DE1221278B

DE1221278B - Phasengezogener Oszillator zur Verwendung in Regenerativverstaerkern fuer PCM-UEbertragungssysteme

Info

Publication number: DE1221278B
Application number: DEST22463A
Authority: DE
Inventors: Jacques Vartanian
Original assignee: Standard Elektrik Lorenz AG
Current assignee: Alcatel Lucent Deutschland AG
Priority date: 1963-08-08
Filing date: 1964-07-28
Publication date: 1966-07-21
Also published as: NL6409070A; FR1379675A; CH417683A; GB1021285A; BE651517A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. GL:

H03k

Deutsche KL: 21 al - 36/12

Nummer: 1221278

Aktenzeichen: St 22463 VIII a/21 al

Anmeldetag: 28. Juli 1964

Auslegetag: 21. Juli 1966

Die Erfindung betrifft einen Oszillator zur Verwendung in Regenerativverstärkern für PCM-Übertragungssysteme, der durch willkürlich eintreffende periodische Signale phasengezogen ist.

Mit dem Ausdruck »willkürlich eintreffende periodische Signale« bezeichnet man solche Signale, die nicht ständig vorliegen und die z. B. durch periodische Signalzüge gebildet werden, die durch Zeiten getrennt werden, während denen kein Signal vorliegt oder durch Signale von konstanter Dauer, die in digitaler Form (PCM, Delta-Modulation usw.) übertragen werden. Bei einem PCM-System wird die Information in zeitlicher Folge in Form von Zahlen übertragen, die in einem Binärcode ausgedrückt werden, wo bei jedem Codesignal ein festgelegter Zeitabschnitt oder eine Zeitlage zugeordnet ist. Im allgemeinen wird die Ziffer 1 durch die Übertragung eines Impulses dargestellt, der einen Formfaktor von 0,5 hat, und eine Ziffer 0 dadurch, daß kein Signal übertragen wird.

Bei der Übertragung werden die Zeitlagesignale, die die Zeiten festlegen, die den verschiedenen Ziffern zugeordnet sind, durch einen sehr stabilen Taktgeber erzeugt. Während der Übertragung sind die Nachrichtensignale Dämpfungen der Amplituden und Phasenverzerrungen unterworfen, so daß es notwendig ist, sie in Verstärkern zu regenerieren. Dabei enthalten die Verstärker einen vereinfachten örtlichen Taktgeber, der z. B. durch die Nachrichtensignale synchronisiert wird. Es ist bekannt, als örtlichen Taktgeber einen phasengezogenen Oszillator zu verwenden. *

Es ist weiterhin bekannt, daß ein Phasenregelkreis wie ein Bandpaßfilter wirkt, das sich automatisch auf die Frequenz der eingehenden Signale einstellt. Er unterdrückt die Phasenschwankungen (Jitter) und bildet eine Frequenz-Torschaltung, die der Trägerfrequenz folgt, wenn diese langsamen Änderungen oder Doppleränderungen unterworfen ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen phasengezogenen Oszillator zur Verwendung in Regeneratiwerstärkern für PCM-Übertragungssysteme zu schaffen. Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß das Eingangssignal und ein örtlich erzeugtes Taktsignal in einem Phasendiskriminator verglichen und dann über einen Tiefpaß geführt werden, der ein Signal abgibt, dessen Amplitude proportional der mittleren Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen ist, und daß dieses Signal und ein den Mittelwert der Taktsignale darstellendes Signal an einen integrierenden Differentialverstärker angelegt wird, dessen Ausgangssignal die Frequenz des das Phasengezogener Oszillator zur Verwendung
in Regenerativverstärkern für
PCM-Übertragungssysteme

Anmelder:

ίο Standard Elektrik Lorenz Aktiengesellschaft,
Stuttgart-Zuffenhausen, Hellmuth-Hirth-Str. 42

Als Erfinder benannt:
Jacques Vartanian, Paris

Beanspruchte Priorität:

Frankreich vom 8. August 1963 (944121)

Taktsignal erzeugenden Oszillators steuert, und daß eine Frequenzsynchronisierungsanordnung vorgesehen ist, die dann arbeitet, wenn in an sich bekannter Weise eine Desynchronisierung festgestellt wird, und die an ihrem einen Ausgang ein Signal von der Dauer des Desynchronisierungsimpulses und an ihrem anderen Ausgang ein andauerndes Signal derart abgibt, daß der beim Überschreiten einer vorgegebenen Phasenabweichung nicht mehr phasengezogene Oszillator von einer Grenzfrequenz bis zur anderen Grenzfrequenz steuerbar und beim Erreichen der empfangenen Frequenz wieder phasenregelbar wird.

