen von Parametern, wie
V« und V," manchmal schwierig, im praktischen Betrieb den Wert von V@b in einem
Bereich vorgegebener Breite zu halten. Wenn der in F i g. 4 dargestellte übliche
Schaltkreis unverändert benutzt wird, um ein stabiles Verhalten zu erzielen, was
mehr als ausreicht, um alle Variationen von Parametern - wie oben erläutert - zu
ermöglichen, so übersteigt der Extremwert von V@b in Durchlaßrichtung in F i g.
5 den Grenzwert V@b des Sättigungsbereiches, so daß der Transistor im Sättigungsgebiet
arbeiten muß. In einem derartigen Falle taucht die Schwierigkeit auf, daß die hohe
Arbeitsgeschwindigkeit, die einer Kollektorschaltung eigen ist, im Hinblick auf
den Minoritätsladungsträger-Speichereffekt vollständig verlorengeht. Wird die Anordnung
umgekehrt so getroffen, daß der Transistor nicht in dem Sättigungsbereich jenseits
des Grenzwertes V@b arbeitet, so ergibt sich die Schwierigkeit, daß der Wert von
V@b im Hinblick auf die erläuterten Änderungen der verschiedenen Parameter nicht
genügend am Sättigungsbereich gehalten werden kann, so daß sich ein instabiler Betrieb
ergibt.
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In der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist daher ein Kompensationskreis
vorgesehen, wie er beispielsweise in F i g. 7 dargestellt ist. Er enthält eine Diode
D,, Widerstände R, und R2, die in Reihe mit der Diode geschaltet sind, ferner einen
Transistor T,1, dessen Basis mit dem Schaltungspunkt BI zwischen den Widerständen
R1 und R2 verbunden ist, dessen Emitter an den Kollektoranschluß 2 des in Kollektorschaltung
angeordneten Transistors Ti verbunden ist und dessen Kollektor über einen Widerstand
R3 mit der Kollektorspannungsquelle in Verbindung steht.
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Im Sperrzustand des Transistors T,1 wird die Spannung zwischen dem
Anschluß B2 und dem Emitteranschluß 3 durch die Reihenschaltung der Widerstände
R2 und R, sowie der Diode Dl geteilt. In diesem Falle ist die Differenzspannung
VD zwischen dem Schaltungspunkt B, und dem Emitteranschluß 3 im Hinblick
auf den nichtlinearen Widerstand der Diode D, im wesentlichen konstant und wird
kaum durch Änderungen der Spannung V, am Emitteranschluß 3 und durch Änderungen
der Widerstände R, und R2 berührt. Wenn ein Eingangsimpuls, wie er in F i g. 6 durch
die Wellenform a veranschaulicht ist, dem Basiseingangsanschluß 1 zugeführt wird,
so hat die Spannung V, am Kollektoranschluß 2 das Bestreben, während des Stirnzeitteiles
dieses Eingangsimpulses zu fallen, wie dies die Wellenform c in F i g. 6 zeigt.
Die Anordnung ist jedoch so getroffen, daß bei einer Absenkung dieser Spannung V,
gegenüber der Spannung am Schaltungspunkt B, um einen Spannungsbetrag, der größer
als Vb,o ist, der Transistor T,1 vom Sperrzustand in den leitenden Zustand übergeht.
V"o nimmt einen im wesentlichen konstanten Wert an, der durch den Transistor T,1
bestimmt wird.
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Die Wirkung dieser Schaltungsanordnung besteht somit darin, daß jede
Tendenz einer Spannungsverringerung am Kollektoranschluß 2 einen Emitterstrom i;,
des Kompensationstransistors T,1 zum Kollektoranschluß 2 bewirkt, durch den die
Spannung V, an diesem Kollektoranschluß auf einem etwa konstanten Wert gegenüber
der Emitterspannung Ve des Transistors T, gehalten wird. V, ist gegeben durch
folgende Gleichung: V, = Ve -f- VD - Vbeo - (10)
Diese Gleichung läßt sich
auch schreiben wie Ve - V,. = VD - Vh,.o .
Auf diese Weise kann
V". = V, - V, etwa konstant gehalten werden.
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Im praktischen Betrieb wird ein Basisstrom vom Schaltungspunkt B,
geliefert, wenn der Transistor T,1 leitend ist; hierdurch wird der Wert von V" verändert.
Dieses Problem läßt sich jedoch dadurch lösen, daß die Werte der Widerstände R,
und R2, der Diode Dl und der anderen Elemente so gewählt werden, daß jeder Einfluß
durch den erläuterten Basisstrom vernachlässigbar wird. Der Widerstand R, ist vorgesehen,
um VD auf einem gewünschten Wert zu halten; dieser Widerstand kann jedoch durch
eine Diode D2 ersetzt werden, wie in F i g. 8 dargestellt ist; statt dessen kann
ein Widerstand R,2 in den Stromweg des Kallektorstromes i, gelegt werden, um den
Wert V",, einzustellen (gleichfalls in F i g. 8 veranschaulicht. Der Widerstand
R3 ist eingefügt, um das Verhalten des Transistors T,1 zu stabilisieren; bei Weglassen
dieses Widerstandes treten jedoch keine praktischen Schwierigkeiten auf. Wenngleich
das erläuterte Ausführungsbeispiel sich auf den Fall eines in Kollektorschaltung
angeordneten npn-Transistors bezog, so kann statt dessen auch ein in Kol-Iektorschaltung
angeordneter npn-Transistor Verwendung finden.
