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Transistoreinrichtung für ein logisches System Die Erfindung bezieht sich auf eine Einrichtung für ein logisches System, insbesondere ein logisches Stromsystem, mit einem Transistor, dessen Basis Steuerimpulse zugeführt werden und Speisespannungsquellen für den Emitter-Kollektorkreis des Transistors.
Solche Einrichtungen sind bekannt und insbesondere beschrieben worden in"IRE Transactions on Circuit Theory" CT-4 Nr. 3, September 1957, S. 236-240, und"Proceedings of the IRE", Juni 1958, S. 1246-1254. Der letztgenannte Artikel beschreibt unter anderem Transistoreinrichtungen mit direkter Kopplung für logische Systeme (S. 1250, 1252 und S. 1252-1254) und weiter ebenso wie der erstgenannte Artikel Transistoreinrichtungen für logische Stromsysteme.
In der Einleitung des erstgenannten Artikels erwähnt der Autor, Hannon S. Yourke, fünf die Geschwindigkeit der Transistorschaltkreise beschränkende Hauptfaktoren : 1. Die Verzögerungen wegen Ladungsträgeransammlungen, welche auftreten, wenn die Transistoren in einem Gebiet mit Sättigungserscheinungen arbeiten; 2. die durch die Kapazitäten der Kreise und der Transistoren bedingten Begrenzungen ; 3. die Grenzfrequenz des Kollektor-Basis-Stromverstärkungsfaktors ; 4. die Verzögerung wegen Diffusionszeit oder Übergangszeit der Ladungsträger im Transistor ; 5. die Verzögerung wegen Ladungsträgeransammlung in gegebenenfalls einen Teil der erwähnten Einrichtungen bildenden Dioden.
Yourke empfiehlt in erster Linie zu verhüten, dass die Transistoren gesättigt oder sogar ungefähr gesättigt arbeiten : Seiner Meinung nach verringert schon eine verhältnismässig schwache Vorwärtsspannung zwischen dem Kollektor und der Basis die Bandbreite, welche der Transistor zu übertragen imstande ist.
Falls die Transistoren ausserhalb ihres Sättigungsbereiches verwendet werden und eine hinreichend hohe Grenzfrequenz haben, z. B. von der Grössenordnung von mehreren hundert MHz, ist die Hauptbegrenzung die durch die Kapazitäten der Kreise und der Transistoren bedingte ; die Stromlogik, die mit Signalen schwacher Amplitude zu arbeiten gestattet, erlaubt es, die ungünstigen Wirkungen dieser Kapazitäten in hohem Masse herabzusetzen.
Im zweiten Artikel weisen die Autoren Henle und Walsh auf S. 1242 darauf hin, dass die Kurven konstanter Grenzfrequenz als Funktion des Kollektorstroms Ic und der Kollektor-Basisspannung Vcb (s. Fig. 5 dieses Artikels) die Form von Hyperbeln haben und dass bei einer bestimmten Spannung Vcb die verhältnismässig niedrige Grenzfrequenz bei einem Kollektorstrom Null oder ungefähr Null zunächst schnell ansteigt, ein Maximum erreicht und dann wieder abnimmt, wenn der Kollektorstrom ansteigend bleibt.
Diese Kurven sind ebenfalls auf S. 1253 (Fig. 47) der genannten Literaturstelle mit einer geraden Bela- stungskurve wiedergegeben. Die Autoren bemerken, dass längs dieser Geraden und ausgenommen im Gebiet der schwachen Kollektorströme, wo die Grenzfrequenz niedrig ist, der Arbeitspunkt des Transistors in einem Gebiet bleibt, wo seine Grenzfrequenz hoch ist.
In den von Henle und Walsh sowie in den von Yourke beschriebenen Schaltungen ist der Emitterstrom eines jeglichen Transistors im"Aus"-Zustand Null. Yourke sagt (S, 240, 1. Spalte), dass entsprechend der verwendeten Transistorart eine schwache sperrende Vorspannung nötig sein kann, um den genannten Emitterstrom im"Aus"-Zustand aufzuheben, und dass, wenn diese Vorspannung höher ist, die GefÅahr eines Isolationsdurchschlages zwischen der Basis und dem Emitter mit einem damit einhergehenden EmitterRückstrom zu berücksichtigen ist.
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Die vorliegende Erfindung zielt darauf ab, die verhältnismässig hohen Grenzfrequenzen der Transi- storen bei zwischenliegenden Werten ihres Kollektorstroms noch besser auszuwerten und zugleich die
Schwierigkeiten zu beseitigen, die der Verwendung einer zum Halten des Transistors im"Aus"-Zustand etwa notwendigen rückwärts gerichteten Anfangsvorspannung zwischen der Basis und dem Emitter derselben anhaften können.
Die Einrichtung nach der Erfindung weist das Merkmal auf, dass sie ausser dem Transistor und den be- reits erwähnten Steuer- und Speisespannungsquellen weitere Spannungsquellen besitzt, um eine schwache vorwärtsgerichtete Vorspannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors anzulegen und dass die erwähnten Vorspannungs- und Speisespannungsquellen derart ausgebildet und bemessen sind, dass bei einem ersten Pegel des Eingangssignals, bestehend aus den genannten Steuerimpulsen, der Kollektorstrom des Transistors einen Ruhewert erreicht, der den Wert seines Sperrstroms übersteigt und dass beim andern
Pegel des Eingangssignals dieser Kollektorstrom den genannten Ruhestrom beträchtlich übersteigt und kleiner bleibt als der Wert, bei dem die Kollektor-Basisspannung ihr Vorzeichen ändert.
