DE1265797B

DE1265797B - FM-Demodulator

Info

Publication number: DE1265797B
Application number: DEH56709A
Authority: DE
Inventors: Theodore F Haggai
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1964-07-29
Filing date: 1965-07-28
Publication date: 1968-04-11
Also published as: SE317111B; GB1104956A; US3346814A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. Cl.:

H03d

Deutsche Kl.: 21 a4-29/01

Nummer: 1265 797

Aktenzeichen: H 56709IX d/21 a4

Anmeldetag: 28. Juli 1965

Auslegetag: 11. April 1968

Die Erfindung betrifft einen FM-Demodulator mit einem Phasendetektor, dem am ersten Eingang die zu demodulierende ZF-Schwingung zugeführt wird und dessen zweiter Eingang die von der Ausgangsspannung des Phasendetektors phasengeregelte Schwingung eines Oszillators erhält.

Die bekannten FM-Demodulatoren haben den Nachteil, daß statische Frequenzfehler, wie sie infolge von Doppler-Verschiebungen vorkommen, eine erhebliche Verschlechterung des Schwellenwertes zur Folge haben können. Insbesondere kann es vorkommen, daß solche statischen Frequenzverschiebungen die Bandbreite der zwischen dem Ausgang des Phasendetektors und dessen zweiten Eingang liegenden Demodulationsschleife überschreiten. Dies gilt insbesondere dann, wenn in dieser Schleife zur Verbesserung des Schwellenwertes ein schmalbandiges ZF-Filter eingeschaltet ist. Diese Nachteile fallen besonders ins Gewicht, wenn ein solcher FM-Demodulator bei Nachrichtenverbindungen mit Satelliten benutzt werden, weil dann die auftretende Doppler-Verschiebung recht beträchtlich ist und ohne weiteres die Bandbreite eines schmalen ZF-Bandfilters überschreiten, während andererseits eine möglichst große Empfindlichkeit des FM-Demodulators anzustreben ist, die durch die Anwendung eines schmalbandigen ZF-Filters erhöht werden kann. Wegen der benötigten hohen Empfindlichkeit ist auch ein üblicher Begrenzer-Diskriminator, dem ein breitbandiges ZF-Filter vorangeht, wegen seiner im Vergleich zum Demodulator relativ geringen Grenzempfindlichkeit weitgehend ungeeignet.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen FM-Demodulator der eingangs beschriebenen Art mit einer Vorrichtung zur Frequenzkontrolle zu versehen, die eine Verschlechterung des Verhaltens des Demodulators infolge statischer Frequenzverschiebungen vermeidet. Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß in der Leitung vom Ausgang des Phasendetektors zum zweiten Eingang des Phasendetektors ein Hochpaßfilter vorgesehen ist und daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors über einen niederfrequenten Bandpaß-Integrator zur Frequenznachstellung dem überlagerungsoszillator zugeführt wird.

Durch die Erfindung wird das zu demodulierende Signal nicht nur im Zentrum des schmalen Durchlaßbereiches des Demodulators gehalten, so daß ein niederer Schwellenwert und eine hohe Empfindlichkeit erzielt wird, sondern es ist auch die zur automatischen Frequenzsteuerung dienende Schleife so ausgebildet, daß sie einen engen Durchlaßbereich hat FM-Demodulator

Anmelder:

Hughes Aircraft Company,

Culver City, Calif. (V. St. A.)

Vertreter:

Dipl.-Phys. R. Kohler

und Dipl.-Phys. H. Schwindling, Patentanwälte,

7000 Stuttgart, Hohentwielstr. 28

Als Erfinder benannt:

Theodore F. Haggai,

Costa Mesa, Calif. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. ν. Amerika vom 29. Juli 1964 (385 941)

und die Schwellenempfindlichkeit des Demodulators mit beeinträchtigt. Die Verwendung eines niederfrequenten Bandpaß-Integrators führt zu einer extrem hohen Gleichspannungsverstärkung der den Integrator enthaltenden Schleife und ermöglicht zugleich eine unabhängige Steuerung der Rauschbandbreite der zur automatischen Frequenzsteuerung dienenden Schleife.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind im ZF-Verstärker Bandfilter mit wählbarer Bandbreite vorgesehen. Weiterhin kann eine Schaltvorrichtung vorgesehen sein, mit der der Eingang des phasengesteuerten Oszillators vom Hochpaß abzutrennen und an Masse zu schalten und damit der Bandpaß-Integrator in einen Tiefpaß umzuschalten ist.

Weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung sind der folgenden Beschreibung zu entnehmen, in der die Erfindung an Hand des in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispieles näher beschrieben und erläutert wird. Es zeigt

F i g. 1 ein schematisches Schaltbild, teilweise in Form eines Blockdiagramms, eines zwei Schleifen aufweisenden Demodulators nach der Erfindung,

F i g. 2 ein asymptotisches Diagramm des Verhältnisses von der Frequenzabweichung der AFC-Schleife oder des spannungsgesteuerten Oszillators

809 Β8Ί76

der äußeren Schleife zur Frequenzabweichung des Eingangssignals gegenüber der Modulationsfrequenz zur Erläuterung der Wirkungsweise der AFC-Schleife,

F i g. 3 ein asymptotisches Diagramm des Verhältnisses von der Frequenzabweichung des spannungsgesteuerten Oszillators der Demodulatorschleife zur Frequenzabweichung des Eingangssignals gegenüber der Modulationsfrequenz zur Erläuterung der Wirkungsweise der Demodulatorschleife und

F i g. 4 ein Diagramm des Verhältnisses von Basisbandspannung zur Frequenzabweichung des Eingangssignals gegenüber der Modulationsfrequenz zur weiteren Erläuterung der Wirkungsweise des erfindungsgemäßen Demodulators.

Wie aus F i g. 1 ersichtlich, spricht der erfindungsgemäße Demodulator auf ein frequenzmoduliertes Trägersignal an, das ihm von einer FM-Quelle 10 zugeführt wird. Diese Quelle kann einen Nachrichtenempfänger, Verstärker und Mischer umfassen und gibt ein ZF-Signal (Zwischenfrequenzsignal) auf die Leitung 12. Die Modulationsfrequenz dieses ZF-Signals ist ,1/J₁. Das Signal auf der Leitung 12 wird einem Mischer oder einem Uberlagerungskreis 14 zugeführt, der in eine äußere, der automatischen Frequenzregelung dienenden Schleife 16 (AFC-Schleife) einbezogen ist. Das auf eine Mittelfrequenz stabilisierte ZF-Signal wird von dem Mischer 14 einem ausgewählten schmalen Bandfilter 20, 22 oder 24 eines Filtersatzes 19 zugeführt. Diese Filter haben jeweils eine Bandbreite von 24, 12 und 2 kHz und als Mittelfrequenz die obengenannte stabilisierte ZF. Ein Schalter 28, bei dem es sich wahlweise um einen elektronischen oder von Hand betätigbaren Schalter handeln kann, verbindet wahlweise eines der Filter 20, 22 oder 24 mit einer Leitung 30, die das schmalbandige Signal einem ZF-Verstärker 32 zuführt. Ein Phasendetektor 34 nimmt dann das von dem Verstärker 32 über eine Leitung 36 zugeführte Signal auf, das eine Frequenzabweichung Af_n aufweist. Der Phasendetektor 34 gibt dann ein Basisbandsignal e₀ auf eine Ausgangsleitung 38, um die in dem Signal enthaltene Information ihrer Verwendung zuzuführen, wie es in der einschlägigen Technik bekannt ist. So kann beispielsweise im Anschluß an die Leitung 38 ein Basisbandfilter oder ein Entzerrungskreis vorgesehen sein, das auf das Signal e₀ anspricht.

Eine innere Schleife oder Demodulationsschleife 40 umfaßt ein Hochpaßfilter 44, das über eine Leitung 46 an die Ausgangsleitung 38 des Phasendetektors 34 angeschlossen ist, und einen spannungsgesteuerten Oszillator 50, der im folgenden auch mit VCO₂ bezeichnet wird und über eine Leitung 48 mit dem Hochpaßfilter 44 in Verbindung steht. Das Hochpaßfilter 44 kann einen Koppelkondensator 54 enthalten, der zwischen die Leitung 46 und eine Leitung 56 eingeschaltet ist und einerseits über einen Widerstand 58 zur Masse und über einen Schalter 60 zu der Leitung 48 führt. Infolgedessen ist der Oszillator 50, der mit der Leitung 38 nur wechselstrommäßig gekoppelt ist, gegenüber langsamen Frequenzwanderungen oder langsamen Frequenzverschiebungen des Eingangssignals durch die Wahl der Zeitkonstanten stabil, die durch das Filter 44 eingebracht werden. Der Oszillator 50 ist über eine Leitung 62 mit dem Phasendetektor 34 verbunden. Die demodulierte Spannung kann nach der Erfindung auch von der Leitung 48 abgenommen werden, wobei dann das Filter 44 als Hochpaßteil eines Basisbandfilters dient.

