DE1132590B

DE1132590B - Schaltungsanordnung fuer die Steuerung einer bistabilen Transistor-Kippschaltung

Info

Publication number: DE1132590B
Application number: DEN20125A
Authority: DE
Inventors: Wilhelmus Hubertus Lo Claessen
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1961-05-31
Filing date: 1961-05-31
Publication date: 1962-07-05
Also published as: NL137423C; US3193702A; NL278881A; GB968743A; SE301998B; CH414738A

Description

DEUTSCHES

PATENTAMT

N 20125VIIIaZHa¹

ANMELDETAG: 31. MAI 1961

BEKANNTMACHUNG
DER ANMELDUNG
UND AUSGABE DER
AUSLEGESCHRIFT: 5. JULI 1962

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung für die Steuerung einer bistabilen Kippschaltung mit zwei Transistoren mit kreuzweise gekoppelten Basis- und Kollektorelektroden, insbesondere in einem binären Zähler.

Mit der fortschreitenden Entwicklung der elektronischen Rechenmaschinen und Automatik ist man bestrebt, Baueinheiten zu schaffen, die imstande sind, immer schneller zu arbeiten. In diesem Zusammenhang ist man, für Halbleiterbaueinheiten, zu der sogenannten Stromlogik übergegangen, mit welcher eine Sättigung der verwendeten Transistoren vermieden wird und ihre a-Grenzfrequenz entsprechend höher liegt, so daß auch die Schalt- und Arbeitsgeschwindigkeit der betreffenden Baueinheit und unter Umständen einer ganzen Anlage ebenfalls erhöht werden kann. Diese Entwicklung wird unter anderem in einem Aufsatz von Hannon S. Yourke behandelt, welcher in die »I.R.E. Transactions on Circuit Theory« CT-4, Nr. 3 von September 1957 auf S. 236 bis 240 veröffentlicht wurde. Darin wird, unter anderen Baueinheiten, auch eine für einen binären Zähler passende bistabile Kippschaltung des eingangs definierten Typs behandelt. In einem binären Zähler benötigt man dabei jedoch, außer der eigentlichen Kippschaltung, zwei Kontrolltransistoren und eine Torschaltung mit z. B. zwei weiteren Transistoren für die Steuerung der Kontrolltransistoren.

Es wurde bereits ebenfalls eine auf der Stromlogik beruhende Stufe eines binären Zählers vorgeschlagen. Diese Stufe enthält, außer der eigentlichen Kippschaltung, noch vier Halbleiterdioden und einen Steuertransistor; der Aufwand an Halbleiterelementen ist ebenfalls ziemlich groß.

Die Erfindung setzt sich zum Ziel, eine einfachere und billigere Schaltungsanordnung für die Steuerung einer bistabilen Kippschaltung anzugeben, welche jedoch die vorteilhafte Anwendung der Stromlogik und die Erreichung einer sehr hohen Arbeitsgeschwindigkeit erlaubt.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung hat das Kennzeichen, daß eine Halbleiterdiode in der Vorwärtsrichtung zwischen dem Emitter jedes der Transistoren und der entsprechenden Klemme einer Speisestromquelle geschaltet ist, daß die Quelle von Steuerspannungsimpulsen mit dem gemeinsamen Punkt dieser beiden Dioden derart gekoppelt ist, daß dadurch an diesem Punkt rückwärts gerichtete Spannungssprünge angelegt werden, und daß der gemeinsame Punkt des Emitters jedes Transistors und der zugehörigen Diode mitteis eines Konden-Schaltungsanordnung für die Steuerung
einer bistabilen Transistor-Kippschaltung

Anmelder:

N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken,
Eindhoven (Niederlande)

Vertreter: Dr. rer. nat. P. Roßbach, Patentanwalt,
Hamburg I₅ Mönckebergstr. 7

Wilhelmus Hubertus Louis Ciaessen,

Eindhoven (Niederlande),
ist als Erfinder genannt worden

sators entkoppelt ist, welcher, falls der mit ihm verbundene Transistor bei Eintreffen eines Steuerimpulses zunächst gesperrt war, erst nach Ablauf der Herstellungszeit der mit dem anderen Transistor verbundenen Diode und über den mit ihm verbundenen Transistor voll aufgeladen wird und diesen Transistor dabei während dieser Übergangsperiode im leitenden Zustand hält.

