DE1264510B

DE1264510B - Rueckgekoppelte Modulator-Gleichstromverstaerkerschaltungsanordnung

Info

Publication number: DE1264510B
Application number: DEG34951A
Authority: DE
Inventors: Frank Joseph Woolam
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1961-05-12
Filing date: 1962-05-11
Publication date: 1968-03-28
Also published as: US3153202A; GB971813A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. α.:

H03f

Deutsche Kl.: 21 a2 -18/02

Nummer: 1264510

Aktenzeichen: G 34951 VIII a/21 a2

Anmeldetag: 11. Mai 1962

Auslegetag: 28. März 1968

Die Erfindung betrifft eine rückgekoppelte Modulator-Gleichstromverstärkerschaltungsanordnung^nsbesondere zur Verstärkung relativ kleiner Gleichströme (oder Spannungen), die von zahlreichen wahlweise an den Eingang der Schaltungsanordnung schaltbaren Umformern mit verschiedenen Empfindlichkeiten und Innenwiderständen abgegeben werden, wobei die Schaltungsanordnung in Reihe geschaltet einen Zerhacker, der das Eingangsgleichstromsignal in einen durch das Gleichstromsignal modulierten Träger umwandelt, einen den Träger verstärkenden und demodulierenden Vorverstärker und einen das Demodulatorsignal verstärkenden und filternden Rechenverstärker enthält und die Verstärkung durch Verändern ohmscher Widerstände in einem Rückkopplungszweig einstellbar ist.

Die meisten Verstärker für niedrige Gleichströme oder Spannungen sind sogenannte Modulatorverstärker oder Zerhackerverstärker, in denen das niedrige Gleichstromeingangssignal zerhackt wird, so daß es als moduliertes Wechselstromträgersignal aufgefaßt werden kann. Der modulierte Träger wird dann verstärkt und gefiltert, um ein verstärktes Gleichstromausgangssignal zu erhalten, das dem Eingangssignal proportional ist. Ein Trägersignal zu verwenden hat den Vorteil, daß eine Wechselstromverstärkerschaltung zur Vermeidung der Gleichstrom- oder Nullpunktsdrift direkt gekoppelter Gleichstromverstärker verwendet werden kann. Eine derartige Verstärkerschaltungsanordnung mit negativer Rückkopplung wird weiterhin auch als Analogverstärker oder Analogverstärkerschaltungsanordnung bezeichnet.

Analogverstärker werden häufig zur Verstärkung kleiner Ausgangssignale von Meßumformern, ζ. Β. Dehnungsmessern und Thermoelementen, bei einer industriellen Prozeßüberwachung oder Regeleinrichtung mit bis zu dreihundert oder mehr entsprechend angeordneten Umformern verwendet. Da die Kosten genauer Analogverstärker verhältnismäßig hoch sind, ist es vorzuziehen, nur einen einzigen Analogverstärker zu verwenden und die einzelnen Umformer wahlweise an diesen Verstärker zu schalten. Nun müssen jedoch häufig die Signale einiger Umformer anders behandelt werden, so daß häufig unterschiedliche Gesamtverstärkungen für Signale der verschiedenen Umformer vorgesehen sein müssen.

Bislang bekanntgewordene Analogverstärkerschaltungsanordnungen, die für einen einzigen Umformer ausgelegt sind, sind entweder überhaupt nicht in ihrer Verstärkung einstellbar oder haben bestenfalls Ver-Stärkungseinstellvorrichtungen, die für eine Verstärkerschaltungsanordnung, die nacheinander oder wahl-Rückgekoppelte Modulator-Gleichstromverstärkerschaltungsanordnung

Anmelder:

General Electric Company,

Schenectady, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr.-Ing. W. Reichel, Patentanwalt,

6000 Frankfurt 1, Parkstr. 13

Als Erfinder benannt:

Frank Joseph Woolam, Mesa, Ariz. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. ν. Amerika vom 12. Mai 1961 (109 605)

weise an mehrere hundert Umformer angepaßt werden muß, ungeeignet sind. Bislang bekanntgewordene Schaltungsanordnungen mit steuerbarer Verstärkung, z. B. eingangsseitige Potentiometer oder schrittweise geschaltete Festwiderstände oder in der Rückführung vorgesehene Rheostate oder schrittweise geschaltete Festwiderstände, führen zu ein oder mehreren der nachfolgend aufgeführten Nachteile, wenn sie in der an sich bekannten Weise verwendet werden:

1. Die Verstärkerschaltungsanordnung wird instabil und schwingt.

2. Der Träger wird unerwünschterweise verstärkt oder ungenügend unterdrückt.

3. Die Umformer haben sehr verschiedene Innenwiderstände und Empfindlichkeiten (Mikrovolt pro Einheit der gemessenen physikalischen Größe) und werden durch das Anschließen eines Verstärkers mit nicht angepaßtem Eingangswiderstand fehlangepaßt. Infolgedessen kann das Nutzsignal durch Störsignale (Rauschen) überdeckt werden.