Anders gesagt, man lässt den Transistor in Klasse A arbeiten und vermeidet dabei, ihn in seinem
Sättigungsgebiet oder sogar in der Nähe dieses Gebietes arbeiten zu lassen.
Bei einer besonderen Ausführungsform der Einrichtung nach der Erfindung umfassen die Spannungs- quellen zur Erzeugung der Vorspannung ein nichtlineares Element im Emitterkreis des Transistors und eine mit diesem Element und mit dem Emitter verbundene Gleichstromquelle. Die Speisespannungsquellen umfassen eine mit dem Kollektor des Transistors verbundene Quelle rtickwärtsgerichteter Spannung.
Vorzugsweise und entsprechend bekannten allgemeinen Massnahmen, die insbesondere in den beiden erwähnten Artikeln beschrieben sind, ist das vorerwähnte nichtlineare Element ein Halbleiterelement, wie z. B. ein Transistor oder eine Diode, das in bezug auf den Emitterstrom des Transistors in rückwärtiger
Richtung geschaltet ist, wobei dieses Element jedoch eine Schwellwertspannung hat, die niedriger ist als die des die Emitter-Basisstrecke des Transistors umfassenden Parallelkreises. Infolgedessen durchfliesst im "Aus"-Zustand der von der genannten Gleichstromquelle gelieferte Strom im wesentlichen den das ge- nannte Halbleiterelement enthaltenden Kreis, wobei der Spannungsabfall an den Klemmen dieses Kreises bestrebt ist, den Transistor in Vorwärtsrichtung vorzuspannen.
Man kann derart vorgehen, dass bei dem von der genannten Gleichstromquelle gelieferten Strom der das Halbleiterelement enthaltende Kreis einen Spannungsabfall aufweist, der höher als die Schwellwert- spannung des die Emitter-Basisstrecke des Transistors umfassenden Parallelkreises ist. Im"Aus''-Zustand des Transistors ist diese Strecke dann in der Vorwärtsrichtung vorgespannt durch den Spannungsabfall an den Klemmen des das Halbleiterelement umfassenden Parallelkreises.
Im zweiten vorgenannten Artikel sagen Henle und Walsh auf S. 1252, dass einer der Nachteile der
Transistoreinrichtungen mit direkter Kopplung für logische Systeme darin besteht, dass die verwendeten
Transistoren charakteristische Parameter mit geringen Toleranzen haben müssen. Bei den Einrichtungen für logische Stromsysteme, wie von Yourke und von Henle und Walsh beschrieben, ist dieser Nachteil teilweise beseitigt, indem verhütet wird, dass der Transistor in seinem Sättigungsgebiet oder in der Nähe dieses Sättigungsgebietes arbeitet und dass die Eingangs- und Ausgangskreise jeder Einrichtung je einen
Punkt haben, der auf einem grundsätzlich unveränderlichen Bezugspotential liegt.
Die Erfindung schafft auch Mittel, um die Schwellwertspannung des die Emitter-Basisstrecke des
Transistors umfassenden Kreises zu steigern. Diese Mittel bestehen aus einer Schwellwertdiode, zweck- mässig aus einer Siliziumdiode für einen Germaniumtransistor von der durch Diffusion legierten Art, wo- bei dieseDiode in der Durchlassrichtung inReihe mit der genanntenEmitter-Bäsisstrecke und vorzugsweise zwischen der genannten Vorwärtsstromquelle und dem Emitter des Transistors eingeschaltet ist. Neben der gewünschten Steigerung der Schwellwertspannung des die Emitter-Basisstrecke des Transistors enthalten- den Kreises hat die Schwellwertdiode eine doppelte Wirkung :
1.
Sie ermöglicht die Verwendung von Transistoren mit charakteristischen Parametern mit viel wei- teren Toleranzgrenzen, wobei die Schwellwertspannung des Transistors überhaupt nicht kritisch ist, weil der Unterschied zwischen den unterschiedlichen Schwellwertspannungen des die Emitter-Basisstrecke ent- haltenden Kreises und des das vorerwähnte Halbleiterelement enthaltenden Kreises leicht verdoppelt, ver- dreifacht und sogar vervierfacht werden kann.
2. Die Schwellwertspannungsdiode schützt die Emitter-Basisstrecke und verhütet einen etwaigen Durchschlag dieser Strecke wegen zu starker Impulse von verhältnismässig grosserAmplitude und rückwärtiger Polarität. In dieser Beziehung sei bemerkt, dass diese Spannung insbesondere bei Hochfrequenztransistoren von der durch Diffusion legierten Art ziemlich nieder sein kann.
Falls das vorgenannte Halbleiterelement keine andere Aufgabe zu erfüllen hat als das Potential des
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Emitters des Transistors zu fixieren, wenn letzterer im"Aus"-Zustand ist, kann dieses Element, entsprechend Henle und Walsh, eine Diode sein. Es kann insbesondere vorteilhaft eine Germaniumdiode sein.
Anderseits, wie im Artikel von Yourke auf S. 237 und 238, Fig. 4, beschrieben, kann die Einrichtung nach der Erfindung Kopplungsmittel umfassen, um die am Kollektor des Transistors erzeugten Signale auf einen Pegel zurückzubringen, der im wesentlichen dem der Basis dieses Transistors zugeftthrten Signale entspricht. Diese Mittel umfassen vorzugsweise eine Diode, die in rückwärtiger Richtung zwischen dem gemeinsamen Punkt des Kollektors des Transistors und eines Widerstandes eingeschaltet ist. über welchen
Widerstand dieser Kollektor aus der genannten Quelle rückwärtiger Spannung gespeist wird, und einer an einem Punkt konstanten Potentials über einen zweiten Widerstand liegenden Ausgangsklemme.
