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Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten Netzgerätes Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten, eine vom Ausgangsstrom durchflossene elektronische Steuereinrichtung enthaltenden Netzgerätes, dessen Ausgangsspannung bei Überlastung abgeschaltet wird.
Es sind an sich auch andere Prinzipien zum überlastungsschutz von geregelten Netzgeräten bekanntgeworden. Beispielsweise hat man den Strom im Kurz- schlussfalle mittels eines Vorwiderstandes begrenzt, der gleichzeitig den grössten Teil der auftretenden Verlustleistung übernimmt. Dabei besteht aber der Nachteil, dass dieser Vorwiderstand dauernd eingeschaltet ist.
Die Verwendung von normalen Schmelzsicherungen ist in diesem Zusammenhang nicht empfehlenswert, da sie infolge ihrer Trägheit zum schnellen Schutz des Gerätes nicht ausreichen.
Es ist ferner bekannt, den maximalen Strom auf einen konstanten, unschädlichen Wert zu begrenzen. Im Kurzschlussfalle wird dann bei maximalem Strom die Ausgangsspannung Null. Der Nachteil dieses Verfahrens besteht darin, dass bei mit Transistoren bestückten Netzgeräten üblicherweise im Längszweig ein oder mehrere Transistoren angeordnet sind, deren Verlustleistung bei einer derartigen Schutzschaltung erhebliche Werte annehmen kann.
Schliesslich ist es bereits bekannt, beispielsweise mittels einer bistabilen Multivibratorschaltung bei Überlastung das Netzgerät abzuschalten. Der Nachteil bekannter Anordnungen dieser Art besteht darin, dass die Wiedereinschaltung des Netzgerätes nach Beseitigung der Überlastung die Betätigung einer zusätzlichen Itück- stelltaste erfordert.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten Netzgerätes anzugeben, die durch Abschalten wirkt, also keine erhöhte Beanspruchung der Schaltungselemente des Netzgerätes bei Überlastungen verursacht, aber auf der anderen Seite auch nicht den Nachteil der bekannten, mit Abschalten des Netzgerä- tes arbeitenden Schutzanordnungen aufweist, also automatisch die Abschaltung des Netzgerätes wieder aufhebt.
Eine diese Aufgabe lösende Schaltungsanordnung ist erfindungsgemäss dadurch gekennzeichnet, dass aus der geregelten Ausgangsspannung des Netzgerätes und einer konstanten Vergleichsspannung die Differenzspannung gebildet und aus dieser eine Steuerspannung für einen ersten die vom Ausgangsstrom durchflossenen elektronischen Steuereinrichtung betätigenden, elektronischen Schalter gewonnen wird, welche Steuerspannung bei Absinken der Ausgangsspannung unter einen Schwellwert den ersten elektronischen Schalter in eine solche Stellung schaltet, dass dieser die elektronische Steuereinrichtung in den Sperrzustand versetzt und dass nach Abschalten der Ausgangsspannung von der Vergleichsspannung durch die Bürde ein ein Mass für die Grösse der Bürde darstellender Strom getrieben wird, aus dem eine Steuergrösse für einen zweiten,
die vom Ausgangsstrom durchflossene elektronische Steuereinrichtung betätigenden elektronischen Schalter gewonnen wird, der nach Verringerung der Bürde auf einen zulässigen Wert die elektronische Steuereinrichtung in den Durchlasszustand schaltet.
Das bei der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung angewendete Prinzip besteht also darin, dass als Kriterium für das Abschalten des Netzgerätes bei drohender Überlastung der Abfall der geregelten Ausgangsspannung des Gerätes Verwendung findet, während zum Wiedereinschalten des Netzgerätes nach Beendigung der Überlastung der von einer konstanten Spannungsquelle durch den Belastungswiderstand getriebene Strom ausgenutzt wird. Dieser Strom ist unmittelbar ein Mass für die Grösse des Belastungswiderstandes, so dass durch ihn nach Beendigung der Überlastung ein weiterer, das Netzgerät wieder einschaltender Schalter betätigt werden kann.
Dabei wird die zusätzliche konstante Spannung sowohl zur Abschaltung als auch zur Wiedereinschaltung verwendet. Man kann sie bei der bevorzugten Ausfüh-
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rungsform der Erfindung unter Verwendung spannungs- stabilisierender Schaltungselemente, wie Zenerdioden, aus der ungeregelten Eingangsspannung des Netzgerätes gewinnen.
Durch die beschriebene Schaltungsanordnung ist ein Schutz für geregelte Netzgeräte gegen überlastung geschaffen, der mit Sicherheit innerhalb sehr kurzer Zeit anspricht und automatisch eine Wiedereinschaltung des Gerätes bewirkt, sobald die Belastung auf einen durch geeignete Dimensionierung der Schaltungselemente vorbestimmbaren, unkritischen Wert gesunken ist.
Zweckmässigerweise sind zum Abgriff der Steuer- spannung für den ersten elektronischen Schalter, also für den die Abschaltung bewirkenden Schalter, in eine Verbindungsleitung zwischen Ausgang des Netzgerätes und Quelle der Vergleichsspannung Gleichrichter in erforderlicher Anzahl und in solcher Polung geschaltet, dass sie nur dann einen Strom führen, wenn die geregelte Ausgangsspannung des Netzgerätes kleiner als die Vergleichsspannung geworden ist.
