DE2340770C3 - Schnelle Treiberschaltung mit Feldeffekttransistoren - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine schnelle Treiberschaltung mit zwei in Reihe geschalteten Feldeffekttransistoren, deren Verbindungspunkt den Schaltungsausgang darstellt, wobei die Gate-Elektrode des ersten Feldeffckttransistors mit dem Eingangsansrhluß und die Gate-Flpktrode des zweiten Feldeffekttrans.stors über e.nen Rückkoppeikondensator mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der beiden Feldefekttrans,storer. gekop-Pe"t ist, und bei der zur Auf- bzw. Entladung des Rückkoppelkondensators em dritter Feldeffekttransi-

stor vorgesehen ist. ·..··■ · .

nprartiee Treiberschaltungen sind beispielsweise der . kJn AiKleeeschrift 15 37 263 sowie der Vcröffent-SS; mTBM^egT^Se^Cc^hhnica. Disclosure Bulletin. Vol. ,4, Nr 4 September 1971. S. 1084. zu entnehmen. Die an solche Treiberschaltungen zu stellenden Anforderungen bestehen in aller Regel darin, relativ große Lastströme schnell und mit nur ge-ingem eigenen Verlustleistungsverbrauch bereitzustellen, wobei die die Eingangss.gna-Ie der Treiberschaltungen darstellenden (S.gnal-)lmpulsquellen im allgemeinen nur wenig belastbar sind. Insbesondere bei monolithisch integr.erten Feldeffekttransistor-Schaltkreisen für digitale Anwendungen besteht immer wieder das Problem, mn dem ζ Β ,„ einer Verknüpfungsschaltung erhaltenen, schwach belastbaren Ausgangssignal weitere, e.ne relat.v große kaDazitive Last darstellende Eingange von Folgeschaltkreisen schnell und zuverlässig anzusteuern d. h. zu !reiben Bei den ursprünglich benutzten Treiberschaltun-en'mit zwei in Reihe geschalteten Feldeffekttransistoren an deren gemeinsamen Verbindungspunkt das Ausgangssignal abgenommen wurde, war besonders nachteilig daß die maximal erreichbare Ausgangsspannune um den Wert der Schwellenspannung des jeweiligen Last-Feldeffekttransistors verm.ndert war. Dieser Spannungsabfall um den Wert der Schwellcnsoannung stört insbesondere bei aus mehreren Stufen aufgebauten Treiberschaltungen und mußte in aufwendiger Weise ausgeglichen werden. Treiberschaltungen der oben angegebenen Art, von denen die vorliegende Erfindung ausgeht, weisen den geschilderten Nachteil der um die Schwellenspannung reduzierten maximalen Ausgangsspannung nicht mehr auf. Dies wurde erre.cht durch das Einschalten eines Rückkoppelkondensators zwischen der Gate-Elektrode des Last-Feldeffekttransistors und dem den Ausgang darstellenden gemeinsamen Verbindungspunkt der beiden in Reihe geschalteten Feldeffekttransistoren. Die über diesem Rückkoppelkondensator aufgebaute Vorspannung bewirkt beim Schalten der Treiberstufe eine Anhebung des Gate-Potentials des Last-Feldeffekttransistors, so daß die Ausgangsspannung die volle Höhe der Betriebsspannung erreichen kann (vgi. die oben angeführten Literaturstellen).

Zur Auf- bzw. Entladung dieses Rückkoppelkondensators ist bei den bekannten Treiberschaltungen ein weiterer Feldeffekttransistor vorgesehen, der - wie später näher erläutert wird - infolge seiner Ansteuerung nur eine zeit- und spannungsmäßig begrenzte Aufladung des genannten Rückkoppelkondensaton gestattet. Um den bei der Aufladung des Rückkoppel kondensators auftretenden Abschnüreflekt auszuglei chen ist nach dem genannten Stand der Technik cim besondere Verzögerung des Schaltsignals erforderlich die in nachteiliger Weise die insgesamt resultierend! Schaltzeit einer derartigen Treiberschaltung erhöht.

Die Aufgabe der Erfindung besteht dann, du Treiberschaltung der eingangs genannten Art Hinblick auf eine kleinere Schaltverzögerung weiter verbessern. Dabei soll die Versteilerung der Treiber schaltung nicht mit einer erhöhten Verlustlcistun. erkauft weiden.

