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Fehlerstromschutzschalter zum Abschalten elektrischer Anlagen beim
Auftreten eines Fehlerstromes Die Erfindung betrifft einen Fehlerstromschutzschalter
zum Abschalten elektrischer Anlagen und Verbraucher, z. B. Haushaltsgeräten.
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Es ist bekannt, dem Fehlerstromschutzschalter einen Summenstromwandler
zuzuordnen, über den sämtliche zum Verbraucher hinfließenden und vom Verbraucher
zurückfließenden Ströme geleitet werden. Tritt ein Fehlerstrom auf, so entsteht
in dem Summenstromwandler sekundärseitig ein Differenzstrom, der die Auslösung des
Schutzschalters vorbereitet oder veranlaßt.
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Es ist weiter bekannt, den im Summenstromwandler auftretenden Differenzstrom
mittelbar oder unmittelbar zur Beeinflussung des Auslösemagneten heranzuziehen,
wobei der Auslösemagnet, z. B. das Schaltschloß des Schutzschalters, öffnet. Im
Hinblick darauf, daß die dem Differenzstrom entsprechende Wandlerausgangsspannung
verhältnismäßig klein sein kann, unter Umständen so klein, daß sie zur Erregung
eines einfachen Auslösemagneten nicht mehr ausreicht, hat man zwischen Sekundärwicklung
des Summenstromwandlers und Auslösemagneten ein Relais, eine Elektronenröhre oder
einen Transistor als Verstärker eingeschaltet. Dies hat den Vorzug, daß die Ansprechempfindlichkeit
einer solchen Anordnung vergrößert wird und daß die Ansprechschwelle bequem den
Bedürfnissen entsprechend einstellbar ist. Ein Nachteil solcher Verstärkerschaltungen
dagegen ist es, daß beim Defektwerden der Verstärkerbauteile, z. B. der Röhre oder
des Transistors, die auftretenden Fehlerströme nicht mehr zum Abschalten des Verbrauchers
führen und der Schutzschalter selbst damit wirkungslos wird. Man hat, um diesen
Schwierigkeiten zu begegnen, weiterhin vorgeschlagen, die Verstärkerschaltung so
aufzubauen, daß auch beim Defektwerden eines Verstärkerbauelementes eine Auslösung
des Schutzschalters erfolgt. Hierbei wird also eine Abschaltung des Verbrauchers
vom Netz durchgeführt, wenn zwar ein Fehlerstrom nicht auftritt, aber ein Betriebsfehler
des Verstärkers vorliegt.
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Die Erfindung besteht nun bei einem Fehlerstromschutzschalter mit
Summenstromwandler, dessen sekundärer Differenzstrom über einen Verstärker den Auslösemagneten
des Schutzschalters beeinflußt, darin, daß der Verstärker als Halbleiterschaltverstärker
mit Kippverhalten ausgebildet ist, dessen Schaltstrecke parallel zum Auslösemagneten
geschaltet und dessen Eingang mit dem Wandlerausgang verbunden ist.
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Kippverstärker sind an sich bekannt; ihre Anwendung bei Fehlerstromschutzschaltern
mit Summen-Stromwandler bietet unter anderem folgende Vorteile: 1. Die Arbeitsgeschwindigkeit
eines solchen dem Fehlerstromschutzschalter mit Summenstromwandler zugeordneten
Verstärkers ist, wie Versuche ergeben haben, so groß, daß nach Anlegen einer vom
Summenstromwandler abgeleiteten Steuerspannung bestimmter Größe an seinen Eingang
bis zur Abgabe eines ausgangsseitigen Auslösekriteriums nur Millisekunden vergehen.
Dies ist aber beim Auftreten eines Fehlerstromes vorgegebener Größe, z. B.
30 mA, von großer Bedeutung, da auf Grund medizinischer Untersuchungsergebnisse
selbst ein Fehlerstrom von 30 mA, wenn er über den menschlichen Körper fließt, selbst
dann unter Umständen eine Schockwirkung im lebenden Organismus hervorruft, wenn
dieser Strom auch nur Sekundenbruchteile anhält.