Hierdurch ist sichergestellt, dass die Abschaltung nur dann erfolgt, wenn die Ausgangsspannung unter einen durch die gewählte Grösse der Vergleichsspannung gegebenen Wert gesunken ist.
Man wird den ersten elektronischen Schalter aus zwei Transistoren aufbauen, nämlich einem den eigentlichen Schalter bildenden ersten Transistor und einem diesen steuernden zweiten Transistor. Dem letztgenannten Transistor wird die abgegriffene Steuerspannung im ihn bei drohener überlastung des Netzgerätes schlies- senden Sinne zugeführt, und der Steuerelektrode des ersten Transistors wird das Potential an einem Arbeitswiderstand des zweiten Transistors zugeführt. Im einzelnen kann eine entsprechende Schaltung so aussehen,
dass die obenerwähnten Gleichrichter zum Abgriff der Steuerspannung zwischen Emitter und Basis des zweiten Transistors dieses ersten Schalters liegen und der erste Transistor desselben mit Basis und Emitter die Spannung an einem Kollektorwiderstand des zweiten Transistors abgreift. Nur in dem Falle, dass der zweite Transistor leitet, steht an dem erwähnten Kollektorwi- derstand eine den Schalttransistor betätigende Spannung. Dies ist nur dann der Fall, wenn die geregelte Ausgangsspannung des Netzgerätes kleiner als die Vergleichsspannung geworden ist, also eine Überlastung des Netzgerätes droht.
Der erste elektronische Schalter kann nun in der Weise eine Abschaltung des Netzgerätes bewirken, dass er bei seiner Betätigung die Stellgrösse des Regelkreises des Netzgerätes unterdrückt. Hierdurch wird bei mit Transistoren bestückten Netzgeräten der Längstransistor hochohmig, so dass das Gerät abgeschaltet ist.
Dem zweiten elektronischen Schalter liegt nun die entgegengesetzte Aufgabe zugrunde, nämlich das Netzgerät nach Abklingen der Überlastung auf einen unkritischen Bürdenwert wieder einzuschalten. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung geschieht dies in der Weise, dass der zweite elektronische Schalter bei seiner Betätigung die Wirkung der Steuerspannung des ersten elektronischen Schalters auf diesen aufhebt. Man kann dies schaltungstechnisch dadurch erreichen, dass der zweite elektronische Schalter bei seiner Betätigung, d. h.
sobald die Bürde des Netzgerätes wieder einen zulässigen Wert angenommen hat, den Arbeitswiderstand des zweiten Transistors des ersten elektronischen Schal- ters kurzschliesst. Da, wie oben bemerkt, die Spannung an diesem Arbeitswiderstand die unmittelbare Betätigungsspannung für den den eigentlichen Schalter darstellenden ersten Transistor des ersten Schalters ist, bedeutet das Kurzschliessen dieses Arbeitswiderstandes, dass der erste Transistor des ersten Schalters wieder in seinen Ruhezustand zurückehrt. Zu diesem Zweck kann der zweite elektronische Schalter einen mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke parallel zum Arbeitswiderstand des zweiten Transistors des ersten elektronischen Schalters liegenden Transistor enthalten.
Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird also praktisch das von dem die Steuerung bewirkenden zweiten Transistor des ersten Schalters abgegebene Steuersignal durch den Kurzschluss seines Arbeitswiderstandes beseitigt.
Im folgenden sollen noch weitere Einzelheiten bezüglich der Wirkungsweise und Ausgestaltung des zweiten Schalters angegeben werden. Es ist zweckmässig, zum Abgriff der Steuerspannung für den zweiten elektronischen Schalter in Reihe mit den Gleichrichtern, die zum Abgriff der Steuerspannung für den ersten elektronischen Schalter dienen, einen Widerstand solcher Di- mensionierung zu legen, dass nach Verringerung der Bürde auf den zulässigen Wert die Steuerspannung den zur Betätigung des zweiten Schalters erforderlichen Wert besitzt.
Durch Änderung des Widerstandswertes dieses zum Abgriff der Steuerspannung des zweiten Schalters dienenden Widerstandes ist es also möglich, den Ansprechwert dieses zweiten Schalters zu verändern, d. h. verschiedene zulässige Belastungen einzustellen, bei denen die Wiedereinschaltung des Netzgerätes erfolgen soll.
Da man den Ansprechwert des zweiten Schalters unabhängig von demjenigen des ersten Schalters wählen kann, ist es zweckmässig, zusätzliche Schaltungsmittel dem zweiten elektronischen Schalter zuzuordnen, die sicherstellen, dass während des Abschaltvorganges des Netzgerätes nicht durch den zweiten Schalter ein erneutes Einschalten des Gerätes erfolgt. Zweckmässigerweise werden diese Schaltungsmittel von der geregelten Ausgangsspannung des Netzgerätes gesteuert.
Sie enthalten beispielsweise eine parallel zum Steuereingang des zweiten elektronischen Schalters geschaltete Vierschichtdio- de, die bei endlicher geregelter Ausgangsspannung nie- derohmig, bei verschwindender Ausgangsspannung hoch- ohmig gesteuert ist. Diese Eigenschaften der Vierschichtdiode drücken sich in ihrer später anhand Fig. 5 zu erläuternden Kennlinie aus.
