DE1224776B

DE1224776B - Bistabile Kippschaltung

Info

Publication number: DE1224776B
Application number: DER39530A
Authority: DE
Inventors: Eldon Charles Cornish
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1963-12-23
Filing date: 1964-12-23
Publication date: 1966-09-15

Description

Bistabile Kippschaltung Die Erfindung betrifft eine bistabile Kippschaltung mit je zwei Transistoren und Tunneldioden, wobei die parallelgeschalteten Emitter beider Transistoren mit einem Pol einer Stromquelle verbunden sind und die Basen je an einer Vorspanneinrichtung liegen.
Transistorbestückte Kippstufen herkömmlicher Bauart beruhen in ihrer Wirkungsweise allgemein darauf, daß die nichtlinear arbeitenden Transistoren mit kräftigen Signalen angesteuert und dadurch zwischen dem stromlosen und dem gesättigten Betriebszustand geschaltet werden. Dabei nimmt je nach dem Eingangssignal die Ausgangsspannung der Stufe entweder den einen oder den anderen von zwei diskreten Werten an, wobei die Ausgangsspannung noch von der Belastung der Anordnung abhängig ist. Wenn man jedoch Transistoren ins Gebiet tiefer Sättigung aussteuert, erhöht sich die Ausschaltzeit und häufig auch die Einschaltzeit, so daß bei Arbeiten des Transistors im Sättigungsgebiet die erreichbaren Schaltgeschwindigkeiten und maximalen Impulsfolgefrequenzen sehr begrenzt sind.
Es ist bereits bekannt, bei Kippschaltungen Idas Arbeiten der Transistoren im Sättigungsgebiet zu vermeiden. Einer -dieser bekannten Vorschläge (deutsche Auslegeschrift 1121112), der sich allerdings auf eine astabile Multivibratorschaltung bezieht, geht dahin, bei einer Anordnung mit zwei Transistoren, deren Emitter gemeinsam an den einen Pol einer Stromquelle angeschaltet und deren Kollektoren und Basen überkreuz gekoppelt sind, der Basis-Kollektor-Strecke jedes Transistors einen Kopplungswiderstand unmittelbar parallel zu schalten und den Kollektorwiderstand jedes Transistors als mindestens zwei in Reihe liegende Schaltungselemente, die entweder Widerstände oder je ein Widerstand und eine Diode sein können, auszubilden, wobei der betreffende überkreuzkopplungszweig jeweils an den Verbindungspunkt dieser beiden Schaltungselemente angeschlossen ist. Diese Anordnung ermöglicht zwar hohe Arbeitsfrequenzen, arbeitet jedoch astabil und eignet sich daher nicht für die Verwendung als bistabile Kippstufe.
Gemäß einer weiteren bekannten Anordnung wird bei bistabilen Kippschaltungen das Arbeiten der Transistoren im Sättigungsgebiet #dadurch vermieden, daß man eine sogenannte Stromlenkungsanordnung verwendet, bei der ein erheblicher Konstantstrom selektiv in entweder den einen oder den anderen von zwei parallelen Transistoren gesteuert wird. Bei einer derartigen Anordnung sind jedoch die jeweiligen Ausgangsspannungen von der Belastung der Schaltung abhängig. Ferner besitzt die Anordnung nicht diejenige Speicherungsfähigkeit, die beispielsweise für Flip-Flops, getastete Taktgeber und dergleichen Anordnungen erforderlich ist.
Zweck der Erfindung ist es, eine transistorbestückte bistabile Kippschaltung zu schaffen, bei der durch Verwendung einer Stromlenkungsanordnung aus zwei parallelen Transistoren das Arbeiten der Transistoren im Sättigungsgebiet vermieden und andererseits die mit der genannten allgemeinen Art der Stromlenkungsschaltung verbundenen Nachteile dadurch vermieden werden, daß zusamen mit den Transistoren Tunneldioden verwendet werden.
Es ist zwar bereits eine Kippschaltung bekannt (USA.-Patentschrift 3 102 209), die ebenfalls mit Tunneldioden ausgerüstet ist. Diese Anordnung arbeitet jedoch in Emitterschaltung, d. h. mit geerdetem Emitter, wobei Kollektor und Basis der beiden Transistoren jeweils über Kreuz geschaltet sind und die Tunneldioden nicht in den Kollektorkreisen liegen. Es handelt sich also nicht um eine Stromlenkungsanordnung der genannten Art, so daß hiermit der durch die Erfindung angestrebte Zweck nicht erreicht werden kann.
Erfindungsgemäß ist demgegenüber vorgesehen, daß bei einer bistabilen Kippschaltung der eingangs genannten Art zwischen dem Kollektor jedes Transistors und dem zweiten Pol der Stromquelle eine Tunneldiode angeordnet ist, wobei die Ausgangssignale der Schaltung jeweils an den Verbindungspunkten zwischen Tunneldiode und Kollektor abnehmbar sind. Die Tunneldioden haben vorzugsweise beide einen Höckerstrom, der kleiner ist als der von der Stromquelle gelieferte Konstantstrom, und sie sind so gepolt, daß sie durch die Stromquelle in der Durchlaßricht-ung gespannt werden.
Durch diese Maßnahmen wird erreicht, daß auf Grund der Wirkung der Tunneldioden die Ausgänge der beiden Transistoren auf bestimmten stabilen Werten gehalten werden, und zwar sowohl, wenn der eine Ausgang den einen Wert, etwa eine binäre »l«, und der andere Ausgang den anderen Wert, z. B. eine binäre »0«, führt, als auch im umgekehrten Fall.