Die äußere Schleife 16 enthält einen Integrator 66, der zwischen die Leitung 46 und eine Leitung 68 eingeschaltet ist, um die Spannung eines spannungsgesteuerten Oszillators 70 zu regeln, der auch mit FCOi bezeichnet wird. Der Integrator 66, bei dem es sich um einen einfachen Verzögerungs- oder Integrationskreis handeln kann, enthält einen Widerstand 72, der an eine Leitung 74 angeschlossen ist, die ihrerseits über einen Widerstand 76 zu einer Leitung 79 und einem Operationsverstärker 77 führt, an dessen Ausgang eine Leitung 68 anschließt Die Leitung 79 ist weiterhin über einen Ladekondensator 78 und einen Widerstand 80 mit der Leitung 68 verbunden. Bei Normalbetrieb sind die Widerstände 72 und 80 durch überbrückungsschalter 82 und 84 unwirksam-gemacht, so daß eine nacheilende Funktion gebildet wird, während von dem Filter 44 eine voreilende Funktion gebildet wird, wie es im folgenden im einzelnen behandelt wird. In einer bestimmten Betriebsart, wenn nur die äußere Schleife 16 benutzt wird, werden jedoch die Schalter 60, 82 und 84 geöffnet, was zur Folge hat, daß die innere Schleife 40 abgeschaltet und eine voreilende Funktion von dem modifizierten Filter 66 gebildet wird. Der Integrator 66 ist so ausgebildet, daß er bei allen Betriebsarten einen relativ schmalen und niederfrequenten Durchlaßbereich hat. Der Oszillator 70 der äußeren Schleife spricht auf das Signal auf der Leitung 68 an, um ein Signal \f_0l durch eine Leitung 86 dem Mischer 14 zuzuführen. Es sei an dieser Stelle bemerkt, daß es die Wechselstromkopplung des Filters 44 der AFC-Schleife 16 ermöglicht, langsam verlaufende Frequenzverschiebungen wegen der Stabilität des Oszillators 50 gegenüber niederfrequenten Modulationen zu korrigieren.

Der Phasendetektor 34 kann von jedem üblichen Aufbau sein. Ein geeigneter Phasendetektor ist auf S. 553 des Buches von E. B 1 e u 1 e r und R. O. H a χ b y, »Elektronic Methods«, Bd. 2, The Academic Press of New York, behandelt. Ebenso können die spannungsgesteuerten Oszillatoren 50 und 70 übliche Schaltungen sein, wie sie beispielsweise auf S. 5 bis 38 von »A Handbook of Selected Semiconductor Circuits«, NObsr 73231, NAVSHIPS 93484, Bureau of Ships, gedruckt vom Superintendent of Documents U.S. Government Printing Office, Washington, D. C, behandelt sind. In der Schaltung nach F i g. 1 können Kreise zur automatischen Verstärkungsregelung enthalten sein, wie es ebenfalls allgemein bekannt ist. Es sei auch bemerkt, daß die Erfindung nicht auf die dargestellten Schaltungen des Hochpaßfilters 44 und des Integrators 66 beschränkt ist, da die Erfindung auch die Verwendung anderer Schaltungsanordnungen zuläßt.

Es sei nunmehr die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 erläutert. Das Ausgangssignal eines Hnearisierten Phasendetektors ist der Differenz zwischen den Phasen der Eingangssignale proportional. Die Phasendifferenz ist jedoch das Integral der Frequenzdifferenz, so daß die übertragungsfunktion des Phasendetektors 34 für ein eine Frequenzdifferenz darstellendes Eingangssignal diejenige eines Integrators ist. Das von einem spannungsgesteuerten Oszillator, also beispielsweise dem Oszillator 58 gebildete Ausgangssignal stellt eine Frequenzdiierenz dar, die der Eingangs-Steuerspannung proportional ist. so daß seine übertragungsfunktion einfach eine Verstärkungskonstante K₂ ist. Das Ausgangssignal,