Die Erfindung wird nun an Hand der in den Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein allgemeines Blockschaltbild eines phasengezogenen Oszillators gemäß der Erfindung,

Fig. 2 die Frequenz-Spannungs-Charakteristik des Oszillators 100,

Fig. 3 verschiedene Signaldiagramme,

Fig. 4 die Schaltung des Phasendiskriminators 110,

F i g. 5 eine Kurve, die die Totalzeit der Signale als Funktion der Phasenbeziehung im Phasendiskriminator angibt,

F i g. 6 eine weitere Möglichkeit zur Ausbildung des Phasendiskriminators,

Fig. 7 eine erste Ausfuhrungsmöglichkeit für ein Tiefpaßfilter,

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F i g. 8 eine zweite Möglichkeit zur Ausführung eines Tiefpaßfilters und

F i g. 9 eine genauere Schaltung des integrierenden Differentialverstärkers und des Frequenzsynchronisierungskreises.

In der Fig. 1 ist ein phasengezogener Oszillator gemäß der Erfindung dargestellt, der einen Oszillator oder Taktgeber 100, einen Phasendiskriminator 110, die Tiefpaßfilter 120^4 und 1205, den integrierenden Differentialverstärker 130 und den Frequenzsynchronisierungskreis 150 enthält.

Für die folgende Beschreibung wird angenommen, daß die an den ersten Eingang 11 des Phasendiskriminators 110 angelegten Eingangssignale Pulscodemodulationssignale sind. Einige dieser Nachrichtensignale sind unter 11a in Form von negativen, rechteckförmigen Impulsen mit der Amplitude V und einem Formfaktor von 0,5 dargestellt. Diese Signale wurden schon in bekannter Weise regeneriert, sie sind jedoch noch einem Phasenjitter und langsamen Änderungen unterworfen. Die von dem Taktgeber 100' abgegebenen Signale sind unter 12 a als negative, rechteckförmige Impulse mit einem Formfaktor von 0,5 dargestellt und werden an den zweiten Eingang des Phasendiskriminators und an das Tiefpaßfilter 120B angelegt.

Der Phasendiskriminator 110 gibt an seinem Ausgang 13 Signale ab, deren Dauer proportional dem Phasenwinkel zwischen den Nachrichtensignalen und den Taktsignalen ist. Diese Signale werden an das Tiefpaßfilter 120.4 angelegt, das an seinem Ausgang 14 a ein Signal mit negativer Polarität abgibt, dessen Amplitude M den mittleren Wert der Phasenverschiebung angibt.

"Das Tiefpaßfilter 1205 ist dem Filter 120 Λ identisch und gibt an seinem Ausgang 14 b ein negatives Signal mit der Amplitude M₀ ab, das den mittleren Wert des Taktgebersignals darstellt. Wie weiter unten noch beschrieben wird, schwankt die Amplitude des Signals 14 α ebenfalls in Beziehung mit der Zahl während einer durchschnittlichen Periode empfangenen Nachrichtensignale. Der Diskriminator kann ein Signal von der Amplitude M₀ abgeben, wenn kein Nachrichtensignal während einer durchschnittlichen Periode empfangen ist oder wenn die zwei Signale um einen Winkel von 90° phasenverschoben sind.

Wenn Nachrichtensignale empfangen werden und wenn die Phasenabweichung nicht 90° beträgt, dann ist die Amplitude M des Signals 14 a größer oder kleiner als M₀ entsprechend dem Vorzeichen des Phasenwinkels zwischen den zwei Signalen. Die Signale M und M₀ werden an den Differentialverstärker 131 angelegt, der zwei Ausgänge hat, die mit R und Q bezeichnet sind. Wenn M~>M₀ ist, dann erscheint am Ausgang R ein positives Signal, und wenn M<.M₀ ist, dann erscheint am Ausgang Q ein negatives Signal. Jedes dieser beiden Signale kann im Absolutwert bis zu der maximalen Amplitude V gehen. Diese Ausgänge R und Q sind mit dem Integrationskreis 132 verbunden, der einen Integrationskondensator hat, dem ein Verstärker mit hohem Eingangswiderstand folgt.

Zur Vereinfachung der Beschreibung wird angenommen, daß dieser Verstärker eine Spannungsverstärkung 1 hat. Daraus folgt, daß der Kreis 132 an seinem Ausgang S eine Spannung abgibt, die das Zeitintegral der Differentialspannung (M — M₀) darstellt und eine Amplitude zwischen — V und +V hat. Diese Spannung wird über die Leitung 16 an den Kontrolleingang des Taktgebers 100 angelegt und steuert die Frequenz der Signale 12 c.
In der Fig. 2 ist in einer Kurve die Frequenz/ des Oszillators 100 über der Amplitude VS des an den Eingang angelegten Signals dargestellt. Die Frequenzen /1 und /2 sind diejenigen, die dann abgegeben werden, wenn der Integrationskondensator

ίο mit + V bzw. — V Volt geladen ist. Wenn zu einem Zeitpunkt die Impulszügella und 12a die gleiche Frequenz f haben, sieht man aus F i g. 2, daß die Spannung am Punkt S die Amplitude V hat. Wenn weiterhin diese beiden Signale eine Phasenverschiebung von 90° haben, dann ist M = M₀, und an den Ausgängen!? und Q des Differentialverstärkers 131 erscheint kein Ausgangssignal. Das System ist dann eingestellt, und die Signale sind in der Phase festgehalten. Wenn jedoch durch langsame Änderung der Mittelwert des Phasenwinkels zwischen den Signalen sich langsam von 90° fortbewegt, erscheint eine Spannung an einem der' Ausgänge R oder Q, und der Wert der Spannung am Punkt S wird in einer solchen Richtung geändert, daß diese Phasenverschiebung kompensiert wird.