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2. Zur Einleitung des Kippvorganges, und somit zur Auslösung des Schalters,
ist nur eine kleine Eingangsleistung notwendig. Es kann daher, trotz des geforderten
kleinen Ansprechfehlerstromes (z. B. 30 mA), ein Summenstromwandler mit kleinen
Abmessungen verwendet werden. Damit ist die Voraussetzung für eine kleine Bauweise
eines Schalters gegeben.
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3. Kippverstärker in Fehlerstromschutzschaltern mit Summenstromwandler
gestatten eine große Leistungsausnutzung, so daß bei Verwendung von Transistoren
nur eine kleine Versorgungsspannung notwendig ist.
An einen solchen
Schaltverstärker als Bauelement für einen Fehlerstromschutzschalter sind eine Reihe
von Forderungen zu stellen: So muß zunächst einmal die elektronische Fehlerschutzüberwachungsschaltung,
bestehend aus dem Summenstromwandler, dem Verstärker und dem Auslösemagneten, möglichst
einfach, d. h. unter geringfügigstem Aufwand an Bauelementen, aufgebaut sein und
ein möglichst geringes Bauvolumen haben. Der Schalter soll bei einem Fehlerstrom
von etwa 30 mA möglichst schnell das Auslösekriterium liefern, wobei die Schaltung
so aufgebaut sein kann, daß beim Auftreten eines Fehlerstromes der Anker des Auslösemagneten
anzieht (Arbeitsstrombetrieb) oder abfällt (Ruhestrombetrieb). Der Schalter soll
möglichst dieses Auslösekriterium auch dann liefern, wenn ein Fehlerstrom zwar nicht
vorliegt, aber ein Bauelement der Schaltung nicht mehr funktionsfähig ist. Schließlich
kann eine weitere Forderung dahingehend bestehen, daß der Schutzschalter auch bei
kurzzeitiger Unterbrechung der Netzspannung funktionsfähig bleiben soll, dagegen
bei länger andauernden Netzspannungsausfällen wiederum Auslösekriterium geben soll.
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Um sicherzustellen, daß der Fehlerstromschutzschalter seine Funktionsfähigkeit
bei kurzzeitigen Netzspannungsausfällen behält, ist es notwendig, einen Energiespeicher
parallel zur Versorgungsspannung vorzusehen. Ein solcher Energiespeicher kann beispielsweise
ein Kondensator sein, der über eine rückstromsichere Gleichrichterschaltung ständig
aufgeladen wird. Der Energiespeicher kann aber auch in einem Sammler (Akkumulator)
bestehen, der im Hinblick auf die Verwendung von Halbleiterverstärkerelementen im
Kippverstärker sehr klein bemessen und als Knopfzelle ausgebildet sein kann.
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Bei Verwendung eines Kondensators als Energiespeicher darf der Verstärker,
um die im Kondensator gespeicherte Energie bei Netzausfall möglichst lange aufrechtzuerhalten,
im Ruhestand keinen oder nur einen geringen Strom aufnehmen.
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Als Schaltverstärker mit Kippverhalten sind zweistufige Transistorkippschaltungen
anwendbar, wobei zwei Transistoren gleichen Leitfähigkeitstyps in einer Emitterschaltung
betrieben werden. Besonders zweckmäßig ist eine Schaltungsart, bei der die Emitter
beider Transistoren über einen gemeinsamen Emitterwiderstand mit dem Bezugspotential
verbunden sind, während die Kollektoren der Transistoren je über einen Kollektorwiderstand
mit dem Versorgungspotential einer Gleichstromquelle verbunden sind, und von denen
der Kollektor des ersten Transistors galvanisch an die Basis des zweiten angeschlossen
ist. Die Wicklung des Auslösemagneten ist an den durch den Kollektor des zweiten
Transistors und das Bezugspotential gebildeten Verstärkerausgang anzuschalten, an
den auch ein Spannungsteiler aus zwei Regelwiderständen angeschlossen ist. Der Mittelpunkt
dieses Spannungsteilers und die Basis des ersten Transistors bilden den Eingang
des Schaltverstärkers, auf den der Ausgang des Wandlers wirkt.
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Der Schaltverstärker kann auch aus einer einzigen Halbleiterstufe
mit einer Vierschichtdiode aufgebaut sein, deren Schaltstrecke der Auslösemagnet
parallel geschaltet ist und deren Steuerstrecke vom Wandlerausgang beeinflußt wird.