Gemäß der Erfindung werden diese Nachteile dadurch beseitigt, daß ein Netzwerk aus Widerständen in einem Widerstandsnetzwerk-Rückkopplungszweig vom Ausgang des Rechenverstärkers zum Zerhacker angeordnet ist, daß einige der Widerstände mit Hilfe von Schaltvorrichtungen in mehreren Kombinationen derart in den und aus dem Rückkopplungszweig schaltbar sind, daß die Gesamtverstärkung

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der Verstärkerschaltungsanordnung (Verstärkung des geschlossenen Kreises) wählbar veränderbar ist, daß ein Netzwerk aus Kondensatoren in einem Rückkopplungszweig zwischen Ausgang und Eingang des Rechenverstärkers liegt, daß Schaltvorrichtungen vorhanden sind, mit deren Hilfe einige der Kondensatoren gleichzeitig mit dem Schalten der Widerstände im Widerstandsnetzwerk-Rückkopplungszweig in den und aus dem Kondensatornetzwerk-Rückkopplungszweig schaltbar sind, und daß die Kondensatorkombinatio- ro nen derart mit den Widerstandskombinationen in Beziehung stehen, daß bei allen Betätigungen der Schaltvorrichtung und allen Verstärkungen des geschlossenen Kreises der Anordnung die Frequenz

erhält man für die Verstärkung des geschlossenen Kreises

E₁

1 -Aß'

In dieser Gleichung ist das Produkt A · β die Verstärkung des offenen Kreises, auch Kreisverstärkung genannt. Ist der Betrag dieser Verstärkung sehr viel größer als 1, dann ist die Verstärkung des geschlossenen

Kreises etwa gleich —j, also nur von β abhängig. Die Frequenzabhängigkeit der Verstärkung A des Verstärkers ohne Rückkopplung geht also nicht in den Verstärkungsfaktor des geschlossenen Kreises ein,

im Schnittpunkt des Amplitudengangs der Verstär- 15 sondern nur die Frequenzabhängigkeit von ß.
kung des offenen (aufgeschnittenen) Kreises mit der Bekanntlich können die durch den rückgekoppelten

1-Linie (die 1-Durchgangsfrequenz) einen weitgehend konstanten Wert hat, bei dem die Anordnung stabil ist, und unter der Trägerfrequenz liegt.

Verstärker hervorgerufenen Phasenverschiebungen mindestens einiger Frequenzkomponenten des zu verstärkenden Signals so groß sein, daß der Betrag

Der über das Kondensatornetzwerk rückgekoppelte 20 der komplexen Größe 1 — Aß kleiner als 1 wird, Rechenverstärker wirkt im wesentlichen wie ein so daß eine positive Rückkopplung oder Mitkopplung Filter oder Integrator. Die Verstärkung wird dadurch auftritt, bei der entweder Schwingungen erzeugt gesteuert, daß ohmsche Widerstände in für die zahl- werden oder die dazu beiträgt, Schwingungen zu reichen Umformer geeigneten Kombinationen wahl- unterstützen. Durch Steuerung der Phasenverschieweise in die Rückführung zwischen Ausgang und 25 bung im Verstärker und im Rückkopplungszweig Eingang in der Schaltungsanordnung, d. h. zwischen läßt sich ein Verstärker mit Gegenkopplung schaffen, den Ausgang des Integrators und den Eingang des der nicht oszilliert.

Zerhackerverstärkers, geschaltet werden. Bei der Rück- Um festzustellen, ob eine Verstärkerschaltung mit

kopplung handelt es sich um eine negative Rück- Rückkopplung stabil ist, braucht man lediglich den kopplung, die auch Gegenkopplung genannt wird. 30 Amplitudengang und den Phasengang des Frequenz-Die Verbindung vom Umformer zum Zerhacker- gangs des offenen Kreises zu vergleichen. Wenn die

»Frequenz des 1-Durchgangs« des Amplitudengangs von Aß gleich der »Frequenz des 180°-Durchgangs« des Phasengangs von Aß ist, dann befindet sich die Schaltungsanordnung gerade an der Stabilitätsgrenze. Um eine Stabilität mit bestimmtem Sicherheitsabstand zu gewährleisten, muß die Frequenz des 1-Durchgangs so eingestellt werden, daß Aß bei der Frequenz des 180°-Durchgangs kleiner als 1 ist. Bei dieser Einstel-

schoben gegenüber dem Eingangssignal E₁ auf den 40 lung ist die Schaltungsanordnung jedoch nur bedingt Eingang der Verstärkerschaltungsanordnung zurück, stabil. Um zu bestimmen, ob sie bedingt oder undann können bei der Verstärkung entstehende Ver- bedingt stabil ist, muß die Ortskurve des Frequenzzerrungen durch den rückgekoppelten Teil des Aus- ganges von Aß aufgetragen werden. Nach Nyquist gangssignals kompensiert werden. herrscht dann unbedingte Stabilität, wenn die Orts-

Bezeichnet man die Verstärkung des Verstärkers 45 kurve den Punkt 1 nicht umschließt. An der Stelle 1 ohne Rückkopplung mit A, dann ist das Ausgangs- ist die Phasenverschiebung gleich 180° und Aß signal E₀ = AE₁. Koppelt man jetzt einen Teil β des gleich 1. Wenn die Kurve so verläuft, daß bei frequenz-Ausgangssignals zurück, dann ist das rückgekoppelte unabhängigem Rückkopplungsfaktor β die Frage, Signal E_F = ßE₀. Die Größe β wird auch als Rück- ob der Punkt 1 umschlossen ist, davon abhängt, kopplungsfaktor bezeichnet. Je nach Auslegung des 5° ob man β vergrößert oder verkleinert, dann wird der

Verstärkereingang ist potentialfrei.

Um das Verständnis der Erfindung zu erleichtern, sei hier ein kurzer Überblick über bestimmte Rückkopplungsverstärkerschaltungen gegeben.

Durch eine negative Rückkopplung bzw. Gegenkopplung kann bekanntlich die Linearität und Stabilität eines Verstärkers verbessert werden. Koppelt man einen Teil des Ausgangssignals E₀ phasenver-

Rückkopplungszweiges kann β komplex oder reell sein, während A im allgemeinen komplex ist.

Im geschlossenen Zustand des Kreises, wenn also der Rückkopplungszweig mit dem Eingang des Verstärkers verbunden ist, gilt für das Ausgangssignal E₀:

Verstärker als bedingt stabil bezeichnet.