Die rück- wärtige Durchschlagsspannung (Zenerspannung) dieser Kopplungsdiode kann derart gewählt sein, dass die genannte Diode immer von einem rückwärtigen Entladestrom durchflossen wird und dass dervonderQuel- le rückwärtiger Spannung gelieferte Strom somit den Kollektorstrom des Transistors immer übersteigt.
Die bevorzugte Ausführungsform der Einrichtung nach der Erfindung umfasst also einen Transistor, ein
Halbleiterelement, um das Potential des Emitters des Transistors zu fixieren, wenn dieser sich in dem "Aus"-Zustand befindet, eine Schwellwertdiode und eine Kopplungsdiode. Diese Einrichtung bildet eine äusserst praktische, sozusagen universale bauliche Einheit zur Verwirklichung von logischen Systemen, ins- besondere logischen Stromsystemen. Angesichts der sehr weiten zulässigen Toleranzen für die charakteristischen Parameter der Transistoren, der Polarisationshalbleiterelemente, der Schwellwertdioden und der Kopplungsdioden, eignet sich die geschilderte Einrichtung vorzüglich für die Massenherstellung, z. B. in Form eines Blockes mit einer gemeinsamen Schutzhülle, z.
B. aus Kunststoff, in der der Transistor, das Halbleiterelement und die Schwellwert- und Kopplungsdioden untergebracht sind.
Die Erfindung umfasst weiter Tore, bistabile Kippschaltungen und sonstige Teile von logischen Systemen mit mehreren Einrichtungen von der geschilderten Art sowie logische Systeme mit solchen Teilen und/oder solchen Einrichtungen.
Die Erfindung wird an Hand von Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Fig. l ist ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform, Fig. 2 ist ein Erläuterungsdiagramm und Fig. 3 ist das Schaltbild einer bevorzugten Abwandlung dieser Ausführungsform und zeigt die Kaskadenschaltung zweier Einrichtungen.
Fig. 4 ist das Schaltbild einer zweiten Abwandlung der genannten Ausführungsform, angepasst zur Verwendung in einem logischen System mit Dioden. Fig. 5 ist ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform, bei der das Signal nicht umgekehrt wird. Fig. 6 ist das Schaltbild einer dritten Ausführungsform mit zwei Komplementärausgängen, Fig. 7 ist das Schaltbild eines Systems mit mehreren Einrichtungen nach Fig. 3, welche ein"Oder"-Tor bilden. Fig. 8 ist das Schaltbild einer Kippschaltung mit zwei Einrichtungen nach Fig. 3 und Fig. 9 ist ein Prinzipschaltbild eines logischen Systems mit Dioden, das mit Einrichtungen nach Fig. 4 versehen ist.
Die in Fig. l dargestellte Ausführungsform umfasst einen Transistor 1 vom Typ PNP, vorzugsweise einen Hochfrequenzdiffusionsflächentransistor, z. B. einen Germaniumtransistor, Eine Germaniumdiode 2 ist in Sperrichtung in den Emitter-Massekreis dieses Transistors eingeschaltet. Nach der Erfindung hat diese Diode eine niedrigere Schwellwertspannung als die der Emitter-Basisstrecke des Transistors 1. Eine Gleichstromquelle, die aus einer geeigneten Spannungsquelle 3 in Reihe mit einem Widerstand 4 besteht, liegt zwischen Masse und dem gemeinsamen Punkt der Emitterverbindung des Transistors 1 und der Diode 2 und speist die aus der Diode 2 und dem Emitterkreis des Transistors 1 bestehenden Parallelkreise.
Die Basis des Transistors 1 liegt über einem Widerstand 5 an Masse und sein Kollektor wird ebenfalls aus einer Quelle rückwärtigen Stroms gespeist, die aus einer in Reihe zwischen diesem Kollektor und Masse geschalteten Spannungsquelle 6 und einem Widerstand 7 besteht. Der Kollektor des Transistors 1 ist ausserdem mit einer Kopplungsdiode 8 verbunden, deren andere Klemme über einen Belastungswiderstand 9 an Masse liegt.
Der von der Quelle 3 gelieferte Strom wird im wesentlichen durch den Wert des Widerstandes 4 bestimmt. Wenn z. B. die Quelle 3 eine Spannung von 6 V und der Widerstand 4 einen Wert von 1 k n hat, beträgt dieser Strom zirka 6 mA. Angenommen, dass die Schwellwertspannung der Emitter-Basisstrecke des Transistors 1 die der Diode 2 übersteigt und dass das an die Basis des Transistors angelegte Potential Null ist, so durchfliesst der von der Quelle 3 gelieferte Strom im wesentlichen die Diode 2.
Die Quelle 6 liefert ebenfalls einen Strom, der im wesentlichen durch den Widerstand 7 bestimmt ist. Wenn z. B. angenommen wird, dass diese Quelle eine Spannungsquelle von 40 V ist und der Widerstand 7 einen Wert von 5,6 k 0 hat, beträgt dieser Strom zirka 7 mA.
Unter den vorgenannten Bedingungen entspricht der Kollektorstrom des Transistors 1 seinem Leck- trom Ico zwischen Kollektor und Basis oder ist nur wenig höher. Die Diode 8 hat eine Durchschlagsspan-
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nung oder Zenerspannung weit unterhalb 40 V, so dass der von der Quelle 6 gelieferte Strom von 7 mA den Widerstand 9 und diese Diode in Sperrichtung durchfliesst, an deren Klemmen er einen Spannungsab- fall bewirkt, wobei die Ausgangsklemme 10 auf ein verhältnismässig hohes negatives Potential, z. B. von - 1, 4 V, gebracht wird.