Solange das Netzgerät eine geregelte Ausgangsspannung endlichen Wertes abgibt, ist die Vierschichtdiode niederohmig, so dass der Eingang des zweiten elektronischen Schalters durch sie kurzgeschlossen und eine Betätigung desselben, d. h. das Wiedereinschalten des Netzgerätes, unterbunden ist, während bei verschwindender Ausgangsspannung, d. h. bei abgeschaltetem Netzgerät, die Vierschichtdiode einen hohen Widerstand darstellt und das Steuersignal an den Eingang des zweiten elektronischen Schalters gelangen kann.
Man kann zu diesem Zweck aber auch eine parallel zum Steuereingang des zweiten Schalters geschaltete, beispielsweise bistabile Kippstufe verwenden, die bei endlicher Ausgangsspannung wiederum den Eingang dieses Schalters kurzschliesst, bei verschwindender Aus-
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gangsspannung, also im abgeschalteten Zustand des Netzgerätes, dagegen einen hochohmigen Widerstand darstellt.
Damit die Schutzschaltung nicht bei impulsartigen, d. h. kurzzeitigen Überlastungen des Netzgerätes anspricht, die dieses ohne weiteres aushält, sind zweck- mässigerweise dem ersten elektronischen Schalter Kondensatoren zum Verhindern seiner Betätigung bei Im- pulsbelastung zugeordnet.
Zeitkonstantenglieder können ferner vorgesehen sein, die die Freigabe des zweiten elektronischen Schalters bis nach Beendigung des Abschaltvorganges verzögern.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Figuren beispielsweise erläutert. Dabei stellen die Fig. 1 und 2 die Kennlinien bekannter Netzgeräte dar, während in Fig. 3 der als erster Schalter bezeichnete und in Fig. 4 der als zweiter Schalter bezeichnete Teil der erfindungs- gemässen Schaltungsanordnung, jeweils zusammen mit den zur Erzeugung der Steuerspannung erforderlichen Schaltungselementen, wiedergegeben ist. Fig. 5 zeigt die Kennlinie einer Vierschichtdiode, die zur Verhinderung des Ansprechens des zweiten Schalters vor dem Zeitpunkt dient, in dem die Belastung des Netzgerätes wieder auf einen zulässigen Wert gesunken ist.
Fig. 6 schliesslich zeigt die gesamte erfindungsgemässe Schaltungsanordnung zum Überlastungsschutz eines geregelten Netzgerätes einschliesslich einer schematischen Darstellung des Netzgerätes selbst.
Die Fig. 1 und 2 geben die Spannungs-Strom- Kennlinie bekannter Netzgeräte wieder. Man erkennt, dass die geregelte Ausgangsspannung U1 innerhalb eines relativ grossen Bereiches des Stromes I konstant gehalten ist. Erst oberhalb eines Stromwertes Imax. sinkt die Ausgangsspannung, und zwar im Falle der Fig. 1 relativ langsam, dagegen im Falle der für ein Netzgerät mit dem Innenwiderstand Null und Mitteln zur Strombegrenzung geltenden Fig. 2 fast sofort auf den Wert Null.
Bei der erfindungsgemässen Schutzschaltung wird nun derjenige Abfall der Spannung U1 um den Wert QU1 zur Gewinnung eines Auslösekriteriurns für die Schutzschaltung verwendet, der bei einer bestimmten Belastung des Netzgerätes auftritt. Diese Belastung braucht noch nicht notwendigerweise eine kritische Belastung, d. h. eine Überlastung, darzustellen, kann jedoch bereits so hoch sein, dass eine weitere Erhöhung der Belastung zu der Gefahr der Zerstörung von Schaltungselementen, insbesondere Halbleiterelementen, wie Transistoren, in dem Netzgerät führen kann.
In Fig. 3, die den zum Abschalten des Netzgerätes bei Überlastungsgefahr dienenden ersten elektronischen Schalter wiedergibt, ist, wie auch in den weiteren Figuren, das eigentliche Netzgerät mit N bezeichnet. Es ist hier im einzelnen nicht dargestellt, da entsprechende Netzgeräte an sich dem Fachmann bekannt sind. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf den Schutz transistorisierter Netzgeräte, da Transistoren bekanntlich besonders empfindlich gegen Überlastung sind.
Dieser erste elektronische Schalter enthält zwei Transistoren, von denen der Transistor T1 die eigentliche Schaltfunktion ausübt, während der zweite Transistor T2 den steuernden Transistor bildet. Die Basis-Emit- ter-Strecke des Transistors T2 ist an den durch eine Diode gebildeten Gleichrichter Dl angeschaltet, greift also die Spannung an diesem Gleichrichter ab. Verständlicherweise können auch andere gleichrichtende Elemente bzw. mehrere Elemente dieser Art, wie in Fig. 6, Verwendung finden.
Dieser Gleichrichter Dl liegt in der Verbindung zwischen dem die geregelte Ausgangsspannung U1 abgebenden Ausgang des Netzgerätes N einerseits und der Quelle für die Vergleichsspannung U2 andererseits. Die Quelle für die konstante Gleichspannung U2 kann durch irgendeine zusätzliche Spannungsquelle gebildet sein; diese Spannung kann aber auch, wie im Falle des Ausführungsbeispiels der Fig. 6, unter Verwendung stabilisierender Schaltungselemente, wie Ze- nerdioden, aus der zu stabilisierenden Spannung am Eingang des Netzgerätes N gewonnen sein.