Hier ist es angebracht zu bemerken, daß es an sich schon vorgeschlagen wurde, eine Halbleiterdiode in der Vorwärtsrichtung zwischem dem Emitter jedes der Transistoren einer Kippschaltung des eingangs definierten Typs und der entsprechenden Klemme einer Speisestromquelle einzuschalten. Dort haben jedoch diese Dioden einen ganz anderen Zweck als in der Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung; sie sollen namentlich die Schwellenspannung der Transistoren um den Betrag ihrer eigenen Schwellenspannung erhöhen.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnung näher erläutert.

Fig. 1 ist das Schaltbild einer einfachen Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung;

Fig. 2 ist das Schaltbild einer an die Stromlogik angepaßten, eine Stufe eines binären Zählers bildenden Ausführungsform, und

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3 . 4

Fig. 3 ist ein Zeit-Spannungs-Diagramm zur Er- während die Spannung am Kondensator 12 verläuterung der Wirkungsweise dieser Ausführungsform. bunden mit dem Emitter des zuerst gesperrten

Die einfache Ausführungsform der Schaltungs- Transistors 2 einen Verlauf aufweist der durch die anordnung nach der Erfindung, schematisch darge- Kurve V₂₂ angedeutet ist. Wie ersichtlich erreicht die stellt in Fig. 1, enthält zwei Transistoren! und 2 5 Spannung F₁₁ verhältnismäßig rasch im Zeitpunkt t₂ des pnp-Typs, mit Kollektorwiderständen 3 bzw. 4, einen minimalen Wert und bleibt dann angenähert wobei die Basis- und Kollektorelektroden kreuzweise konstant, wobei der Transistor 1 gesperrt ist. Durch gekoppelt sind. Über in der Vorwärtsrichtung ge- den negativen Spannungssprung wird der Transchalteten Dioden 5 bzw. 6 und über einen gemein- sistor 1 erst im Zeitpunkt t₂ vollständig gesperrt, samen Emitterwiderstand 8 sind die Emitterelektroden io nach Ablauf der Herstellungszeit der Diode 5. Der dieser Transistoren an der positiven Klemme einer am Widerstand 3 durch den Spannungssprung über Spannungsquelle 7 angeschlossen. Die negative den Kondensator 11 erzeugte Spannungssprung wird Klemme der Spannungsquelle 7 ist mit den Kollektor- der Basis des Transistors 2 zugeführt, so daß dieser widerständen 3 und 4 verbunden, und eine Quelle Transistor gleichzeitig leitend wird. Während der negativer Steuerimpulse 9 ist über einen Konden- 15 Zeit t_x bis t₂ sind also beide Transistoren mehr oder sator 10 mit dem gemeinsamen Punkt der Dioden 5 weniger leitend, und die Verstärkung über die auf und 6, z. B. Halbleiter-Germaniumdioden, und des sich selbst geschlossene Rückkopplungsschleife ist Widerstandes 8 verbunden. Ferner ist der gemein- erheblich.

same Punkt des Emitters jedes der Transistoren 1 Der Umstand, daß der Emitter des Transistors 2

und 2 und der zugehörigen Diode 5 bzw. 6 mittels ²° über den Kondensator 12 an Masse Hegt, verzögert eines Kondensators 11 bzw. 12 entkoppelt. etwas die Änderung des Emitterpotentials dieses

Die dargestellte Schaltungsanordnung ist eine Transistors in bezug auf die Änderung seines Basisbistabile Kippschaltungsanordnung und kann z. B. potentials und macht damit ein Leitendwerden dieses eine Stufe eines binären Zählers bilden. Transistors möglich. Die erhebliche totale Ver-