das von dem Phasendetektor 34 gebildet wird, wenn die Phasenabweichung oder Phasenverschiebung gegenüber einer 90°-Referenzphase Null ist, ist eine Spannung, die oberhalb und unterhalb einer Referenzspannung eine gleich große Spannungs-Zeit-Fläche beschreibt. Eine Verschiebung des Trägersignals in Richtung auf beispielsweise höhere Frequenzen bewirkt, daß das Signal auf der Leitung 38 eine solche Phasenverschiebung erleidet, daß der Leitung 38 eine stärker positive Spannung zugeführt wird. Infolgedessen wird auf der Leitung.38 und auch auf der Leitung 48 eine Modulation erzeugt, die für die augenblickliche Frequenzänderung des Trägersignals auf der Leitung 36 charakteristisch ist. Das der Leitung 48 zugeführte Signal verschiebt die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 50, so daß das FCO-Signal auf der Leitung 62 die Frequenz des Trägersignals mitzieht. Die Schleife 40 reagiert nur auf hochfrequente Störungen auf der Leitung 38, so daß bei niederen Frequenzen der Oszillator 50 als Bezugsoszillator wirkt.

Die AFC-Schleife 16, die einen von dem Integrator 66 gebildeten sehr schmalen, niederfrequenten Durchlaßbereich hat, reagiert nur auf niederfrequente Frequenzverschiebungen auf der Leitung 38, so daß die Trägerfrequenz im Mischer 14 in einem Frequenzmodulationsbereich verschoben und dem Phasendetektor 34 zugeführt wird, bei dem der Oszillator 50 der Demodulationsschleife als stabiler Lokal- oder Referenzoszillator arbeitet. Da die niederfrequenten Verschiebungen des Trägersignals nicht in der Lage sind, den Oszillator 50 zu beeinflussen, bewirkt die AFC-Schleife 16, daß die mittlere Trägerfrequenz zum Durchlaßbereich des Filtersatzes 19 zentriert bleibt. Der Phasendetektor 34 arbeitet in Abhängigkeit von der Steuerung der Schleife 16 in der gleichen Weise wie oben dargelegt, abgesehen davon, daß die von dem Oszillator 50 zugeführte Frequenz stabil ist.

Die Schaltung nach F i g. 1 ist so ausgebildet, daß die in jeder der Schleifen 16 und 40 in Abhängigkeit von einer Zunahme oder Abnahme der Frequenz erfolgende Phasenverschiebung den Phasenfehler vermindert. Wenn die Frequenz des Oszillators 70 der äußeren Schleife kleiner ist als die Eingangsfrequenz auf der Leitung 12, muß der Sinn oder die Richtung der Frequenzänderung des Rückkopplungssignals den beiden Schleifen gleich sein. Wenn die Frequenz des äußeren Oszillators 70 größer ist als die Eingangsfrequenz, muß der Sinn der Frequenzänderung einer der Schleifen aus Gründen der Stabilität umgekehrt sein. Infolgedessen kann beispielsweise der Oszillator 70 der AFC-Schleife auf einen Spannungsanstieg auf der Leitung 68 in der Weise reagieren, daß seine Arbeitsfrequenz zunimmt, während der Oszillator 50 der Demodulationsschleife so ausgewählt ist, daß er auf einen Spannungsanstieg auf der Leitung 48 mit einer Verminderung seiner Arbeitsfrequenz reagiert.

Die Funktion des Demodulators nach F i g. 1 wird nunmehr an Hand der F i g. 2, 3 und 4 mehr im einzelnen erläutert. Die Kuve 90 der F i g. 2 zeigt den Frequenzgang des spannungsgesteuerten Oszillators 70 der AFC-Schleife 16. In dem Frequenzbereich, der unterhalb der natürlichen Resonanzfrequenz f„ der Schleife 16 liegt, wird im wesentlichen die gesamte Frequenzabweichung . 1 /J₁ des Eingangssignals unter der Wirkung des Signals IJ₀₁ des Oszillators 70 mitgezogen. Bei Frequenzen, die größer sind als/„, fallt die Frequenzkurve des Oszillators 70 in einem Verhältnis von — 6 db pro Oktave ab und hat auf das Mitziehen eine nur sehr kleine Wirkung, d. h., daß der Oszillator 70 für Modulationsfrequenzen, die größer als /„ sind, einen Bezugsoszillator bildet.