Zur Lösung dieser Aufgabe sieht die Erfindung eine Treiberschaltung der im Anspruch 1 bezeichneten Art or Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

3ie Erfindung wird im folgenden an Hand von Ausführungsbeispielen unter Zuhilfenahme der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig.l eine Treiberschaltung mit Inverter-Funktion, _wje sie dem Stand der Technik zu entnehmen ist, Ildi El

infolge der kapazitiven Rückkopplung durch den Rückkoppelkondensator C auf die Gate-Elektrode von 72, so daß die Ausgangsspannung VA (allerdings nach theoretisch unendlich langer Zeit) bis auf den Wert VH ansteigen kann. Die sich beim Betrieb einer Schaltung entsprechend Fig.l ergebenden Impulsverläufe sind in Fig. IA im einzelnen dargestellt. Mit der Erfindung soll nun eine weitere Verbesserung derartiger Treiberschaltungen hinsichtlich kürzerer Schaltzeiten erreicht

_wje sie

zusammen mit einem Impulsdiagramm zur Erläuterung io werden.Insbesondere soll die in Fig. IA eingetragene

ihrer Arbeitsweise ( F i g. 1 A), Ausgangsspannung VA in möglichst kurzer Anstiegszeit

F i g. 2 den grundsätzlichen Aufbau einer gegenüber Fig· 1 gemäß der Erfindung verbesserten Treiberschaltung ( F i g · 2A),

F i g. 3 ein spezielles Ausführungsbeispiel eier grundsätzlichen Schaltung nach F i g. 2,

F i g. 4 eine nicht invertierende Treiberschaltung, wie sie dem Stand der Technik zu entnehmen ist, und

F i g 5 die gegenüber der Schaltung von F i g. 4 äß bsserte Schaltung zusam it

Ausgangsspannung VA in möglichst kurzer Anstiegszeit auf den vollen Wert VH gelangen. Weiterhin soll eine möglichst kleine Verzögerungszeit td zugelassen werden können, um so einen weiten Anwendungsbereich der Schaltung zu ermöglichen.

In Fig. 2 ist die erfindungsgemäße Grundschaltung als Zusatz zu dem dem Stand der Technik entnehmbaren Inverter nach Fig.l dargestellt. Soweit die Bauelemente der Schaltung von Fig. 2 denen der

erfindungsgemäß verbesserte Schaltung zusammen mit 20 Schaltung nach Fig.l entsprechen, sind diese gleich dem zugehörigen Impulsdiagramm (Fig. 5 A). bezeichnet. Die Verbesserung der Treiberschaltung

~ ' " nach Fig.l wird gemäß der Grundschaltung nach

F i g. 2 durch eine schnellere Aufladung des Rückkop-

g g

pelkondensators Cauf einen höheren Endwert erreicht.

angelegt werd g

der Erfindung werden N-Kanal Feldeffekttransistoren zugrunde gelegt, die Erfindung ist jedoch keineswegs darauf beschränkt. Zwischen die (positive) Betriebsll VHd M id di bid FET 71

Fig.l zeigt eine Treiberschaltung mit Feldeffekttransistoren, von der die Erfindung ausgeht. Es handelt sich um einen getakteten Inverter, an den die

Eingangsspannung VE und die Taktspannung VG 25 Das Gate-Potential des die Aufladung von C bewirkenangelegt werden können. Im Rahmen der Beschreibung den Feldeffekttransistors 73 wird nicht mehr fest auf fid den NKanal Feldeffekttransist VH gelegt, sondern über die Bauelemente C3, 74 und 75

gesteuert. Bedingt durch den weiteren Kopplungskon-

darauf densator d kann VG3 weit über VH ansteigen. Der

Spannungsquelle VHund Masse sind die beiden FETs 71 30 Spannungsteiler aus den Transistoren 74 und 75 dient

und 72 in Reihe geschaltet. Am gemeinsamen einmal dazu, den Kopplungskondensator d auf eine

Verbindungspunkt P von 71 und 72 wird die Vorspannung aufzuladen, so daß beim Ansteigen von

Ausgangsspannung VA abgenommen. In unterbreche- VG das Gate von 73 ein dynamisch überhöhtes

nen Linien ist weiterhin die Lastkapazität CL angedeu- VG3-Potential erhält. Nach der Aufladung des

tet. Zwischen der Gate-Elektrode des FET 72 und dem 35 Rückkoppelkondensators C auf das Potential VG muß

gemeinsamen Verbindungspunkt P ist ein Rückkoppel- aber VG3 wieder mindestens auf VG+ V73 absinken,

kondensator C eingeschaltet. Die Gate-Elektrode von damit 73 sperrt. Nur so kann die Rückkopplung von VA

Tl und damit der eine Anschluß des Rückkoppelkon- auf das Gate von 72 funktionieren, d. h., es muß ein

densators C ist über den weiteren FET 73 mit dem Ladungsabfluß von C über 73 in dieser Phase sicher

Eingang für die Taktspannung VG verbunden. Die 40 verhindert werden. Das Absenken des Gate-Potentials

Gate-Elektrode von 73 liegt an VH. Der Gate-Elektro- von 73 erfolgt über den FET 75 des Spannungsteilers

de von 71 wird die Eingangsspannung VE zugeführt. aus 74 und 75 zur Referenzspannung VR. Die Angabe

Die Spannungen VG und VE können zwischen VH VG5 = f(VG)soll bedeuten, daß die Gatespannung von

und 0 Volt umgeschaltet werden. Zur Erläuterung der 75 als Funktion der Taktspannung VG gewählt werden

Wirkungsweise dieser dem Stand der Technik entnehm- ₄₅ kann, d. h. beispielsweise direkt mit VG gleich sein kann,

baren Schaltung soll angenommen werden, daß im Als Referenzspannung VR kann eine Spannung

Ausgangszustand VG= OV, VE= VHund VF= VG2 zwischen Massepotential und VH dienen. In der

= OVoIt sind. Wenn VG nun von Massepotential auf grundsätzlichen Schaltung nach Fi g. 2 ist ferner für die etwa VH ansteigt, wird der Rückkoppelkondensator C Gate-Spannung von 74 angedeutet, daß dazu die

über 73 zuerst schnell und dann immer langsamer 50 Spannung VHoder auch VEangelegt werden können,

aufgeladen, da der Strom durch 73, bedingt durch die Für 73 ist zu fordern, daß darüber die möglichst

Verringerung der Gate-Source-Spannung VGSi ent- schnelle Aufladung von C erfolgen soll und daß 73 bei

sprechend der Beziehung / ~ (VGSi- V73)? immer abgeschlossener Aufladung von C sicher sperren soll,

stärker abnimmt. Die Spannung VFerreicht dabei aber damit über 73 kein Ladungsabfluß auftritt. Parallel zu

auch nicni den Wert VH. sondern maximal den Wert 55 73 ist in unterbrochenen Linien ein weiterer FET 73

VH- VTi. Diese Spannung VH- VTi wird allerdings erst nach einer derartig langen Zeit erreicht, die bei technischen Anwendungen unter dem Gesichtspunkt der resultierenden Schaltzeit nicht mehr tragbar ist. Die prinzipiell erforderliche und vom Anwender meist vorgegebene Verzögerungszeit irfvom VG-Anstieg bis zum VF-Abfall erlaubt es nicht, die volle Aufladung von Cauf die Spannung VF= VH- VTi abzuwarten. Beim Abfall von VE wird VF demnach lediglich den Wert VH- VTi-AV(Id) erreicht haben. Durch den Abfall von VE von VH auf Massepolcntial wird 71 gesperrt. Der Strom durch 72 lädt nun die Lastkapazität Cl. auf. Der Anstieg der Ausgangsspannung VA überträgt sich

eingezeichnet, dessen Gate fest an VH liegt. Über 73' ist im Anschluß an die Abgabe des Ausgangsimpulses die Entladung des Rückkoppelkondensators C möglich. Die Verbesserung des Ausgangsimpulses VA bei gleicher Belastung CL ist aus Fig.2A im Vergleich zum Spannungsdiagramm nach F i g . 1A deutlich ersichtlich. Für die Beschreibung des Aufladevorgangs von C soll wieder bei I = OVG = 0 Volt und VE = VWangenommen werden (Fig. 2A). Das Gate von 73 ist durch auf VG3 = VH- V74 aufgeladen. VG5 sei mit VF= VG2 verbunden und VR liege auf Massepotential. Durch den Anstieg von VG auf VH erhöht sich VG3 über die Kopplungskapazität C3 von VH- V74 auf

VG3 = VH- V74 + VH == 2VH-VT4. 73 wird niederohmig und kann Cschnell aufladen. 75 entlädt d nach erreichter Aufladung von C wieder. Wenn der Eingangsimpuls VE in Richtung auf Massepotential abfällt, muß VC3 < VC+ VTi sein, damit beim weiteren Ansteigen von VFder Rückkoppelkondcnsator C nicht über 73 entladen werden kann. Durch entsprechende Dimensionierung von C3, 74 und 75 läßt sich obige Bedingung für VGi ohne weiteres erfüllen. Es ist also festzustellen, daß mittels der erfindungsgemäßen Schaltung der Rückkoppelkondensator C einerseits schneller und andererseits auf einen höheren Spannungswert aufgeladen wird, womit die eingangs gestellten Anforderungen an die Verbesserung der Treiberschaltung erfüllt sind. Da Cschneller aufgeladen wird, kann auch die prinzipiell notwendige Verzögerungszeit td zwischen dem Anstieg von VG und dem Abfall von VE kleiner gehalten werden, womit sich ein erweiterter Anwendungsbereich für derartige Treiberschaltungen ergibt. Beim Abfallen der Eingangsspannung VF wird der Feldeffekttransistor 71 gesperrt. Im gleichen Moment steigen die Ausgangsspannung VA und VF = VGl schneller als in der Schaltung nach Fig.1 an, da die Spannung über C demgegenüber größer ist. Die den Abschluß eines solchen Treibcrzyklusses bildende Entladung von Cerfolgt dann über 73' in üblicher Weise.

In F ig. 3 ist ein konkretes Ausführungsbeispiel der in Fig. 2 gezeigten Grundschaltung dargestellt. Diese Schaltung ist mit der Grundschaltung nach F i g. 2 bis auf die konkrete Ausführung des Spannungsteilers 74, 75 identisch und entsprechend gleich bezeichnet. Der Spannungsteiler für die Gatespannung von 73 besieht in der Schaltung nach Fig.3 aus den Transistoren 74 sowie 751 und 752. Das Gate von 74 liegt in diesem Fall an VH. Dem Transistor 75 von Fig. 2 entspricht in Fig. 3 der Transistor 751. 751 und 752 sind in Reihe geschaltet, wobei am gemeinsamen Verbindungspunkt die Referenzspannung VR erzeugt wird. Die Gate-Spannung VG51 von 751 ist entsprechend dem zu F i g. 2 ausgeführten, eine Funktion von VG, nämlich in diesem Fall VF.

Es ist bekannt, daß Treiberschaltungen mit zwei in Reihe geschalteten Transistoren, deren gemeinsamer Verbindungspunkt den Ausgang darstellt, je nach der Ansteuerung am Ausgang ein hinsichtlich der Eingangsspannung invertiertes oder identisches Ausgangssigna! liefern können. In den obigen Ausführungsbeispielen wurden Treiberschaltungen beschrieben, bei denen die Eingangsspannung VF, an den unteren Transistor 71 angelegt wurde und die am Ausgang ein demgegenüber invertiertes Signal bereitstellten. Legt man nun die Eingangsspannung VE an die Steuerelektrode des oberen Transistors 72, wirkt eine solche Reihenschaltung aus zwei Transistoren 71, 72 als sogenannter Source-Folger (Source-Follower). Auf derartige Treiberschaltungen mit nicht invertierender Funktion kann die Erfindung gleichermaßen angewendet werden, wie im folgenden gezeigt werden soll.

In Fig.4 ist eine dem Stande der Technik zu entnehmende Treiberschaltung dargestellt, die beispielsweise als Impedanzwandler für digitale Anwendungen benutzt werden kann. Soweit diese Schaltung mit den Schaltungen der Fig. 1, 2 und 3 identisch ist, sind die Bauelemente gleich bezeichnet. Die Treiberschaltung nach F i g. 4 geht aus der in Fig.1 gezeigten Schaltung hervor, indem die Eingangsspannung VEdem oberen Transistor 72 der ausgangsseitigen Reihenschaltung von 71, 72 über den weiteren Transistor 73 zugeführt wird. Dieselbe Eingangsspannung VF wird dem Transistor 71 über einen Inverter / invertiert und um die oben erläuterte Verzögerungszeit td verzögert zugeführt.