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Da Vierschichttrioden verhältnismäßig teuer sind, ist es gemäß einem
weiteren Erfindungsmerkmal möglich, sie durch eine Transistorverbundschaltung zu
ersetzen, die aus zwei Transistoren ungleichen Leitfähigkeitstyps aufgebaut ist.
Der eine der beiden Transistoren kann von der Steuerspannung des Wandlers und der
andere gleichsinnig vom Kollektorpotential des ersten gesteuert werden.
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Ein Schaltverstärker mit Kippverhalten läßt sich auch mit einem einzigen
Transistor aufbauen, der in einer Rückkopplungsschaltung betrieben wird. Beim Auftreten
einer dem Fehlerstrom proportionalen Ausgangsspannung am Wandler wird der Transistor
über seinen Basiskreis angesteuert, wobei in diesen Kreis die Wicklung eines Transformators
eingeschaltet ist. Die in den Kollektorkreis des gleichen Transistors eingeschaltete
Sekundärwicklung des Transformators sorgt bei entsprechender Einstellung der Rückkopplung
für ein lawinenartiges Aufschaukeln der verstärkten, dem Fehlerstrom proportionalen
Steuerspannung im Ausgangskreis, so daß im Kollektorkreis ein zur Erregung des Auslösemagneten
erforderlicher nieder- oder höherfrequenter starker Wechselstrom mit einer Frequenz
zwischen 50 und 10 000 Hz auftritt.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend an Hand von
fünf Figuren näher erläutert. In der F i g. 1 ist der Summenstromwandler des Fehlerstromschutzschalters
mit S bezeichnet, der Auslösemagnet mit M und die Kontakte mit ml, m2, m3 und
m4, die mit dem Schaltschloß Sch zusammenwirken. Dem Transistor T1
wird über seine Basis die vom Fehlerstrom induzierte Spannung von der Ausgangswicklung
W des Summenstromwandlers S zugeführt. Im Ruhezustand der Schaltung,
d. h. beim Fehlerstrom Null, erhält die Basis des Transistors T1 von dem Spannungsteiler
Ri, R2 über die Wicklung W eine gegenüber dem Bezugspotential 0 negative
Vorspannung, so daß der Transistor durchgesteuert und seine Emitter-Kollektor-Strecke
niederohmig ist. Der Kollektorstrom wird durch den Kollektorwiderstand R3 begrenzt.
Die Basisspannung des Transistors T2, dessen Emitter ebenso wie der Emitter des
Transistors T1 über den Widerstand R4 an das Bezugspotential 0 gelegt ist, ist zugleich
die Kollektorspannung des Transistors T1. In dem angegebenen Steuerzustand des Transistors
T1 liegt das Basispotential des Transistors T2 somit praktisch auf dem Emitterpotential
beider Transistoren, so daß also der Transistor TZ gesperrt und seine Emitter-Kollektor-Strecke
hochohmig ist.
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über den Kollektorwiderstand RS des Transistors T2 fließt also von
N (dem negativen Pol der Versorgungsbatterie B) über den Widerstand RS und den Magneten
M ein Ruhestrom zum Bezugspotential 0.
Der Magnet M ist erregt. Da beide Transistoren
T1 und T2 über den beiden gemeinsamen Emitterwiderstand R4 mit dem Bezugspotential
verbunden sind, ist der Schaltverstärker mit den Transistoren T1 und T2 durch den
Widerstand R4 und die Tellerwiderstände R1, R2 stark rückgekoppelt. Der Schaltverstärker
besitzt demzufolge nur zwei stabile Schaltzustände.
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Tritt ein Fehlerstrom auf, so wird in der Sekundärwicklung
W des Wandlers S eine Spannung induziert. Beim Ansteigen dieser dem
Fehlerstrom proportionalen Spannung wird der Augenblick erreicht, zu dem der Transistor
T1 aus seinem Durchlässigkeitszustand in den Sperrzustand umgesteuert wird, bei
welchem
seine Emitter-Kollektor-Strecke hochohmig wird. Gleichzeitig wird dabei seine Kollektorspannung
negativer. Beim Überschreiten der Schwellspannung des Transistors T#, wird dieser
durchgesteuert, d. h. sein Emitter-Kollektor-Widerstand wird sehr klein. Die an
dem Transistor T, abfallende Spannung sowie der am Widerstand R4 auftretende Spannungsabfall
begünstigen dabei die Sperrung des Transistors TI noch, so daß dieser schließlich
ganz gesperrt und der Transistor T, völlig durchlässig wird. Damit wird aber die
Wicklung des Magneten praktisch kurzgeschlossen, der abfallende Magnetanker betätigt
das Schaltschloß, so daß die Kontakte ml, m_" m3 und m4 geöffnet werden;
der nicht dargestellte Verbraucher wird vom Netz abgeschaltet.
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Bei Wegfall des Fehlerstromes wird die Wicklung W des Summenstromwandlers
S spannungslos, was zur Folge hat, daß der Schaltverstärker in die Ausgangslage
zurückkippt, in der wieder der Transistor T1 durchlässig, der Transistor T., dagegen
gesperrt ist. Der Ansprechwert des Kippverstärkers kann durch den Regelwiderstand
R1 so eingestellt werden, daß bei einem Fehlerstrom von z. B. 30 mA das Auslösekriterium
gegeben wird, bei dem der Magnet M entregt wird. Der Widerstand R2 ist zweckmäßig
als temperaturabhängiger Widerstand (NTC-Widerstand) ausgebildet.
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Die Stromversorgung des Schaltverstärkers sichert die Batterie B,
die als Knopfzelle ausgebildet und ständig über den Gleichrichter G aus dem Netz
in geladenem Zustand gehalten werden kann. Die veranschaulichte Schaltung bleibt
also auch dann funktionsfähig, wenn die Netzspannung ausfällt.
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Infolge der Rückkopplung und der dadurch erzielten Bistabilität der
Schaltzustände erfolgt die Umschaltung vom Ruhezustand in den Auslösezustand beim
Überschreiten einer bestimmten Eingangsspannung außerordentlich schnell, so daß
ein sicheres, schlagartiges Abfallen des Magnetankers und eine schnelle öffnung
der von diesem gesteuerten Kontakte gewährleistet ist. Zur Einleitung des Kippvorganges
ist nur eine relativ kleine Eingangsleistung erforderlich; es kann daher ein Summen-Stromwandler
mit kleinen Abmessungen Verwendung finden. Der Kippverstärker gestattet demzufolge
eine große Leistungsausnutzung, wobei die verwendeten Transistoren bei einer sehr
kleinen Versorgungsspannung betrieben werden können. Als Betriebsspannungsquelle
genügt daher zur Sicherung der Schaltung gegen Netzausfälle eine Knopfzelle mit
einer maximalen Klemmenspannung von etwa 1,3 V.
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Die Knopfzelle kann durch einen Kondensator ersetzt werden, jedoch
muß dann die Wicklung des in einer Ruhestromschaltung betriebenen Magneten M, der
ja in der veranschaulichten Schaltung im Ruhezustand Strom aufnimmt, in einer Arbeitsstromschaltung
im Kollektorkreis des Transistors T, z. B. an Stelle des Widerstandes Ri' betrieben
werden.
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Die beschriebene und veranschaulichte Schaltung erfüllt die oben aufgezeigten
Forderungen mit Ausnahme der, daß der Schalter auch bei Ausfall eines Verstärkerbauteiles
auslösen soll. Diese Forderung ist in dem veranschaulichten Schaltbild nur zum Teil
erfüllt: Ist nämlich der Transistor T1, wie dargestellt, im Ruhezustand des Schutzschalters,
also bei nicht vorhandenem Fehlerstrom, in seinen Durchlässigkeitszustand gesteuert,
so wird ein eventuelles Durchlegieren dieses Transistors, z. B. bei hoher Umgebungstemperatur,
nicht bemerkt. In diesem Falle wäre die Schaltung nicht arbeitsfähig, und der Schalter
würde beim Auftreten eines Fehlerstromes nicht mehr auslösen. Es ist daher zweckmäßig,
entweder bei höherer Umgebungstemperatur als Transistor T1 einen Siliziumtransistor
zu verwenden oder eine Schaltungsvariante für den Schaltverstärker zu wählen, bei
der im Ruhezustand des Schalters beide Transistoren gesperrt sind und beim Auftreten
eines Fehlerstromes beide Transistoren in den Durchlässigkeitszustand kippen. Ein
Ausführungsbeispiel hierfür veranschaulicht die F i g. 2.