Infolgedessen spricht der Mischer 70 bei Frequenzen, die größer sind als /„, auf eine im wesentlichen konstante, von dem Oszillator 70 zugeführte Frequenz an. Die Kurve 72 der F i g. 3 zeigt den Frequenzgang des spannungsgesteuerten Oszillators 50 der Demodulatorschleife 40. Die Frequenzabweichung Jf₀₂ fällt in einem Verhältnis von 6db pro Oktave bei Frequenzen ab, die unterhalb der natürlichen Resonanzfrequenz /„ der Schleife 16 liegen. Zwischen den Frequenzen /„ und f_a, von denen die Frequenz f_a die natürliche Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 44 ist, ist der asymptotische Gewinn gleich 1, d.h. daß alle Frequenzabweichungen des Eingangssignals von dem Oszillator 50 mitgezogen werden. Infolgedessen ist der Oszillator 50 im wesentlichen unempfindlich gegenüber Frequenzänderungen unterhalb der Frequenz /„ und ermöglicht somit der AFC-Schleife 16, in erfindungsgemäßer Weise zu wirken. Die Abweichung des Oszillators 50 nähert sich Null, wenn die Modulationsfrequenz sich ebenfalls Null nähert.

Die Frequenzabweichung wächst in einem Verhältnis von 6 db pro Oktave im Bereich von

0 < / < ΐφ

Ju

wobei J₁₁ der Eingriffs-Frequenzbereich der äußeren Schleife 16 ist. Bei der Frequenz \[l ^U- ist das

JU

Verhältnis

IX2

und daher sehr viel kleiner als 1. Infolgedessen ist fl -f.— die Steuerungsgrenzfrequenz der AFC-

Schleife 16. Die Zunahme der Abweichung des Oszillators 50 der Demodulatorschleife um 6 db pro Oktave bei Modulationsfrequenzen, die kleiner sind als

ψϊ^φ-, ist durch die Charakteristik des Phasendetektors 34 bedingt (6 db per octave roll-off). Für

i ψΐ^φ d

Modulationsfrequenzen zwischen

und /„

nimmt das Verhältnis der Abweichung des Oszillators 50 zur Abweichung des Eingangssignals in einem Verhältnis von 12 db pro Oktave zu, weil der Gewinn der offenen AFC-Schleife 16, der sich durch die Wirkung des Integrators 66 ergibt, in einem Verhältnis von 12 db pro Oktave für Modulations-

frequenzen zwischen

und ~?ψ ändert. Infolge-

„ frequenzen zwischen ψΐ^φ

./H K

dessen zieht der Oszillator 50 Eingangsabweichungen im Bereich f„<f</₀, während die Abweichung des Oszillators 70 unbedeutend ist. Die Charakteristik der Schleife 40 bei Frequenzen größer als f_a, die gemäß Kurve 92 einen Abfall von 6 db pro Oktave zeigt, hat auf die Funktion des Demodulators keinen wesentlichen Einfluß.

Die Kurve 94 nach F i g. 4 zeigt das Verhältnis der Ausgangsspannung e₀ des Phasendetektors 34 zu Abweichungen der Eingangsfrequenz 1/J₁ als Funktion der Modulationsfrequenz. Eine Kurve 96 zeigt

-ψ-

die Hälfte der ZF-Bandbreite

, die eines der

Filter des Filtersatzes 19 aufweist. Die Bandbreite —ψ- bestimmt die effektive Rauschbandbreite der Demodulatorschleife 40. Eine Kurve 98 zeigt die Rauschbandbreite der Schleife 40, die sich bei Fehlen einer ZF-Filterung ergeben würde.