Um die Verstärkung des geschlossenen Kreises durch Einstellung des Rückkopplungsfaktors β ändern zu können, ist die Verstärkerschaltungsanordnung 55 des Ausführungsbeispiels so ausgelegt, daß die maximale Phasenverschiebung der Verstärkerschaltungsanordnung etwa 90° beträgt und die Kreisverstärkung des offenen Kreises A β durch Änderung von β geändert werden kann, ohne daß der Punkt 1 von der Orts-Ersetzt man E_F durch β E₀, so ergibt sich nach E₀ ^6o kurve eingeschlossen ist. Auf diese Weise wird erreicht,

E₀ = A(E₁ + E_F).

aufgelöst

E₀ =

1 -Aß

E₁.

(2)

Da die Verstärkung definitionsgemäß gleich dem Verhältnis von Ausgangssignal zu Eingangssignal ist,

daß der Verstärker unbedingt stabil ist und der frequenzunabhängige Rückkopplungsfaktor β in einem großen Bereich beliebig geändert werden kann. Die Schaltungsanordnung kann jedoch auch bedingt stabil ausgelegt werden, wenn der Rückkopplungsfaktor β nur in einem begrenzten Bereich geändert wird und der Abstand zur Stabilitätsgrenze in diesem Bereich genügend groß ist.

In dem Ausführungsbeispiel ist die Verstärkerschaltungsanordnung so ausgelegt, daß sich zwischen 0 und etwa 0,008 Hz eine konstante Kreisverstärkung Aß und eine konstante Abnahmegeschwindigkeit von A β zwischen 0,008 Hz und 80 Hz oder mehr ergibt, so daß die Frequenz des 1-Durchgangs bei etwa 80 Hz auftritt und die Phasenverschiebung bei der Frequenz des 1-Durchgangs maximal 90° beträgt. Dann kann die Verstärkung des geschlossenen Kreises gemäß der Erfindung wählbar dadurch verringert werden, daß der Rückkopplungsfaktor β erhöht wird. Da der Rückkopplungszweig ein ohmsches Widerstandsnetzwerk enthält, ist β unabhängig von der Frequenz und die maximale Phasenverschiebung des Rückkopplungssignals für Frequenzen oberhalb von etwa 0,008 Hz ebenfalls, wenn die Kreisverstärkung vergrößert wird. Die Frequenz des 1-Durchgangs wird dabei jedoch so weit erhöht, daß sie etwa gleich oder etwas größer als die Trägerfrequenz ist, wenn der Wert von Aß erhöht wird.

Da bekanntlich die Eingangssignalfrequenzen eines Modulatorverstärkers unterhalb der Trägerfrequenz liegen müssen, ist auch dafür zu sorgen, daß die Hochfrequenzkomponenten des rückgekoppelten Signals Ep unterdrückt werden. Deshalb ist der Verstärker so ausgelegt, daß die Frequenz des 1-Durchgangs weit unterhalb der Trägerfrequenz liegt. Um nun die Frequenz des 1-Durchgangs bei Änderung der Verstärkung des geschlossenen Kreises durch Änderung des Rückkopplungsfaktors konstant zu halten, ist es erforderlich, bei jeder Änderung der Verstärkung des geschlossenen Kreises die dadurch entstehende Änderung der maximalen Phasenverschiebung zu kompensieren.

Gemäß der Erfindung ist deshalb dafür gesorgt, daß die Frequenz des 1-Durchgangs bei jeder ausgewählten Verstärkung des geschlossenen Kreises konstant bleibt, ohne daß die maximale Phasenverschiebung des rückgekoppelten Signals beeinflußt wird. Um bei Erhöhung des Rückkopplungsfaktors β eine konstante Phasenverschiebung und eine konstante Frequenz im 1-Durchgang zu erhalten, wird die Eckfrequenz f_c des Amplitudengangs von A β so weit verringert, daß derjenige Teil des Amplitudengangs, der eine konstante Steigung aufweist, mit dem ursprünglichen Amplitudengang zusammenfällt.

Da der Rückkopplungszweig ein Spannungsteilernetzwerk aus Widerständen aufweist, so daß β unabhängig von der Frequenz ist, wird die Kompensation der Änderungen der Frequenz des 1-Durch-' gangs bei Vergrößerung von β in der mit einem Modulator, einem Demodulator und einem Filter versehenen Verstärkerschaltungsanordnung vorgenommen. Dies wird im einzelnen dadurch erreicht, daß im Filter bzw. im Integrator ein Reaktanznetzwerk vorgesehen ist, das selbsttätig geändert wird, wenn das Spannungsteilernetzwerk im Widerstands-Rückkopplungszweig geändert wird. Das Spannungsteilernetzwerk ist mit η Widerständen versehen, die wählbar parallel zu einem Spannungsteilerwiderstand schaltbar ■ sind, so daß n² verschiedene Spannungsteilerverhältr nisse eingestellt werden können. Es wäre zwar auch möglich, n² Reaktanzbauelemente vorzugeben, also jeweils für ein Spannungsteilerverhältnis ein Reaktanzbauelement, wobei jedes Reaktanzbauelement in die Filterschaltung eingeschaltet wird, wenn die entsprechende Verstärkungseinstellung ausgewählt wird. Es ist jedoch vorteilhafter, nur ein Reaktanzbauelement für jeden der η wählbaren Widerstände zu verwenden und diese so zu schalten, daß beim Parallelschalten der η Widerstände zu einem Widerstand im Spannungsteilernetzwerk zur Einstellung von n² Spannungsteilerverhältnissen die η Reaktanzbauelemente ebenfalls in η² verschiedenen Kombinationen geschaltet werden können, so daß die Eckfrequenz f_c für jede der n² wählbaren Kreisverstärkungen entsprechend eingestellt werden kann.