Die in Fig. 2 schematisch abgebildete Ausführungs- ^a5 Stärkung über die geschlossene Rückkopplungsschleife form ist an die sogenannte Stromlogik angepaßt und bewerkstelligt eine starke regenerative Rückkopplung, bildet eine Stufe eines binären Zählers. Außer den welche das Sperren des Transistors 1 und das Elementen der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, Leitendwerden des Transistors 2 kummulativ bewelche in Fig. 2 mit den gleichen Bezugsziffern ange- schleunigt. Wie gezeigt in Fig. 3, folgt die Spannung V₂₂ deutet sind, enthält diese Ausführungsform zwei in 3° am Kondensator 12, mit etwas Verzögerung und den Kollektorkreis des bezüglichen Transistors 1 etwas weniger steilen Verlauf die Änderung der oder 2 eingeschaltete Zenerdioden 21 und 22. Diese Spannung F₂₁ am Kondensator 11, bis zum Zeit-Zenerdioden bilden Quellen negativer Kollektor- punkt i₃, in welchem diese zwei Spannungen einander spannung, wodurch eine Sättigung der Transistoren 1 gleich werden. Vom Zeitpunkt t₂ an sind beide und 2 vermieden wird. Jede dieser Dioden ist über 35 Dioden 5 und 6 in der Rückwärtsrichtung vorge-Widerstände 13 und 15 bzw. 14 und 16 an die spannt und vollständig gesperrt, da die Herstellungsnegative bzw. an die positive Klemme der Quelle 7 zeit der zuerst leitenden Diode 5 nun beendigt ist. angeschlossen, so daß sie stets in ihrem Durchschlage- Die Spannung am Kondensator 22 folgt den Verlauf gebiet arbeitet, wobei eine konstante Spannung von einer gedämpften Schwingung, da der Transistor 2, z. B. 3 V an ihren Klemmen anwesend ist. Zwischen 40 vom Zeitpunkt an, wo er einigermaßen leitend wird, dem gemeinsamen Punkt des Widerstandes 15 und vorläufig betrachtet werden kann als ein Emitterder Diode 21 und dem gemeinsamen Punkt des verstärker mit ausschließlich kapazitiver Emitter-Kollektorwiderstandes 3 des Transistors 1 und der belastung.

Basis des Transistors 2 ist ein weiterer Kollektor- Wie ersichtlich, wird die Spannung V₂₂ nach dem

widerstand 17 eingeschaltet. In gleicher Weise enthält 45 Zeitpunkt /3 kleiner als die nun praktisch konstante der Kollektorkreis des Transistors 2 einen weiteren Spannung V₂₁, erreicht im Zeitpunkt/4 einen mini-Widerstand 18, und schließlich ist der gemeinsame malen Wert, um dann wieder zuzunehmen usw. Punkt der Kollektorwiderstände 3 und 4 nicht wie Falls der Impuls über dem Widerstand 8 erst nach in der Ausführungsform von Fig. 1 mit der negativen dem Zeitpunkt i₃ aufhört, besteht somit die Gefahr, Klemme der Quelle 7 verbunden, sondern über einen 5° daß der Transistor 2 endgültig wieder gesperrt wird gemeinsamen Widerstand 19 an Masse gelegt. Die und daß der Transistor 1 in seinen Anfangszustand positive Klemme der Quelle7 hat z. B. ein Potential zurückkehrt. Die halbe Periode At = t_x bis t₄ ist von +24V in bezug auf Masse und ihre negative eine Funktion der a'-Grenzfrequenz des Tran-Klemme ein Potential von —24 V. sistors 2, des eigenen Basiswiderstandes dieses Tran-