In dem praktisch interessierenden Bereich des Modulationsindex ist die Rauschbandbreite, die sich bei einer üblichen Phasensynchronisationsschleife ergibt, größer als die ZF-Bandbreite, die zur übertragung des demodulierten Signals benötigt wird. Daher sind die ZF-Filter des Filtersatzes 19, die gerade die absolut notwendige Bandbreite haben, der inneren Schleife vorgeschaltet, um die übertragene Rauschleistung zu verringern. Ein hoher Schleifengewinn, der sich aus der großen Schleifenbandbreite nach Kurve 98 ergibt, hat einen relativ geringen Phasenfehler, der auf eine Modulation des Eingangssignals zurückzuführen ist, zur Folge, d. h., die Fehlerspannung, die benötigt wird, um den Oszillator 50 zu veranlassen, den Frequenzabweichungen des Eingangssignals zu folgen, ist relativ klein im Verhältnis zu der Fehlerspannung, die durch das thermische Eingangsrauschen bedingt ist, Eine Komponente des Phasenfehlers, die normalerweise die Grenzempfindlichkeit herabsetzt, ist so im wesentlichen ausgeschaltet, daß eine sehr hohe Grenzempfindlichkeit erzielt wird. Die Bandbreite der ZF-Filterung kann mit Hilfe des Schalters 28 verändert werden, ohne daß dadurch die Schleifenparameter wesentlich verändert werden. Die Bandbreite der AFC-Schleife 16 wird durch den Integrator 66 bestimmt und ist relativ klein, so daß nur ein Minimum an Rauschen durch die Schleife geleitet wird. Deshalb ist die Grenzempfindlichkeit der AFC-Schleife 16 sehr viel größer als diejenige der Demodulatorschleife 40, so daß die Empfindlichkeit der Demodulatorschleife 40 nicht beeinträchtigt wird.

Zur weiteren Erläuterung der Wirkungsweise des zweischleifigen Demodulators nach F i g. 1 sei die Übertragungsfunktion der äquivalenten einzelnen inneren Schleife40 angegeben:

Die übertragungsfunktion des Oszillators 50 für eine Abweichung des Zweischleifen-Eingangssignals stellt sich in Abhängigkeit von der Kreisfrequenz wie folgt dar:

W₀₂

(»_H o>„

Die innere Schleife 40 liefert ein Phasenführungsglied (1 + —j im Zähler der Gleichung (1), das

V '"iJ

erforderlich ist, um die erforderliche Dämpfung der AFC-Schleife 16 zu bewirken. Infolgedessen ist bei dem Zweischleifenbetrieb die Filteranordnung 66 der AFC-Schleife ein einfacher Verzögerungskreis oder ein Integrator. Die Übertragungsfunktion des Integrators 66 kann durch

F₁ (S) =

W₁

W,

K φ S

für

w₂. (1)

Hierin ist K₁₁, der Gewinn des Phasendetektors in Volt pro Radian, w₂ die höchste kritische Kreisfrequenz der inneren Schleife, w_a das 2.T-fache der 3-db-Bandbreite der geschlossenen Schleife (2.Tf_n), S die komplexe Frequenzvariable, die auf (J w) reduzierbar ist.

Der Gewinn der offenen äußeren Schleife 16 kann ausgedrückt werden durch:

ausgedrückt werden, wenh es sich um ein passives Netzwerk handelt, oder durch F₁ (S) = γ für einen aktiven Integrator.

Um ein Maximum an Informationsbandbreite für die tatsächlich empfangene Trägerleistung zu haben, wird die ZF-Bandbreite mit Hilfe des Schalters 28 geregelt. Wie allgemein bekannt, kann das Trlger-Rausch-Verhältnis des empfangenen Signals beispielsweise infolge einer Dämpfung durch Regen oder einer ungleichen Leistungsverteilung auf mehrere übertragene Träger bei einer Satellitenübertragung oder einer Transponderstation variieren. Eine Verminderung der ZF-Bandbreite verhindert die Rauschbandbreite, wodurch die Grenzempfindlichkeit erhöht wird, während die Menge der empfangenen Informationen vermindert wird. Eine andere Verminderung der Bandbreite, die das erfindungsgemäße System ermöglicht, besteht in der Abschaltung der inneren Schleife mit Hilfe des Schalters 60, wodurch der Oszillator 50 zu einer konstanten Quelle einer Bezugsfrequenz wird. Wie es die Gleichung (1) zeigt, ist die Demodulatorschleife 40 einem Phasendetektor mit der folgenden übertragungsfunktion gleich:

e₀ _ W₂ Κφ Λ ₊ _S_' 1W₁- w_n S V ">2.