Wie Fig. 3 erkennen lässt, steht an dem Widerstand R1, dessen Funktion noch zu erläutern ist, und den Gleichrichter D1 die aus der Vergleichsspannung U2 einerseits und der an der Bürde RL stehenden geregelten Ausgangsspannung U1 andererseits gebildete Differenzspannung. Im normalen Betriebsfall, d. h. sofern keine Überlastung des Netzgerätes N vorliegt, ist der Belastungswiderstand RL so gross, d. h. die Bürde so klein, dass die Spannung U1 innerhalb des Bereichs konstanter Spannung gemäss den Fig. 1 und 2 liegt. Dann ist die Spannung U1 infolge entsprechender Wahl der Vergleichsspannung U2 grösser als die Vergleichsspannung, so dass die Diode Dl stromlos ist.
Sobald aber infolge einer vergrösserten Belastung des Netzgerätes N ein Spannungsabfall QUl auftritt, der so gross ist, dass die Spannung U1 kleiner wird als die Vergleichsspannung, kann ein Strom durch den Gleichrichter Dl, den Widerstand R1 und den Lastwiderstand RL fliessen, der an dem Gleichrichter Dl einen von dessen Schleusenwiderstand abhängigen Spannungsabfall erzeugt. Dieser Spannungsabfall wird den Steuerelektroden des Transistors T2, in diesem Ausführungsbeispiel der Basis und dem Emitter, zugeführt, so dass nunmehr eine den Transistor T2 leitend machende Steuerspannung vorliegt.
Das hat zur Folge, dass dieser Transistor einen Kollektorstrom durch die beiden Arbeitswiderstände R2 und R3 in seinem Kollektorkreis fliessen lässt, d. h. das Potential des mit der Basis des den eigentlichen Schalter darstellenden Transistors T1 verbundenen Punktes A zum Steigen bringt. Es wird also durch den eigentlichen Schalttransistor T1 die Spannung am Widerstand R3 abgegriffen. Das Potential des Punktes A war während des nichtleitenden Zustandes des zweiten Transistors T2 Null. Beim Vorliegen eines derartigen Steuerpotentials im Punkt A wird nunmehr auch der Transistor T1 leitend, so dass er bei geeigneter Verbindung seines Kollektors mit Teilen des Netzgerätes N dieses abschalten kann.
Hierüber wird bei der Erläuterung des Ausführungsbeispieles nach Fig. 6 noch zu sprechen sein.
Man erkennt in der Schaltung nach Fig. 3 ferner den Kondensator Cl. Er dient dazu, ein Ansprechen des ersten elektronischen Schalters, d. h. das Leitendwer- den des Transistors T1, zu verhindern, wenn eine überlastung lediglich impulsweise auftritt. Dabei wird also die Speichereigenschaft des Kondensators ausgenutzt.
Im folgenden soll nun der in Fig. 4 beispielsweise dargestellte zweite elektronische Schalter, der zum Wiedereinschalten des Netzgerätes N bei einem zulässigen Wert der Bürde RL dient, beschrieben werden. Es sei hier eingeschoben, dass in allen Schaltungen die Bürde RL des Netzgerätes N nicht im einzelnen dargestellt ist,
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da diese Bürde verständlicherweise je nach der Art der gespeisten elektrischen Geräte unterschiedlich aussieht.
Auch dieser zweite elektronische Schalter ist in diesem Ausführungsbeispiel transistorisiert aufgebaut. Der Transistor T3 wird über die Widerstände R1, R4 sowie die Vierschichtdiode D2 von der Vergleichsspannung U2 gespeist.
Als Kriterium für die Betätigung des zweiten Schalters dient nicht, wie beim ersten Schalter, der Wert der geregelten Ausgangsspannung U1 des Netzgerätes N, da diese Spannung jetzt abeschaltet ist, sondern die Grösse des Stromes durch den Belastungswiderstand RL. Dieser Strom ist um so grösser, je grösser die Bürde ist, und umgekehrt, stellt daher unmittelbar ein Mass für die Belastung des Netzgerätes N dar. Dieser Strom wird mittels des Widerstandes R1 so definiert, dass bei zulässiger Bürde die erforderliche Steuerspannung für den zweiten elektronischen Schalter erreicht wird.
Wie bereits bemerkt, ist die Steuerelektrode darstellende Basis des Transistors T3 über den aus dem Widerstand R4 und der Vierschichtdiode D2 gebildeten Spannungsteiler an die Spannung am Widerstand R1 angeschlossen. Dieser Spannungsteiler hat die Aufgabe, das Ansprechen des zweiten elektronischen Schalters während des normalen Betriebes zu verhindern.
Diese Eigenschaft verleiht dem Spannungsteiler die in Fig. 5 wiedergegebene Kennlinie einer Vierschichtdiode. Bei normaler Belastung des Netzgerätes ist die von ihm abgegebene geregelte Spannung U1 grösser als die in dem Diagramm der Fig. 5 angegebene Spannung Us. Dem- gemäss ist die Vierschichtdiode bei diesem Betriebsfall sehr niederohmig und schliesst daher den Eingang des Transistors T3 kurz, so dass an diesen kein den Transistor betätigendes Steuersignal gelangen kann.
Die dann an ihr abfallende Spannung UH reicht zum Durchsteuern des Transistors T3 nicht aus. Anders ist es aber in dem Fall, in dem die geregelte Ausgangsspannung U1 des Netzgerätes N infolge Wirksamwerdens des in Fig. 3 dargestellten ersten elektronischen Schalters verschwindet. Jetzt ist die Diode D2 sehr hochohmig geworden, so dass das Steuersignal an der Basis des Transistors T3 nicht kurzgeschlossen wird und der Transistor wirksam werden kann.
Dieser Transistor bewirkt, wie später anhand Fig. 6 im einzelnen erläutert wird, ein Unwirk- samwerden des dem ersten Transistor T1 in dem ersten elektronischen Schalter zugeführten Steuersignals.
Es muss sichergestellt werden, dass ein Ansprechen des zweiten elektronischen Schalters (Fig. 4) auch während des Abschaltens des Netzgerätes N nicht auftritt. Zu diesem Zweck ist dem Transistor T3 das aus dem Widerstand R5 und dem Kondensator C2 gebildete Zeitkonstantenglied zugeordnet, das ein unerwünscht rasches Ansprechen dieses Transistors verhindert.
Fig. 6 gibt ein L7bersichtsschaltbild für ein mit der erfindungsgemässen Schutzschaltung versehenes Netzgerät N wieder. Die zu regelnde Spannung ist im linken Teil des Schaltbildes mit U bezeichnet; das Netzgerät N, dessen Aufbau an sich bekannt sein dürfte, gibt an seinen Ausgangsklemmen die geregelte Ausgangsspannung U1 ab.
Die einzelnen Schaltungselemente der Schutzschaltung S sind mit denselben Bezugszeichen wie in den vorhergegangenen Schaltungen versehen.
Man erkennt, dass die Vergleichsspannung U2 in diesem Ausführungsbeispiel der Erfindung nicht einer zusätzlichen Spannungsquelle entnommen, sondern aus der ungeregelten Eingangsspannung U des Netzgerätes N unter Verwendung der Zenerdiode D3 und des Transistors T7 zur Stabilisierung abgeleitet ist. Sobald die Differenzspannung aus Vergleichsspannung U2 und geregelter Ausgangsspannung U1 einen solchen Wert und eine solche Polarität besitzt, dass der erste Schalter anspricht, d. h. der Transistor T1 leitend wird, bewirkt dieser einen Kurzschluss der Kollektor-Emitter-Strecke des die Stellgrösse des Regelkreises des Netzgerätes N liefernden Transistors T6.
Dies hat zur Folge, dass der Längstransistor T4 im Netzgerät hochohmig und damit das Netzgerät abgeschaltet wird.
Der Transistor T3 des zweiten elektronischen Schalters, der eine Aufhebung der Abschaltung des Netzgerätes N dann bewirken soll, wenn die Bürde auf einen erträglichen Wert gesunken ist, ist mit seinem durch den Kollektor gebildeten Ausgang mit dem Punkt A verbunden, an dem das Betätigungspotential für den den eigentlichen Schalter darstellenden ersten Transistor T1 des ersten elektronischen Schalters abgegriffen wird.
Das bedeutet, dass, sobald die Kollektor-Emitter-Strek- ke des Transistors T3 leitend wird, d. h. sobald der zulässige Wert der Bürde RL wieder erreicht ist, das Betätigungspotential für den Transistor T1 kurzgeschlossen und demgemäss der Transistor wieder gesperrt wird. Damit wird aber der Kurzschluss für den das Stellglied des Regelkreises des Netzgerätes N liefernden Transistor T6 aufgehoben, so dass unabhängig von dem Zustand des zweiten Transistors T2 des ersten Schalters das Netzgerät N wieder eingeschaltet wird.
T5 ist ein zur Strombegrenzung gemäss der Kennlinie nach Fig. 2 vorgesehener Transistor. Seine Funktion kann auch vom Transistor T1 mit übernommen werden.
Der Widerstand R5 bildet zusammen mit dem Kondensator C2 ein Zeitkonstantenglied, dessen Zeitkonstante grösser ist als die Zeitdauer der Abschaltung, so dass mit Sicherheit ein Ansprechen des den dritten Transistor T3 enthaltenden zweiten Schalters während der Abschaltung des Netzgerätes N vermieden ist.
Durch das erfindungsgemässe Prinzip der Heranziehung des Abfalls QU1 der geregelten Ausgangsspannung U1 zum Abschalten des Netzgerätes N und des von der Vergleichsspannung U2 durch die Belastung RL getriebenen Stromes zur Wiedereinschaltung des Netzgerätes ist eine Schutzschaltung geschaffen, die vollautomatisch sowohl den Schutz des Netzgerätes als auch die Wiedereinschaltung desselben vornimmt. Dabei sind irgendwelche Nachteile im Sinne einer zeitlichen Verzögerung des Schutzes oder einer Belastung der Schaltungselemente des zu schützenden Netzgerätes vermieden.
Verständlicherweise sind mannigfache Abänderungen der in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele der Erfindung möglich. So kann beispielsweise die Vierschichtdiode durch eine Kippschaltung, beispielsweise einen bistabilen Multivibrator, ersetzt werden. Im Prinzip ist es auch möglich, die Schutzschaltung mit Röhren aufzubauen, ohne dass der Erfindungsgedanke verlassen wird.
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Circuit arrangement for overload protection of a regulated power supply unit The invention relates to a circuit arrangement for overload protection of a regulated power supply unit containing an electronic control device through which the output current flows, the output voltage of which is switched off when overloaded.
Other principles for overload protection of regulated network devices have also become known. For example, in the event of a short circuit, the current was limited by means of a series resistor, which at the same time takes over most of the power loss that occurs. However, there is the disadvantage that this series resistor is switched on continuously.
The use of normal fuses is not recommended in this context, as they are not sufficient to protect the device quickly due to their inertia.
It is also known to limit the maximum current to a constant, harmless value. In the event of a short circuit, the output voltage is then zero at maximum current. The disadvantage of this method is that in power supply units equipped with transistors, one or more transistors are usually arranged in the series branch, the power loss of which can assume considerable values with such a protective circuit.
Finally, it is already known to switch off the power supply unit in the event of an overload, for example by means of a bistable multivibrator circuit. The disadvantage of known arrangements of this type is that switching on the power supply unit again after the overload has been eliminated requires the actuation of an additional reset button.
The invention is based on the object of specifying a circuit arrangement for overload protection of a regulated power supply unit which acts by switching off, i.e. does not cause increased stress on the circuit elements of the power supply unit in the event of overloads, but on the other hand also does not have the disadvantage of the known, with switching off the power supply unit. tes working protection arrangements, so automatically removes the shutdown of the power supply.
A circuit arrangement that achieves this object is characterized according to the invention in that the differential voltage is formed from the regulated output voltage of the power supply unit and a constant reference voltage and a control voltage for a first electronic switch that actuates the electronic control device through which the output current flows is obtained from this, which control voltage when the Output voltage below a threshold value switches the first electronic switch to such a position that it puts the electronic control device in the blocking state and that after the output voltage has been switched off from the comparison voltage through the burden, a current representing a measure of the size of the burden is driven from which a control variable for a second,
the electronic control device through which the output current flows is obtained which actuates the electronic switch, which switches the electronic control device to the on state after the burden has been reduced to a permissible value.
The principle applied in the circuit arrangement according to the invention is that the drop in the regulated output voltage of the device is used as the criterion for switching off the power supply unit in the event of an impending overload, while the power supply unit, which is driven by a constant voltage source through the load resistance, is used to switch the power supply unit on again after the overload has ended Electricity is used. This current is a direct measure of the size of the load resistance, so that it can be used to actuate another switch that switches the power supply unit back on after the overload has ended.
The additional constant voltage is used for both shutdown and restart. They can be found in the preferred version
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Rung form of the invention using voltage-stabilizing circuit elements such as Zener diodes from the unregulated input voltage of the power supply.
The circuit arrangement described provides protection for regulated power supplies against overload, which responds with certainty within a very short time and automatically causes the device to be switched on again as soon as the load has fallen to a non-critical value that can be predetermined by suitable dimensioning of the circuit elements.
Appropriately, to tap the control voltage for the first electronic switch, i.e. for the switch causing the disconnection, rectifiers in the required number and polarity are connected in a connecting line between the output of the power supply unit and the source of the comparison voltage so that they only carry a current when the regulated output voltage of the power supply unit has become less than the reference voltage.
This ensures that the switch-off only takes place when the output voltage has fallen below a value given by the selected magnitude of the comparison voltage.
The first electronic switch will be constructed from two transistors, namely a first transistor forming the actual switch and a second transistor controlling this. The last-mentioned transistor is supplied with the tapped control voltage in the sense that closes it in the event of an imminent overload of the power supply unit, and the potential at a working resistor of the second transistor is supplied to the control electrode of the first transistor. In detail, a corresponding circuit can look like this
that the above-mentioned rectifier for tapping the control voltage between the emitter and base of the second transistor of this first switch and the first transistor of the same with base and emitter taps the voltage at a collector resistor of the second transistor. Only in the event that the second transistor conducts is there a voltage operating the switching transistor across the mentioned collector resistor. This is only the case when the regulated output voltage of the power supply unit has become lower than the comparison voltage, i.e. there is a risk of the power supply unit being overloaded.
The first electronic switch can now switch off the power supply unit in such a way that it suppresses the manipulated variable of the control circuit of the power supply unit when it is actuated. As a result, the series transistor in power supplies equipped with transistors has a high resistance, so that the device is switched off.
The second electronic switch is now based on the opposite task, namely to switch the power supply unit back on after the overload has subsided to an uncritical load value. In the preferred embodiment of the invention, this is done in such a way that the second electronic switch, when actuated, cancels the effect of the control voltage on the first electronic switch. This can be achieved in terms of circuit technology in that the second electronic switch when it is actuated, i. H.
as soon as the load of the power supply has assumed a permissible value again, the working resistance of the second transistor of the first electronic switch short-circuits. Since, as noted above, the voltage across this working resistor is the direct actuation voltage for the first transistor of the first switch, which is the actual switch, the short-circuiting of this working resistor means that the first transistor of the first switch returns to its idle state. For this purpose, the second electronic switch can contain a transistor with its emitter-collector path parallel to the operating resistance of the second transistor of the first electronic switch.
In the exemplary embodiment described, the control signal emitted by the second transistor of the first switch which effects the control is practically eliminated by the short-circuit of its operating resistance.
In the following, further details regarding the mode of operation and configuration of the second switch are to be given. It is advisable to tap the control voltage for the second electronic switch in series with the rectifiers, which are used to tap the control voltage for the first electronic switch, to put a resistor of such a dimension that after reducing the burden to the permissible value Control voltage has the value required to operate the second switch.