Wenn bei den verglichenen Signalen eine Störung auftritt, z. B. eine Unterbrechung des Signals 11a, kann die Frequenz dieser Signale beim Wiedereinsetzen vollkommen verschieden von der Frequenz zum Zeitpunkt der Unterbrechung sein, oder der Integrationskondensator kann während der Unterbrechung entladen sein und veranlaßt eine Frequenzverschiebung des Taktgebers 100. In beiden Fällen unterscheiden sich die Frequenzen der beiden Signale um einen Wert, der Schwebungsfrequenz genannt wird. Das Ausgangssignal des Diskriminators 110 ist dann, wie es noch weiter unten erklärt wird, ein Signal, das eine Wechselkomponente enthält, die der Gleichstromkomponente vom Wert M₀ überlagert ist.

Die niedrigste Frequenz dieser Überlagerung ist die Schwebungsfrequenz. Wenn die Schwebungsfrequenz größer ist als die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 12QA, dann erhält man M = M₀, und der Differentialverstärker gibt keine Korrekturspannung zum Integrator 132 ab. Der Phasenrückkopplungskreis kann deshalb nicht arbeiten, wenn ein bestimmter Wert der Schwebungsfrequenz überschritten wird.

Um diesen Nachteil zu vermeiden, enthält der beschriebene Stromkreis eine Frequenzsynchronisierungsanordnung 150, die dann arbeitet, wenn eine Desynchronisierung festgestellt wird. Es wird angenommen, daß das System zur Feststellung der Desynchronisierung, das an sich bekannt ist und deshalb nicht beschrieben wird, ein Desynchronisierungssignal abgibt, wenn der Oszillator, nicht mehr phasengezogen ist. Dieses Signal wird an den Eingang 19 des Kreises 150 angelegt. Dieses Signal 19 veranlaßt das Arbeiten des Frequenzsynchronisierungskreises, der an seinem Ausgang 14 b ein dauerndes Signal und an seinem Ausgang 18 ein Signal von der Dauer des Desynchronisierungsimpulses abgibt. Die Polarität des Pulses 18 ist so, daß die Ladung des Integrationskondensators im Kreis 132 auf +V gebracht wird. Dadurch wird die Frequenz des Oszillators auf den Wert J_x (F i g. 2) gebracht. Andererseits entspricht die Polarität und die Amplitude des Signals, das vom Kreis 150 über seinen Ausgang 14 b abgegeben wird, einem negativen

Signal, das am Ausgang Q auftritt. Wenn diese Spannung an den durch das Signal 18 auf das Potential + V aufgeladenen Integrationskondensator angelegt wird, wird dessen Ladung auf der Wert — V gebracht, so daß der Oszillator einen Frequenzbereich von J₁ bis J₂ überstreicht. Solange die Schwebungsfrequenz einen hohen Wert hat, ist die Amplitude des Signals an dem Anschluß 14 a des Verstärkers 130 nahe dem Wert M₀, wie schon vorher beschrieben ist. Andererseits steigt diese Spannung in der Nähe des Synchronismus an, und es wird weiter unten an Hand der F i g. 9 beschrieben werden, daß die Amplitude einen bestimmten Wert V-Vd überschreiten kann, oberhalb dessen ein positives Signal am Ausgang R des Verstärkers 131 auftritt. Dieses über die Leitung 17 übertragene Signal wird dazu benutzt, das am Ausgang 14 b vorliegende Signal des Kreises 150 zu unterdrücken, so daß dieser Kreis wieder im Ursprungszustand ist und der Phasenziehkreis wieder arbeitet, wie schon vorher beschrieben wurde.

Die oben in Verbindung mit den F i g. 1 und 2 beschriebene Anordnung bildet ein System mit zwei Rückkopplungsschleifen. Die erste dieser Schleifen stellt die Phasenbeziehung sicher und die zweite die Frequenzsynchronisierung.