(4)

G₁ (S) =

''¹H

1 +

W₂

(2) Wenn die Demodulatorschleife geöffnet ist, liegt nur die übertragungsfunktion -=^ des normalen

Phasendetektors vor. Um bei offener Schleife 40 die optimalen Eigenschaften der AFC-Schleife aufrechtzuerhalten, muß der Integrator 66 so verändert werden, daß er den Ausdruck

60

Darin ist w_/f = 2ττΚ_ΦΚ_χ Radian pro Sekunde ,·,.., _r , ■ ,,-.■-

" ^{l y} _m erzeugt, um die übertragungsfunktion nach GSei-

oder der Mitnahmebereich, W₁ = 2 ξ <»„ -^- als Aus- 65 chung (4) zu bilden. Wenn der Schalter 60 geöffnet

druck des Dämpfungsverhältnisses ί und"«, - ^ wird, werden auch die Schalter 82 und 84 geöffnet^

2; um eine Filtercharakteristik mit einem ersten GJjed

mit «>„ = 2.Ύ /„. zu schaffen, das die richtige Dämpfung der AFC-

Schleife gewährleistet. Bei dieser Art des Betriebes wird die Phasenmodulation des Trägers von dem Phasendetektor 34 abgelöst. Diese Art des Betriebes kann auch dazu verwendet werden, zur Antennenausrichtung benötigte Informationen zu gewinnen. Beispielsweise können mit Hilfe dieser abgewandelten Betriebsart Fernschreibsignale empfangen werden.

Bei dem erfindungsgemäßen Demodulator wird demnach eine innere Demodulationsschleife benutzt, die über eine Wechselstromkopplung Ausgangssignale empfängt, die von einem Phasendetektor gebildet werden. Wegen der kleinen Zeitkonstante des von der inneren Schleife gebildeten Filters bleibt der spannungsgesteuerte Oszillator der inneren Schleife stabil, also bei einer festen Frequenz, so daß Ver-Schiebungen der Trägerfrequenz, die mit relativ geringen Frequenzen erfolgen, von der äußeren AFC-Schleife korrigiert werden können. In der äußeren Schleife kann ein einfacher Integrator Verwendung finden, weil die innere Schleife das erste Glied liefert, das von der äußeren Schleife zur Stabilität benötigt wird. Die äußere Schleife hat einen relativ schmalen Durchlaßbereich, so daß die Grenzempfindlichkeit der inneren Schleife von ihr nicht vermindert wird. Die äußere AFC-Schleife arbeitet bei niederen Frequenzen, während die innere Demodulationsschleife bei hohen Frequenzen arbeitet. Das Demodulationssystem macht von einer ZF-Bandfilterung mit engem Durchlaßbereich Gebrauch, um eine hohe Grenzempfindlichkeit der Demodulationsschleife zu erzielen. Zum Betrieb mit empfangenen Signalen relativ geringer Leistung sieht die Erfindung eine Schaltanordnung vor, die ein Abschalten der inneren Schleife und ein Umwandeln des Integrators der äußeren Schleife in ein Filter ermöglicht, um das führende Glied zu bilden, das für eine stabile Schleife benötigt wird.

Es versteht sich, daß die Erfindung nicht auf das dargestellte Ausführungsbeispiel beschränkt ist, sondern Abweichungen davon möglich sind, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Solche Abweichungen können sich dadurch ergeben, daß bei Ausführungsformen der Erfindung nur einzelne der Erfindungsmerkmale für sich oder mehrere in beliebiger Kombination Anwendung finden.

Claims

Patentansprüche:

1. FM-Demodulator mit einem Phasendetektor, dem am ersten Eingang die zu demodulierende ZF-Schwingung zugeführt wird und dessen zweiter Eingang die von der Ausgangsspannung des Phasendetektors phasengeregelte Schwingung eines Oszillators erhält, dadurch gekennzeichnet, daß in der Leitung vom Ausgang des Phasendetektors zum zweiten Eingang des Phasendetektors ein Hochpaßfilter (44) vorgesehen ist und daß die Ausgangsspannung des Phasendetektors über einen niederfrequenten Bandpaß-Integrator (66) zur Frequenznachstellung dem überlagerungsoszillator (70) zugeführt ist.

2. FM-Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im ZF-Verstärker Bandfilter (19) mit wählbarer Bandbreite vorgesehen sind.

3. FM-Demodulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltvorrichtung vorgesehen ist, mit der der Eingang des phasengesteuerten Oszillators (50) vom Hochpaß (44) abzutrennen und an Masse zu schalten und damit der Bandpaß-Integrator (66) in einen Tiefpaß umzuschalten ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
»IRE Transactions on Space Electronics and Telemetry«, September 1961, S. 60 bis 70;

»Elektrisches Nachrichtenwesen«, 1964, Nr. 1, S. 80 bis 85;
»Proc. IEEE«, Oktober 1963, S. 1306 bis 1316.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

MM 531/176 4.6t O Bundesdruckerei Berlin