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Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Rechteckimpulsen vorgebbarer
Breite in Abhängigkeit von zwei Amplitudenwerten einer beliebig verlaufenden Eingangsspannung
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Rechteckimpulsen
vorgebbarer Breite in Abhängigkeit von zwei Amplitudenwerten einer beliebig verlaufenden
Eingangsspannung, die einem in Emitterschaltung und mit einem Widerstand im Emitterkreis
betriebenen Transistor zugeführt wird.
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Schaltungsanordnungen zur Erzeugung von Impulsen aus Spannungsänderungen
sind vielseitig anwendbar. Deckt sich die Spannungsänderung mit einem festgelegten
Spannungsbereich, so kann dieser mit einer solchen Anordnung überwacht werden, derart,
daß beim Uberschreiten eines ersten Eingangsspannungswertes das Ausgangssignal von
einem ersten in einen zweiten Zustand wechselt und beim Überschreiten eines zweiten
Eingangsspannungswertes das Ausgangssignal wieder vom zweiten in den ersten Zustand
zurückkehrt. Auf diese Weise kann beispielsweise eine Spannungsüberwachung in Netzgeräten,
eine Gut-Schlecht-Anzeige bei Prüfgut oder die Uberwachung der von einer Leitungsübertragung
an ein Register übertragenen Codesignale in Fernmeldesystemen erfolgen,
. wobei die von der Richtigkeit eines n-aus-m-Codes abhängige Spannüng geprüft
wird. Liegt der festgelegte Spannungsbereich im ansteigenden und abfallenden Ast
einer wellenförmigen Eingangsspannung, beispielsweise einer Sinushalbwelle oder
eines Sägezahnimpulses, so ist damit ein Impulsverdoppler gebildet. Auch zur Erzeugung
von Impulsen mit einer von der Steilheit der Eingangsspannung abhängigen Länge läßt
sich eine solche Anordnung verwenden. Schließlich sei auch auf die Anwendung als
Impulsformer hingewiesen. Wenn dabei keine Impulsverdopplung erfolgen soll, so darf
die Eingangsspannung nicht unter einen ersten festgelegten Spannungswert fallen.
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Es sind nun Triggerschaltungen mit Verstärkerelementen bekannt, die
zur überwachung einer Spannung dienen, die jedoch nur das Uberschreiten eines bestimmten
Spannungswertes anzeigen. Es ist jedoch durch die deutsche Auslegeschrift
1 144 827 bereits bekannt, eine Spannung in einem vorgegebenen Spannungsbereich
zu überwachen, wobei das Ausgangssignal sich in der erwähnten Weise ändert. Dabei
ist ein als Indikator verwendeter Transistor vorgesehen, dessen Eingangskreis jeweils
über zwei Gleichrichter sowohl an einen von der Eingangsspannung. beaufschlagten
Spannungsteiler als auch an einen von einer Yergleichsspannung beaufschlagten zweiten
Spannungsteiler angeschlossen ist, wobei die Teilspannungen so gewählt sind, daß
der Indikator bei Unterschreiten des festgelegten ersten und niedrigeren Spannungswertes
durch die Eingangsspannung von der Teilspannung der Vergleichsspannung und 'bei
Uberschreiten des festgelegten zweiten und höheren Spannungswertes durch die Eingangsspannung
vor! der Teilspannung dü Eingangsspannung angesteuert wird. Störend ist aber der
mit dieser Schaltungsanordnung verbundene Aufwand.
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Ferner sind Verstärker- oder Schaltstufen mit einem Transistor allgemein
bekannt, desscn für Eingangs- und Ausgangskreis gemeinsamer Elektrode über einen
ersten Wid8rstand ein erstes Potential und dessen gesteuerter Elektrode über einen
zweiten Widerstand ein zweites Potential zugeführt wird. Es .ist bereits vorgeschlagen
worden (deutsche Auslegeschrift 1 197 927), einen derartigen Transistorverstärker
so zu betreiben und zu bemessen, daß der Sättigungspunkt des Verstärkers zwischen
den Grenzwerten eines festgelegten Amplitudenbereiches liegt und daß sowohl dem
ersten als auch dem zweiten Grenzwert ein bestiinmtes gleiches Ausgangspotential
entspricht. Steigt hierbei jedoch die Steuerspannung über die Betriebsspannung ffir
den gesteuerten Stromkreis, so wird die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors
invers vorgespannt und damit leitend, so daß sich ein zusätzlicher Belastungskreis
für die Steuerspannung ergibt.