Wenn an der Basis des Transistors 1 ein negatives Potential, z. B. von-l, 2 V, gelegt wird, wird der
Transistor leitend. Der Verbindungspunkt seines Emitters und der Diode 2 wird auf diese Weise auf ein negatives Potential etwas niedriger als das an seine Basis angelegte Potential gebracht, was hinreicht, um die Diode 2 zu sperren, so dass der ganze von der Quelle gelieferte Strom den Kreis des Transistors 1 durchfliesst. Der Kollektorstrom entspricht dann praktisch 6 mA und der die Zenerdiode 8 durchfliessende Strom beträgt nicht mehr als zirka 1 mA, wobei die Ausgangsklemme 10 auf ein Potential von-0, 2 V ge- bracht wird.
Diese Stromlogikeinrichtung ist an sich bekannt. Sie nutzt aber die Hochfrequenzeigenschaften des verwendeten Transistors nicht so völlig aus, als dies z. B. bei mit sehr hohen Frequenzen arbeitenden
Rechenmaschinen wünschenswert sein könnte.
Die Fig. 2 gibt eine graphische Darstellung des vorgenannten Artikels von Henle und Walsh wieder, welche die Grenzfrequenz des Kollektor-Emitter-Stromverstärkungsfaktors eines Transistors als Funktion seiner Basis-Kollektorspannung und seines Kollektorstroms zeigt. Diese graphische Darstellung zeigt eben- falls eine Belastungsgerade R, welche die Achse der Spannungen in einem Punkt H (Aus) schneidet, wel- cher der Speisespannung des Kollektors entspricht und die eine einer Grenzfrequenz von 135 MHz entsprechende Kurve in einem Punkt E schneidet, welcher z.
B. einem Höchststrom von 6 mA des Transistors
1 von Fig. 1 entspricht. Der'Höchstwert des Stroms des Transistors 1 ist auf den der Quelle 3 beschränkt und der Minimalwert seiner Kollektor-Basisspannung ist ebenfalls dadurch beschränkt, dass die Quelle 6 mehr Strom als die Quelle 3 liefert, so dass die Kollektor-Massespannung höher als die Zenerspannung der
Diode 8 bleibt, welche selbst höher ist als die maximale negative Spannung, die zwischen der Basis des Transistors und Masse angelegt werden kann. Der Punkt E kann also günstig gewählt werden, z. B. derart, dass der Transistor 1 längs des grössten Teiles seiner Belastungsgeraden in einem Gebiet arbeitet, worin seine Grenzfrequenz gleich 135 MHz oder höher ist.
Wenn der Transistor 1 nicht leitend ist (Punkt H in Fig. 2), ist seine Grenzfrequenz aber weit niedri- ger als 135 MHz und sogar niedriger als 70 MHz. Dieser Effekt wird der verhältnismässig hohen Kapazität der Übergangsschicht des Emitters des Transistors zugeschrieben, welche Kapazität hauptsächlich dann wirksam und schädlich ist, wenn der Transistor nicht leitend oder nur sehr schwach leitend ist.
DerTransistor würde also ein noch schnelleres und wirksameres Element einer Einrichtung für ein lo- gisches System bilden, wenn er bei einer solchen Einrichtung in Klasse A arbeiten könnte, das heisst z. B. zwischen den Punkten H'und E von Fig. 2.
Bei der Einrichtung nach Fig. l ist ein solches Arbeiten in Klasse A dadurch erreichbar, dass beim
Wert des die Diode 2 durchfliessenden Stroms, wenn der Transistor am wenigsten leitend ist, der Span- nungsabfall an den Klemmen dieser Diode die Schwellwertspannung der Emitter-Basisstrecke des Transi- stors übersteigt. Infolgedessen polarisiert dieser Spannungsabfall, z. B. von 0, 8 V, die Emitter-Basisstrecke des Transistors in der Vorwärtsrichtung, so dass sein Emitter-Kollektorkreis ebenfalls etwas leitend ist. Der die Diode durchfliessende Strom wird z.
B. 5 mA betragen und der Emitterstrom des Transistors wird durch den Unterschied zwischen den unterschiedlichen Spannungsabfällen an den Klemmen der Diode und der
Emitter-Basisstrecke des Transistors und durch den Widerstand 5 des Basiskreises dieses Transistors bei etwa 1mA stabilisiert. Daraus geht hervor, dass der die Diode 8 durchfliessende Strom also zwischen 6 mA und
1 mA schwankt, so dass die Spannung an der Ausgangsklemme 10 zwischen-l, 2 und -0, 2 V schwankt und hinreicht, um eine entsprechende, mit der dargestellten Einrichtung in Kaskade geschaltete Einrich- tung zu steuern.
Die Massenherstellung der Einrichtung nach Fig. l bereitet in der Praxis Schwierigkeiten wegen der
Toleranzen und der Änderungen der unterschiedlichen Schwellspannungswerte der Transistoren und Dioden während der Produktionszeit. Infolge dieser Schwierigkeiten ist es nötig, die Transistoren auszuwählen und ebenfalls die Dioden für jede Partie ausgewählter Transistoren auszuwählen. Diese Schwierigkeiten sind anscheinend noch grösser, wenn man den Transistor in Klasse A zu betreiben wünscht, weil in diesem
Fall den Toleranzen und Änderungen des inneren Widerstandes der Diode bei einem verhältnismässig hohen
Stromwert Rechnung zu tragen ist. Der Spannungsabfall an den Klemmen der Diode, wenn diese leitend ist, kann aber leicht erhöht werden mittels eines in Reihe mit dieser Diode geschalteten Widerstandes.