Im Phasenregelkreis wird das Fehlersignal durch ein Signal gebildet, das proportional dem mittleren Wert des Phasenwinkels zwischen den Eingangsund den Taktsignalen ist und das Signal für die Frequenzkorrektur, das an den Taktgeber angelegt wird, ist das Zeitintegral des Fehlersignals. Die Amplitude dieses Signals schwankt um den Wert der Spannung VS entsprechend dem Vorzeichen und der Amplitude des Fehlersignals. Wie bekannt ist, ist die Zeit zur Korrektur der Phase des Oszillators um so kürzer, je höher der Verstärkungsgrad in der Phasenregelschleife ist. Das ist auch der Grund, weshalb in der Praxis der Verstärkungsgrad des Verstärkers mit hohem Eingangswiderstand im Kreis 132 höher als 1 gewählt wird.

Es werden jetzt die Elemente beschrieben, die den phasengezogenen Oszillator gemäß der Erfindung bilden. Der Oszillator 100 ist ein symmetrischer Multivibrator bekannter Bauart, in dem die zwei Basen durch die Spannung VS, die am Eingang 16 anliegt, so vorgespannt werden, daß sich die Frequenz entsprechend dieser Spannung ändert.

Bevor der Phasendiskriminator 110 beschrieben wird, soll noch die Dauer der Takt- und Nachrichtensignale genauer als in Verbindung mit der Fig. 1 definiert werden. Es war aus Gründen der Vereinfachung angenommen, daß diese Signale einen Formfaktor von 0,5 haben. Dieser Wert kann jedoch in der Praxis wegen des Phasenjitters kaum eingehalten werden, und der Phasendiskriminator ist deshalb so aufgebaut, daß er die Fehlersignale abgibt, unabhängig vom Formfaktor der angelegten Signale.

In der F i g. 3 sind einige Signale dargestellt, die in dem Phasendiskriminator UO während einer Zeit von drei Rahmenperioden der Dauer T vorliegen. Diese Perioden sind mit T₁, T₂ und T₃ bezeichnet. Ein in der Zeitlage T₂ empfangenes Nachrichtensignal ist unter 3.1 dargestellt, und die durch den Oszillator 100 während der Zeitlagen T₁, T₂ und T₃ abgegebenen Taktsignale sind unter 3.2 dargestellt. Alle diese Signale haben negative Polarität und eine Amplitude V. Ihre Dauer ist mit A₀ für die Eingangssignale und mit A₁ für die Taktsignale bezeichnet. Man kann weiterhin ableiten: B₀ = T-A₀ und B₁ = T- A₁.

Der Phasenwinkel zwischen den beiden Signalen ist mit φ und wird in Bruchteilen der Zeit T bezeichnet. Um Unklarheiten über sein Vorzeichen zu vermeiden, wird er immer im positiven Sinn gemessen und gibt die Zeitverzögerung der Vorderkante des Taktsignals gegenüber der Vorderkante

ίο des Nachrichtensignals an.

In F i g. 4 ist der Phasendiskriminator 110 dargestellt, der die UND-Schaltungen Ul, 112, die Inverter 113, 114 und die ODER-Schaltung 115 enthält. In der Zeichnung ist dabei ein UND-Kreis symbolisch als Kreis dargestellt, ein ODER-Kreis durch einen Kreis mit der Ziffer 1 und ein Inverter durch ein Quadrat. Ist C ein Nachrichtensignal von der Dauer A₀, das am Eingang 11 anliegt, H ein Taktsignal von der Dauer A₁, das am Eingang 12

anliegt, und D das Signal, das am Ausgang 13 erscheint, dann erkennt man, daß der Kreis 110 die folgende logische Operation durchführt:

D = (CScTI)W(CScH).

Diese logische Operation kann man in einfacher Weise dadurch ausdrücken, daß der Diskriminator Signale nur dann abgibt, wenn nur eines der Signale vorliegt.

30" In der Fig. 3 ist unter 3.3 das Ausgangssignal 13 dargestellt, das man erhält, wenn der Phasenwinkel zwischen dem Taktsignal und dem Nachrichtensignal so ist, wie er dem Diagramm 3.2 entspricht. Man sieht, daß der Diskriminator während der Zeitlagen T₁ und T₃ ein einzelnes Signal abgibt, während denen kein Nachrichtensignal vorliegt, und daß die Dauer dieses Signals^ beträgt. Andererseits gibt er zwei Signale während der Zeitlage T₂ ab, während dem ein Nachrichtensignal vorliegt, und man sieht, daß die Gesamtdauer dieser zwei Signale

beträgt. Der in 3.2 dargestellte Phasenwinkel ist kleiner als T/2. Bei dem unter 3.4 dargestellten Diagramm der Taktsignale ist der Phasenwinkel größer als T/2, und man erhält für die Dauer dieses Ausgangssignals während der Zeitlage T₂:

Rechnet man jetzt DT für alle Phasenwinkel zwischen 0 und T, so stellt man fest, daß die Gesamtdauer der Ausgangssignale für einige Werte der Phasenwinkel konstant ist.