Die Anordnung kann ohne weiteres als steuerbarer Schalter für Speicherungszwecke u. dgl. verwendet werden, indem man -die Vorspannung an der Basis des einen Transistors durch eine angekoppelte Steuerschaltung gegenüber der Basisvorspannung des anderen Transistors im Takt der jeweiligen Steuersignale verändert und dadurch eine entsprechende Umschaltung der Ausgänge bewirkt. Koppelt man auf die Basis des einen Transistors Setzimpulse und auf die Basis des anderen Transistors Zurücksetzimpulse, so erhält man ein Flip-Flop vom Setz-Zurucksetz-Typ. Die Schaltung läßt sich auch als tastbares Flip-Flop ausbilden, indem man z. B. zwischen Kollektor und Basis beider Transistoren je einen Rückkopplungszweig sowie zwischen den beiden Basen und dem zweiten Pol der Stromquelle je eine zusätzliche Tunneldiode anordnet und den Tastimpuls gleichzeitig beiden Basen zuleitet.
- Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung werden nachstehend im einzelnen beschrieben. In den Zeichnungen, in denen gleiche Schaltungselemente jeweils mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, zeigt Fig. 1 das Schaltschema einer erfindungsgemäßen elektronischen Schalteranordnung mit der den Schaltvorgang steuernden Schaltung, F i g. 2 und 3 der Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 dienende Tunneldiodenkennlinien, F i g. 4 eine Reihe von zeitlichen Spannungsverläufen, wie sie an bestimmten Punkten der Schaltung nach F i g. 1 erscheinen, F i g. 5 das Schaltschema eines bistabilen Flip-Flops, . F i g. 6 das Schldtschema eines stromausgleichenden oder strombalancierenden Netzwerkes, das in der Schaltung nach F i g. 5 verwendet werden kann, F i g. 7 das Schaltschema einer erfindungsgemäßen triggerbaren Flip-Flop-Schaltung und F i g.. 8 bis 11 der Erläuterung der Wirkungsweise nach F i g. 7 dienende Tunneldiodenkennlinien.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält zwei pnp-Transistoren 20, 30, deren Eingangs- oder Emitterelektroden 22, 32 jeweils an den einen Pol oder die eine Klemme einer einen im wesentlichen konstanten Strom liefernden Quelle 40 angeschlossen sind. Der andere Pol der Stromquelle 40 liegt an einem Punkt festen Potentials, dargestellt durch das übliche Schaltsymbol für Masse.
Die als Ausgangselektroden der Transistoren 20, 30 dienenden Kollektorelektroden 24 bzw. 34 liegen über jeweils ein Bauelement mit negativer Widerstandscharakteristik 28 bzw. 38 am Schaltungsnullpunkt oder Masse. Diese Bauelemente mit negativer Widerstandscharakteristik 28, 38, für die man vorzugsweise Tunneldioden verwendet, haben. eine Stromspannungskennlinie mit einem ersten und eineinzweiten Gebiet oder Ast positiven Widerstandes bei verhältnismäßig niedrigen bzw. verhältnismäßig hohen Spannungswerten. Diese beiden positiven Widerstandsgebiete der Kennlinie entsprechen den stabilen Zuständen der Bauelemente 28, 38. Die Kennlinie hat ferner ein Gebiet negativen Widerstandes, das die beiden positiven Widerstandsgebiete verbindet. Dieses negative Widerstandsgebiet stellt einen unstabilen Zustand der Bauelemente 28 -bzw. 38 dar. Die Ausgangsklemmen 42, 44 der Anordnung sind mit den Kollektorelektroden 24 bzw. 34 verbunden.
Die als Steuerelektrode arbeitende Basiselektrode 36 des Transistors 30 ist mit einem Punkt eines festen Potentials von +0,3 Volt verbunden. Die Spannung an der Basis 26 des Transistors 20 wird in noch zu beschreibender Weise so gesteuert, daß sie entweder einen ersten, positiven Wert als + 0,3 Volt oder einen zweiten, weniger positiven Wert als + 0,3 Volt annimmt.
Wenn die Spannung an der Basis 26 weniger positiv als + 0,3 Volt ist, wird der gesamte Strom aus der Stromquelle 40 über den Stromweg vom Emitter 22 zum Kollektor 24 gelenkt. Der Kollektorstrom vom Kollektor 24 kann teils durch die Tunneldiode 28 nach Masse und teils nach der an !den Ausgang 42 angeschalteten Last fließen. Die spezielle Aufteilung #dieses Kollektorstroms hängt von der jeweils an den Ausgang 42 angeschalteten Last ab.
Die Stromquelle 40 ist so gewählt, daß sie einen StromI liefert, der größer ist als der Spitzen- oder HöckerstromI, jeder der beiden Tunneldioden28, 38, so daß die Tunneldiode 28 in den hochvoltigen stabilen Zustand (stabilen Zustand in dem hohen Spannungswerten entsprechenden positiven Widerstandsgebiet) gesteuert wird. Durch den Stromweg vom Emitter 32 zum Kollektor 34 des zweiten Transistors 30 und die andere Tunneldiode 38 fließt unter diesen Voraussetzungen, abgesehen von dem vernachlässigbaren Reststram des Transistors, kein Strom.
Die Funktion und Wirkungsweise der Tunneldioden 28, 38 wird am besten aus den Kennliniendiagramm en nach F i g. 2 und 3 ersichtlich. F i g. 2 zeigt eine Stromspannungskennlinie (Arbeitskennlinie) für die Tunneldiode 28, während F i g. 3 eine Stromspannungskennlinie (Arbeitskennlinie) für die Tunneldiode 38 zeigt. Es ist vorausgesetzt, daß die Tunneldioden 28 und 38 im wesentlichen gleichartig sind und daher identische Stromspannungskennlinien 50 (F i g. 2) bzw. 52 (F i g. 3) haben.