Mit den beschriebenen Ausführungsformen darf 55 sistors, des in seinem Basiskreis geschalteten Widerdie Länge der verwendeten negativen Steuerimpulse Standes (praktisch gleich der Parallelschaltung der und/oder die Zeitkonstante des Kreises 8, 9, 10 Widerstände 3 und 17) und der Kapazität des einen gewissen Wert nicht überschreiten. Es sei ange- Kondensators 12. Im Zeitpunkt % wird der Emitter nommen, daß im Anfangszustand der Transistor 1 des Transistors 2 negativ in bezug auf den Emitter und die damit verbundene Diode 5 leitend sind und 60 des Transistors 1, und im Zeitpunkt t₄ wird sein daß statt des in Fig. 1 oder 2 angedeuteten negativen Emitterstrom gleich Null, so daß die Ableitung seines Steuerimpulses ein negativer Spannungssprung über Kollektorstromes nach der Zeit vor dem Zeitpunkt i₄ den Kondensator 10 an dem gemeinsamen Punkt der von Zeichen verändern muß. Eine kummulative Dioden 5 und 6 und des Widerstandes 8 gelegt Zustandsänderung beider Transistoren und der werden, wie dargestellt in Fig. 3 durch die Linie F₉. 65 Schaltungsanordnung muß deshalb zwischen den Die Spannung über dem Kondensator 11 ändert sich Zeitpunkten i₃ und /4 stattfinden. Bevor diese dann, vom Zeitpunkt t\ des Spannungssprunges Fp Änderung stattfinden kann, muß deshalb die an, wie gezeigt durch die Kurve V₂\ der Fig. 3, Spannung über dem Widerstand 8 auf ihren ur-

sprünglichen Wert zurückgehen, wobei an den Anoden der Dioden 5 und 6 ein positiver Spannungssprung entsteht. Falls dies zwischen den Zeitpunkten t₂ und J₃ geschieht, ist der Strom durch die Diode 5 größer oder gleich dem Strom durch die Diode 6, beide Kondensatoren 11 und 12 werden auf eine gleiche Spannung geladen, und der gerade erreichte neue stabile Zustand der Schaltungsanordnung bleibt erhalten. Auch falls der Spannungsimpuls nicht vor der Zeit /3 auf Null zurückgeht, aber der Kondensator 10 vor dem Zeitpunkt i₃ durch den Strom über den Widerstände so weit wieder aufgeladen wird, daß beide Dioden 5 und 6 oder mindestens die Diode 6 durch die Spannung an diesem Kondensator in der Vorwärtsrichtung polarisiert werden, wird der neue stabile Zustand der Schaltungsanordnung ebenfalls nicht wieder geändert.

Aus den vorstehenden Überlegungen kann man ableiten, daß die Steuerung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 oder 2 theoretisch unabhängig gemacht werden kann von der Impulslänge, durch geschickte Wahl des Verhältnisses des Stromes durch den Widerstände und der Kapazität des Kopplungskondensators 10 und somit schlußendlich durch einen geschickten Maximumwert dieses Kondensators. Praktisch ist die Steuerspannung jedoch nicht, wie angenommen, ein Spannungssprung, so daß auch ein minimaler Wert der Kapazität des Kondensators 10 unter Berücksichtigung der Steigzeit und der Amplitude des Eingangsspannungssprunges, der notwendigen Spannungsänderung am Emitter des leitenden Transistors, um das kummulative Umschalten der Kippschaltung herbeizuführen, und ferner noch des Materialwiderstandes und der Herstellungszeit der Dioden 5 und 6 vorgeschrieben ist. Der Kondensator 10 muß jedoch höchstens von einem solchen Wert gewählt werden, daß er nach dem Eintreffen eines rückwärts gerichteten Spannungssprungs (hier eines negativen Spannungssprungs) durch die Speisestromquelle 7, 8 wieder aufgeladen ist, bevor die Spannung über dem mit dem Emitter des ursprünglich gesperrten Transistors 2 verbundenen Kondensator 12 je gleich groß wird wie die Spannung über dem anderen Emitterkondensator 11.

Der Widerstand 19 der Ausführungsform von Fig. 2 setzt die regenerative Rückkopplung über beide Transistoren etwas herab, so daß der Ausgangsimpuls an der Klemme 20 dadurch abgeflacht wird. Anders würde dieser Impuls tatsächlich eine scharfe hohe Spitze, der ein flacher Scheitel folgt, aufweisen, was für viele Zwecke nachteilig wäre.