Im Ruhezustand, d. h., wenn das Eingangssignal VF den niedrigeren Pegel (Massepotential) einnimmt, befindet sich das invertierte Signal VCl auf dein höheren Pegel (VH). während VF = VC2 über den leitenden Feldeffekttransistor 73 den Pegel von VF annimmt. Damit leitet der N-Kanal FET 71, während der FET 72 sperrt. Die Schaltung verbraucht also im Ruhezustand keine Verlustleistung. Das Ausgangssignal VA nimmt denselben Pegel wie das Eingangssignal VF an, da die Lastkapazität CL über den FET 71 entladen wurde. Ebenso ist der Koppelkondensator Centladen.

Steigt das Eingangssignal VF nun auf den Wert VH an, so steigt auch das Potential VC2 über 73 an. VC2 erreicht aber nur den Endwert VH- VTi, wobei V73 die Schwellenspannung des FET 73 ist. Beim Erreichen dieser VC2-Spannung sperrt der FET 73. Der Rückkoppelkondensator C wird aber gleichzeitig nur dann aufgeladen, wenn während des Anstieges von VG2 das Ausgangspotenlial VA über den weiterhin leitenden Transistor 71 auf niedrigem Potential gehalten wird. Es läßt sich demnach feststellen, daß das Potential VCI erst dann abfallen und 71 erst dann sperren darf, wenn VC2 entsprechend angestiegen ist. Demnach steht für die Aufladung des Rückkoppelkondensators C nur die relativ kurze Verzögerungszeit des Inverters / zur Verfügung. Man erkennt nun zwei Nachteile: Der Rückkoppelkondensator C kann nur auf VH- VTi und nicht auf die volle Betriebsspannung VH aufgeladen werden, wofür zusätzlich eine kurze Zeit zur Verfügung steht, so daß unter ungünstigen Bedingungen selbst dieser theoretische Maximalwert VH- V73 nicht erreicht werden wird. Als Folge davon bleibt der FET 72, der die Lastkapazität CL aufladen soll, entsprechend hochohmig.

Nach Ablauf der Verzögerungszeit fddes Inverters A wenn nämlich VCl unter den Wert VTl abgesunken is;, sperrt der FET 71 und die Lastkapazität CL wird über den leitenden FET 72 aufgeladen. Da der Rückkoppelkondensator Cseine Spannung zunächst aufrechterhält. steigt das Potential VG2 parallel zu VA an, so daß VA den vollen Wert der Betriebsspannung VH erreichen kann. Bedingung für das Konstanthalten der Spannung an Cist jedoch, daß während dieser Phase der FET 73 nicht leitet. Das ist gewährleistet, wenn bei VG3 = Vh das Eingangssignal VFnicht unter VH- VTi absinkt. Man erkennt nun die dreifache Rolle des FET 73: 1. Während VF auf dem niedrigen Pegel (Massepotential) ist, soll 73 leiten und den Rückkoppelkon densator Centladen, damit der FET 72 sperrt. 2. Während der Verzögerungszeit td des Inverters (nach dem Anstieg von VF auf den oberen Pege VH) soll 73 in entgegengesetzter Richtung leiter und Caufladen, damit der FET 72 leitet. 3. Schließlich soll nach Ablauf der Verzögerungszei des Inverters / (nach dem Abfall von VCl untei VTI) der FET 73 sperren, damit das Potential VG. weiter ansteigen und 72 niederohmig halten kann wobei C die Gate-Source-Spannung von T, konstant hält.

6s Nach der in Fig.4 dargestellten, dem Stand de Technik entnehmbaren Schaltung erreicht man da durch einen Kompromiß, indem man die Gate-Elektro de des Transistors 73 an die Betriebsspannung VHIegl

die einen minieren Wert bezüglich des Potentials VG2 besitzt Wie bereits oben bei der Beschreibung der Schaltung von F i g . I erläutert wurde, erscheint eine weitere Verbesserung dieser Schaltung hinsichtlich einer Schaltzeitverkürzung wünschenswert. Die an die verbesserte Schaltung zu stellenden Anforderungen sehen folgendermaßen aus:

1. Während einer ersten Phase sollte das Gite-Poten· tuil VGi des Transistors 73 höher als VTi sein, damit der Rückkoppclkondensator (über 73 auf das niedrige Potential der Eingangsspannung Vf entladen werden kann (Entladephase).

2. Während einer /weiten Phase sollte VGi möglichst weit über den Wert VH + V73 ansteigen, damit C auf die volle Betriebsspannung V/7 aufgeladen werden kann, wofür nur die relativ kurze Verzögerungs/.cit Iddes inverters /zur Verfugung steht (AulUuiephase).

i Schließlich sollte während einer dritten Phase VG3 mindestens auf den Wert Vf/ abgesunken sein, damit die Eingangsspannung Vf auf VH- VTi absinken kann, ohne daß 73 leitet (Isolationsphase).

Auch für die nun betrachtete Treiberschaltung kann diese Aufgabe mittels der erfindungsgemäßen Verbesserung gelöst werden, wozu in Fig. 5 ein praktisches Ausfiihriingsbeispiel gezeigt wird. Die zugehörige Schaltungsmr.ünahme besteht erfindungsgemäß darin, daß man ilen FET 73 bezüglich seiner Gate-Elektrode nicht an ein festes Potential legt, sondern seine Steuerung über ein vom Eingangssignal abgeleitetes und in der Aufladephase dynamisch überhöhtes Signal vornimmt. Zur Bereitstellung der Vorspannung auf dem zusätzlich vorgesehenen Koppclkondensator Ci bzw. zur Entladung des Gates von 73 in der Isolierphase ist die Gate-Elektrode von 73 wiederum mit einem Spannungsteiler aus den Feldeffekttransistoren 741, Γ42 sowie 753 verbunden. In Fig. 5 entsprechen die IEIs 741 und TAl dem FET TA in der grundsätzlichen Schaltung nach F i g . 2 und bewirken die Voraufladung von C3. während der Feldeffekttransistor 753 in F i g . 5 dem FET 75 in Fig. 2 entspricht und die sichere Sperrung von 73 in der Isolationsphase, d. h. die Entladung von Q bewirkt. Im Vergleich zu F ig. 2 ist weiterhin VR = 0 Voll und VG5 = ((VG) hier als VG53 = Vf gewählt, wobei ja der Spannung VG in F i g . 2 jetzt Vf entspricht.

Im folgenden soll die Arbeitsweise der Schaltung von F i g . 5 näher beschrieben werden. Dabei kann auf das Spannungsdiagramm in Fig.5A Bezug genommen

werden. Wahrend des Ruhezustandes entsprechend der oben angegebenen ersten (Entlade-)Phase sperrt der FET 753, so daß seine Drain-Spannung VD sowie VGi den Wert VH V741 > V73 annehmen. V73 bedeutet dabei die Schwellenspannung des FET 73. Der Koppclkondensator Ci ist auf V//- VT aufgeladen. Damit leitet der FET 73 und entlädt den Rüekkoppelkondcnsütur f. Steigt nun die Eingangsspannung Vf auf VII an, so steigt wegen des Koppelkondensators C3 das Gate-Potential VGi ebenfalls um den Spannungsbetrag VH an. d. h. auf 2 VH - VT > VH + VT. Dies ist möglich, da dann der FET Γ42 sperrt, an dessen Gate VH anliegt. Damit kann der Rückkoppelkondensator C auf den vollen Wert VH der Eingangsspannung VE aufgeladen werden. Inzwischen wurde aber auch der FET 753 wegen des Anstiegs von VE leitend. Ist 753 hochohmig ausgelegt, so sinkt VD auf einen Wert zwischen VH und Massepotential ab, und zwar je nach der Dimensionierung des Spannungsteilers aus 753 und 741. Dann wird auch Γ42 wieder leitend und entlädt VG3 auf den Wert von VD. Damit ist die Aufladephase abgeschlossen. Sperrt nun der FET 71, da der Inverter / jetzt ein niedriges Ausgangspotential VGl erreicht hat, kann die Kopplung des ansteigenden Ausgangssignals VA über C auf VG2 erfolgen, da der FET 73 infolge semes niedrigen Gate-Potentials (VGi - VD^sperrt. In E i g . 5A sind die Spannungsverläufe dargestellt, die sich beim Betrieb einer Schaltung der in F ig. 5 gezeigten Art einstellen. Man erkennt, daß die Gate-Spannung VG3 des Feldeffekttransistors 73 im Gegensatz zu den bisher üblichen Schaltungen nicht auf einem festen Potential liegt, sondern während der Aufladephasc beträchtlich über den Wert VH ansteigt und während der Isolationsphase demgegenüber deutlich verringert wird, so daß 73 sicher sperrt. Als Folge der dynamischen (kapazitiven) Kopplung der Eingangsspannung Vf auf die Gate-Elektrode von. 73 kann der Rückkoppelkondensator C und damit die Spannung VG2 sowohl schneller als auch auf einem höheren Spannungswert aufgeladen werden, was in einer beträchtlich reduzierten Anstiegszeit der Ausgangsspannung VzA und damit einer allgemeinen Schaltzeitverkürzung einer derartigen Treiberschaltung resultiert.