In der Praxis kann es sein, daß die Arbeitskennlinien 50 und 52 nicht absolut identisch sind. Jedoch können, wie aus der nachstehenden Erörterung deutlich werden wird, die Charakteristiken der Dioden 28 und 38 innerhalb sehr weiter Toleranzbereiche voneinander abweichen, ohne daß die Wirkungsweise der Schaltung dadurch beeinträchtigt wird. Wichtig ist lediglich, daß die Höckerströme I, nicht allzusehr voneinander abweichen und daß die Spannungen an den beiden Dioden im hochvoltigen Betriebszustand ungefähr die gleichen sind.
Es sei angenommen, daß die Stromquelle 40 einen Strom I = 2 1, liefert. Wenn, wie zuvor erörtert, die Spannung an der Basis 26 weniger positiv als + 0,3 Volt ist, fließt der gesamte Strom 21" in den Emitter 22 des ersten Transistors 20. Vernachlässigt man den geringen Basisstrom dieses Transistors und die etwaige Belastung an der Ausgangsklemme 42, so fließt der Konstantstrom 21" durch die Tunneldiode 28 nach Masse.
Der Arbeitspunkt auf der Kennlinie 50 in F i g. 2 liegt in diesem Fall beim Punkt 54, der einer Spannung an der Tunneldiode 28 von ungefähr 0,5 Volt entspricht. Sobald die Tunneldiode 28 in diesen hochvoltigen stabilen Zustand geschaltet ist, kann ein großer Anteil des Stromes 21, nach der an die Ausgangsklemme 42 angeschalteten Last (nicht gezeigt) abfließen, ohne daß die Spannung an der Tunneldiode 28 sich nennenswert ändert, vorausgesetzt, daß der Strom in der Diode 28 nicht unter den Wert des Stromminimums oder Talstromes I, absinkt.
Beispielsweise kann ein Stromanteil 21P-Ia zur Ausgangsklem.me 42 abgeleitet werden. Der stationäre oder Ruhestrom in der Diode 28 hat dann den Wert Ia, und der Arbeitspunkt auf der Kennlinie 50 entspricht dem Punkt 56. Wie man aus F i g. 2 sieht, beträgt die Spannung an der Diode 28 auch in diesem Zustand ungefähr 0,5 Volt. Daraus ergibt sich, daß die Ausgangsspannung an der Klemme 42 weitgehend unabhängig von der Belastung der Schaltung ist, eine Eigenschaft, die besonders im Hinblick auf die Verwendung in Ziffemrechenanlagen erwünscht ist.
Unter den oben angegebenen Bedingungen ist der zweite Transistor 30 verriegelt und fließt durch diesen Transistor kein Strom (abgesehen vom vernachlässigbaren Reststrom). Ebenso , gelangt von der Stromquelle 40 kein Strom zur Tunneldiode 38, so daß die Diode 38 auf den Nullpunkt a ihrer Kennlinie (F i g. 3) gespannt ist. Die Spannung an der Diode 38 ebenso wie die Ausgangsspannung an der Klemme 44 ist in diesem Fall Null. Falls durch die Diode 38 ein kleiner Strom nach der an die Ausgangsklemme 44 angeschalteten Last fließt, kann die Ausgangsspannung unter entsprechender Wanderung des Arbeitspunktes entlang dem Ast ap der Kennlinie 52 um einige wenige Millivolt sich ändern. Jedoch ist diese Spannungsschwankung so klein, daß sie in der Praxis vernachlässigt werden kann.
Ist die Spannung an der Basiselektrode 26 positiver als +0,3 Volt, so steuertder gesamte Strom aus der Quelle 40 durch den zweiten Transistor 30 zur Tunneldiode 38, die dadurch in den hochvoltigen Zustand geschaltet wird. Der Arbeitspunkt der Diode 38 kann dann dem Punkt 60 auf der Kennlinie 52 (F i g. 3) entsprechen, und die Spannung am Ausgang 44 beträgt +0,5 Volt. Unter diesen Bedingungen fließt kein Strom durch den ersten Transistor 20 und die Tunneldiode 28, die jetzt auf den Nullpunkt a ihrer Kennlinie (F i g. 2) gespannt ist.
Aus der obigen Erörterung ergibt sich, daß der Strom aus der Quelle 40 selektiv durch entweder den einen oder den anderen der beiden Transistoren 20, 30 und die entsprechende Tunneldiode 28 bzw. 38 gelenkt werden kann. Die Ausgangsspannung wird folglich so gesteuert, daß jeweils die eine der beiden Klemmen 42 und 44 ein Potential von +0,5 Volt und zugleich die andere Klemme Nullpotential führt. Auf Grund dieser komplementären Ausgangscharakteristik eignet sich die Schaltung sehr gut für die Verwendung als Flip-Flop, Speicherelement u. dgl. in digitalen Rechenanlagen. Außerdem braucht die Ausgangskapazität beim Schalten der Anordnung nur über einen Spannungsbereich von 0,5 Volt aufgeladen oder entladen zu werden, so daß sehr schnelle Ausgangsspannungsänderungen möglich sind.
Es soll jetzt erläutert werden, wie gemäß einer Ausführungsform der Erfindung die Steuerung bewirkt werden kann. In der Anordnung nach F i g. 1 sind zwei Tunneldioden 70, 72 in Reihe zwischen den Schaltungsnullpunkt und eine. Klemme 74 geschaltet. Der Verbindungspunkt 76 der Dioden ist direkt an die Basis 26 des ersten Transistors 20 angeschlossen. Die Tunneldioden 70 und 72 bilden ein sogenanntes »un-balanciertes Tunneldiodenpaar«. Ein solches unbalanciertes Tunneldiodenpaar kann so gesteuert werden, daß jeweils die eine Tunneldiode in den hochvoltigen stabilen Zustand und die andere Tunneldiode in den niedervoltigen stabilen Zustand gespannt ist. Welche der beiden Dioden 70, 72 jeweils im hochvoltigen stabilen Zustand arbeitet, wird durch die bei der Erregung des - unbalancierten Paares an den Verbindungspunkt 76 gelegten Eingänge bestimmt.
Um das unbalancierte Tunneldiodenpaar zu erregen, werden zwischen die Klemme 74 und den Schaltungsnullpunkt Taktimpulse 78 gelegt. Diese Taktimpulse können sich zwischen ungefähr + 0,5 Volt und Nullpotential ändern, und sie haben einen solchen Wert, daß lediglich eine der beiden Tunneldioden 70, 72 in den hochvoltigen Zustand gespannt wird.
Die Eingangsschaltung enthält eine Anzahl von aus Dioden aufgebauten ODER-Gattern (wovon zwei gezeigt sind), die ein aus Tunnelgleichrichtern aufgebautes UND-Gatter speisen, dessen Ausgang an den Verbindungspunkt 76 angeschlossen ist. Das eine ODER-Gatter besteht aus Dioden 82, 84, die mit ihren Anoden an Eingangsklemmen 86 bzw. 88 und mit ihren Kathoden gemeinsam an !den ungeerdeten Pol einer Konstantstromeinrichtung 90 angeschlossen sind.
Ein zweites ODER-Gatter wird durch Dioden 94 und 96 gebildet, die mit ihren Anoden an Eingangsklemmen 98 bzw. 100 und mit ihren Kathoden gemeinsam an den ungeerdeten Pol einer zweiten Konstantstromeinrichtung 102 angeschlossen sind.
Das UND-Gatter besteht aus einer Anzahl von Tunnelgleichrichtem, die jeweils zwischen den Verbindungspunkt 76 und den ungeerdeten Pol einer der verschiedenen Stromeinrichtungen geschaltet sind. Zum Beispiel ist der Tunnelgleichrichter 104 mit seiner »Kathode« an die Stromeinrichtung 90 und mit seiner Anode an den Verbindungspunkt 76 angeschaltet.
Beispielsweise kann die Tunneldiode 70 einen Höckerstrom von 14 Milliampere und die Tunneldiode 72 einen Höckerstrom. von 16 Milliampere haben. Es sei angenommen, daß jede der beiden Konstantstromeinrichtungen 90 und 102 einen Strom von 4 Milliampere aufnehmen kann. Die Dioden 82, 84, 94 und 96 können Spitzendioden mit einem Durchlaßspannungsabfall von ungefähr 350 Millivolt bei einem Strom von 4 Milliampere sein. Die Tunnelgleichrichter 104 und 106 können einen Durchlaßspannungsabfall von ungefähr 70 Millivolt bei einem Strom von 4Milliampere haben. Die Strombelieferung beispielsweise der Stromeinrichtung 90 erfolgt entweder über den Tunnelgleichrichter 104 oder über eine oder beide der Eingangsdioden 82, 84. Entsprechend fließt der die andere Stromeinrichtung 102 speisende Strom von 4 Milliampere entweder durch den Tiinnelgleichrichter 106 oder durch eine oder beide der Eingangsdioden 94, 96.
Es soll nunmehr die Wirkungsweise der Gesamtschaltung nach Fig. 1 unter der Voraussetzung betrachtet wer-den, daß zum Zeitpunkt T" (F i g. 4) die Taktimpulsspannung + 0,5 Volt beträgt und die Tunneldiode 70 sich im niedervoltigen, dagegen die Tunneldiode 72 sich im hochvoltigen Zustand befindet. Die Spannung an der Basiselektrode 26 liegt nahe beim Nullpotential, undder im »eingeschalteten« Zustand befindliche erste Transistor 20 übernimmt den gesamten Strom aus der Quelle 40. Folglich befindet sich die Tunneldiode 28 im hochvoltigen Zustand und beträgt die »1«-Ausgangsspannung +0,5 Volt. Die »0«-Ausaangsspannung ist Null (Massepotential), da der zweite Transistor 30 nicht leitet. Das Transistorpaar kann, wenn der erste Transistor 20 leitet, als im »zurückgesetzten« Zustand befindlich aufgefaßt werden.
Die Taktimpulsspannung an der Klemme 74 fällt zum Zeitpunkt Tb auf Null ab. Die Tunneldioden 70, 72 sind spannungsfrei, und beide Dioden nehmen den niedervoltigen Zustand ein. Die Ausgangsspannungen ändern sich zum Zeitpunkt Tb nicht, da die Spannung an der Basis 26 nahe beim NuRwert verbleibt (F i g. 4).
Es sei angenommen, daß mindestens ein Eingang jedes der ODER-Diodengatter eine Spannung von +0,5 Volt führt. Beispielsweise können die Eingangsspannungen an den Klemmen 86 und 98 bei + 0,5 Volt liegen. Jede der Dioden 82, 94 ist in der Durchlaßrichtung gespannt -und liefert an die entsprechende Stromeinrichtung 90 bzw. 102 einen Strom von 4 Milliampere, und die Tunnelgleichrichter 104, 106 sind beide in der Sperrichtung gespannt.
Wenn die Taktimpulsspannung zum Zeitpunkt Tc (F, g. 4) auf +0,5 Volt ansteigt, fließt durch die Tunneldioden 70 und 72 ein Strom. Da die Tunnelgleichrichter 104, 106 in der Sperrichtung gespannt sind, fließt dies-er Strom in gleichem Maße durch beide Tunheldioden 70 und 72. Die Tunneldiode 70 schaltet in den hochvoltigen Zustand, da ihr Höckerstrom um 2 Milliampere niedriger als der Höckerstrom der anderen Tunneldiode 72 ist. Nachdem die Tunneldiode 70 geschaltet hat, steigt die Spannung an der Basis 26 auf ungefähr -1- 0,5 Volt an. Die Spannung an der Basis 26 ist dann positiver als die Spannung an der Basis 36, so daß der erste Transistor 20 ausschaltet und der gesamte Strom aus der Quelle 40 durch den zweiten Transistor 30 steuert.
Sobald der zweite Transistor 30 einschaltet, schaltet die Tunneldiode 38 in den hochvoltigen Zustand, und die Spannung am »0«-Ausgang 44 steigt auf + 0,5 Volt an. Die Tunneldiode 28 dagegen schaltet in den niedervoltigen Zustand zurück, wenn der Kollektorstrom des ersten Transistors 20 auf einen niedrigen Wert «I,) absinkt. Die Spannung am »1«-Ausgang 42 fällt auf Null ab, wenn die Tunneldiode 28 in den niedervoltigen Zustand schaltet. Wie man aus F i g. 4 sieht, ändern sich die Spannungen am »0«- und am »l«-Ausgang, nicht augenblicklich, wenn die Eingangstunneldiode 70 schaltet. Vielmehr tritt eine gewisse Verzögerung auf, die durch die Ausschaltverzögerung des Transistors 20 und die Einschaltverzögerung des zweiten Transistors 30 bedingt ist.
Man kann diese Schaltverzögerung der beiden Transistoren 20, 30 ausnutzen, wenn man in der folgenden Weise die Anordnung als Stufe etwa eines Schieberegisters, Zählers od. dgl. verwendet. Das unbalancierte Tunneldiodenpaar »rastet« gewisser-» maßen in einem stabilen Zustand ein, der durch die Eingangssi,gnale, die zu der Anordnung gelangen, wenn die Taktimpulsspannung zum Zeitpunkt T, auf + 0,5 Volt ansteigt, bestimmt wird. Wenn das Tunneldiodenpaar einmal eingerastet ist, ist es unempfindlich gegen Änderungen in den Eingangssignalzuständen.
Es werden daher die endgültigen Stromleitungszustände des ersten und des zweiten Transistors 20, 30 ausschließlich durch die zum Zeitpunkt T, vorhandenen Eingangssignalzustände bestimmt. Wenn ein Eingang der Anordnung mit dem »0«-Ausgang einer gleichartigen Anordnung in einer vorgeschalteten Stufe verbunden ist, ändert sich der Eingangssignalzustand infolge der verzögerten Änderung der Ausgangsspannung der vorgeschalteten Stufe erst einige Zeit nach T..
In gleicher Weise kann man den »0«-Ausgang 44 der Anordnung nach F i g. 1 auf einen Eingang einer gleichartigen Anordnung in einer nachgeschalteten Stufe schalten. Da die Spannungsänderung am Aus-,gang 44 erst mit einer gewissen Verzögerung nach der Beendigung eines negativ gerichteten Taktimpulses stattfindet, rastet das unbalancierte Tunneldiodenpaar der nachgeschalteten Stufe in einen Zustand ein, der durch die Spannung am Ausgang 44 zum Zeitpunkt T, bestimmt wird, wobei das Tunneldiodenpaar dann unempffndlich gegen irgendwelche Spannungsänderungen am Ausgang 44 zum Zeitpunkt Tb ist.
Die zwischen dem Schalten der Tunneldiode 70 im Eingangskreis und der Spannungsänderung am Aus-Z, b Orang auftretende Verzögerung läßt sich hauptsächlich für die Zwischenspeicherung oder -verzögerung nutzbar machen, die in vielen Schieberegistem und sonstigen Schiebeschaltungen irn allgemeinen vor 'gesehen ist. Die tatsächliche Verzögerung zwischen T, und Ti kann ungefähr 2 bis 4 Nanosekunden (2 bis 4-10-9 Sekunden) betragen, je nach der Belastung der Schaltung. Wenn die Anordnung in einem Schieberegister od. dgl. verwendet wird, werden lediglich eine Eingangsdiode, die dazugehörige Stromeinrichtung und der dazugehörige Tunnelgleichrichter benutzt.
Es soll nunmehr die Arbeitsweise der Schaltung für den Fall betrachtet werden, daß sämtliche Eingangsklemmen 86, 88, 98 und 100 eine Spannung von 0 Volt führen und die Taktimpulsspannung auf Null abfällt. Die Tunneldioden 70 und 72 sind sodann beide im niedervoltigen Zustand. Sobald die Taktimpulsspannung, dann wieder auf + 0,5 Volt ansteigt, fließt ein Strom von der Klemme 74 durch die Tunneldiode 72.
Ein Teil des Stromes der Tunneldiode 72 fließt durch die andere Diode 70, während ein Teil dieses Stromes durch die Tunnelgleichrichter 104 und 106 nach den Stromeinrichtungen 90 bzw. 102 abgeleitet wird. Jede dieser beiden Stromeinrichtungen nimmt einen Strom von 4 Milliampere auf. Der Strom in der Tunneldiode 72 ist daher um 8 Milliampere größer als der Strom in der Tunneldiode 70. Da der Höckerstrom der Diode 72 nur um 2 Milliampere größer als der Höckerstrom der Diode 70 ist, schaltet die Diode 72 in den hochvoltigen Zustand, während die Tunneldiode 70 im niedervoltigen Zustand verbleibt. Die Spannung an der Basis 26 liegt nahe bei Null, so daß der gesamte Strom aus der Quelle 40 vom ersten Transistor 20 aufgenommen wird.
Wenn die Spannung an der Basis 26 nahe bei Null liegt und der erste Transistor 20 leitet, beträgt die Spannung am Kollektor 24 + 0,5 Volt. Dies bedeutet, daß der Kollektor-Basis-Übergang 24-26 schwach in der Durchlaßrichtung gespannt ist. Wegen der Charakteristik der Tunnel#diode 28 wird jedoch die Spannung am Kollektor 24 niemals um mehr als ungefähr 0,5 Volt positiver als die Spannung an der Basis 26. Diese kleine Spannungsdifferenz reicht nicht aus, um den Transistor 20 zu sättigen, wenn dieser Transistor ein schnell ansprechender Siliciumtransistor ist. Aus den gleichen Gründen gerät auch der zweite Transistor 30 nicht in den Sättigungszustand. Ferner sind, da keine Kollektorwiderstände vorhanden sind, die Zeitkonstanten der Ausgangskreise klein. Dadurch werden sehr hohe Arbeitsgeschwindigkeiten möglich. Die Anordnung bietet den weiteren Vorteil, daß die Ausgangsspannungen zwischen zwei wohldefinierten Pegeln wechseln, ohne daß eine Aussteuerung der Transistoren ins Sätti-"ungsgebiet erforderlich ist.
F i g. 5 zeigt das Schaltschema einer bistabilen Kippschaltung mit dem Stromlenktransistorpaar nach F i g. 1. Die Eingangskreise an den Basiselektroden 26 und 36 weichen von den Eingangskreisen der Anordnung nach F i g. 1 ab. Zwischen die Basis 26 und Masse ist ein Widerstand 120 geschaltet, während zwischen einer Eingangsklemme 124 und der Basis 26 ein weiterer Widerstand 122 liegt. Der Basiseingangskreis des zweiten Transistors 30 ist gleichartig ausgebildet wie der Basiseingangskreis des Transistors 20.
In der Anordnung nach F i g. 5 hat der von der Quelle 40 gelieferte Strom I einen Wert, der größer ist als der Höckerstrom jeder der beiden Tunneldioden 28, 38 und kleiner als die Summe der beiden Höckerstromwerte, wobei vorausgesetzt ist, daß die beiden Tunneldioden gleiche Höckerströme haben. Sind die Höckerströme nicht gleich, so wählt man den Strom I so, daß ergrößer ist als der größere der beiden Höckerströme, und die Größe 1/2 kleiner als der kleinere der beiden Höckerströme der Tunneldioden ist.
. Es sei angenommen, daß zwischen- die Eingangsklemme 124 und Masse ein positiver Setzimpuls 134 gelegt wird. Dieser Impuls 134 schaltet bei seinem Auftreten den ersten Transistor 20 aus. Der Strom 1 von der Quelle 40 fließt sodann durch den zweiten Transistor 30 und schaltet die Tunneldiode 38 in den hochohmigen Zustand.
Bei Beendigung des Setzimpulses 134 ist die Spannung an den beiden Basiselektroden 26 und 36 gleich und leiten beide Transistoren 20 und 30, wobei der Strom I im Idealfall sich zu gleichen Teilen auf die beiden Transistoren aufteilt. Wegen der angegebenen Wahl des Stromwertes I reicht jedoch der die Tunneldiode 28 durchfließende Ruhestrom 1/2 nicht aus, um diese Diode in den hochohmigen Zustand zu schalten. Dagegen verbleibt die Tunneldiode 38 im hochohmigen Zustand, so daß die Spannungen an den Ausgangsklemmen 42 und 44 Null bzw. + 0,5 Volt sind.
Dieser Zustand dauert so lange an, bis zur Eingangsklemme 138 ein positiver Zurücksetzimpuls 136 gelangt. Dieser Impuls schaltet den zweiten Transistor 30 aus. Der gesamte Strom aus der Quelle 40 steuert dann durch den ersten Transistor 20 zu dessen Tunneldiode 28, die dadurch in den hochohmigen Zustand geschaltet wird. Die Tunneldiode 38 schaltet in den niederohmigen Zustand zurück, wenn der Strom im zweiten Transistor 30 bis in die Nähe des Nullwertes abgesunken ist. Bei Beendigung des Zurücksetzimpulses 136 verteilt sich der Strom aus der Quelle 40 wiederum zu gleichen Teilen zwischen dem ersten Transistor 20 und dem zweiten Transistor 30, wobei jedoch keine Änderung in* den Arbeitszuständen der Tunneldioden 28 und 38 auftreten. Die Ausgangsspannungen an den Klemmen 42 und 44 in diesem Zustand sind +0,5 Volt bzw. Null.
Infolge von Abweichungen in den Kenndaten der Transistoren kann es geschehen, daß im Ruhezustand des Flip-Flops der Strom aus der Quelle 40 sich nicht gleichmäßig auf die beiden Transistoren verteilt. In diesem Fall kann man eine Stromausgleich- oder Strombalancieranordnung 'von der in F i g. 6 gezeigten Art verwenden. Die Emitterelektroden 22 und 32 sind über Widerstände 140 bzw. 142 an den ungeerdeten Pol der Stromquelle 40 angeschlossen. Diese Widerstände 140 und 142 haben gleiche Werte, die groß genug sind, um die Auswirkungen von Verschiedenheiten in den Eigenschaften der beiden Transistoren 20 und 30 weitgehend zu unterdrücken. Zwischen die beiden Emitterelektroden 22 und 32 kann ein Kondensator 144 geschaltet sein, der während der Einschwingvorgänge beim Schalten einen niederimpedanten Stromweg zwischen den beiden Emitterelektroden bildet.
F i g. 7 zeigt das Schaltschema eines triggerbaren Flip-Flops. Die beiden Transistoren 20 und 30 mit ihren Emitter- und Kollektorkreisen sind genauso ausgebildet und geschaltet 'wie bei den bisher bereits beschriebenen Anordnungen. Der Eingangskreis des ersten Transistors 20 enthält eine zwischen die Basis 26 und Masse geschaltete Tunneldiode 70. Zwischen die Basis 26 und den Kollektor 24 des Transistors 20 ist die Reihenschaltung eines Widerstandes 146- und einer Spule 148 geschaltet.
Beim zweiten Transistor 30 liegt zwischen der Basis 36 und Masse eine Tünneldiode 150 und zwischen der Basis 36 und dem Kollektor 34 die Reihenschaltung eines Widerstandes 152 und einer Spule 154. Die irgendeiner* gemeinsamen Quelle (nicht gezeigt) entnommenen Tiiggereingangsimpulse 158 gelangen über Widerstände 162 und 164 zu den Anoden der Tun neldioden 70 bzw. 150.
Die Stromquelle 40 liefert einen Strom, der größer ist als der Höckerstrom jeder -der beiden Tunneldioden 28 und 38. Wie man sieht, sind im Ruhezustand beide Transistoren 20 und 30 leitend, so daß man den Strom I aus der Quelle 40 so bemessen muß, daß 1/2 kleiner als der Höckerstrom jeder der beiden Dioden 28 und 38 ist (unter der Voraussetzung, daß an die Kollektorelektroden 24, 34 keine Stromsenken an-geschlossen sind).
Um die Arbeitsweise der Schaltung zu erläutern, soll vorausgesetzt werden, daß die Tunneldiode 28 sich im hochohmigen und die Tunneldiode 38 sich im niederohmigen Zustand befindet. Im Idealfall verteilt sich im,eingeschwungenen oder Ruhezustand der Strom aus der Quelle 40 zu gleichen Teilen zwischen den beiden Transistoren. Es sei angenommen, daß jede der beiden Dioden 28 und 38 einen Höckerstrom von 15 Milliampere hat und die Quelle 40 einen im wesentlichen konstanfen Strom von 18 Milliampere liefert. Vernachlässigt man den Basisstromi so fließt in diesem Fall aus den beiden Kollektoren 24, 34 ein Strom von jeweils 9 Milliampere. Die Eingangstunneldioden70 und 150 können jeweils einen, Höckerstrom von 5 Milliampere haben.
Die Spannung am Kollektor 24 ist ungefähr + 0,5 Volt, während die Spannung am Kollektor 34 Null ist, da die Tunneldiode 28 sich im hochohmigen und die Tunneldiode 38 sich im niederohmigen Zustand befindet. In der Tunneldiode 70 fließt ein Strom, da über den Rückkopplungszweig mit der Spule 148 und dem Widerstand 146 eine positive Spannung zur Anode dieser Diode 70 gelangt. Der Widerstand 146 ist so bemessen, daß in der Tunneldiode 70 ein Strom von ungefähr 2,5 Milliampere fließt, wenn die Tunneldiode 28 sich im hochohmigen Zustand befindet. Dagegen fließt in der Tunneldiode 150 wenig oder gar kein Strom, da der Kollektor 34 Nullspannung fuhrt.
Die Arbeitszustände der vier Tunneldioden für die angegebenen Bedingungen sind in F i g. 8 bis 11 veranschaulicht. Der 9 Milliampere betragende Kollektorstrom des ersten Transistors 20 verteilt sich zwischen der Tunneldiode 28 und der Tunneldiode 70 so, daß 2,5 Milliamperedurch die Tunneldiode 70 und die restlichen 6,5 Milliampere durch die Tunneldiode 28 fließen. Die Tunneldiode 28 ist auf einen Punkt 170 im hochohinigen Kennliniengebiet vorgespannt (F i g. 8), während die Tunneldiode 70 auf den Arbeitspunkt 172 im niederohmigen Kennliniengebiet gespannt ist (F i g. 9).
Der 9 Milliampere betragende Kollektorstrom des zweiten Transistors 30 fließt fast gänzlich durch die Tunneldiode 38, die dabei auf einen Punkt 174 im niederohmigen Kennlinienbereich gespannt wird (F i g. 10). Nur ein sehr kleiner Strom fließt durch die Tunneldiode 150. Di e« Tunn eldiode 150 ist daher der Einfachheit halber als auf den Nullpunkt 176 ihrer Kennlinie gespannt gezeigt (F i g. 11).
Es soll jetzt an die Eingangsklernme 166 ein Triggerimpuls 158 gelegt werden. Die Widerstände 162 und 164 ün Triggereingangskreis können so bemessen sein, daß bei Auftreten des Triggerimpulses 158 jede der beiden Tunneldioden 70 und 150 einen Strom von 3 Milliampere empfängt. Dieser Strom von 3 Milliainpere reicht nicht aus, um die Tunneldiode 150 vom niederohmigen in den hochohinigen Zustand zu schalten.
Dagegen wird durch:den zur Diode 70 gelangenden zusätzlich-en Strom von 3 Milliampere, der sich zu den in dieser Diode bereits fließenden 2,5 Milliampere addiert, der Strom in der Diode 70 auf 5,5 Milliampere angehoben. Dieser Stromwert ist größer als der Höckerstrom der Diode70, so daß die Diode 70 in den hochvoltigen Zustand schaltet und dadurch die Spannung an der Basis 26 des ersten Transistors 20 auf ungefähr +0,5 Volt angehoben wird. Daraufhin schaltet der erste Transistor 20 aus, und der gesamte Strom aus der Quelle 40 steuert durch den zweiten Transistor 30, so daß die Tunneldiode 38 in den hochohmigen Zustand schaltet.
Über die Spule 148 im Rückkoppelungszweig des ersten Transistors 20 gelangt zur Tunneldiode 70 auch weiterhin ein Strom von 2,5 Milliampere, so daß die Diode 70 während des Einschwingvorganges beim Schalten ini hocholunigen Zustand gehalten wird, selbst wenn etwa der Triggerimpuls 158 bereits während des Einschwingintervalls endet. Nachdem der Strom im ersten Transistor 20 auf ein-en genügend niedrigen Wert abgesunken ist, schaltet die Tunneldiode 28 in den niederohinig gen Zustand zurück und fällt die Spannung am Kollektor 24 auf Null ab. Der Strom in der Tunneldiode 70 sinkt daraufhin auf Null ab, und die Tunneldiode 70 schaltet in den niederohmigen Zustand zurück. Daraufhin leitet der erste Transistor20 wieder, und der Strom aus der Quelle 40 verteilt sich zu gleichen Teilen auf die beiden Transistoren.