Um die vorerwähnten Schwierigkeiten in bezug auf Toleranzen und Änderungen zu beseitigen, schal- tet man nach einem Merkmal der Erfindung eine Schwellwertdiode in Durchgangsrichtung in Reihe mit
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Siliziumdiode mit einer verhältnismässig hohen Schwellwertspannung. Sie hat eine doppelte Aufgabe :
1. Befreit sie den Fabrikant von Transistoren, Dioden oder fertigen Einrichtungen von jeder Sorge, was die Schwellwertspannungen der verwendeten Transistoren und Dioden betrifft.
Es ist nämlich immer möglich, für die Schwellwertdiode eine Diode von einem Typ zu wählen, dessen Schwellwertspannung immer höher als die des für die Diode 2 gewählten Typs ist, so dass sowieso die Schwellwertspannung des die Schwellwertdiode und die Emitter-Basisstrecke des Transistors enthaltenden Kreises jedenfalls immer höher als die Schwellwertspannung der Diode 2 sein wird.
2. Schützt die Schwellwertdiode 11 die Basis-Emitterstrecke des Transistors 1 sehr wirksam gegen einen etwaigen Durchschlag, falls eine zu hohe Rückwärtsspannung unversehens an seiner Basis auftreten sollte. Die Durchschlagsrückwärtsspannung der Basis-Emitterstrecke eines Hochfrequenztransistors, und namentlich eines Diffusionsflächentransistors, ist nämlich niedrig. u. zw. von der Grössenordnung von 1 oder einigen wenigen Volt. Im Gegensatz dazu ist die Durchschlagsrückwärtsspannung oder Zenerspannung der
Schwellwertdiode, z. B. einer schnellen Siliziumdiode, verhältnismässig hoch, z. B. höher als 50 V.
Bei der Abwandlung nach Fig. 3 umfasst die Einrichtung eine Schwellwertdiode 11, die in Durchgangs- richtung in der Emitterverbindung des Transistors l, zwischen diesem Emitter und dem Knotenpunkt der
Diode 2 und des Widerstandes 4 eingeschaltet ist.
Nach einem Merkmal der Erfindung sind die Halbleiterelemente der Einrichtung, die von einer ge- strichelten Linie in Fig. 3 umgeben sind und den Transistor 1, die Diode 2, die Kopplungsdiode 8 und die
Schwellwertdiode 11 umfassen, in einer gemeinsamen Schutzhülle untergebracht, z. B. in Kunststoff ein- gebettet. Die Schutzhülle kann gegebenenfalls auch die Widerstände der Einrichtung enthalten, z. B. die
Widerstände 4,5 und 7 oder 5,7 und 9 von Fig. 1, oder die entsprechenden Widerstände von einer der
Einrichtungen nach Fig. 3.
Bei der Abwandlung nach Fig. 4 liegt die Schwellwertdiode 11 zwischen der Eingangsklemme einer jeden Einrichtung und der Basis des entsprechenden Transistors 1. Diese Diode kann also ebenfalls zu- gleich als Element eines logischen Systems mit Dioden dienen, um zwei oder mehr als zwei Einrichtungen miteinander zu verbinden. In diesem Fall ist es erforderlich, den Knotenpunkt der Diode 11 und der Basis des Transistors mit Masse (über Widerstand 12), oder über einen Leckwiderstand 13 mit dem Knotenpunkt der Diode 2 und des Widerstandes 4 zu verbinden.
Der Widerstand 12 oder 13 verringert natürlich die Wirksamkeit der Schwellwertdiode 11 in bezug auf Fixierung des Arbeitspunktes des Transistors 1 im "Aus"-Zustand, und um die gleiche Unempfindlichkeit in bezug auf Toleranzen wie bei der Abwandlung nach Fig. 3 zu erhalten, empfiehlt es sich eine zweite Schwellwertdiode 14 zu verwenden, die zwischen dem Emitter des Transistors 1 und dem Verbindungspunkt der Diode 2 und des Widerstandes 4 eingeschaltet ist, wie im rechten Teil von Fig. 4 angedeutet ist.
Fig. 5 zeigt eine zweite Ausführungsform der Einrichtung nach der Erfindung, bei der der Kollektor des Transistors 1 unmittelbar mit der Rückwärtsspannungsquelle 6 und die Ausgangsklemme 10 unmittelbar mit dem Emitter dieses Transistors verbunden ist. Diese Einrichtung kehrt also die empfangenen Signale nicht um und ihre Spannungsverstärkung ist etwas niedriger als 1, so dass die Anzahl solcher Einrichtungen, die ohne Zwischenspannungsverstärkung in Kaskade geschaltet werden können, beschränkt ist.
Die Basis- und Emitterkreise entsprechen im übrigen denen der in Fig. 3 dargestellten Einrichtungen.
Die Quelle 3 ist eine Spannungsquelle von 3 V, der Widerstand hat einen Wert von zirka 1000 0, die Quelle 6 ist eine Spannungsquelle yon -2V, und der Aufladewiderstand 9 hat einen Wert von 200 ss.
Wenn das an die Basis des Transistors 1 angelegte negative Potential schwach ist, z. B. von der Grö- ssenordnung von-0. 2V, wird der grösste Teil des von der Quelle 3 gelieferten Stroms, z. B. ein Strom von 2, 5 mA, die Diode 2 durchfliessen, während der die Schwellwertdiode 11 durchfliessende Strom zirka 0,5 mA beträgt. Der Emitterstrom des Transistors 1 entspricht der Summe des die Schwellwertdiode 11 durchfliessenden Stroms von 0, 5 mA und des Stroms über den Aufladewiderstand 9. Der letztgenannte Strom ist seinerseits vom Potential des Emitters des Transistors 1 abhängig. Es sei angenommen, dass dieses Potential-0, 1 V beträgt und dass die Emitter-Basisspannung des Transistors, die einem Strom von der Grössenordnung eines mA entspricht, 0, 1 V beträgt.
Der Belastungsstrom beträgt dann ebenfalls 0,5 mA. Die Spannung an den Klemmen der Schwellwertdiode beträgt 0,6 V und die an den Klemmen der Diode 2 ist 0, 5 V.
Wenn die an der Basis des Transistors 1 angelegte negative Spannung hoch ist, z. B. von der Grössenordnung von-l, 2 V, so fällt das Potential des Emitters-des Transistors etwa auf-l, 05 V, so dass der den Belastungswiderstand 9 durchfliessende Strom zirka 5 mA und der Strom über die Schwellwertdiode 11 zirka 3 mA beträgt, Bei diesem Strom beträgt der Spannungsabfall an den Klemmen der Schwellwertdlode 0,72 V, so dass die Diode 2 durch eine negative Spannung von -0, 33 V gesperrt ist.
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Die der Ausgangsklemme 10 übertragenen Spannungen sind also -0, 1 V bei einer Eingangsspannung von -0, 2 V, wobei der Transistor 1 im"Aus-Zustand (Punkt H'in Fig. 2) ist, und-l, 05 V bei einer Ein- gangsspa : mung von-l, 2 V, wobei der Transistor im"Ein"-Zustand ist (Punkt E in Fig. 2).
Bei der in Fig. 6 dargestellten dritten Ausführungsform ist die Diode 2 ersetzt durch einen Widerstand
14 in Reihe mit der Emitter-Basisstrecke eines zweiten Transistors 2" von gleichem Leitfähigkeitstyp wie der Transistor 1. Die Basis dieses Transistors ist mit einer Quelle 15 konstanter negativer Polarisations- spannung, z. B. von-0, 9 V, verbunden ; sein Kollektor wird über einen Widerstand 7"aus der Quelle 6 gespeist und ist über eine Kopplungsdiode 8"mit einer zweiten Ausgangsklemme 10" gekoppelt, wobei die erwähnte Ausgangsklemme über einen Widerstand 9" an Masse liegt.
Wenn die an der Basis des Transistors 1 angelegte negative Spannung schwach ist, z. B. von der Grö- ss'enordnung von -0, 2 V, fliesst der grösste Teil des von der Quelle 3 gelieferten Stroms, z. B. ein Strom von 5 mA, über den Widerstand 14 und die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 2". Der Widerstand
14 ist derart gewählt, dass ein Potential von zirka +0,55 V am Verbindungspunkt der Schwellwertdiode 11 und dieses Widerstandes, z. B. von 260 ss, auftritt. Unter diesen Bedingungen fliesst ein schwacher Strom, z. B. von der Grössenordnung von 10 gA, über die Basis-Emitterstrecke des Transistors 1, und der Emitter- strom dieses Transistors über die Schwellwertdiode 11 beträgt zirka 1 mA.
Die Spannung an der Ausgangsklemme 10 ist verhältnismässig stark negativ und kann durch Regelung des Widerstandes 7 oder der Spannung der Quelle 6 z. B. auf-1, 4 V eingestellt werden. Die Spannung an der zweiten Ausgangsklemme 10" ist aber schwach negativ, z. B.-0, 2 V.
Wenn die an der Basis des Transistors 1 angelegte negative Spannung hoch ist, z. B.-1, 4 V, sind die
Verhältnisse umgekehrt : Der Transistor 1 liefert einen Strom von zirka 5 mA, das Potential am Verbindungspunkt der Diode 11 und des Widerstandes 14 ist zirka-0, 2 V und ein verhältnismässig schwacher Strom, z. B. ein Strom von zirka 1 mA, fliesst über den Widerstand 14 und die Emitter-Kollektorstrecke des Transistors 2".
Unter diesen Bedingungen beträgt das Potential der Ausgangsklemme 10 -0, 2 V und dasjenige der zweiten Ausgangsklemme 10" zirka -1, 4 V.
Es sei bemerkt, dass die Transistoren 1 und 2" beide in Klasse A arbeiten. Es leuchtet ein, dass eine veränderliche PolarisÅationsspannung ebenfalls an die Basis des Transistors 2" angelegt werden kann, so dass die Ausgangsspannung von zwei zugleich auftretenden Bedingungen abhängt. Man erhält z. B. eine schwache Spannung an der Klemme 10 und eine starke Spannung an der Klemme 10" nur dann, wenn die an der Basis des Transistors 2"angelegte negative Vorspannung ihrem Betrage nach kleiner ist als die verhältnismässig hohe, an der Basis des Transistors 1 angelegte negative Spannung. Auf diese Weise lässt sich also eine Vergleichseinrichtung für schwache Spannungen oder eine"UND-Schaltung verwirklichen.
Es kann auch der Transistor 2" durch eine an seiner Basis angelegte positive Polarisationsspannung von einigen Zehntel Volt gesperrt werden, wobei der Transistor 1 stark leitend wird : Dies gestattet eine "ODER"Schaltung zu verwirklichen.
Wenn man nur eine einzige der Ausgangsklemmen 10 und 10" verwendet, können natürlich die Kopplungsteile der andern dieser Klemmen entfallen, entweder die Kopplungsdiode 8 und der Belastungswiderstand 9 oder die Diode 8" und der Widerstand 9". Der von der Quelle 6 gelieferte Strom wird sich dann aber um den gleichen Wert ändern wie der Kollektorstrom des Transistors 1 bzw. 2", statt im wesentlichen konstant zu bleiben.
Fig. 7 ist das Schaltbild eines Systems mit Einrichtungen des an Hand von Fig. 3 beschriebenen Typs, das eine "ODER"-Schaltung mit drei Eingängen bildet. Die Diode 2, die Gleichspannungsquelle 3, der Widerstand 4, die Rückwärtsspannungsquelle 6, der Widerstand 7, die Kopplungsdiode 8, der Belastungwiderstand 9 und die Ausgangsklemme 10 sind den drei verwendeten Einrichtungen gemeinsam, welche die Transistoren l, l* und l", die Eingangswiderstände 5, 5' und 5" und die Schwellwertdioden 11, 11' und 11"enthalten.
Ein an der Basis von irgendeinem der Transistoren 1, l'und l"angelegter negativer Impuls wird der Ausgangsklemme 10 in umgekehrter Form übertragen. Ein zugleich an der Basis von einem oder jedem der zwei andern Transistoren angelegter negativer Impuls ist unwirksam, weil der von einem einzigen Transistor gelieferte verhältnismässig starke Strom hinreicht, um die Diode 2 zu sperren.
Die"ODER-Schaltung der Fig. 7 ist nur beispielsweise dargestellt. Es leuchtet ein, dass die Einrich- tung nach der Erfindung in einer beliebigen Torschaltung oder in einer sonstigen logischen Einrichtung zur Verwendung kommen kann.
Fig. 8 ist das Schaltbild einer Kippschaltung mit zwei Einrichtungen von dem an Hand von Fig. 3 beschriebenen Typ und einer Steuerstufe, die aus dieser Kippschaltung eine Stufe eines Binärzählers macht.
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Die Kippschaltung umfasst zwei Einrichtungen l, 2,4, 7,8, 9 und 1', 2', 4', 7', 8', 9', wobei die Basis des Transistors l dem Verbindungspunkt der Kopplungsdiode 8'und des Belastungswiderstandes 9' der Einrichtung mit dem Transistor 1', und die Basis dieses Transistors mit dem Verbindungspunkt der
Diode 8 und des Widerstandes 9 der Einrichtung mit dem Transistor 1 verbunden ist. Die beiden Enrich- tungen werden aus den gleichen Gleichspannüngs-bzw. Rückwärtsspannungsquellen 3 und 6 gespeist.
Unter diesen Bedingungen leuchtet es ein, dass, wenn die Diode 2 leitend ist, der Verbindungspunkt der Elemente 8 und 9 verhältnismässig negativ ist, so dass der Transistor l'gut leitend und die Diode 2' gesperrt ist (Zustand"Aus"). Wenn im Gegensatz dazu die Diode 2 gesperrt ist, ist der Verbindungspunkt der Elemente 8 und 9 schwach negativ, so dass der Transistor l'schwach leitend und die Diode 2'leitend ist (Zustand "Ein"), Die Kippschaltung ist also bistabil.
Die Steuerstufe umfasst einen dritten Transistor 15, dessen Basis mit einer Eingangsklemme 17 ver- bunden ist und über einen Widerstand 16 an Masse liegt. Der Kollektor dieses Transistors ist unmittelbar mit der Rilckwärtsspannungsquelle 6 verbunden und sein Emitter liegt über einen Belastungswiderstand 18 an Masse. Der Verbindungspunkt des Emitters des Transistors 15 und des Widerstandes 18 ist mit dem Ver- bindungspunkt der Dioden 2,11 und des Widerstandes 4 über einen Kondensator 19 und mit dem Verbin- dungspunkt der Dioden 2', 11'und des Widerstandes 4'liber einen Kondensator 19'gekoppelt.
Der Transistor 15 ist normal nicht leitend, da seine Basis im wesentlichen das gleiche Potential wie sein Emitter hat. Wenn ein negativer Impuls an die Eingangsklemme 17 angelegt wird, wird ein negati- ver Impuls von im wesentlichen gleicher Amplitude an den Klemmen desBelastungswiderstandes 18 durch den vom Transistor 15 gelieferten und über diesen Widerstand fliessenden Strom erzeugt.
Wenn z. B. die Diode 2'vor der Zufuhr des Eingangsimpulses leitend war (Zustand "Ein"), wobei der
Transistor l'schwach leitend, der Transistor 1 stark leitend und die Diode 2 nichtleitend war, so wird der den Verbindungspunkten der Dioden 2,11 und der Dioden 2', 11'zugeführte negative Impuls den Transi- stor 1 momentan sperren, ohne den Zustand der Diode 2 zu ändern, und den Transistor l* und die Diode
2'ebenfalls zu sperren. Da der Transistor l'jedoch anfangs schwach leitend ist, wird der bei seiner Sper- rung an seinem Kollektor erzeugte, der Basis des Transistors l übertragene negative Impuls eine kleinere
Amplitude haben als der durch den gleichen Eingangsimpuls am Kollektor des anfangs stark leitenden
Transistors 1 erzeugte, der Basis des Transistors l* zugeführte Impuls.