Es ist ferner durch die deutsche
Auslegeschrift 1044 880 eine Steuerschaltung mit zwei Transistoren
bekannt, bei der zwischen dem Arbeitswiderstand und dem Kollektor des zweiten Transistors
eine Diode eingefügt ist, die die Aufgabe hat, die eine Halbwelle der als Kollektorspannung
verwendefen Wechselspannung zu sperren.
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Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung
zur Erzeugung von Rechteckimpulsen vorgebbarer Breite in Abhängigkeit von zwei Amplitudenwerten
einer beliebig verlaufenden Eingangsspannung der eingangs genannten Art zu schaffen,
bei der die genannten Nachteile vermieden sind. Dies wird gemäß der Erfindung dadurch
erreicht, daß in an sich bekannter Weise zwischen den Kollektor und den Kollektorwiderstand
eine Diode eingefügt und der Ausgangskreis an den Verbindungspunkt zwischen den
Kollektorwiderstand und die Diode angeschlossen ist und daß die Kollektor-Betriebsspannung
derart gewählt wird, daß sie von der an die Basis des Transistors angelegten Eingangsspannung
überschritten wird. Diese Anordnung sorgt für entgegengesetzte Wirkungen beim Erreichen
zweier bestimmter Werte des Eingangssignals, -und zwar nimmt der gesteuerte Strom
beim Erreichen des unteren Wertes schnell zu und beim Erreichen des oberen Wertes
schnell ab. Der wesentlichste Vorteil der Anordnung ist ihre Einfachheit. Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung können der folgenden Beschreibung einiger Ausführungsbeispiele
und den zugehörigen Zeichnungen entnommen werden. Es zeigt Fig. 1 eine erste
Schaltungsanordnung mit einem Transistor gemäß der Erfindung, Fig. 2 eine zweite
Schaltungsanordnung mit einem Transistor gemäß der Erfindung, F i g. 3, 5
und 4, 6 den F i g. 1 und 2 zugehörige Diagramme, F i g. 7
eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach F i g. 2; F i g. 8
zeigt ein Eingangssignal und verschiedene Ausgangssignale, die durch die Schaltungsanordnung
nach F i g. 7 abgegeben werden.
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Die Schaltungsanordnung in F i g. 1 weist einen pnp-Transistor
T, auf, dessen Basis den Eingang der Anordnung bildet und über einen Widerstand
R, an Erde liegt. Der Emitter dieses Transistors ist über einen Widerstand R, mit
einer Klemme V, bestimmten Gleichspannungspotentials verbunden, während der Kollektor
dieses Transistors an die Anode einer Diode D, angeschlossen ist, deren Kathode
über einen Widerstand R2 an einer Klemme V2 bestimmten Gleichspannungspotentials
liegt. Der Ausgang der Anordnung ist die Kathode der Diode DI.
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Die Schaltungsanordnung in F i g. 2 ist derjenigen der F i
g. 1 ähnlich, ausgenommen eine zweite Diode D2, deren Kathode mit
der Kathode der Diode D, und deren Anode an eine Klemme V3 bestimmten Gleichspannungspotentials
angeschlossen ist. Der Ausgangsstrom ist der Strom durch die Diode D2.
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Die in F i g. 3 und 4 dargestellten Schaubilder beziehen sich
auf die Anordnungen in F i g. 1 und 2 und werden näher bei der Beschreibung
dieser Anordnungen erläutert.