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Nach der obigen Beschreibung dürfte klar sein, daß das gewünschte
Ziel in einfacher Weise dadurch erreicht werden kann, daß die Differenz zwischen
den Emitter- und Kollektorspannungen des in Kollektorschaltung angeordneten Transistors,
die logische Funktionen erfüllen, zunächst ermittelt wird und daß dann - um zu verhindern,
daß diese Differenz einen bestimmten Wert überschreitet - die Emitter-Kollektor-Spannung
des Transistors an einem Ende des stationären Gleichspannungs-Betriebsbereiches
des Transistors im leitenden Zustand so konstant gehalten wird, daß dieses Ende
des Betriebsbereiches in der Nähe der Grenze zwischen dem Sättigungsbereich und
dem leitenden Bereich liegt. Es sei beispielsweise die Schaltungsanordnung gemäß
F i g. 3 betrachtet, die einen in Kollektorschaltung angeordneten pnp-Transistor
T;, einen Kollektorwiderstand R' und einen Emitterwiderstand RE enthält. In diesem
Falle bilden die Transistoren T2, T3, ..., T", in derselben Stufe und die
npn-Transistoren T,, T2, ..., T", in der folgenden Stufe die Belastung des
Transistors T,. Hierin liegt eine Belastungskomponente, die der kapazitiven Last
Cl in F i g. 4 entspricht; dieser logische Schaltkreis neigt daher dazu, auch einen
Eingangsimpuls mit einer Schwingung anzusprechen. Dieser Nachteil läßt sich jedoch
- wie oben erläutert - auf einfache Weise durch Zufügung eines Kompensationskreises
beseitigen. Besonders wenn ein mit npn-Transistoren
in Köllektorschaltung
versehener logischer Schaltkreis sowie ein mit pnp-Transistoren in Kollektorschaltung
ausgerüsteter logischer Schaltkreis gleichzeitig verwendet werden, indem sie entsprechend
F i g. 3 in Kaskadenschaltung miteinander verbunden werden, läßt sich die erwünschte
Stabilisierung besonders wirksam erzielen, da der mit npn-Transistoren ausgerüstete
Schaltkreis einen Stabilisierungseffekt auf einem höheren Niveau eines Eingangsimpulssignals
besitzt, während der mit pnp-Transistoren ausgerüstete Schaltkreis einen Stabilisierungseffekt
bei einem niedrigeren Niveau des Eingangsimpulssignals ausübt.
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Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel der Erfindung wurde
die Kollektor-Emitter-Spannung an einem Ende des Betriebsbereiches gegenüber einem
Eingangsimpuls konstant gehalten; da die Emitter-Basis-Spannung - wie oben beschrieben
- im wesentlichen konstant ist, kann infolgedessen auch die Kollektor-Basis-Spannung
auf einem etwa konstanten Wert gehalten werden. Dies bedeutet VI- Vb - Vcb
- VD - (Vbe0 + Vbe)-
Falls die Emitter und Kollektoren
einer Vielzahl von Transistoren an gemeinsame Anschlüsse angeschlossen sind, wie
dies in dem logischen Schaltkreis gemäß F i g. 3 der Fall ist, so sind mehrere Eingangsbasisanschlüsse
und ein gemeinsamer Emitteranschluß vorhanden. Die erfindungsgemäße Lösung, bei
der die Kollektor-Emitter-Spannung ermittelt wird und eine Kompensation erfolgt,
um diese Spannung konstant zu halten, ist somit einer Lösung überlegen, bei der
die Basis-Kollektor-Spannung ermittelt wird und eine Kompensation erfolgt, um diese
Spannung konstant zu halten. Es bedarf keiner Erwähnung, daß zahlreiche Abänderungen
an den erläuterten Ausführungsbeispielen vorgenommen werden können, bei denen die
Spannungsdifferenz zwischen Kollektor und Emitter ermittelt wird, um die Kollektor-Emitter-Spannung
so zu steuern, daß diese Spannung innerhalb eines engen Bereiches an einem Ende
des Betriebsbereiches liegt.
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Erfindungsgemäß wird die Kollektor-Emitter-Spannung eines Transistors
etwa konstant gehalten, so daß der Betriebsbereich des Transistors bei einem von
zwei (hohen und niedrigen) Eingangssignalniveaus im aktiven Bereich in der Nähe
der Grenze zwischen dem aktiven Bereich und dem Sättigungsbereich liegt. Die erfindungsgemäße
Schaltungsanordnung arbeitet daher völlig stabil und wird durch Änderungen von Widerständen,
der Speisespannung, des Laststromes, des Eingangsspannungsniveaus und anderen Faktoren
nicht beeinflußt. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gibt daher für die Auslegung
der Schaltung einen weiten Spielraum. Man kann ferner ohne weiteres die erforderliche
Toleranz für den Wechselspannungsstörpegel zulassen, da die Kollektorkapazität an
einem Ende der Signalschwankung einen großen Wert annimmt.