ίο Gemäß der Erfindung enthält die Verstärkerschaltungsanordnung deshalb ein Spannungsteilerwiderstandsnetzwerk mit mehreren relaisgesteuerten Widerständen, die wählbar entweder zum einen der beiden Spannungsteilerwiderstände, über den das Rückkopplungssignal geleitet wird, oder zum anderen der beiden Spannungsteilerwiderstände, der zum ersten in Reihe geschaltet ist, parallel geschaltet werden können, so daß das Rückkopplungssignal schließlich durch folgende Gleichung gegeben ist:

E₁- =

E₀ R₁.

In dieser Gleichung ist JS₀ das Ausgangssignal der Verstärkerschaltungsanordnung, R_e der Ausgangswiderstand der Rückkopplungsschaltung, bei Kurzschluß ihrer Eingangsspannung (bzw. der Ausgangsspannung JS₀). Der Ausdruck

ist der Leitwert der parallelgeschalteten Widerstände R₁, R₂ ... R_n, die in der Rückkopplungsschaltung in Reihe geschaltet sind. Da der Ausgangswiderstand R_e konstant bleibt, wenn der Leitwert der parallelgeschalteten Widerstände R₁, R₂.. .R_n wählbar geändert wird, um eine andere Gesamtverstärkung einzustellen, ist das Rückkopplungssignal E_F proportional der Summe der Leitwerte

JL

-L-L
R₂ "K

der parallelgeschalteten Widerstände.

Zusätzlich sind mehrere Kondensatoren C₁, C₂...C_n im Rückkopplungszweig des Rechenverstärkers in der Verstärkerschaltungsanordnung vorgesehen. Jeder Kondensator C₁, C₂.. .C_n ist den entsprechenden Widerständen A₁, R₂.. .R_n über die die Verstärkung auswählenden Relais so zugeordnet, daß für jede Kombination von parallelgeschalteten Widerständen R₁, R₂.. .R_n eine entsprechende Kombination von Kondensatoren C₁, C₂ ... C_n in die Rückkopplungsschaltung des Rechenverstärkers geschaltet ist, so daß die folgende Bedingung erfüllt ist:

wobei

^Σ τ

i = l ^Ki

c,

die Summe der Kapazitäten der parallelgeschalteten Kondensatoren C₁, C₂.. .C_n und K eine Proportionalitätskonstante ist. Wenn diese Bedingung erfüllt

ist, bleibt die Frequenz f_co des 1 -Durchgangs konstant, Signal, das eine Frequenz von 375 Hz hat, gelegt, wie dies bei Modulatorverstärkern erwünscht ist. Das Relais K_n ist mit Umschaltkontakten K_{n a}, Eine weitere Schwierigkeit, die sich dadurch ergibt, K_{n b}, K_{n c} versehen, die alle mit der Frequenz von daß die Gleichstromverstärkerschaltungsanordnung 375 Hz hin- und hergeschaltet werden, für verschiedene Umformer verwendet werden soll, 5 über den Umschaltkontakt K_{n e} wird die rückbesteht darin, daß jeder Umformer eine andere Drift gekoppelte Spannung abwechselnd einem seiner zu- oder Fehlerspannung in der Gleichstromverstärker- gehörigen Gegenkontakte zugeführt, die mit der schaltungsanordnung hervorruft. Gemäß der Erfin- Primärwicklung eines Transformators T₁ verbunden dung wird deshalb ein einstellbares Nullpunktfehler- sind, deren Mittelabgriff mit der Eingangsklemme 1 korrektursignal mit Hilfe von Stromquellen in der io verbunden ist. Die Sekundärwicklung des Trans-Rückkopplungsschaltung erzeugt. Jede Stromquelle formators T₁ ist mit dem Eingang des Vorverstärkers 5 weist zwei etwa gleiche Widerstände und ein Relais verbunden. Der Umschaltkontakt K_{11 c} und der Transzum wählbaren Verbinden einer Klemme des einen formator T₁ formen also das Gleichstromeingangsder beiden Widerstände auf. Die andere Klemme signal in einen Wechselstromträger mit 375 Hz um, des einen der beiden Widerstände liegt auf Bezugs- 15 der durch das Gleichstromeingangssignal moduliert potential und die des anderen an einer Spannung ist. Der Vorverstärker 5 ist also ein Wechselstromsolcher Amplitude, daß der gewünschte Nullpunkt- verstärker mit einem Demodulator und einem Trägerfehlerkorrekturstrom vorhanden ist. Einer der beiden frequenzfilter.

Widerstände ist stets mit der Rückkopplungsschaltung Die Kontakte K_{n a} und K_{n b} sind Umschaltkonverbunden, so daß der äquivalente Widerstand R_e 20 takte, die jeweils zwischen zwei mit dem Rückkoppder Rückkopplungsschaltung stets etwa der gleiche lungswiderstandsnetzwerk verbundenen Kontakten bleibt, da die beiden Widerstände etwa gleich sind. und zwei mit dem Speicherkondensator 7 verbundenen Damit der Analogverstärker potentialfreie Eingangs- Kontakten hin- und herschalten, so daß beim Umsignale verstärken kann, ohne ausgangsseitig potential- schalten der Kontakte K_{n a} und K_{n b} der Kondenfrei zu sein, ist die Rückkopplungsschaltung über 25 sator C₆ abwechselnd auf die Rückkopplungssignaleinen Gleichstromtransformator mit dem Eingang spannung E_F geladen und in den Speicherkondensator des Analogverstärkers verbunden. Der Gleichstrom- C₇ entladen wird.