Anderseits war die Diode 2 anfangs gesperrt, während die Diode 2'zu Beginn leitend war. Infolgedessen erfolgt die Sperrung der Diode 2' mit einer gewissen Verzögerung wegen ihrer dynamischen Kapazität, d. h. wegen der in dieser Diode an- gesammelten freien Ladungsträger, die sogar zu Beginn den Durchgang eines kurzen RUckstromimpulses über die erwähnte Diode 2'gestatten. Die Basis des zu Beginn stark leitenden Transistors 1 erhält somit einen schwachen negativen, leicht verzögerten und abgerundeten Impuls, während die Basis des zu Be- ginn schwach leitenden Transistors l'einen starken negativen, unverzögerten Impuls erhält. Der letzt- genannte Transistor wird also unmittelbar nach dem am Emitter des Transistors 15 erzeugten Impuls stark leitend, während der Transistor 1 schwach leitend wird, so dass die Diode 2 leitend wird.
Diese Wirkung- weise beruht auf dem Unterschied zwischen den unterschiedlichen Umkehrverhalten der Germaniumdio- den 2 bzw. 2'einerseits und der Siliziumdioden 11 bzw. 11'und der Hochfrequenztransistoren 1 bzw. 1' anderseits. Der Zustand der Diode 2 unterliegt keiner Umkehrung, während der Zustand der Diode 2'eine
Umkehrung erfährt. Da diese Diode unter den vorgenannten Anfangsverhältnissen das langsamste Element der Kippschaltung ist, würde dieses Element am letzten wieder in seinen Anfangszustand zurückkehren und es verbleibt also im umgekehrten Zustand.
Es sei bemerkt, dass die Kippschaltung unempfindlich ist gegen bei Rückkehr des Transistors 15 in seinen nichtleitenden Anfangszustand durch Differentierung erzeugte positive Impulse. Diese Impulse werden tatsächlich sehr stark dadurch abgeschwächt, dass der Kreis des Emitters des Transistors l'oder 1 stark leitend ist bzw. dass der Kreis des Emitters des Transistors 1 oder 11 schwach leitend ist und der Kreis der zugeordneten ebenfalls leitenden Diode 2 oder 2'eine sehr geringe Impedanz für solche Impulse hat.
Fig. 9 ist das Prinzipschaltbild eines logischen Systems mit Dioden, das eine Anzahl von Einrichtungen vom Typ nach Fig. 4 umfasst, z. B. im rechten Teil dieser Figur. Dieses System umfasst drei in Kaskade geschaltete Stufen, welche Stufen drei Einrichtungen 20, 20'und 20"mit ihren Eingangswiderstän-
EMI7.1
Drei Eingangskreise mit. den Ausgangswiderständen 9, 9'bzw. 9"vorangehender Einrichtungen sind mit den Eingangskreisen der Einrichtungen 20, 20'bzw. 20"über Dioden 21, 21'und 21"gekoppelt, die ebenfalls als Schwellwertdioden für diese Einrichtungen dienen können.
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Die Ausgangskreise der Einrichtung 20 und 20'sind mit dem Eingangskreis der Einrichtung 30 über die Dioden 31 und 31'gekoppelt, die als Schwellwertdioden für diese Einrichtungen dienen können.
Der Ausgangskreis der Einrichtung 30 ist mit den Eingangskreisen der Einrichtungen 40, 40'und 40" über Dioden 41, 41'und 41"gekoppelt, die als Schwellwertdioden fUr diese Einrichtungen dienen können.
Der Ausgangskreis der Einrichtung 20" ist ebenfalls mit den Eingangskreisen der Einrichtung 40,40' und 40" über eine Diode 31" in Reihe mit besonderen Dioden 42, 42'und 42" gekoppelt, die als Schwell- wertdioden für die Einrichtungen 40, 40'und 40" dienen können.
Schliesslich sind die Ausgangskreise der Einrichtungen 40, 40'und 40"mit den Ausgangsklemmen 50,
50'bzw. 50"verbunden.
Es sei bemerkt, dass im dargestellten System jede der Einrichtungen 30,40, 40'und 40"mit ihren
Eingangsdioden 31 und 31'bzw. 41 und 42, 41'und 42'oder 41"und 42"eine logische Funktion "ODER" erfüllt und dass jede'der Einrichtungen 20" und 30 die drei Einrichtungen 40, 40'und 40"der letzten Stufe steuert.
Das System nach Fig. 9 ist lediglich beschrieben worden, um einen Begriff davon zu geben, wie die
Einrichtungen nach der Erfindung bei einem logischen System mit Dioden zur Verwendung kommen können.
Selbstverständlich beschränkt sich die Erfindung nicht auf die Einrichtungen, das Tor, die Kippschal- tung oder auf das logische System, die beschrieben wurden, sondern sie umfasst jegliche Ausführungsform und Abwandlung solcher Einrichtungen, Tore, Kippschaltungen und logischer Systeme, die mit solchen Einrichtungen versehen sind.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Einrichtung für ein logisches System, mit einem Transistor, dessen Basis Steuerimpulse zugeführt werden und Speisespannungsquellen fUr den Emitter-Kollektorkreis des Transistors, dadurch gekennzeichnet, dass sie ausserdem Spannungsquellen besitzt, um eine schwache vorwärtsgerichtete Vorspannung zwi- schen der Basis und dem Emitter des Transistors anzulegen, und dass die erwähnten Vorspannungs- und Speisequellen derart ausgebildet und bemessen sind, dass bei einem ersten Pegel des Eingangssignals, bestehend aus den genannten Steuerimpulsen, der Kollektorstrom des Transistors einen Ruhewert erreicht, der den Wert seines Sperrstroms übersteigt,
und dass beim andern Pegel des Eingangssignals dieserKollek- torstrom den genannten Ruhestrom beträchtlich übersteigt und kleiner bleibt als der Wert, bei dem die Kollektor-Basisspannung ihr Vorzeichen ändert.