Durch das Einschalten der Dioden 21 und 22 erreicht man, daß die Basisspannung jedes der Transistoren 1 und 2 selbst im stark leitenden Zustand dieses Transistors positiv bleibt in bezug auf dessen Kollektor, so daß der leitende Transistor stark oberhalb des Knickes seiner Kollektorspannungs-Kollektorstrom-Charakteristik arbeitet und keine nennenswerte Anhäufung von freien Ladungsträgern im leitenden Transistor stattfinden kann. An der Ausgangsklemme 20, z. B. am gemeinsamen Punkt der Diode 12 und der Widerstände 16 und 18 ergeben sich dann etwas kleinere Spannungssprünge, welche jedoch eine praktisch konstante Amplitude aufweisen und für eine sogenannte Stromlogik geeignet sind. Dabei bildet der zwischen dem Widerstand 8 und Masse wirksame Teil der Spannungsquelle 7 zusammen mit diesem Widerstand 8 eine Stromquelle, welche über den Transistor 1 oder 2 und die entsprechenden Dioden 5 und 21 bzw. 6 und mit der Ausgangsklemme (z. B. 20) verbunden werden kann.

In einer praktischen Ausführung der Schaltung nach Fig. 2 waren die verschiedenen Elemente die folgenden:

Transistoren 1 und 2 des Typs OC 170
Dioden 5 und 6 des Typs CA 90
Dioden 21 und 22 des Typs OAZ 203
Kondensatoren 11 und 12 von 100 pF
Kondensator 10 von 180 pF
Widerstände 3 und 4 von 150 Ω
Widerstände 13 und 14 von 2,2 kΩ
Widerstände 15 und 16 von 4,7 kQ
Widerstände 17 und 18 von 150 Ω
Widerstand 8 von 4,7 kΩ
Widerstand 19 von 100 Ω

Diese Schaltungsanordnung konnte mit einem Eingangsspannungssprung von 1 V mit einer Steigzeit von 5 Sek.~⁹ einwandfrei gesteuert werden, bei einer Impulsdauer von 30 bis 50 Sek.~⁹, und irgendwelche Änderungen der Spannungen an beiden Klemmen der Quelle 7 in bezug auf Masse bis ±20% waren dabei ohne Einfluß auf die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung. Es muß hier betont werden, daß die als Dioden 5 und 6 verwendeten Dioden keine sogenannten »schnellen« (und damit teueren) Dioden waren, sondern im Gegenteil Dioden, in denen leicht eine beträchtliche Speicherung von freien Ladungsträgern stattfindet. In den beschriebenen Schaltungen wirkt sich diese Speicherung jedoch nicht nachteilig aus, sondern sie begünstigt und beschleunigt die Entladung des mit dem Emitter des zuerst leitenden Transistors verbundenen Entkopplungskondensators.

Claims

PATENTANSPRÜCHE:

1. Schaltungsanordnung für die Steuerung einer bistabilen Kippschaltung mit zwei Transistoren mit kreuzweise gekoppelten Basis- und Kollektorelektroden, insbesondere in einem binären Zähler, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise eine Halbleiterdiode in der Vorwärtsrichtung zwischen dem Emitter jedes der Transistoren und der entsprechenden Klemme einer Speisestromquelle geschaltet ist, daß die Quelle von Steuerspannungsimpulsen mit dem gemeinsamen Punkt dieser beiden Dioden derart gekoppelt ist, daß dadurch an diesem Punkt rückwärts gerichtete Spannungssprünge angelegt werden, und daß der gemeinsame Punkt des Emitters jedes Transistors und der zugehörigen Diode mittels eines Kondensators entkoppelt ist, welcher, falls der mit ihm verbundene Transistor bei Eintreffen eines Steuerimpulses zunächst gesperrt war, erst nach Ablauf der Herstellungszeit der mit dem anderen Transistor verbundenen Diode und über den mit ihm verbundenen Transistor voll aufgeladen wird und diesen Transistor dabei während dieser Übergangsperiode im leitenden Zustand hält.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerimpulsquelle

mit dem gemeinsamen Punkt der Dioden über einen Kondensator gekoppelt ist, dessen Wert derart gewählt ist, daß er nach dem Eintreffen eines rückwärts gerichteten Spannungssprungs durch die Speisestromquelle wieder aufgeladen

wird, bevor die Spannung über dem mit dem Emitter des zunächst gesperrten Transistors verbundenen Kondensator je gleich groß wird wie die Spannung über dem anderen Emitterkondensator.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen