<Desc/Clms Page number 1>
Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten Netzgerätes Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten, eine vom Ausgangsstrom durchflossene elektronische Steuereinrichtung enthaltenden Netzgerätes, dessen Ausgangsspannung bei Überlastung abgeschaltet wird.
Es sind an sich auch andere Prinzipien zum überlastungsschutz von geregelten Netzgeräten bekanntgeworden. Beispielsweise hat man den Strom im Kurz- schlussfalle mittels eines Vorwiderstandes begrenzt, der gleichzeitig den grössten Teil der auftretenden Verlustleistung übernimmt. Dabei besteht aber der Nachteil, dass dieser Vorwiderstand dauernd eingeschaltet ist.
Die Verwendung von normalen Schmelzsicherungen ist in diesem Zusammenhang nicht empfehlenswert, da sie infolge ihrer Trägheit zum schnellen Schutz des Gerätes nicht ausreichen.
Es ist ferner bekannt, den maximalen Strom auf einen konstanten, unschädlichen Wert zu begrenzen. Im Kurzschlussfalle wird dann bei maximalem Strom die Ausgangsspannung Null. Der Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, dass bei mit Transistoren bestückten Netzgeräten üblicherweise im Längszweig ein oder mehrere Transistoren angeordnet sind, deren Verlustleistung bei einer derartigen Schutzschaltung erhebliche Werte annehmen kann.
Schliesslich ist es bereits bekannt, beispielsweise mittels einer bistabilen Multivibratorschaltung bei Überlastung das Netzgerät abzuschalten. Der Nachteil bekannter Anordnungen dieser Art besteht darin, dass die Wiedereinschaltung des Netzgerätes nach Beseitigung der Überlastung die Betätigung einer zusätzlichen Itück- stelltaste erfordert.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten Netzgerätes anzugeben, die durch Abschalten wirkt, also keine erhöhte Beanspruchung der Schaltungselemente des Netzgerätes bei Überlastungen verursacht, aber auf der anderen Seite auch nicht den Nachteil der bekannten, mit Abschalten des Netzgerä- tes arbeitenden Schutzanordnungen aufweist, also automatisch die Abschaltung des Netzgerätes wieder aufhebt.
Eine diese Aufgabe lösende Schaltungsanordnung ist erfindungsgemäss dadurch gekennzeichnet, dass aus der geregelten Ausgangsspannung des Netzgerätes und einer konstanten Vergleichsspannung die Differenzspannung gebildet und aus dieser eine Steuerspannung für einen ersten die vom Ausgangsstrom durchflossenen elektronischen Steuereinrichtung betätigenden, elektronischen Schalter gewonnen wird, welche Steuerspannung bei Absinken der Ausgangsspannung unter einen Schwellwert den ersten elektronischen Schalter in eine solche Stellung schaltet, dass dieser die elektronische Steuereinrichtung in den Sperrzustand versetzt und dass nach Abschalten der Ausgangsspannung von der Vergleichsspannung durch die Bürde ein ein Mass für die Grösse der Bürde darstellender Strom getrieben wird, aus dem eine Steuergrösse für einen zweiten,
die vom Ausgangsstrom durchflossene elektronische Steuereinrichtung betätigenden elektronischen Schalter gewonnen wird, der nach Verringerung der Bürde auf einen zulässigen Wert die elektronische Steuereinrichtung in den Durchlasszustand schaltet.
Das bei der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung angewendete Prinzip besteht also darin, dass als Kriterium für das Abschalten des Netzgerätes bei drohender Überlastung der Abfall der geregelten Ausgangsspannung des Gerätes Verwendung findet, während zum Wiedereinschalten des Netzgerätes nach Beendigung der Überlastung der von einer konstanten Spannungsquelle durch den Belastungswiderstand getriebene Strom ausgenutzt wird. Dieser Strom ist unmittelbar ein Mass für die Grösse des Belastungswiderstandes, so dass durch ihn nach Beendigung der Überlastung ein weiterer, das Netzgerät wieder einschaltender Schalter betätigt werden kann.
Dabei wird die zusätzliche konstante Spannung sowohl zur Abschaltung als auch zur Wiedereinschaltung verwendet. Man kann sie bei der bevorzugten Ausfüh-
<Desc/Clms Page number 2>
rungsform der Erfindung unter Verwendung spannungs- stabilisierender Schaltungselemente, wie Zenerdioden, aus der ungeregelten Eingangsspannung des Netzgerätes gewinnen.
Durch die beschriebene Schaltungsanordnung ist ein Schutz für geregelte Netzgeräte gegen überlastung geschaffen, der mit Sicherheit innerhalb sehr kurzer Zeit anspricht und automatisch eine Wiedereinschaltung des Gerätes bewirkt, sobald die Belastung auf einen durch geeignete Dimensionierung der Schaltungselemente vorbestimmbaren, unkritischen Wert gesunken ist.
Zweckmässigerweise sind zum Abgriff der Steuer- spannung für den ersten elektronischen Schalter, also für den die Abschaltung bewirkenden Schalter, in eine Verbindungsleitung zwischen Ausgang des Netzgerätes und Quelle der Vergleichsspannung Gleichrichter in erforderlicher Anzahl und in solcher Polung geschaltet, dass sie nur dann einen Strom führen, wenn die geregelte Ausgangsspannung des Netzgerätes kleiner als die Vergleichsspannung geworden ist.
Hierdurch ist sichergestellt, dass die Abschaltung nur dann erfolgt, wenn die Ausgangsspannung unter einen durch die gewählte Grösse der Vergleichsspannung gegebenen Wert gesunken ist.
Man wird den ersten elektronischen Schalter aus zwei Transistoren aufbauen, nämlich einem den eigentlichen Schalter bildenden ersten Transistor und einem diesen steuernden zweiten Transistor. Dem letztgenannten Transistor wird die abgegriffene Steuerspannung im ihn bei drohener überlastung des Netzgerätes schlies- senden Sinne zugeführt, und der Steuerelektrode des ersten Transistors wird das Potential an einem Arbeitswiderstand des zweiten Transistors zugeführt. Im einzelnen kann eine entsprechende Schaltung so aussehen,
dass die obenerwähnten Gleichrichter zum Abgriff der Steuerspannung zwischen Emitter und Basis des zweiten Transistors dieses ersten Schalters liegen und der erste Transistor desselben mit Basis und Emitter die Spannung an einem Kollektorwiderstand des zweiten Transistors abgreift. Nur in dem Falle, dass der zweite Transistor leitet, steht an dem erwähnten Kollektorwi- derstand eine den Schalttransistor betätigende Spannung. Dies ist nur dann der Fall, wenn die geregelte Ausgangsspannung des Netzgerätes kleiner als die Vergleichsspannung geworden ist, also eine Überlastung des Netzgerätes droht.
Der erste elektronische Schalter kann nun in der Weise eine Abschaltung des Netzgerätes bewirken, dass er bei seiner Betätigung die Stellgrösse des Regelkreises des Netzgerätes unterdrückt. Hierdurch wird bei mit Transistoren bestückten Netzgeräten der Längstransistor hochohmig, so dass das Gerät abgeschaltet ist.
Dem zweiten elektronischen Schalter liegt nun die entgegengesetzte Aufgabe zugrunde, nämlich das Netzgerät nach Abklingen der Überlastung auf einen unkritischen Bürdenwert wieder einzuschalten. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung geschieht dies in der Weise, dass der zweite elektronische Schalter bei seiner Betätigung die Wirkung der Steuerspannung des ersten elektronischen Schalters auf diesen aufhebt. Man kann dies schaltungstechnisch dadurch erreichen, dass der zweite elektronische Schalter bei seiner Betätigung, d. h.
sobald die Bürde des Netzgerätes wieder einen zulässigen Wert angenommen hat, den Arbeitswiderstand des zweiten Transistors des ersten elektronischen Schal- ters kurzschliesst. Da, wie oben bemerkt, die Spannung an diesem Arbeitswiderstand die unmittelbare Betätigungsspannung für den den eigentlichen Schalter darstellenden ersten Transistor des ersten Schalters ist, bedeutet das Kurzschliessen dieses Arbeitswiderstandes, dass der erste Transistor des ersten Schalters wieder in seinen Ruhezustand zurückehrt. Zu diesem Zweck kann der zweite elektronische Schalter einen mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke parallel zum Arbeitswiderstand des zweiten Transistors des ersten elektronischen Schalters liegenden Transistor enthalten.
Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird also praktisch das von dem die Steuerung bewirkenden zweiten Transistor des ersten Schalters abgegebene Steuersignal durch den Kurzschluss seines Arbeitswiderstandes beseitigt.
Im folgenden sollen noch weitere Einzelheiten bezüglich der Wirkungsweise und Ausgestaltung des zweiten Schalters angegeben werden. Es ist zweckmässig, zum Abgriff der Steuerspannung für den zweiten elektronischen Schalter in Reihe mit den Gleichrichtern, die zum Abgriff der Steuerspannung für den ersten elektronischen Schalter dienen, einen Widerstand solcher Di- mensionierung zu legen, dass nach Verringerung der Bürde auf den zulässigen Wert die Steuerspannung den zur Betätigung des zweiten Schalters erforderlichen Wert besitzt.
Durch Änderung des Widerstandswertes dieses zum Abgriff der Steuerspannung des zweiten Schalters dienenden Widerstandes ist es also möglich, den Ansprechwert dieses zweiten Schalters zu verändern, d. h. verschiedene zulässige Belastungen einzustellen, bei denen die Wiedereinschaltung des Netzgerätes erfolgen soll.
Da man den Ansprechwert des zweiten Schalters unabhängig von demjenigen des ersten Schalters wählen kann, ist es zweckmässig, zusätzliche Schaltungsmittel dem zweiten elektronischen Schalter zuzuordnen, die sicherstellen, dass während des Abschaltvorganges des Netzgerätes nicht durch den zweiten Schalter ein erneutes Einschalten des Gerätes erfolgt. Zweckmässigerweise werden diese Schaltungsmittel von der geregelten Ausgangsspannung des Netzgerätes gesteuert.
Sie enthalten beispielsweise eine parallel zum Steuereingang des zweiten elektronischen Schalters geschaltete Vierschichtdio- de, die bei endlicher geregelter Ausgangsspannung nie- derohmig, bei verschwindender Ausgangsspannung hoch- ohmig gesteuert ist. Diese Eigenschaften der Vierschichtdiode drücken sich in ihrer später anhand Fig. 5 zu erläuternden Kennlinie aus.
Solange das Netzgerät eine geregelte Ausgangsspannung endlichen Wertes abgibt, ist die Vierschichtdiode niederohmig, so dass der Eingang des zweiten elektronischen Schalters durch sie kurzgeschlossen und eine Betätigung desselben, d. h. das Wiedereinschalten des Netzgerätes, unterbunden ist, während bei verschwindender Ausgangsspannung, d. h. bei abgeschaltetem Netzgerät, die Vierschichtdiode einen hohen Widerstand darstellt und das Steuersignal an den Eingang des zweiten elektronischen Schalters gelangen kann.
Man kann zu diesem Zweck aber auch eine parallel zum Steuereingang des zweiten Schalters geschaltete, beispielsweise bistabile Kippstufe verwenden, die bei endlicher Ausgangsspannung wiederum den Eingang dieses Schalters kurzschliesst, bei verschwindender Aus-
<Desc/Clms Page number 3>
gangsspannung, also im abgeschalteten Zustand des Netzgerätes, dagegen einen hochohmigen Widerstand darstellt.
Damit die Schutzschaltung nicht bei impulsartigen, d. h. kurzzeitigen Überlastungen des Netzgerätes anspricht, die dieses ohne weiteres aushält, sind zweck- mässigerweise dem ersten elektronischen Schalter Kondensatoren zum Verhindern seiner Betätigung bei Im- pulsbelastung zugeordnet.
Zeitkonstantenglieder können ferner vorgesehen sein, die die Freigabe des zweiten elektronischen Schalters bis nach Beendigung des Abschaltvorganges verzögern.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren beispielsweise erläutert. Dabei stellen die Fig. 1 und 2 die Kennlinien bekannter Netzgeräte dar, während in Fig. 3 der als erster Schalter bezeichnete und in Fig. 4 der als zweiter Schalter bezeichnete Teil der erfindungs- gemässen Schaltungsanordnung, jeweils zusammen mit den zur Erzeugung der Steuerspannung erforderlichen Schaltungselementen, wiedergegeben ist. Fig. 5 zeigt die Kennlinie einer Vierschichtdiode, die zur Verhinderung des Ansprechens des zweiten Schalters vor dem Zeitpunkt dient, in dem die Belastung des Netzgerätes wieder auf einen zulässigen Wert gesunken ist.
Fig. 6 schliesslich zeigt die gesamte erfindungsgemässe Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten Netzgerätes einschliesslich einer schematischen Darstellung des Netzgerätes selbst.
Die Fig. 1 und 2 geben die Spannungs-Strom- Kennlinie bekannter Netzgeräte wieder. Man erkennt, dass die geregelte Ausgangsspannung U1 innerhalb eines relativ grossen Bereiches des Stromes I konstant gehalten ist. Erst oberhalb eines Stromwertes Imax. sinkt die Ausgangsspannung, und zwar im Falle der Fig. 1 relativ langsam, dagegen im Falle der für ein Netzgerät mit dem Innenwiderstand Null und Mitteln zur Strombegrenzung geltenden Fig. 2 fast sofort auf den Wert Null.
Bei der erfindungsgemässen Schutzschaltung wird nun derjenige Abfall der Spannung U1 um den Wert QU1 zur Gewinnung eines Auslösekriteriurns für die Schutzschaltung verwendet, der bei einer bestimmten Belastung des Netzgerätes auftritt. Diese Belastung braucht noch nicht notwendigerweise eine kritische Belastung, d. h. eine Überlastung, darzustellen, kann jedoch bereits so hoch sein, dass eine weitere Erhöhung der Belastung zu der Gefahr der Zerstörung von Schaltungselementen, insbesondere Halbleiterelementen, wie Transistoren, in dem Netzgerät führen kann.
In Fig. 3, die den zum Abschalten des Netzgerätes bei Überlastungsgefahr dienenden ersten elektronischen Schalter wiedergibt, ist, wie auch in den weiteren Figuren, das eigentliche Netzgerät mit N bezeichnet. Es ist hier im einzelnen nicht dargestellt, da entsprechende Netzgeräte an sich dem Fachmann bekannt sind. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf den Schutz transistorisierter Netzgeräte, da Transistoren bekanntlich besonders empfindlich gegen Überlastung sind.
Dieser erste elektronische Schalter enthält zwei Transistoren, von denen der Transistor T1 die eigentliche Schaltfunktion ausübt, während der zweite Transistor T2 den steuernden Transistor bildet. Die Basis-Emit- ter-Strecke des Transistors T2 ist an den durch eine Diode gebildeten Gleichrichter Dl angeschaltet, greift also die Spannung an diesem Gleichrichter ab. Verständlicherweise können auch andere gleichrichtende Elemente bzw. mehrere Elemente dieser Art, wie in Fig. 6, Verwendung finden.
Dieser Gleichrichter Dl liegt in der Verbindung zwischen dem die geregelte Ausgangsspannung U1 abgebenden Ausgang des Netzgerätes N einerseits und der Quelle für die Vergleichsspannung U2 andererseits. Die Quelle für die konstante Gleichspannung U2 kann durch irgendeine zusätzliche Spannungsquelle gebildet sein; diese Spannung kann aber auch, wie im Falle des Ausführungsbeispiels der Fig. 6, unter Verwendung stabilisierender Schaltungselemente, wie Ze- nerdioden, aus der zu stabilisierenden Spannung am Eingang des Netzgerätes N gewonnen sein.
Wie Fig. 3 erkennen lässt, steht an dem Widerstand R1, dessen Funktion noch zu erläutern ist, und den Gleichrichter D1 die aus der Vergleichsspannung U2 einerseits und der an der Bürde RL stehenden geregelten Ausgangsspannung U1 andererseits gebildete Differenzspannung. Im normalen Betriebsfall, d. h. sofern keine Überlastung des Netzgerätes N vorliegt, ist der Belastungswiderstand RL so gross, d. h. die Bürde so klein, dass die Spannung U1 innerhalb des Bereichs konstanter Spannung gemäss den Fig. 1 und 2 liegt. Dann ist die Spannung U1 infolge entsprechender Wahl der Vergleichsspannung U2 grösser als die Vergleichsspannung, so dass die Diode Dl stromlos ist.
Sobald aber infolge einer vergrösserten Belastung des Netzgerätes N ein Spannungsabfall QUl auftritt, der so gross ist, dass die Spannung U1 kleiner wird als die Vergleichsspannung, kann ein Strom durch den Gleichrichter Dl, den Widerstand R1 und den Lastwiderstand RL fliessen, der an dem Gleichrichter Dl einen von dessen Schleusenwiderstand abhängigen Spannungsabfall erzeugt. Dieser Spannungsabfall wird den Steuerelektroden des Transistors T2, in diesem Ausführungsbeispiel der Basis und dem Emitter, zugeführt, so dass nunmehr eine den Transistor T2 leitend machende Steuerspannung vorliegt.
Das hat zur Folge, dass dieser Transistor einen Kollektorstrom durch die beiden Arbeitswiderstände R2 und R3 in seinem Kollektorkreis fliessen lässt, d. h. das Potential des mit der Basis des den eigentlichen Schalter darstellenden Transistors T1 verbundenen Punktes A zum Steigen bringt. Es wird also durch den eigentlichen Schalttransistor T1 die Spannung am Widerstand R3 abgegriffen. Das Potential des Punktes A war während des nichtleitenden Zustandes des zweiten Transistors T2 Null. Beim Vorliegen eines derartigen Steuerpotentials im Punkt A wird nunmehr auch der Transistor T1 leitend, so dass er bei geeigneter Verbindung seines Kollektors mit Teilen des Netzgerätes N dieses abschalten kann.
Hierüber wird bei der Erläuterung des Ausführungsbeispieles nach Fig. 6 noch zu sprechen sein.
Man erkennt in der Schaltung nach Fig. 3 ferner den Kondensator Cl. Er dient dazu, ein Ansprechen des ersten elektronischen Schalters, d. h. das Leitendwer- den des Transistors T1, zu verhindern, wenn eine überlastung lediglich impulsweise auftritt. Dabei wird also die Speichereigenschaft des Kondensators ausgenutzt.
Im folgenden soll nun der in Fig. 4 beispielsweise dargestellte zweite elektronische Schalter, der zum Wiedereinschalten des Netzgerätes N bei einem zulässigen Wert der Bürde RL dient, beschrieben werden. Es sei hier eingeschoben, dass in allen Schaltungen die Bürde RL des Netzgerätes N nicht im einzelnen dargestellt ist,
<Desc/Clms Page number 4>
da diese Bürde verständlicherweise je nach der Art der gespeisten elektrischen Geräte unterschiedlich aussieht.
Auch dieser zweite elektronische Schalter ist in diesem Ausführungsbeispiel transistorisiert aufgebaut. Der Transistor T3 wird über die Widerstände R1, R4 sowie die Vierschichtdiode D2 von der Vergleichsspannung U2 gespeist.
Als Kriterium für die Betätigung des zweiten Schalters dient nicht, wie beim ersten Schalter, der Wert der geregelten Ausgangsspannung U1 des Netzgerätes N, da diese Spannung jetzt abeschaltet ist, sondern die Grösse des Stromes durch den Belastungswiderstand RL. Dieser Strom ist um so grösser, je grösser die Bürde ist, und umgekehrt, stellt daher unmittelbar ein Mass für die Belastung des Netzgerätes N dar. Dieser Strom wird mittels des Widerstandes R1 so definiert, dass bei zulässiger Bürde die erforderliche Steuerspannung für den zweiten elektronischen Schalter erreicht wird.
Wie bereits bemerkt, ist die Steuerelektrode darstellende Basis des Transistors T3 über den aus dem Widerstand R4 und der Vierschichtdiode D2 gebildeten Spannungsteiler an die Spannung am Widerstand R1 angeschlossen. Dieser Spannungsteiler hat die Aufgabe, das Ansprechen des zweiten elektronischen Schalters während des normalen Betriebes zu verhindern.
Diese Eigenschaft verleiht dem Spannungsteiler die in Fig. 5 wiedergegebene Kennlinie einer Vierschichtdiode. Bei normaler Belastung des Netzgerätes ist die von ihm abgegebene geregelte Spannung U1 grösser als die in dem Diagramm der Fig. 5 angegebene Spannung Us. Dem- gemäss ist die Vierschichtdiode bei diesem Betriebsfall sehr niederohmig und schliesst daher den Eingang des Transistors T3 kurz, so dass an diesen kein den Transistor betätigendes Steuersignal gelangen kann.
Die dann an ihr abfallende Spannung UH reicht zum Durchsteuern des Transistors T3 nicht aus. Anders ist es aber in dem Fall, in dem die geregelte Ausgangsspannung U1 des Netzgerätes N infolge Wirksamwerdens des in Fig. 3 dargestellten ersten elektronischen Schalters verschwindet. Jetzt ist die Diode D2 sehr hochohmig geworden, so dass das Steuersignal an der Basis des Transistors T3 nicht kurzgeschlossen wird und der Transistor wirksam werden kann.
Dieser Transistor bewirkt, wie später anhand Fig. 6 im einzelnen erläutert wird, ein Unwirk- samwerden des dem ersten Transistor T1 in dem ersten elektronischen Schalter zugeführten Steuersignals.
Es muss sichergestellt werden, dass ein Ansprechen des zweiten elektronischen Schalters (Fig. 4) auch während des Abschaltens des Netzgerätes N nicht auftritt. Zu diesem Zweck ist dem Transistor T3 das aus dem Widerstand R5 und dem Kondensator C2 gebildete Zeitkonstantenglied zugeordnet, das ein unerwünscht rasches Ansprechen dieses Transistors verhindert.
Fig. 6 gibt ein L7bersichtsschaltbild für ein mit der erfindungsgemässen Schutzschaltung versehenes Netzgerät N wieder. Die zu regelnde Spannung ist im linken Teil des Schaltbildes mit U bezeichnet; das Netzgerät N, dessen Aufbau an sich bekannt sein dürfte, gibt an seinen Ausgangsklemmen die geregelte Ausgangsspannung U1 ab.
Die einzelnen Schaltungselemente der Schutzschaltung S sind mit denselben Bezugszeichen wie in den vorhergegangenen Schaltungen versehen.
Man erkennt, dass die Vergleichsspannung U2 in diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung nicht einer zusätzlichen Spannungsquelle entnommen, sondern aus der ungeregelten Eingangsspannung U des Netzgerätes N unter Verwendung der Zenerdiode D3 und des Transistors T7 zur Stabilisierung abgeleitet ist. Sobald die Differenzspannung aus Vergleichsspannung U2 und geregelter Ausgangsspannung U1 einen solchen Wert und eine solche Polarität besitzt, dass der erste Schalter anspricht, d. h. der Transistor T1 leitend wird, bewirkt dieser einen Kurzschluss der Kollektor-Emitter-Strecke des die Stellgrösse des Regelkreises des Netzgerätes N liefernden Transistors T6.
Dies hat zur Folge, dass der Längstransistor T4 im Netzgerät hochohmig und damit das Netzgerät abgeschaltet wird.
Der Transistor T3 des zweiten elektronischen Schalters, der eine Aufhebung der Abschaltung des Netzgerätes N dann bewirken soll, wenn die Bürde auf einen erträglichen Wert gesunken ist, ist mit seinem durch den Kollektor gebildeten Ausgang mit dem Punkt A verbunden, an dem das Betätigungspotential für den den eigentlichen Schalter darstellenden ersten Transistor T1 des ersten elektronischen Schalters abgegriffen wird.
Das bedeutet, dass, sobald die Kollektor-Emitter-Strek- ke des Transistors T3 leitend wird, d. h. sobald der zulässige Wert der Bürde RL wieder erreicht ist, das Betätigungspotential für den Transistor T1 kurzgeschlossen und demgemäss der Transistor wieder gesperrt wird. Damit wird aber der Kurzschluss für den das Stellglied des Regelkreises des Netzgerätes N liefernden Transistor T6 aufgehoben, so dass unabhängig von dem Zustand des zweiten Transistors T2 des ersten Schalters das Netzgerät N wieder eingeschaltet wird.
T5 ist ein zur Strombegrenzung gemäss der Kennlinie nach Fig. 2 vorgesehener Transistor. Seine Funktion kann auch vom Transistor T1 mit übernommen werden.
Der Widerstand R5 bildet zusammen mit dem Kondensator C2 ein Zeitkonstantenglied, dessen Zeitkonstante grösser ist als die Zeitdauer der Abschaltung, so dass mit Sicherheit ein Ansprechen des den dritten Transistor T3 enthaltenden zweiten Schalters während der Abschaltung des Netzgerätes N vermieden ist.
Durch das erfindungsgemässe Prinzip der Heranziehung des Abfalls QU1 der geregelten Ausgangsspannung U1 zum Abschalten des Netzgerätes N und des von der Vergleichsspannung U2 durch die Belastung RL getriebenen Stromes zur Wiedereinschaltung des Netzgerätes ist eine Schutzschaltung geschaffen, die vollautomatisch sowohl den Schutz des Netzgerätes als auch die Wiedereinschaltung desselben vornimmt. Dabei sind irgendwelche Nachteile im Sinne einer zeitlichen Verzögerung des Schutzes oder einer Belastung der Schaltungselemente des zu schützenden Netzgerätes vermieden.
Verständlicherweise sind mannigfache Abänderungen der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele der Erfindung möglich. So kann beispielsweise die Vierschichtdiode durch eine Kippschaltung, beispielsweise einen bistabilen Multivibrator, ersetzt werden. Im Prinzip ist es auch möglich, die Schutzschaltung mit Röhren aufzubauen, ohne dass der Erfindungsgedanke verlassen wird.