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Die in Fig. 5 und 6 dargestellten Schaubilder zeigen
die Beziehungen zwischen dem Eingangsstrom i" und dem Kollektorstrom i" des Transistors
T, in den Anordnungen der F i g. 1 und 2. In der Schaltungsanordnung gemäß
F i g. 7 ist die Diode D2 aus der F i g. 2 durch die Emitter-Basis-Strecke
eines Transistors T2 ersetzt. Der Emitter des Transistors T, ist über den Widerstand
R, an die Klemme 71 bestimmten Gleichspannungspotentials und der Kollektor
an eine Klemme V2 mit negativem Gleichspannungspotential über die Reihenschaltung
aus der Diode D, und den Widerstand R2 angeschlossen.' Zwischen der Basis
des Transistors T, und seinem Emitter liegt ein Widerstand R.. Die Kathode der Diode
D, ist mit der Basis des Transistors T2 verbunden, dessen Emitter an eine Klemme
V3 bestimmten Gleichspannungspotentials und dessen Kollektor über einen Lastwiderstand
RL an eine Klemme V4 bestimmten Gleichspannungspotentials angeschlossen ist. Die
Potentiale Vl, V3, V4 werden durch einen Spannungsteiler bestimmt, der aus
den Widerständen R4, Rs, &, R7 besteht. Die freien Enden der Widerstände
R4 und R7 sind einerseits an Erde und andererseits an die negative Klemme der Spannungsquelle
V angeschlossen. Die Widerstände R4 und R,5 sind variabel. Die bestimmten Gleichspannungspotentiale
Vl, V3, V4 sind an den Verbindungsstellen der Widerstände R4 und R., der Widerstände
R., und & und der Widerstände und R7 abgenommen.
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In F i g. 8 ist oben als Eingangssignal eine Sägezahnkurve
dargestellt; dieses Eingangssignal wird der Anordnung nach F i g. 7 zugeführt.
Unter dieser Kurve sind vier verschiedene Ausgangssignale a bis d gezeigt,
die am Ausgang der Anordnung nach F i g. 7 abgenommen werden können, wobei
die Ausgangssignale in ihrer Form von besonderen Werten der Potentiale V, und V3
abhängen.
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Die Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gründet
sich auf eine Abwandlung der Kennlinien eines Transistors. Diese Abwandlung wird
dadurch gebildet, daß die Emitter-Kollektor-Strecke dieses Transistors mit einer
Halbleiterstrecke in Reihe geschaltet wird, die im Verhältnis zur Kollektor-Basig-Strecke
entgegehgesetzte Kennlinien aufweist.
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Wie schon erwähnt; ist die Kollektor-Basis-Strecke eines Transistors
normalerweise gesperrt, während die Emitter-Basis-Strecke derart vorgespannt ist,
daß sie entweder leitend oder nichtleitend und demgemäß der Transistor in leitendem
oder nichtleitendem Zustand ist. Wenn der Transistor nicht symmetrisch ist und zwischen
dem Kollektor und Basis entgegengesetzt vorgespannt ist, dann wird jedoch die Kollektor-Basis-Strecke
leitend; das bedeutet, daß die Strecke eine niedrige Impedanz aufweist, woraus sich
eine ungewöhnliche Arbeitsweise dieses Transistors ergibt. Falls nun die genannte
Halbleiterstrecke an den Kollektor des Transistors angeschlossen wird, so werden
sich für Vorspannungspotentiale herkömmlicher Polarität keine wesentlichen Änderungen
in den Transistorkennlinien ergeben, weil die Halbleiterstrecke für den Stromdurchgang
eine niedrige Impedanz darstellt. Für Vorspannungspotentiale umgekehrter Polarität
jedoch werden die Transistorkennlinien völlig abgeändert, wobei die Löcherinjektion
vom jetzt als Emitter arbeitenden Kollektor durch eine Potentialsperre verhindert
wird. die durch die genannte Halbleiterstrecke gebildet ist.
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Es seien nun die Anordnung gemäß F i g. 1 und die Schaubilder
gemäß F i g. 3 und 5 genauer betrachtet.
Das allgemein
bekannte und vereinfachte Ic-VcE-Schaubild gemäß Fig. 3 zeigt die Abwandlung
der Kennlinie, wie sie durch Einfügen der Diode D, in die Kollektorleitung
des Transistors T, erzielt wird. Die normale Kennlinie des Transistors T, für umgekehrte
Vorspannung zwischen Kollektor und Basis ist die Kurve CD', und die abgewandelte
Kennlinie unter denselben Voraussetzungen ist die Kurve CD, die der Kennlinie
einer Diode ähnlich ist. Die Gerade AB stellt die bekannte Lastkennlinie dar, die
dem Lastwiderstand R2 des Transistors T, zugehört.
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Die Arbeitsweise dieser Schaltungsanordnung und die Rolle, die die
verschiedenen Parameter der Anordnung spielen, werden- verständlicher, wenn die
Beziehungen zwischen dem Eingangsstrom und dem Kollektorstrom, dargestellt in Fig.
5, berechnet und analysiert werden.
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Im folgenden wird angenommen, daß ein allmählich ansteigender Eingangsstrom
i" an den Eingang der Anordnung gemäß Fig. 1 gelangt. Solange der Wert dieses
Eingangsstromes i, unter dem Wert
bleibt, bleibt auch der Transistor T, gesperrt, und der Kollektorstrom ist gleich
I, Wenn der Eingangsstrom den obengenannten Wert erreicht, wird der Transistor T,
leitend (Punkt A), er wird gesättigt (Punkt B), wenn der Eingangsstrom folgenden
Wert erreicht:
Darin bedeutet ibl, i#, die Basis- und Kollektorströme im Sättigungspunkt
B, Vb, die Spannung zwischen Emitter und Basis.
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Bei Vernachlässigung des Ausdruckes Vbl, der im Vergleich mit den
übrigen Ausdrücken einen kleinen Wert besitzt, und bei Einführung der Gleichung
(1)
und der bekannten Beziehungen ibl
und (1 =
kann die Gleichung (2) folgendermaßen beschrieben werden:
Dies ist eine lineare Gleichung zwischen dem Strom i" und dem Strom i,. Um die Differenz
ia2 - ial sehr klein, d. h. den Kurventeil AB (F i
g. 5) möglichst steil zu machen, ohne den Kollektorstrom i,1 vermindern zu
müssen, müssen gemäß Gleichung (3)
die Werte der Verstärkungsfaktoren a, a'
und der Wert des Widerstandes Rp so groß wie möglich gewählt werden, während der
Wert des Widerstandes R, so klein wie möglich sein muß. Nach Sättigung des Transistors
T, bewirkt der vom Eingangsstrom i" abgeleitete, weiter ansteigende Basisstrom ih
einen ansteigenden Spannungsabfall am Widerstand RI. Dadurch wird das Emitterpotential
immer negativer, bis es dem Kollektorpotential V2 entspricht. In diesem Augenblick
fließt kein Kollektorstrom mehr durch den Transistor Tj. Wenn mit iVi. die Änderung
des Emitterpotentials bezeichnet wird. die einer Änderung li" des Eingangsstromes
i" entspricht, können folgende Gleichungen aufgestellt werden:
Nach Eliminierung von AVE, Aib in den Gleichungen (4), (5), (6) erhält man:
Dies ist eine lineare Gleichung zwischen dem Strom i" und dem Strom i, Das Minuszeichen
bedeutet, daß der Kollektorstrom i, fällt, wenn der Eingangsstrom i, steigt.
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Der fallende Kollektorstrom i, wird Null (Punkt Q
bei einem
Eingangsstrom
Wenn der Eingangsstrom i" über diesen Wert 43
ansteigt, sperrt- die Diode
D, (F i g. 1), so daß der' Kollektorstrom auf den Sperrstrom der Diode
D, begrenzt ist, der durch deren Kennlinie bestimmt wird. Aus F i g. 5 ist
zu entnehmen, daß in der mittleren Zone AC der Wert des Kollektorstromes und deshalb
des Ausgangssignals vom Wert des Eingangsstromes 1. abhängig ist. Diese Abhängigkeit
jedoch kann leicht dadurch vermieden werden, daß in den Kollektorkreis des Transistors
T, eine sättigungsfähige Anordnung eingefügt wird, die bei einem Eingangsstrom il
bis 12 oder einem Kollektorstrom i" gesättigt ist, wie es im Schaubild nach F i
g. 5 gezeigt ist.
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Im folgenden seien nähere Erläuterungen zu der Schaltungsanordnung
gemäß F i g. 2 gegeben, die sich von der Anordnung der F i g. 1 dadurch
unterscheidet, daß die Diode D2 hinzugefügt ist, deren Vorspannungspotential
V3 größer als das Potential V2 ist. Die Erläuterungen beziehen sich auch auf die
Schaubilder in F i g. 4 und 6, wobei die F i g. 4 die bekannte
"-VCE-Kennlinie des Transistors T, zeigt, die der der F i g. 3 ähnelt.
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Wenn ein allmählich ansteigender Eingangsstrom i, dem Eingang der
Anordnung gemäß F i g. 2 zugeführt wird, bleiben die obengenannten Gleichungen
(1), (2) und (3) gültig, so daß der Kennlinienteil AB im Schaubild
der Fig. 6 dem Kennlinienteil AB im Schaubild der F i g. 5
ähnlich ist.
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Solange der Transistor T, im Sperrzustand bleibt, wobei der Kollektorstrom
dann den Wert I" hat, fließt ein Strom durch die Diode D2, die im leitenden
Zustand ist. Dieser Strom hat etwa den Wert
wenn die Impedanz der Diode D2 und des Ausgangskreises vernachlässigt wird,
nimmt mit anwachsendem
Kollektor-,trnni i, ab und wird Null, wenn
der Wert 42 = (Punkt a) des Kollektorstromes erreicht ist,
wobei die Diode D2 dann sperrt. Aus der Gleichung (3) folgt, daß der
Eingangsstrom i" im Punkt a (F i g. 4, 6) folgenden Wert annimmt:
Darin ist
Kein Strom fließt durch die Diode D2, wenn der Eingangsstrom i, von i"" bis
ia2 ansteigt, was dem Kurventeil aB in den Schaubildern der Fig. 4 und
6 entspricht.
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Wenn der Eingangsstrom !" nun über den Wert ia2 (Punkt B) steigt,
fällt der Kollektorstrom i" wie vorher schon an Hand der F i g. 1, 3 und
5 erläutert worden ist. Dabei bleibt die Diode D2 gesperrt, bis der
abfallende Kollektorstrom i, wieder den Wert 42 erreicht, der nun einem Wert i"3
des Einäangsstromes i" (Punkt b) entspricht. In diesem Augenblick wird die
Diode D2 wieder leitend. Der Wert l#3 des Eingangsstromes !" wird von der
folgenden Beziehung abgeleitet, die für den Arbeitspunkt b
besteht:
Darin stimmt die Gleichung (13) nur annähernd; ib2 und VE sind die Werte
des Basisstromes und des Emitterpotentials in Punkt b.
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Aus den obengenannten Beziehungen ergibt sich:
Der abfallende Kollektorstrom i, wird bei einem Wert 44 (Punkt C) des ansteigenden
Eingangsstromes i" Null, wobei dieser Wert ia4 aus folgenden, für den Punkt
C geltenden Beziehungen abgeleitet isi:
Durch Eliminieren von VE und 1b3 folgt:
Wenn der Eingangsstrom 1" über den Wert '"4 hinausgpht, wird der Kollektorstrom
auf einen Sperrstrom Is begrenzt, der durch die Kennlinie der Diode D, be#ztimrnt
wird, gleichzeitig fließt ein Strom I" + durch die Diode D2.