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Ist die Wicklung W des Summenstromwandlers S
spannungslos,
ist also die Schaltung im Ruhezustand, so ist auch der pnp-Transistor T3, dessen
Emitter mit dem Bezugspotential 0 verbunden ist und dessen Kollektor über
den Widerstand RE an die Betriebs-Spannung N angeschlossen ist, basisseitig mit
einer kleinen negativen Vorspannung, die noch unter dem Wert der Schwellspannung
des Transistors liegt, angesteuert. Der Transistor T3 ist also gesperrt, und seine
Emitter-Kollektor-Strecke ist hochohmig. Die mit dem Kollektor des Transistors T3
verbundene Basis des npn-Transistors T4, dessen Emitter mit N
verbunden
ist, und dessen Kollektor über den Kollektorwiderstand R8 auf Bezugspotential liegt,
führt damit praktisch N-Potential, d. h., der Transistor T4 ist ebenfalls gesperrt.
In diesem Betriebszustand ist der Auslösemagnet M, der der Kollektor-Emitter-Strecke
des Transistors T4 parallel und zu dem Spannungsteiler aus den Widerständen R1 und
R., in Reihe geschaltet ist, stromdurchflossen, wobei sein Erregerstrom auch die
Spannungsteilerwiderstände R1, R, durchfließt.
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Tritt ein Fehlerstrom auf, so wird die Basis des Transistors T3 stärker
negativ vorgespannt, und der Transistor wird durchlässig. Sein Kollektorpotential
sinkt dabei praktisch auf sein Emitterpotential. Das hat zur Folge, daß die Basis
des npn-Transistors T4 positiv vorgespannt und der Transistor T4 somit durchlässig
wird. Hierbei wird der Auslösemagnet M kurzgeschlossen, der Magnetanker fällt ab,
so daß das Schaltschloß entklinkt wird und die Kontakte ml, m2, m3 und m4 geöffnet
werden.
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Beim Durchlegieren eines der beiden Transistoren T.3 oder T4 wird
in jedem Falle die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors T4 niederohmig und
der Auslösemagnet M in gewünschter Weise entregt. Die Ansprechschwelle des Schaltverstärkers
kann, wie zuvor betrachtet, durch den Widerstand R1 eingestellt werden. Die Versorgungsbatterie
B kann wiederum eine Knopfzelle mit einer Spannung von etwa 1,3 V sein, die vom
Netz über den Gleichrichter G ständig geladen wird. Soll die Batterie B durch einen
Kondensator ersetzt werden, so muß die Wicklung des Magneten M in den Kollektorstromkreis
des Transistors T4, z. B. an Stelle des Widerstandes RS, geschaltet werden und der
Auslösemagnet M im Arbeitsstrombetrieb arbeiten. (Hierbei muß die Kondensatorenergie
ausreichend sein, um den Arbeitsmagnet zum Ansprechen zu bringen.) Eine weitere
Möglichkeit für den Aufbau eines Schaltverstärkers mit Kippverhalten besteht gemäß
F i g. 3 darin, daß an Stelle zweier Transistoren eine einzige Vierschichthalbleitertriode
Anwendung findet. Die Schaltstrecke der Vierschichttriode VT ist einerseits
über den Vorwiderstand V mit dem positiven Pol und andererseits mit dem negativen
Pol der Batterie
B verbunden. Die Zündelektrode der Triode
VT
und der Verbindungspunkt des aus den Widerständen R1 und R2 bestehenden
Spannungsteilers sind mit der Wicklung W des Summenstromwandlers 5' verbunden. Der
Auslösemagnet M ist der Schaltstrecke der Vierschichttriode parallel geschaltet,
während der aus den Widerständen R1 und R2 gebildete Spannungsteiler parallel zur
Batterie liegt. Bei Auftreten eines Fehlerstromes zündet der Halbleiter, und der
Auslösemagnet M wird kurzgeschlossen, der Magnetanker entklinkt das Schaltschloß,
so daß die Kontakte ml, m2, ms und m4 geöffnet werden. Auch hier wird die
Batterie B über den Gleichrichter G ständig durch die Netzspannung aufgeladen. Bei
Anwendung eines Kondensators als Pufferspeicher an Stelle der veranschaulichten
Batterie ist der Auslösemagnet M in Arbeitsstromschaltung in den Triodenschaltkreis,
vorzugsweise an Stelle des Widerstandes V, einzuschalten. Auch beim Durchlegieren
der Halbleitertriode würde bei beiden Schaltungsvarianten eine Auslösung des Magneten
M erfolgen, d. h., die Kontakte ml, m2, m3 und m4 würden geöffnet werden.