By changing the resistance value of this resistor, which is used to tap the control voltage of the second switch, it is possible to change the response value of this second switch; H. set various permissible loads at which the power supply unit should be switched on again.
Since the response value of the second switch can be selected independently of that of the first switch, it is advisable to assign additional circuit means to the second electronic switch, which ensure that the device is not switched on again by the second switch when the power supply is switched off. These circuit means are expediently controlled by the regulated output voltage of the power supply unit.
They contain, for example, a four-layer diode connected in parallel to the control input of the second electronic switch, which is controlled to be low-resistance when the regulated output voltage is finite and high-resistance when the output voltage is zero. These properties of the four-layer diode are expressed in its characteristic curve to be explained later with reference to FIG. 5.
As long as the power supply unit delivers a regulated output voltage of finite value, the four-layer diode has a low resistance, so that the input of the second electronic switch is short-circuited by it and an actuation of the same, ie. H. restarting of the power supply is prevented, while when the output voltage disappears, d. H. When the power supply is switched off, the four-layer diode represents a high resistance and the control signal can reach the input of the second electronic switch.
For this purpose, however, a bistable multivibrator, for example, connected in parallel to the control input of the second switch can be used, which in turn short-circuits the input of this switch when the output voltage is finite.
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output voltage, i.e. when the power supply is switched off, represents a high resistance.
So that the protective circuit does not occur with impulsive, i. H. If the power supply unit responds to brief overloads which it can withstand without further ado, capacitors are expediently assigned to the first electronic switch to prevent it from being actuated in the event of a pulse load.
Time constant elements can also be provided which delay the release of the second electronic switch until after the shutdown process has ended.
In the following the invention is explained by way of example with reference to the figures. 1 and 2 show the characteristic curves of known power supply units, while in FIG. 3 the part of the circuit arrangement according to the invention designated as the first switch and in FIG. 4 the part designated as the second switch, each together with the parts required to generate the control voltage Circuit elements, is reproduced. 5 shows the characteristic of a four-layer diode which serves to prevent the second switch from responding before the point in time at which the load on the power supply unit has fallen to a permissible value again.
Finally, FIG. 6 shows the entire circuit arrangement according to the invention for overload protection of a regulated power supply unit, including a schematic representation of the power supply unit itself.
FIGS. 1 and 2 show the voltage-current characteristics of known power supply units. It can be seen that the regulated output voltage U1 is kept constant within a relatively large range of the current I. Only above a current value Imax. the output voltage drops, and in the case of FIG. 1 relatively slowly, but in the case of FIG. 2, which applies to a power supply unit with zero internal resistance and means for current limitation, almost immediately to the value zero.
In the protective circuit according to the invention, that drop in voltage U1 by the value QU1 is used to obtain a triggering criterion for the protective circuit which occurs when the power supply unit is under a certain load. This load does not necessarily have to be a critical load; H. An overload, however, can already be so high that a further increase in the load can lead to the risk of destruction of circuit elements, in particular semiconductor elements such as transistors, in the power supply unit.
In FIG. 3, which shows the first electronic switch used to switch off the power supply unit when there is a risk of overload, the actual power supply unit is denoted by N, as in the other figures. It is not shown here in detail, since corresponding network devices are known per se to the person skilled in the art. In particular, the invention relates to the protection of transistorized power supplies, since transistors are known to be particularly sensitive to overload.
This first electronic switch contains two transistors, of which the transistor T1 performs the actual switching function, while the second transistor T2 forms the controlling transistor. The base-emitter path of the transistor T2 is connected to the rectifier D1 formed by a diode, so it picks up the voltage at this rectifier. Understandably, other rectifying elements or several elements of this type, as in FIG. 6, can also be used.
This rectifier D1 is in the connection between the output of the power supply unit N which emits the regulated output voltage U1 on the one hand and the source for the comparison voltage U2 on the other hand. The source for the constant direct voltage U2 can be formed by any additional voltage source; However, as in the case of the exemplary embodiment in FIG. 6, this voltage can also be obtained from the voltage to be stabilized at the input of the power supply unit N using stabilizing circuit elements such as zener diodes.
As FIG. 3 shows, the resistor R1, the function of which is still to be explained, and the rectifier D1 have the differential voltage formed from the comparison voltage U2 on the one hand and the regulated output voltage U1 across the load RL on the other. In normal operation, i. H. if there is no overload of the power supply unit N, the load resistance RL is so large, i. H. the burden is so small that the voltage U1 lies within the constant voltage range according to FIGS. 1 and 2. Then the voltage U1 is greater than the comparison voltage as a result of a corresponding selection of the comparison voltage U2, so that the diode Dl is de-energized.
However, as soon as a voltage drop QUl occurs as a result of an increased load on the power supply unit N, which is so great that the voltage U1 is smaller than the comparison voltage, a current can flow through the rectifier Dl, the resistor R1 and the load resistor RL, which is at the rectifier Dl generates a voltage drop dependent on its lock resistance. This voltage drop is fed to the control electrodes of the transistor T2, in this exemplary embodiment the base and the emitter, so that there is now a control voltage which makes the transistor T2 conductive.
This has the consequence that this transistor allows a collector current to flow through the two load resistors R2 and R3 in its collector circuit, i. H. the potential of the point A connected to the base of the transistor T1, which is the actual switch, increases. The voltage at the resistor R3 is tapped by the actual switching transistor T1. The potential of the point A was zero during the non-conductive state of the second transistor T2. When such a control potential is present at point A, the transistor T1 now also becomes conductive, so that it can switch off the power supply unit N with a suitable connection of its collector to parts of the power supply unit N.
This will be discussed in the explanation of the embodiment according to FIG.
The circuit according to FIG. 3 also shows the capacitor C1. It is used to respond to the first electronic switch, d. H. to prevent the transistor T1 from becoming conductive if an overload only occurs in pulses. The storage properties of the capacitor are used here.
In the following, the second electronic switch, shown as an example in FIG. 4, which is used to switch on the power supply unit N again when the load RL is permissible, will now be described. It should be inserted here that the load RL of the power supply unit N is not shown in detail in all circuits,
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since this burden, understandably, looks different depending on the type of electrical equipment being fed.
This second electronic switch is also transistorized in this exemplary embodiment. The transistor T3 is fed by the comparison voltage U2 via the resistors R1, R4 and the four-layer diode D2.
The criterion for operating the second switch is not the value of the regulated output voltage U1 of the power supply unit N, as with the first switch, since this voltage is now switched off, but the magnitude of the current through the load resistor RL. This current is greater, the greater the burden, and vice versa, therefore represents a direct measure of the load on the power supply unit N. This current is defined by means of the resistor R1 in such a way that the required control voltage for the second electronic unit is available with a permissible burden Switch is reached.
As already noted, the base of the transistor T3, which represents the control electrode, is connected to the voltage at the resistor R1 via the voltage divider formed from the resistor R4 and the four-layer diode D2. This voltage divider has the task of preventing the second electronic switch from responding during normal operation.
This property gives the voltage divider the characteristic curve of a four-layer diode shown in FIG. 5. With normal load on the power supply unit, the regulated voltage U1 output by it is greater than the voltage Us indicated in the diagram in FIG. Accordingly, the four-layer diode has a very low resistance in this operating case and therefore short-circuits the input of the transistor T3, so that no control signal that actuates the transistor can reach it.
The voltage UH which then drops across it is not sufficient to turn on the transistor T3. However, it is different in the case in which the regulated output voltage U1 of the power supply unit N disappears as a result of the first electronic switch shown in FIG. 3 becoming effective. Now the diode D2 has become very high resistance, so that the control signal at the base of the transistor T3 is not short-circuited and the transistor can take effect.
As will be explained in detail later with reference to FIG. 6, this transistor causes the control signal supplied to the first transistor T1 in the first electronic switch to become ineffective.
It must be ensured that the second electronic switch (FIG. 4) does not respond even when the power supply unit N is switched off. For this purpose, the transistor T3 is assigned the time constant element formed from the resistor R5 and the capacitor C2, which prevents this transistor from responding too quickly.
6 shows a general circuit diagram for a power supply unit N provided with the protective circuit according to the invention. The voltage to be regulated is labeled U in the left part of the circuit diagram; the power supply unit N, the structure of which should be known per se, delivers the regulated output voltage U1 at its output terminals.
The individual circuit elements of the protective circuit S are provided with the same reference symbols as in the previous circuits.
It can be seen that the comparison voltage U2 in this exemplary embodiment of the invention is not taken from an additional voltage source, but is derived from the unregulated input voltage U of the power supply unit N using the Zener diode D3 and the transistor T7 for stabilization. As soon as the differential voltage from the comparison voltage U2 and the regulated output voltage U1 has such a value and polarity that the first switch responds, i. H. the transistor T1 becomes conductive, this causes a short circuit in the collector-emitter path of the transistor T6 which supplies the manipulated variable of the control circuit of the power supply unit N.
As a result, the series transistor T4 in the power supply unit has a high resistance and the power supply unit is switched off.
The transistor T3 of the second electronic switch, which is intended to cancel the shutdown of the power supply unit N when the burden has dropped to a tolerable value, is connected with its output formed by the collector to point A, at which the actuation potential for the the actual switch representing the first transistor T1 of the first electronic switch is tapped.
This means that as soon as the collector-emitter path of the transistor T3 becomes conductive, i. H. as soon as the permissible value of the load RL is reached again, the actuation potential for the transistor T1 is short-circuited and accordingly the transistor is blocked again. However, this removes the short circuit for the transistor T6 supplying the actuator of the control circuit of the power supply unit N, so that the power supply unit N is switched on again regardless of the state of the second transistor T2 of the first switch.
T5 is a transistor provided for current limitation in accordance with the characteristic curve according to FIG. Its function can also be taken over by transistor T1.
The resistor R5, together with the capacitor C2, forms a time constant element whose time constant is greater than the duration of the shutdown, so that the second switch containing the third transistor T3 will definitely not respond during the shutdown of the power supply unit N.
The inventive principle of using the drop QU1 of the regulated output voltage U1 to switch off the power supply unit N and the current driven by the comparison voltage U2 through the load RL to switch on the power supply unit again creates a protective circuit that fully automatically protects both the power supply unit and the restart does the same. Any disadvantages in the sense of a time delay in the protection or a load on the circuit elements of the power supply to be protected are avoided.
Understandably, various modifications of the exemplary embodiments of the invention shown in the figures are possible. For example, the four-layer diode can be replaced by a trigger circuit, for example a bistable multivibrator. In principle it is also possible to build up the protective circuit with tubes without departing from the inventive concept.