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In der obigen
Berechnung der Anordnung nach F i g. 2 ist die Impedanz der Diode
D2 und des Ausgangskreises vernachlässigt worden. In der Praxis kann dies
nicht immer zugelassen werden, z. B. wenn diese Impedanz die Eingangsimpedanz eines
Transistors ist, wobei die Diode D2 dann durch die Emitter-Basis-Strecke dieses
Transistors ersetzt ist. Andererseits ist eine solche Vernachlässigung dann möglich,
wenn der Transistor in solcher Weise verwendet wird, daß er eine niedrige Eingangsimpedanz
darstellt, wie es z. B. in Emitterschaltung der Fall ist.
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In F i g. 7 übernimmt die Emitter-Basis-Strecke des Transistors
T2 die Rolle der Diode D2 in F i g. 2. Wenn die Sägezahnspannung in
F i g. 8 an den Eingang der Anordnung nach F i g. 7 angelegt ist und
die Potentiale Vl, V3 die Werte V, (a), V3 (a),
V,
(b), V3 (b), V, (c), V3 (e) annehmen,
treten die in F i g. 8 a bis 8 c gezeigten Ausgangsimpulse am Widerstand
RL auf.
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Wird das Potential V, so eingestellt, daß das Eingaggspotential immer
negativer als das Potential V, bleibt, und wird das Potential V3 so eingestellt,
daß es zeitweise negativer als das Eingangspotential ist, so werden in den Zeiten,
in denen das Potential V3 ,negativer als das Eingangspotential ist, je nach
Einstellung des Potentials V, die in F i g. 8 a und 8 b
gezeigten Impulse
erzeugt. Beispielsweise fließt gemäß F i g. 8 b zum Zeitpunkt t
= 0 ein großer Strom durch den Widerstand RL, da das Eingangspotential
negativer als das Potential V3(b) und demnach der Spannungsabfall am Widerstand
R, größer als der Spannungsabfall am Widerstand R5 in F i g. 7 ist, so daß
also der Transistor T2 den leitenden Zustand einnimmt. Zu dem Zeitpunkt jedoch,
in dem das Eingangspotential positiver als das Potential V3 (b) wird,
überwiegt der Spannungsabfall am Widerstand R5, so daß der Transistor T2 gesperrt
wird. Zu beiden Zeitpunkten ist der Transistor T, leitend, da ja das Eingangspotential
immer negativer als das Potential V, (b) ist. Für die F i
g. 8 a gilt dasselbe.
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In F i g. 8 c ist abweichend von den F i g. 8 a,
8 b
das Potential V, (c) so eingestellt, daß das Eingangspotential
auch positiver als dieses Potential werden kann. Tritt dieser Fall ein, so gerät
der Transistor T2 vom gesperrten Zustand wieder in den leitenden Zustand, weil der
Transistor T, gesperrt wird und der Transistor T2 daher über den Widerstand R2 ausgesteuert
wird. Es ist zu erkennen, daß je nach Steilheit der Spannungsänderung zwischen
den Werten V, (c) und V3 (c) eine verschieden große Impulsbreite erzielbar
ist und daß auf einen Sägezahn zwei Impulse kommen. Es kann aber auch nur ein Impuls
je Sägezahn erzeugt werden, wie in F i g. 8 d gezeigt ist, wenn das
Potential V.(d) so eingestellt wird, daß das Eingangspotential nie negativer als
dieses Potential werden kann, Der F i g. 8 ist daher zu entnehmen, daß die
Phase und Länge der Ausgangsimpulse durch geeignete Wahl der Potentiale Vl, V3 geändert
werden können. Insbesondere aus der F i g. 8 c ist zu entnehmen, daß das
Ausgangssignal die doppelte Frequenz des Eingangssignals hat, wenn die,Potentiale
Vl, V3 beide zwischen dem unteren und dem oberen
Potentialwert des
Eingangssignals liegen. Schließlich folgt aus F i g. 8, daß ein wellenförmiges
Eingangssignal in einen im wesentlichen rechteckförmigen Ausgangsimpuls umgewandelt
werden kann. Dies ist besonders dann interessant, wenn die Änderung des Zustands
einer zu überwachenden Schaltung durch Senden eines Impulses bestimmter Länge mitgeteilt
werden soll.