In der F i g. 5 ist die Kurve D_T = f (φ) dargestellt, und man sieht, daß diese Kurve durch vier gerade Linienelemente dargestellt ist und daß für Phasenwinkel zwischen 0 und A₀ — A₁ und zwischen B₁ und A₀ der Wert von D_T konstant ist. Wenn jedoch

die beiden Signale gleich lang sind und einen Formfaktor von 0,5 haben, dann verschwinden diese Phasenwinkelzonen, in denen D_T konstant ist, und die Kurve hat die Form eines gleichschenkligen Dreiecks mit einem maximalen Wert von D_T entsprechend T.

Bezeichnet man mit Cp₁ und φ₂ die Phasenwinkel, bei denen das Ausgangssignal des Diskriminators, wenn ein Nachrichtensignal vorliegt, dem Ausgangs-

signal gleich ist, wenn kein Signal vorliegt, dann erhält man

φ₁ — A₀Ii, \L·)

φ₂ = Τ-Α₁ + Α₀/2. (2)

Diese Beziehungen gelten für A₀ <C 2A₁.
Die Signale in der F i g. 3 stellen einen besonderen Fall dar, der durch die zwei Ungleichungen

A₀ + A₁ > T und A₀ > A₁

festgelegt ist. Wenn man die drei anderen möglichen Kombinationen betrachtet, sieht man, daß sie Kurven von gleicher Form ergeben wie die in der Fig 3. Man sieht, daß jede dieser Kurven die Linie der Ordinate A₁ in zwei Punkten schneidet, wenn

ist und daß unter diesen Bedingungen die Werte für φ_± und φ₂ jeweils durch die Gleichungen (1) und (2) gegeben sind. Man erkennt, daß diese Phasenwinkel diejenigen sind, bei denen die Vorder- oder Hinterkante des Taktimpulses mit der Mitte des Nachrichtensignals übereinstimmt.

In der F i g. 6 ist eine andere Ausführungsmöglichkeit für den Phasendiskriminatorkreis dargestellt, der die UND-Schaltungen 116,117, die Inverter 118, 119 und die ODER-Schaltung 126 enthält. Dieser Diskriminator arbeitet nach der logischen Funktion

D = (C &#)V(C &Ή).

Man kann erkennen, daß dieser Diskriminator die gleichen Eigenschaften wie derjenige hat, der in Fig. 4 dargestellt ist.

Die Tiefpaßfilter 120^4 und 1205 sind identisch und vom ÄC-Typ. Fig. 7" stellt eine erste Ausfüh-Tungsmöglichkeit für ein solches Filter dar, das aus dem Widerstand 121 und dem Kondensator 122 besteht. In der Fig. 8 ist eine weitere Ausführungsmöglichkeit für ein solches Filter dargestellt. Dieses besteht aus den Widerständen 123, 124 und einem Kondensator 125.

In der F i g. 9 ist ein genauer Stromlaufplan des Differentialverstärkers 131 und des Integrationskreises 132 dargestellt, die den integrierenden Differentialverstärker bilden, der in F i g. 1 mit 130 bezeichnet wurde. Der Verstärker 131 enthält zwei Differentialverstärker mit komplementärer Symmetrie, die die Transistoren 133, 134 bzw. 135, 136 enthalten und die im nachfolgenden als linker Verstärker oder rechter Verstärker bezeichnet werden. Die Signale mit der Amplitude M und M₀, die an den Ausgangsleitungen 14a und 14 & der Tiefpaßfilter auftreten, werden an die Eingangsanschlüsse angelegt, die die gleichen Bezugszeichen haben. Da die Transistoren im B-Betrieb arbeiten, sieht man bei Betrachtung der Figur, daß der erste von diesen Verstärkern bei M~>M₀ und daß der zweite bei M<.M₀ leitend ist. Beim linken Verstärker enthält die Last des Transistors 134 den Widerstand 137 und den Steuerkreis des Koppeltransistors 141 in gemeinsamer Emitterausbildung. Dieser Steuerkreis enthält einen Basisreihenwiderstand 139. Der rechte Verstärker ist ähnlich verbunden (Widerstände 138 bis 140) und steuert den Koppeltransistor 142. Die Kollektoren R und Q dieser Koppeltransistoren sind mit dem Kreis 132 verbunden, der die Lastwiderstände 143 und 144, den Integrationskondensator 145, den Entladewiderstand 149, die Diode 168 und. den Verstärker mit hohem Eingangswiderstand, der aus den Transistoren 146, 147 und dem Widerstand 148 besteht, enthält. Da die Koppeltransistoren 141 und 142 für den B-Betrieb vorgespannt sind, ist die Spannung, die an den Kondensator 145 (Punkt S') angelegt wird, entweder + V oder — V, abhängig davon, ob die Differentialspannung M-M₀ positiv oder negativ ist. Aus Gründen der Vereinfachung wird angenommen,

ίο daß die Ladung des Kondensators 145 linear ist. Dann stellt das Potential des Punktes S' das Zeitintegral der Spannung M-M₀ dar, die Grenzen dieser Spannung Hegen bei + V und — V.
Bei der Betrachtung der F i g. 1 wurde festgestellt, daß der Verstärkungsgrad des Verstärkers größer als 1 ist, und da er mit Spannungen zwischen + V und — V gespeist wird, ist sein Ausgang ebenfalls begrenzt zwischen diesen zwei Werten. Die Leitungen 17 und 18 sind mit den Leitungen verbunden, die in der F i g. 1 die gleichen Bezugszeichen haben, und der Widerstand 149 wird gebraucht als Entladewiderstand für den Kondensator 145, dessen Kapazität sehr groß sein kann.