Berücksichtigt man, daß das Potential VD, nämlich das Drain-Potential von 753, logisch bereits die Inversion der Eingangsspannung Vf darstellt, kann mar in einer vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung der Inverter / einsparen und die Spannung VD direkt zui Ansteuerung des FETs 71 benutzen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

609611/3

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Treiberschaltung mit zwei in Reihe geschalteten Feldeffekttransistoren, deren Verbindungspunkt den Schaltungsausgang darstellt, wobei die Gate-Elektrode des ersten Feldeffekttransistors mit einem Eingangsanschluß und die Gate-Elektrode des zweiten Feldeffekttransistors über einen Rückkoppelkondensator mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt der beiden Feldeffekttransistoren gekoppelt ist, und bei der zur Auf- bzw. Fntladung des Rückkoppelkondensators ein d-itter Feldeffekttransistor vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Gate-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (73) über eine Kapazität (C3) mit dem Eingangsanschluß für die zugeführte Impulsspannung (VG bzw. VE) gekoppelt und mit einer Spannungsteilerschaltung (74, 75 bzw. 741, 751 ...) derart verbunden ist, daß die an die Gate-Elektrode angeschlossene Kapazität (O) vor Beginn des über den dritten Feldeffekttransistor (73) einsetzenden Aufladevorganges des Rückkoppelkondensators (C) mit einer Vorspannung beaufschlagt wird, der die vom Eingang zugeführte Impulsspannung zur Bereitstellung einer in der Aufladephase dynamisch überhöhten Steuerspannung für den dritten Feldeffekttransistor (73) überlagert wird.

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der mit der Gate-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors (73) verbundene Spannungsteiler nach Abschluß des Aufladevorganges des Rückkoppelkondensators (C)den dritten Feldeffekttransistor im Sperrzustand vorspannt.

3. Treiberschaltung nach den Ansprüchen 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der mit der Gate-Elektrode des dritten Feldeffekttransistors verbundene Spannungsteiler in Abhängigkeit von einer Eingangsspannung gesteuert ist.

4. Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zur Sperrung des dritten Feldeffekttransistors (73) nach Abschluß der Aufladephase des Rückkoppelkondensators (C) vorgesehene Spannungsteiler aus einem Feldeffekttransistor (751 in Fig.3) besteht, dessen Gate-Elektrode mit dem dem ausgangsseitigen Anschluß abgewandten Anschluß des Rückkoppelkondensators (C) verbunden ist und dessen Source-Elektrode

an einer Referenzspannung (W^ liegt.

5. Treiberschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum dritten Feldeffekttransistor (73) ein weiterer Feldeffekttransistor (73') geschaltet ist, dessen Steuerelektrode auf festem Potential liegt und der einen Entladungspfad für den Rückkoppelkondensator (C) vor Beginn der nächsten Aufladephase darstellt.

6. Treiberschaltung nach einem der vorhergehen den Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine der eingangsseitig anliegenden Impulsspannungen (₎₀ (VE, VC^eineTaktspannung(VG)\si.