transformator enthält einen Kondensator, der ab- Der Kondensator C₆ ist so bemessen, daß sich eine

wechselnd durch das rückgekoppelte Signal geladen verhältnismäßig kurze Ladezeitkonstante ergibt, und

und in die Eingangsschaltung des Analogverstärkers 30 der Kondensator C₇ ist so bemessen, daß er sich

entladen wird. Ein doppelpoliger Wechselrelaisschalter mit verhältnismäßig großer Zeitkonstante über die

verbindet abwechselnd den transformierenden Kon- Widerstände R₈ und R₉ entlädt. Die Summe der

densator mit der Rückkopplungsschaltung und der Verweilzeiten der Kontakte K_{11 a} und K_{11 b} an den

Eingangsschaltung des Analogverstärkers. beiden Klemmenpaaren ist etwas größer als 180°

Im folgenden wird die Erfindung an Hand eines 35 einer Betätigungsperiode, und beide Verweilzeiten

Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der Zeich- sind etwa gleich, so daß genügend Zeit zum Auf- und

nung näher erläutert: Entladen des Kondensators C₆ gewährleistet ist.

Fig. 1 zeigt ein schematisches Schaltbild der Die gewünschte Gesamtverstärkung wird durch Erfindung; wahlweises Erregen der Relais K₁ bis .K₄ in Abhängig-F i g. 2 zeigt den Amplitudengang der Verstärkung 40 keit von digitalen Signalen eingestellt, die den Klemmen des offenen Kreises in der erfindun^sgemäßen Schal- 7 bis 10 zugeführt werden. Die maximale Verstärkung tungsanordnung. ergibt sich, wenn alle Relais K₁ bis K₄. abgefallen und Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltungsanord- die Widerstände R₂ bis R₇ parallel geschaltet sind, nung hat zwei Eingangsklemmen 1 und 2 und zwei so daß sie zusammen mit dem Widerstand R₁ ein Ausgangsklemmen 3 und 4. Die Ausgangsklemme 4 45 Spannungsteilernetzwerk ergeben. Der Widerstand R₇ liegt auf Bezugspotential, die Eingangsklemme 2 hin- ist ein Potentiometer, das so eingestellt ist, daß sich gegen nicht, so daß zwar ein Vorverstärker 5 und ein genau die gewünschte maximale Verstärkung ergibt. Rechenverstärker 6, die in der Verstärkerschaltungs- Der Gesamtwiderstand der parallelgeschalteten anordnung in Reihe geschaltet sind, auf Bezugs- Widerstände R₆ und R₇ ist sehr gering im Vergleich potential (Erde) liegen, die Eingangsschaltung des 5° zum Widerstand R₁. Beispielsweise ist bei einem Vorverstärkers 5, die die Eingangsklemmen 1 und 2 Widerstand von 10 kOhm für den Widerstand JR₁ der und einen Widerstand R₉ aufweist, jedoch potentialfrei Gesamtwiderstandswert der Widerstände R₆ und R₇ ist. etwa 100 Ohm. Die übrigen Widerstände R₂ bis R₅ Die Verstärkerschaltungsanordnung weist eine haben einen verhältnismäßig hohen Widerstandswählbare Rückkopplungsschaltung mit Widerständen 55 wert, etwa 1,25 bis 10 kOhm, so daß, wenn die Wider- R₁ bis R₇, einen Gleichstrom transformierenden stände in Abhängigkeit von der Erregung der zuKondensator C₆, einen Spannungsteilerwiderstand R₈ geordneten Relais K₁ bis K₄. wahlweise zum Wider- und einen Speicherkondensator C₇ auf. Der Wider- stand R₁ parallel geschaltet werden, das Spannungsstand R₈ wirkt mit dem Widerstand R₉ zusammen teilerverhältnis des Netzwerkes wählbar geändert als Spannungsteiler, so daß die Rückkopplungs- 60 wird, um ein größeres Rückkopplungssignal E_P zu schaltung R₁ bis .R₇ an einer höheren Spannung liegt, erzeugen, wodurch eine wählbare Verringerung der um den transformierenden Kondensator C₆ zu laden, Verstärkung des geschlossenen Kreises erreicht wird, als es für die Stabilisierung der Verstärkerschaltung Wenn die Widerstände R₁ und R₂ beide zu je 10 kOhm erforderlich ist. gewählt sind, das Relais K₄. erregt ist und der Wider-Der Kondensator C₆ wird abwechselnd an das 65 stand R₂ parallel zum Widerstand R₁ liegt, nimmt der Rückkopplungswiderstandsnetzwerk R₁ bis R₇ und Widerstand zwischen der Ausgangsklemme 3 und den Speicherkondensator C₇ in Abhängigkeit von den parallelgeschalteten Widerständen R₃ bis R₇ der Betätigung eines Relais X₁₁ durch ein 6,3-VoIt- bis auf 5 kOhm ab, das Rückkopplungssignal E_F wird

9 10

um den Faktor 2 vergrößert und das Ausgangs- Dieser Amplitudengang, wie er durch den Integriersignal E₀ um den Faktor 2 verringert. Die übrigen verstärker erzielt wird, ist mit passiven Bauelementen Widerstände R₃ bis R₅ können auch zu 10 kOhm nicht zu erreichen.

gewählt werden. Vorzugsweise sind für die Wider- Wenn die Gesamtverstärkung durch Vergrößerung

stände R₃ bis R₅ jedoch Widerstandswerte von 5, 2,5 5 der Kreisverstärkung Aß verkleinert wird, erhält

und 1,25 kOhm gewählt. Die Widerstände in dieser man den Amplitudengang d, e, f nach Fig. 2,

Weise abzustufen hat den Vorteil, daß 16 verschiedene und die 1-Durchgangsfrequenz wird auf etwa 800 Hz

Kombinationen binärcodierter Digitalsignale zur Er- erhöht, wenn nicht die Rückkopplungskapazität des

regung der Relais X₁ bis K₄ verwendet werden können. Integrierverstärkers entsprechend geändert wird. Da