Es wird jetzt die Arbeitsweise der Fehlersignale in den Kreisen 110, 120,4, 1205, 131 und 132 genauer betrachtet.

Bei der Beschreibung der F i g. 3 und 5 hat sich ergeben, daß die Dauer D_T der vom Diskriminator 110 während einer Zeitlage abgegebenen Signale von (A₀-A₁) bis (B₀+B ^) schwankt, wenn ein Nachrichtensignal vorliegt, und daß die Dauer dem Wert A₁ entspricht, wenn kein solches Signal vorliegt.

Wie in Fig. 1 unter lla und 12a dargestellt ist, haben die Eingangs- und Taktsignale erne Amplitude — V und der in Fig. 4 dargestellte Diskriminator 110 gibt ebenfalls Signale mit der Amplitude — V ab. Der mittlere Wert in einer Zeitlage T von einem Ausgangssignal der Dauer D_T ist im absoluten Wert dann V ■ D_T/T. Diese Signale werden an

das Tiefpaßfilter 120^4 angelegt, das ein Ausgangssignal 14 α abgibt, dessen Amplitude den Mittelwert des Eingangssignals über η aufeinanderfolgende Zeitlagen darstellt. Man erhält so

1. ein Signal der Amplitude M₀ = — V · AJT, wenn kein Nachrichtensignal am Eingang 11 während der η Zeitlagen anliegt,

2. ein Signal der Amplitude

M₁'= -V- (2φ+ A₁-A₀)IT

oder
M₁"= -V ■ (2T -2φ + A₀- A₁)ZT,

wenn η Nachrichtensignale während der η Zeitlagen empfangen werden und wenn der Phasenwinkel φ so ist, daß der Arbeitspunkt in einem der Teile der Kurve nach F i g. 5 mit positiver oder negativer Neigung liegt.

Bezeichnet man im allgemeinen mit H₁ die Zahl der Zeitlagen, in denen eine Ziffer 1 an den Eingangsanschluß 11 angelegt ist, und mit n₀ die Zahl der Zeitlagen, in denen eine Ziffer 0 empfangen wird (n = n₀ + H₁), dann ist der mittlere Wert des Ausgangssignals des Filters 120^

M = (n₀M₀ + U₁M₁)In.

ίο

Dieses Signal M wird an den Eingang 14 a des Verstärkers 131 angelegt, der auf dem Eingang 14 b das Signal M₀ erhält, das direkt vom Tiefpaßfilter 120 B abgegeben wird.

Es soll jetzt der Ausdruck A=M- M₀ betrachtet werden, der sowohl in Amplitude und Vorzeichen das Resultat der durch den Differentialverstärker ausgeführten Operation darstellt. Man erhält

Δ = (KM₀ + H₁M₁]Zn) -M₀ = [U₁In) (M₁ - M₀).

(3)

Unabhängig vom Wert von U₁ wird der Fehler Δ zu Null für M₁ = M₀, d. h. für die Werte der Phasenwinkel <p_x und φ₂, die durch die Gleichungen (1) und (2) gegeben sind, die während der Betrachtung des Diskriminators 110 aufgestellt wurden.

Ist jedoch M₁ = M₀, so stellen die Amplitude und das Vorzeichen dieses Fehlersignals die Amplituden und das Vorzeichen der Differenz zwischen den Signalen 11a und 12 a in bezug auf diese Werte ^₁ und φ._ζ dar. Bei der Betrachtung der Gleichung (3) erkennt man weiterhin, daß die Amplitude des Fehlersignals proportional der mittleren Nachrichtendichte ist. Bei der Betrachtung der F i g. 1 ist bereits festgestellt worden, daß die Schleifenverstärkung hoch ist, und dieser Verstärkungsgrad wird so festgelegt, daß man ein arbeitsfähiges Fehlersignal für einen minimalen Wert von U₁ (n_± = 1) bekommt.

Das Fehlersignal A, das ist das Signal, das an einem der Ausgänge R oder Q des Differentialverstärkers 131 (F i g. 1 und 9) erscheint, wird an den Integrator 132 angelegt, in dem es den Wert des Potentials am Punkt S in solch einer Richtung ändert, daß sich das Signal auslöscht.

Bei Δ = 0 sind die Signalella und 12a phasengezogen mit einem Phasenwinkel φ₁ oder <p₂.