Da die Tunneldiode 38 in den hochohmigen Zustand getriggert wurde, ist die Spannung am Kollektor 34 jetzt +0,5 Volt, und ein Teil des Kollektorstromes gelangt über den Rückkoppelungsweg mit der Spule 154 und dem Widerstand 152 zur Tunneldiode 150. Der Widerstand 152 ist so bemes, sen, daß der Strom in der Diode 150 ungefähr 2,5 Milliampere beträgt.
Beim nächsten eintreffenden Triggerimpuls 158 schaltet daher die Tunneldiode 1.50 in den hoch# ohmigen Zustand. Daraufhin schaltet der zweite Transistor 30 aus, und die Tunneldiode 38 schaltet in. den niederohmigen Zustand zurück, so daß der volle, während des Einschwingintervalls durch den ersten Transistor 20 fließende Strom aus der Quelle 40 die Tunneldiode 28 in den hochohmigen Zustand schaltet.
Um sicherzustellen, daß der,Strom aus der Quelle 40 sich im Ruhezustand (eingeschwungenen Zustand) zu gleichen Teilen auf die beiden Transistoren 20 und 30 verteilt, kann man auch in der Anordnung nach F i g. 7 ein Strombalanciernetzwerk nach Art der F i g. 6 vorsehen.
Die Anordnung nach F i g. 7 kann als eine Stufe eines Zählers mit mehreren gleichartigen Stufen verwendet werden, indem man die Eingangsklemme 166 kapazitiv mit dem »0«-Ausgang der unmittelbar vorgeschalteten Stufe koppelt.
Wie bei den zuvor beschriebenen Anordnungen kann man für die beiden Transistoren 20 und 30 schnell ansprechende Siliciumtransistoren verwenden. Die Spannung an der Basis eines Transistors ist gerade ein klein wenig positiver als Null, wenn die Tunneldiode im Kollektorkreis des Transistors sich im hochvoltigen Zustand befindet und die KoRektorspannung ungefähr +0,5 Volt beträgt. In diesem Fall ist der Kollektor-Basis-übergang des Transistors in der Durchlaßrichtung gespannt, wobei jedoch das geringe Spannungsgefälle zwischen Kollektor und Basis stets kleiner als 500 bis 600 Millivolt ist, was nicht ausreicht, um den Transistor zu sättigen. Die Transistoren 20 und 30 leiden daher nicht an -den langsamen Ausschalt- und Einschaltzeiten, die bei im Sättigungsgebiet arbeitenden Transistoren in Kauf genommen. werden müss-en, so daß die Anordhung mit sehr hoher Geschwindigkeit getriggert werden kann.
Die in den Anordnungen nach F i g. 1, 5 und 7 verwendeten Transistoren sind beispielsweise als pnp-Transistoren gezeigt. Selbstverständlich kann man statt dessen aber auch npn-Transistoren verwenden, vorausgesetzt, daß man die verschieden-en Dioden und ebenso die verschiedenen Vorspannquellen entsprechend umpolt und daß man auch die Polarität der Eingangssignale umkehrt.

Claims

Patentansprüche: 1. Bistabile Kippschaltung mit je zwei Transistoren und Tunneldioden, wobei die parallelg geschalteten Emitter beider Transistoren mit einem Pol einer Stromquelle verbunden sind und die Basen je an einer Vorspanneinrichtung liegen, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollektor(24,34) jedes Transistors (20, 30) und dem zweiten Pol der Stromquelle (40) eine Tunneldiode (28, 38) angeordnet ist, wobei die Ausgangssignale der Schaltung jeweils an den Verbindungspunkten (42, 44) zwischen Tunneldiode und Kollektor abnehmbar sind.
2. Kippschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Höckerstrom der beiden Tunneldioden (28, 38) jeweils kleiner ist als der von der Stromquelle (40) gelieferte Konstant-Strom. 3. Kippschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Tunneldioden (28, 38) so gepolt sind, daß sie durch die Stromquelle (40) in der Durchlaßrichtung gespannt werden. 4. Kippschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine an die Basis (26) des einen Transistors (20) angeschaltete Eingangsschaltung die Basisspannung dieses Transistors gegenüber der auf festem Potential gehaltenen Basis (36) des anderen Transistors (30) veränderbar ist (F i g. 1). 5. Kippschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Basen beider Transistoren (20, 30) so vorgespannt sind, daß beide Transistoren im Ruhezustand im wesentlichen gleiche Ströme leiten, und daß einer mit der Basis des einen Transistors (20) gekoppelten Eingangsklemme (124) Setzimpulse und einer mit der Basis des anderen Transistors (30) gekoppelten zweiten Eingangsklemme (138) Zurücksetzimpulse zuleitbar sind (F i g. 5). 6. Kippschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen den Basen (26, 36) der beiden Transistoren und dem zweiten Pol der Stromquelle (40) je eine zusätzliche Tunneldiode (70, 150) angeordnet ist, daß die Kollektoren (24, 34) beider Transistoren über je ein Rückkopplungsnetzwerk (146, 148; 152, 154) mit den entsprechenden Basen (26, 36) gekoppelt sind und daß den an die Basen angekoppelten Elektroden der zusätzlichen Tunneldioden über einen gemeinsamen Eingang(166) ein Tastsignal zuleitbar ist (F i g. 7). 7. Kippschaltun#g nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die einen Widerstand(146, 152) enthaltenden Rückkopplungsnetzwerke so bemessen sind, daß der rückgekoppelte Strom im Ruhezustand der Schaltung kleiner ist als der Höckerstrom der betreffenden zusätzlichen Tunneldiode (70, 150), wobei durch das zugeleitete Tastsignal jeweils der Strom in einer der beiden zusätzlichen Tunneldioden über den Wert ihres Höckerstromes erhöht wird. In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Auslegeschriften Nr. 1121112, 1131736, 1132 590; USA.-Patentschrift Nr. 3 102 209.