Ein selbsttätiges Zurückkippen der Triode nach Wegfall des Fehlerstromes erfolgt
jedoch nur dann, wenn die positive Zünd- oder Steuerspannung in die Größenordnung
der Versorgungsspannung kommt oder eine Auftrennung des Schaltkreises erfolgt.
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Da Vierschichtentrioden noch verhältnismäßig teuer sind, besteht die
weitere Möglichkeit, diese entsprechend der F i g. 4 durch zwei Transistoren T,
und TB ungleichen Leitfähigkeitstyps zu ersetzen, bei denen die Basis des einen
jeweils mit dem Kollektor des anderen verbunden ist, und die so geschaltet sind,
daß die Emitter beider Transistoren die Schaltstrecke bilden. Das Schaltbild hierfür
ist in der F i g. 4 veranschaulicht.
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Eine weitere Abwandlung des Erfindungsgedankens ist in der F i g.
5 veranschaulicht, wo die Ausgangswicklung W des Wandlers S über die Primärwicklung
W1 eines Transformators Tr mit der Basis des Transistors T verbunden ist, dessen
Emitter an der positiven Klemme der Versorgungsspannung (Bezugsspannung) liegt und
außerdem mit dem anderen Ende der Augangswicklung W des Wandlers S verbunden ist.
Der Kollektor des Transistors T ist über die Wicklung W2 des Transformators Tr und
den Auslösemagneten M mit dem Minuspol der Versorgungsspannung verbunden, die durch
Spannungsteilung mit den Widerständen R9 und Rio und den Gleichrichter G aus der
Netzwechselspannung gewonnen ist. Der Kondensator Cl wird, solange die Netzspannung
vorhanden ist, aufgeladen. Tritt ein Fehlerstrom auf, so wird die dem Fehlerstrom
proportionale Spannung von der Ausgangswicklung W des Wandlers über die Wicklung
W1 des Transformators an den Basiskreis des Transistors angelegt. Der dann durchlässig
werdende Tranistor T zieht einen Kollektorstrom über die Wicklung W2 und den Auslösemagneten
M, so daß auf Grund der Rückkopplung zwischen dem Kollektorkreis und dem Basiskreis
über den Transformator Tr ein starker Wechselstrom im Kollektorkreis des Transistors
T aufgeschaukelt wird, der den Magneten M zum Ansprechen bringt. Die Betriebssicherheit
der Schaltung ist auch bei Ausfall der Speisespannung an den Punkten P1 ung P2 sichergestellt,
weil im Ruhezustand der Schaltung wegen der hochohmigen Emitter-Kollektor-Strecke
des Transistors T die Ladung des Kondensators C, praktisch nicht abfließen kann.
Bei Auftreten eines Fehlerstromes und Durchsteuern des Transistors T dagegen wird
der Kondensatorspeicher Cl entladen. Die Erregerfrequenz für den Magneten M kann
zwischen 50 und 10 000 Hz liegen. Die frequenzbestimmende Kapazität des Kreises
ist gestrichelt angedeutet und mit C2 bezeichnet. Sie kann auch weggelassen werden
(Sperrschwinger). Die Nulldiode D parallel zum Auslösemagneten schützt den Transistor
T vor überspannungsspitzen. An Stelle des Rückkopplungstransformators Tr kann auch
eine entsprechende Rückkopplungswicklung auf dem Summenstromwandler S selbst angebracht
sein. Ebenso kann der Ladespeicher Cl durch eine Batterie ersetzt werden.