Entsprechend der Änderung der Frequenz des Oszillators in bezug auf die Spannung VS (F i g. 2) entspricht nur einer dieser Phasenwinkel einem stabilen Arbeitspunkt. Hat man die in F i g. 2 gezeigte Charakteristik, und die Signale 12 und 13 haben eine negative Polarität, so entspricht der stabile Arbeitspunkt dem Phasenwinkel φ_ν

In der F i g. 5 ist dargestellt, daß die Gesamtdauer D₇ des vom Diskriminator 110 in Abhängigkeit vom Phasenwinkel zwischen den Signalen 11a und 12 a abgegebenen Signals zwischen 0 und T liegt. Wenn die zwei Signale nicht in einer festen Phasenbeziehung stehen, stellt die Abszisse ebenfalls die Zeitachse dar, auf der die Schwebungsperiode zwischen den zwei Signalen gemessen wird.

Wie man aus F i g. 5 erkennt, ist das Ausgangssignal aus dem Diskriminator 110 immer von gleicher Polarität, so daß es wie ein wechselndes Signal erscheint, das einer Gleichstromkomponente vom Wert M₀ überlagert ist. Die Linie der niedrigsten Frequenz von diesem wechselnden Signal liegt dabei bei der Schwebungsfrequenz.

Diese Frequenz steigt an, wenn die Signale vom Synchronismus auswandern, und wenn sie größer wird als die Grenzfrequenz des Filters 120 v4, wird nur noch die Gleichstromkomponente mit der Amplitude M₀ übertragen und A = O. Der Integrationskondensator 145 erhält jetzt keine Korrekturspannung mehr, so daß die Frequenz des Oszillators 100 der Frequenzwanderung nicht mehr folgen kann. Es ist deshalb notwendig, zu der Phasenkopplungsschleife noch eine Frequenzsynchronisierungsanordnung 150 vorzusehen, deren Stromlauf ebenfalls in der F i g. 9 dargestellt ist und die durch ein Signal geschaltet wird, das die Desynchronisation kennzeichnet.

Der Synchronisierungsfeststellungskreis gehört nicht zur Erfindung und kann auf verschiedene Weise aufgebaut werden. Man erkennt jedoch, daß das Signal am Ausgang 13 des Diskriminators 110 die Schwebungsfrequenz zwischen den Signalen darstellt und daß diese Information benutzt werden kann, um das Desynchronisierungssignal abzuleiten.

Im Ausführungsbeispiel ist ein positiver Impuls

auf der Basis von — V Volt mit einer Amplitude von zwei V und einer genügenden Dauer zur vollständigen Ladung des Integrationskondensators 145 (F i g. 9) über den Widerstand 149 als Desynchronisationssignal vorgesehen.

Zur Vereinfachung der Darstellung ist in der Zeichnung angenommen, daß er durch einen Umschaltkontakt 170 erzeugt wird, der normalerweise in der Position α ist. Auf diese Weise wird eine Spannung — V an die Leitung 18 angelegt, und wenn dieser Umschalter in der Stellung b ist, und zwar während der Dauer eines Desynchronisationsimpulses, wird eine Spannung + V an diese Leitung angelegt.

Der Frequenzsynchronisierungskreis wird durch

eine Flip-Flop-Schaltung gebildet, die die pnp-Transistoren 151,152, die Kollektorwiderstände 153,154, die Speisebrücken 155, 156 und 157 für den Transistor 151, und 158, 159 und 160 für den Transistor 152, die Rückkopplungsdioden 163, 164, die Entkopplungsdioden 165, 166 für den Steuerkreis und die Entkopplungsdiode 167 für den Ausgangskreis enthält. Die Entkopplungsdiode 167 kann, wie in der Figur dargestellt, nur eine einzige Diode sein, oder mehrere identische Dioden sind in Reihe geschaltet. Die Kondensatoren 161 und 162, die parallel zu den Widerständen 156 bzw. 159 liegen, sind gebraucht, wie es allgemein bekannt ist, um die Speicherzeit der Transistoren, die durch Sättigung arbeiten, zu verkürzen.

Die Arbeitsweise einer solchen Flip-Flop-Schaltung ist allgemein bekannt und soll deshalb nicht beschrieben werden.

Wenn ein Signal mit positiver Polarität an einem der Eingangsanschlüsse 17 oder 18 der Flip-Flop-Schaltung angelegt wird, so wird der entsprechende Transistor gesperrt mit einer Kollektorspannung von — V Volt und der andere Transistor gesättigt. Wenn der Oszillator phasengezogen ist, dann ist der Transistor 141 gesperrt oder gesättigt entsprechend dem Zeichen der Fehlerspannung A, so daß der Transistor 151 gesperrt ist und der Transistor 152 gesättigt. Unter diesen Bedingungen fließt kein Strom durch die Diode 167, deren Anode auf einem Potential von — V liegt und deshalb negativer ist als das Potential an der Kathode (Signal M₀ = V- A₁]T). Die Diode 166 ist gesperrt, wenn der Schalter 170 in der Stellung A ist.

Andererseits ist die Diode 165 leitend, wenn der Transistor 141 des Verstärkers 131 leitend ist oder wenn das Potential an dem Punkt S' genügend positiv ist, so daß die Basisspannung des Transistors 151 positiver wird. Daraus ergeben sich jedoch keine Nachteile, da dieser Transistor gesperrt sein muß.

Wenn der positive Desynchronisierungsimpuls an

die Leitung 18 angelegt wird, läßt er die Diode 168 leitend werden und veranlaßt die Aufladung des In-

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tegrationskondensators 145 auf den Wert + V über den Widerstand 149, so daß die Frequenz des Oszillators 100 (Fig. 1 und 2) auf den WertZ₁ gebracht wird. Dieses Signal läßt ebenfalls die Diode 166 leitend werden und steuert den Wechsel des Zustandes vom Flip-Flop 150. Der Transistor 152 wird gesperrt und der Transistor 151 gesättigt mit einer Kollektorspannung von e_x Volt, wenn e_x die Sättigungsspannung dieses Transistors bezeichnet. Da das Signal am Eingang 14 δ einen Wert M₀ hat, der negativer ist als — e_v wird das Entkopplungselement 167 leitend, und dieser Eingang wird auf ein negatives Potential der Amplitude Vd- e_x + me₂ gebracht, wenn e₂ den Spannungsabfall in einer Diode und m die Zahl der Dioden darstellt, die dieses Element 167 bilden. Dieser Wert kann gleichsam in die Ordinate der Kurve der Fig. 5 gebracht werden, indem man ihn in eine äquivalente Dauer TIVVd umwandelt.

Da das am Eingang 14 α anliegende Signal eine Amplitude

M₀= -V-A₁IT

hat, wenn der Oszillator desynchronisiert ist, erkennt man, daß der rechte Verstärker im Kreis 131 leitend ist und daß der Punkt S auf das Potential — V gebracht wird. Diese an den auf die Spannung + V Volt geladenen Integrationskondensatoren gebrachte Spannung bringt deshalb die Ladung auf den Wert — FVoIt, so daß der Oszillator 100 (Fig. 1) den Frequenzbereich von Z₁ bis Z₂ überstreicht.

Wie schon oben festgestellt ist, unterscheidet sich die Amplitude des Signals am Eingang 14 a nur gering vom Wert M₀, solange die Schwebungsfrequenz hoch ist.

Wird andererseits die Schwebungsfrequenz genügend klein, so daß sie durch das Tiefpaßfilter 120^4 übertragen wird, so schwankt das Signal am Ausgangspunkt 14a zwischen den Werten

(-VIT) (A₀ -A₁) und (-VIT)(B₀ +BJ. '

Hat man nun η so gewählt, daß
(VIT) (A₀-A₁

ist, dann wird der linke Verstärker des Kreises 131 leitend, und am Ausgang R erscheint ein positives Signal. Dieses Signal steuert über die Diode 165 einen Zustandswechsel im Flip-Flop 150, in dem jetzt der Transistor 151 gesperrt und der Transistor gesättigt wird. Man sieht, daß jetzt wieder der ursprüngliche Zustand besteht. Die Diode 167 ist gesperrt, und der Eingang 14 & empfängt das Signal M₀.

Claims

Patentanspruch:

Phasengezogener Oszillator zur Verwendung in Regenerativ-Verstärkern für PCM-Übertragungssysteme, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal (lla) und ein örtlich erzeugtes Taktsignal (12 a) in einem Phasendiskriminator (110) verglichen und dann über •einen Tiefpaß (120A) geführt werden, der ein Signal (14 a) abgibt, dessen Amplitude (M) proportional der mittleren Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen (lla, 12a) ist, und daß dieses Signal (14 a) und ein den Mittelwert der Taktsignale darstellendes Signal (14 b) mit der Amplitude (M₀) an einen integrierenden Differentialverstärker (130) angelegt wird, dessen Ausgangssignal (S, 16) die Frequenz des das Taktsignal erzeugenden Oszillators (100) steuert, und daß eine Frequenzsynchronisierungsanordnung (150) vorgesehen ist, die dann arbeitet, wenn in an sich bekannter Weise eine Desynchronisierung festgestellt wird, und die an ihrem einen Ausgang (18) ein Signal von der Dauer des Desynchronisierungsimpulses und an ihrem anderen Ausgang (14 b) ein andauerndes Signal derart abgibt, daß der beim Überschreiten einer vorgegebenen Phasenabweichung nicht mehr phasengezogene Oszillator (100) von einer Grenzfrequenz (Z₁) bis zur anderen Grenzfrequenz (Z₂) steuerbar und beim Erreichen der empfangenen Frequenz wieder phasenregelbar wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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