16 verschiedene Verstärkungseinstellungen erhält man i₀ ein Vorverstärker mit vorgeschaltetem Zerhacker

mit nur vier Widerständen R₂ bis R₅. Allgemeiner verwendet wird, muß die 1-Durchgangsfrequenz stets

ausgedrückt können mit nur η Schaltelementen w² unter der Zerhacker- bzw. Trägerfrequenz von 375 Hz

verschiedene Verstärkungen ausgewählt werden. bleiben, damit Nullpunkt- und Phasenverschiebungen

Der Amplitudengang der Kreisverstärkung Aß ist vermieden werden, die auftreten, wenn die Änderungsin F i g. 2 durch die Kurve a, b, c in logarithmischem 15 geschwindigkeit der Information im Gegenkopplungs-Maßstab dargestellt. Wie man sieht, ist der absolute signal sich der Trägerfrequenz nähert. Infolgedessen Betrag der Kreisverstärkung Aß für Frequenzen unter- muß zur Vermeidung der Nullpunkt- und Phasenhalb etwa 0,008 Hz konstant, während er von etwa verschiebungen die Eckfrequenz f_c des Amplituden-0,008 bis 80 Hz und höher eine etwas konstante gangs des offenen Kreises bei verringerter Verstärkung negative Steigung von 1 aufweist. Bei 80 Hz ist die 20 so weit gesenkt werden, bis der 1-Durchgang wieder Kreisverstärkung gleich 1. Diese Frequenz wird als bei 80 Hz auftritt. In dem dargestellten Ausführungs-1-Durchgangsfrequenz bezeichnet. Da die negative beispiel gemäß der Erfindung wird dies dadurch er-Steigung von b nach c gleich 1 ist, ist die maximale reicht, daß jedem Verstärkungsauswahlwiderstand Phasenverschiebung des Rückkopplungssignals im ein Kompensationskondensator zugeordnet wird, offenen Kreis gleich 90°. Wenn die Verstärkung des 25 Wenn beispielsweise das Relais K₄. erregt ist und der geschlossenen Kreises durch Vergrößerung der Kreis- Widerstand R₂ parallel zum Widerstand R₁ liegt, verstärkung A β verkleinert wird, wird eine geeignete um die Verstärkung um den Faktor 2 zu verkleinern, Kombination von Relais X₁ bis K₄. erregt. Wenn und damit der Amplitudengang auf die Kurve d, e z. B. die Verstärkung des geschlossenen Kreises um und / in Fi g. 2 verschoben wird, liegt der Kondenden Faktor 2 verkleinert werden soll, wird das Relais 30 sator C₂ automatisch parallel zum Kondensator C₁, K₄ durch ein Spannungssignal erregt, das die Binär- so daß die Eckfrequenz /_c verkleinert wird und die ziffer 1 darstellt. Dadurch wird der Widerstand R₂ Kurve d, e, f auf die Kurve d, g und c nach Fi g. 2 zum Widerstand R₁ parallel geschaltet und der Rück- verschoben wird. Die dafür erforderliche Kapazität kopplungsfaktor β erhöht, so daß die Kreisver- des Kondensators C₂ wird vorbestimmt. Die Kapastärkung Aß zunimmt. Da die Rückkopplungs- 35 zität der übrigen Kondensatoren C₃ bis C₅, die den schaltung, die das Spannungsteilernetzwerk der Wider- anderen Widerständen R₃ bis R₅ zugeordnet sind, stände enthält, keinen Einfluß auf den Phasenwinkel wird in ähnlicher Weise dadurch vorbestimmt, daß der Kreisverstärkung des offenen Kreises hat, ergibt die Relais K₁ bis K₃ einzeln erregt werden und dabei sich der durch die Kurven d, e und / in Fig. 2 jeweils die Kapazität ermittelt wird, die dem Rückdargestellte Amplitudengang aus der Erhöhung der 40 kopplungskondensator C₁ hinzugefügt werden muß, Kreisverstärkung Aß. um einen Amplitudengang zu erzielen, der bei etwa

Die Frequenz des 1-Durchgangs der erhöhten Kreis- 80 Hz für jeden Verstärkerauswahlwiderstand R₃,

verstärkung ist größer als 0,008 Hz und liegt etwa bei R₄ und R₅ durch 1 geht. Wenn weitere Verstärker-

800 Hz, wie in der Zeichnung angedeutet ist. Obgleich auswahlwiderstände hinzugefügt werden, um einen

der maximale Phasenwinkel der Kreisverstärkung 45 größeren Bereich von wählbaren Verstärkungen zu

bei 90° konstant und der Analogverstärker stabil erreichen, müssen zusätzliche Kompensationskonden-

bleibt, wird also die Frequenz des 1-Durchgangs satoren hinzugefügt werden,

beträchtlich erhöht, und zwar etwa um den Faktor 10. Die Relais K₁ bis K₄. können einzeln oder gleich-

In dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist der zeitig erregt werden, so daß sich 16 verschiedene Vorverstärker 5 ein Wechselstromverstärker, dessen 50 Verstärkungen ergeben. Da die Umschaltkontakte Aüsgangssignal. von einem als Integrierverstärker K_{1 b} bis K₄.(,.mechanisch mit den Umschaltkontakten ausgebildeten Rechen verstärker 6 nach der Demodu- K_{1 a} bis K₄. _a verbunden sind, wenn eine der 16 möglation gefiltert und geglättet wird. Zusätzlich zu einem liehen Verstärkungen ausgewählt wird, indem die fest eingeschalteten Kondensator C₁ können weitere entsprechenden Widerstände R₂ bis R₅ einzeln oder vier Kondensatoren C₂ bis C₅ in den Rückkopplungs- 55 gleichzeitig parallel zum Widerstand R₁ geschaltet zweig des Rechenverstärkers geschaltet werden. Eine werden, werden die zugehörigen Kondensatoren C₂ weitere Funktion des Rechenverstärkers besteht in der bis C₅ gleichzeitig zum Kondensator C₁ parallel Steuerung des Amplitudengangs des offenen Kreises. geschaltet. Auf diese Weise wird automatisch eine Sind alle Relais X₁ bis X₄ beispielsweise abgefallen, Kompensationseinstellung der Eckfrequenz f_c erzielt, so liegt nur der Kondensator C₁ im Rückkopplungs- 60 um die 1-Durchgangsfrequenz für jede gewählte zweig des Verstärkers 6. In diesem Fall ist die Ver- Verstärkung bei etwa 80Hz zu halten.
Stärkung am kleinsten, nämlich 10*, und die 1-Durch- Die erfindungsgemäße Anordnung des Widerstandsgangsfrequenz beträgt etwa 80 Hz. Um eine 1-Durch- Spannungsteilernetzwerkes für die Verstärkungsausgangsfrequenz von 80 Hz und eine negative Steigung wahl mit den zugehörigen Kompensationskondensavon 1 bei maximaler Phasenverschiebung von 90° 65 toren zur Aufrechterhaltung einer konstanten 1-Durchzu erzielen, muß der Amplitudengang der Kreis- gangsfrequenz hat den Vorteil, daß nur ein Korripenverstärkung bei etwa 0,008 Hz, wie durch die Kurve a, sationskondensator für jeden Verstärkungsauswahl- b und c in Fig. 2 dargestellt, zu fallen beginnen. widerstand erforderlich ist. Wie bereits erwähnt,

besteht ein weiterer Vorteil der Anordnung darin, daß bei Parallelschaltung der Verstärkungsauswahlwiderstände R₂ bis R₅ zum Spannungsteilerwiderstand R₁, entweder einzeln oder gemeinsam, die entsprechenden Kondensatoren C₂ bis C₅ zum Kondensator C₁ parallel geschaltet sind, so daß unabhängig von der Kombination der Verstärkungsauswahlwiderstände R₂ bis R₅, die zum Widerstand R₁ parallel geschaltet sind, eine geeignete Kompensation für eine konstante 1-Durchgangsfrequenz erzielt wird.

Wie bereits erwähnt, muß, wenn f_c0 konstant ist, folgende Gleichung erfüllt sein:

1=1

(9)

fco = κ Σ - = κ L Tt₁ Rt c

wobei K eine Proportionalitätskonstante, β der Rückkopplungsfaktor und C die gesamte Rückkopplungskapazität ist.

Es ist häufig erwünscht, ein Nullpunktverschiebungssignal in einem Rechenverstärker einzuführen. Dies wird gemäß der Erfindung dadurch erreicht, daß mehrere Stromquellen vorgesehen sind, die mit der Rückkopplungsschaltung in Abhängigkeit von der Betätigung eines von mehreren Relais K₅ bis K₇ verbunden werden können. Die jedem Relais zugeordnete Stromquelle besteht aus zwei Widerständen, von denen einer an ein Bezugspotential (Erde) gelegt und der andere mit einer Spannungsquelle gleicher PoIarität wie das Gegenkopplungssignal verbunden ist. Zum Beispiel sind mit dem-Relais K₅ zwei Widerstände R₁₀ und R₁₁ verbunden. Wenn das Relais K₅ entregt wird, schaltet der Relaiskontakt K_{5 a} den Widerstand R₁₁ parallel zu den Widerständen R₆ und R₇, wie in der Zeichnung dargestellt, so daß kein Nullpunktverschiebungsstrom in die Rückkopplungsschaltung eingeführt wird. Wenn jedoch ein Signal an einer Eingangsklemme 11 das Relais K₁ erregt, verbindet der Kontakt K_{5 a} den Widerstand R₁₀ mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R₁ und den Widerständen R₆ und R₇, wobei ein Nullpunktverschiebungssignal eingeführt wird, um das Ausgangssignal E₀ an den Ausgangsklemmen 3 und 4 beim Auftreten von Nullpunktverschiebungen (Drift) zu korrigieren. Wie bereits erwähnt, wird der Widerstandswert des Widerstandes R₁ so gewählt, daß er im Vergleich zu den parallelgeschalteten Widerständen R₆ und R₇ groß ist (etwa 10 kOhm); die Widerstände R₆ und R₇ haben dabei z. B einen Wert von 100 Ohm. Die Widerstände R₁₀ und R₁₁ sind ebenfalls so gewählt, daß sie groß gegenüber den Widerständen R₆ und R₇ sind, beispielsweise 55 bis 75kOhm. Der genaue Widerstandswert wird durch die erforderliche Null-· punktverschiebungskorrektur bestimmt. Da der Widerstand R₁ und die Widerstände R₁₀, R₁₂ und R₁₄. gegenüber dem äquivalenten Wer,t der Widerstände R₆ und R₇ einen relativ großen Widerstandswert haben, beeinflussen die Nullpunktverschiebungssignalquellen den Wert des Bezugspotentials (Erde) für das Rückkopplungssignal nicht merkbar, und da die Widerstände, die mit jeder Stromquelle verbunden sind, so bemessen sind, daß sie etwa die gleiche Resistenz haben, wird der äquivalente Ausgangswiderstand R_c der Rückkopplungsschaltung, die die Widerstände .R₁ bis R₇ aufweist, durch Erregung der. Nullpunktverschiebungsauswählrelais K₅ bis K₇ nicht beeinflußt. Bei der Bestimmung des äquivalenten Widerstandswertes R_e ist zu beachten, daß der innere Widerstand der Spannungsquelle B sehr gering ist (etwa 1 Ohm); infolgedessen ist bei der Bestimmung des äquivalenten Ausgangswiderstandes R_e zu berücksichtigen, daß alle Widerstände R₁₀, R₁₂ und R₁₄ praktisch eine Klemme an Erde liegen haben.

Claims

Patentansprüche:

1. Rückgekoppelte Modulator-Gleichstromverstärkerschal tungsanordnung, insbesondere zur Verstärkung relativ kleiner Gleichströme (oder Spannungen), die von zahlreichen wahlweise an den Eingang der Schaltungsanordnung schaltbaren Umformern mit verschiedenen Empfindlichkeiten und Innenwiderständen abgegeben werden, wobei die Schaltungsanordnung in Reihe geschaltet einen Zerhacker, der das Eingangsgleichstromsignal in einen durch das Gleichstromsignal modulierten Träger umwandelt, einen den Träger verstärkenden und demodulierenden Vorverstärker und einen das Demodulatorsignal verstärkenden und filternden Rechenverstärker enthält und die Verstärkung durch Verändern ohmscher Widerstände in einem Rückkopplungszweig einstellbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß ein Netzwerk aus Widerständen (R₁ bis jR₉) in einem Widerstandsnetzwerk-Rückkopplungszweig vom Ausgang des Rechenverstärkers (6) zum Zerhacker (K₁₁, T₁) angeordnet ist, daß einige der Widerstände (R₂ bis R₅) mit Hilfe von Schaltvorrichtungen (K_{1 a} bis K₄. _a) in mehreren Kombinationen derart in den und aus dem Rückkopplungszweig schaltbar sind, daß die Gesamtverstärkung der Verstärkerschaltungsanordnung (Verstärkung des geschlossenen Kreises) wählbar veränderbar ist, daß ein Netzwerk aus Kondensatoren (C₁ bis C₅) in einem Rückkopplungszweig zwischen Ausgang und Eingang des Rechenverstärkers (6) liegt, daß Schaltvorrichtungen (K_{1 b} bis K₄. _b) vorhanden sind, mit deren Hilfe einige der Kondensatoren (C₂ bis C₅) gleichzeitig mit dem Schalten der Widerstände im Widerstandsnetzwerk - Rückkopplungszweig in den und aus dem Kondensatornetzwerk-Rückkopplungszweig schaltbar sind, und daß die Kondensatorkombinationen derart mit den Widerstandskombinationen in Beziehung stehen, daß bei allen Betätigungen der Schaltvorrichtungen und allen Verstärkungen des geschlossenen Kreises der Anordnung die Frequenz im Schnittpunkt des Amplitudengangs der Verstärkung des offenen (aufgeschnittenen) Kreises mit der 1-Linie (die 1-Durchgangsfrequenz) einen weitgehend konstanten Wert hat, bei dem die Anordnung stabil ist, und unter der Trägerfrequenz liegt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der der Vorverstärker, der Rechenverstärker und mindestens einige der ohmschen Rückkopplungswiderstände nicht potentialfrei sind, dadurch gekennzeichnet, daß einige der ohmschen Rückkopplungswiderstände (R₈, R₉), der Zerhacker (K_{11 c}, T₁ primär) und sein äußerer Signaleingang (1, 2) und Rückkopplungseingang (von .R₈, R₉)

potentialfrei sind, daß der durch den Zerhacker erzeugte, modulierte Träger über einen Wechselstromtransformator (T₁) dem Vorverstärker (5) zugeführt ist und daß die nicht potentialfreien ohmschen Rückkopplungswiderstände über einen Gleichstromtransformator mit den potentialfreien ohmschen Widerständen verbunden sind, und zwar über einen Kondensator (C₆), der zwischen den nicht potentialfreien und den potentialfreien ohmschen Rückkopplungswiderständen hin- und herschaltbar ist und dabei über jene geladen und in diese entladen wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich der Gleichstromtransformatorkondensator (C₆) in einen potentialfreien Speicherkondensator (C₇) entlädt, der sich seinerseits über die potentialfreien Rückkopplungswiderstände (R₈, R₉) entlädt, während der Gleichstromtransformatorkondensator (C₆) zum Empfang neuer Ladung von den nicht potentialfreien ohmschen Rückkopplungswiderständen zurückgeschaltet ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die potentialfreien Rückkopplungswiderstände (K₈, R₉) als Spannungsteiler geschaltet sind, dessen Teilerpunkt mit dem Umschaltkontakt (K_{11 c}) des Zerhackers verbunden ist, daß eine Eingangsklemme (2) mit dem

»Niederspannungsende« des Spannungsteilers verbunden ist, daß die Spannung des Gleichstromtransformators (C₆) dem »Niederspannungsende« des Spannungsteilers über dessen »Hochspannungsende« zugeführt ist, daß der Umschaltkontakt (K_{11 c}) des Zerhackers zwischen den beiden Enden der Primärwicklung des Wechselstromtransformators (T₁) hin- und herschaltbar ist und daß ein Abgriff der Primärwicklung mit der anderen Eingangsklemme (1) der Schaltungsanordnung verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschaltkontakte (K₁₁₀ bis K_{11 c}) des Zerhackers und des Gleichstromtransformators mit der gleichen Frequenz, nämlich der Trägerfrequenz, vibrieren bzw. umschalten.

6. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte der ein- und ausschaltbaren ohmschen Widerstände binär (1:2:4:8) abgestuft sind.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Auslegeschrift Nr. 1 041 089;
»VDI-Zeitschrift«, 103,1961, Nr. 23, vom 11. August 1961, S. 1163 bis 1168;
»Audio«, März 1961, S. 22 bis 24.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen