DE1186512B - Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle an einen niederohmigen Verbraucher - Google Patents
Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle an einen niederohmigen VerbraucherInfo
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Description
BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND
DEUTSCHES
PATENTAMT
AUSLEGESCHRIFT
Internat. Kl.:
Deutsche KL: 21 a2-18/01
Nummer: 1186 512
Aktenzeichen: U 9204 VIII a/21 a2
Anmeldetag: 21. August 1962
Auslegetag: 4. Februar 1965
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle
an einen niederohmigen Verbraucher über einen weiten Frequenzbereich, der sich praktisch bis hinunter zur Frequenz Null erstreckt,
mit einem Kathodenfolger oder einem Emitterfolger, dessen Steuergitter bzw. Basis mit dem Eingang der
Schaltungsanordnung verbunden ist und an dessen Kathode bzw. Emitter ein erster zusätzlicher Transistor
liegt. ίο
Der Spannungsverstärkungsfaktor eines einfachen Kathodenfolgers kann, vorausgesetzt, daß der Kathodenwiderstand
hochohmig ist, dem Wert Eins angenähert werden, was im Hinblick auf die Verringerung
der wirksamen Eingangskapazität wünschenswert ist. Eine niederohmige Ausgangsimpedanz kann
zwar durch Verwendung eines »White-Kathodenfolgers« erzielt werden, jedoch erstreckt sich die niederohmige
Ausgangsimpedanz eines White-Kathodenfolgers üblicher Schaltung wegen der Wechsel-Stromkopplung
nicht bis hinab zur Frequenz Null.
Es sind auch Emitterfolger zur Anpassung hochohmiger Signalspannungsquellen an niederohmige
Verbraucher bekannt. Der Ausgangswiderstand rt,
einer solchen Schaltung ist ungefähr re= ~, worin β
der Stromverstärkungsfaktor in Emitterschaltung und rs der Innenwiderstand der Signalspannungsquelle ist.
Der Ausgangswiderstand kann noch verringert werden, indem zwei oder mehr Emitterfolger in Kaskade
geschaltet werden, jedoch kann er nie geringer als der Ausgangswiderstand der letzten Stufe sein und
liegt gewöhnlich im Bereich von wenigen Ohm, falls nicht Leistungstransistoren mit großem Emitterstrom
verwendet werden.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten
zusätzlichen Transistors unmittelbar an die Kathode der Röhre bzw. den Emitter des Transistors des
Folgers angeschlossen ist, derart, daß jede Änderung des Kathoden- bzw. Emitterstroms des Folgers eine
Änderung gleicher Größe des Emitterstroms des ersten zusätzlichen Transistors hervorruft, und daß
der mit einem Belastungswiderstand versehene Kollektor des ersten zusätzlichen Transistors mit der
Basis eines zweiten zusätzlichen Transistors und der Emitter des zweiten zusätzlichen Transistors mit der
Basis des ersten zusätzlichen Transistors und zugleich mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung verbunden
ist, derart, daß der zweite zusätzliche Transistor Kollektorstromänderungen des ersten zusätzlichen
Transistors entgegenwirkt.
Schaltungsanordnung zum Anpassen einer
hochohmigen Signalspannungsquelle an einen
niederohmigen Verbraucher
hochohmigen Signalspannungsquelle an einen
niederohmigen Verbraucher
Anmelder:
United Kingdom Atomic Energy Authority,
London
Vertreter:
Dipl.-Ing. E. Schubert, Patentanwalt,
Siegen, Eiserner Str. 227
Als Erfinder benannt:
Kathirkamathamby Kandiah, London
Kathirkamathamby Kandiah, London
Beanspruchte Priorität:
Großbritannien vom 22. August 1961 (30 279),
vom 13. Dezember 1961
(44703)
Der erste und der zweite zusätzliche Transistor können p-n-p-Transistoren sein, und der Kollektorbelastungswiderstand
des ersten zusätzlichen Transistors kann ein ohmscher Widerstand oder ein weiterer
Transistor in Konstantstromschaltung sein. Alternativ können der erste und der zweite zusätzliche
Transistor n-p-n-Transistoren sein, und als Kathodenbelastung für die Folgerröhre kann ein weiterer
Transistor in Konstantstromschaltung dienen.
Gegenüber bekannten Schaltungsanordnungen der eingangs umrissenen Gattung weist die erfindungsgemäße
Anordnung folgende Vorteile auf:
1. Die Schaltungsanordnung kann in einem sehr weiten Frequenzbereich arbeiten, wobei die
Ausgangsimpedanz der Schaltungsanordnung von der Frequenz Null bis zu sehr hohen Frequenzen
sehr niedrig ist, während die Schaltungsanordnungen der eingangs genannten bekannten
Art lediglich für niedrige Frequenzen bestimmt sind.
2. Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung hat eine Spannungsverstärkung, die dem Wert
Eins sehr nahe kommt, und die Einbuße an Verstärkung bei Verringerung des Verbraucherwiderstandes
von einem verhältnismäßig großen Wert auf einen viel niedrigeren Wert von z. B. ungefähr 100 Ohm ist sehr klein und beträgt
ungefähr nur 2°/o.
509 507/238
3. Bei einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung braucht die negative Speisespannung
nur wenig größer als die maximale negative Amplitude des Signals zu sein.
Die Erfindung wird an Hand der sie beispielsweise wiedergebenden Zeichnung näher erläutert, und zwar
zeigen
Fi g. 1, 2 und 3 erfindungsgemäße Kathodenfolgerschaltungen
und
F i g. 4 bis 8 erfindungsgemäße Emitterfolgerschaltungen.
In der Schaltung gemäß Fig. 1 verläuft der Kathodenstrom
einer Röhre Vl zum Emitter eines ersten p-n-p-Transistors Jl und von dessen Kollektor
über einen Belastungswiderstand R1 zur Klemme —El. Jede Änderung des Kollektorstromes von Jl
wird an der Basis eines zweiten p-n-p-Transistors /3 als entsprechende Spannungsänderung wirksam, die
vom Emitter des Transistors/3 in einem solchen Sinne auf die Basis des Transistors /2 rückgekoppelt
wird, daß dieser Änderung entgegengewirkt wird. Durch diese Rückkopplung wird der Kollektorstrom
von /2 und somit der Kathodenstrom von Vl praktisch konstant gehalten. Infolgedessen bleiben die
Emitter-Basis-Spannung von /2 und die Gitter-Kathoden-Spannung von Vl konstant, und das Potential
V des Emitters von /3 folgt genau der Spannung V am Gitter von Vl. Der Transistor/3 speist den Verbraucherwiderstand
RL. Über den Widerstand R2 wird der Strom für die positiven Halbwellen der Ausgangsspannung
von der Klemme +El zugeführt.
Es kann gezeigt werden, daß mit guter Annäherung
Rl ßR}
(1)
(1)
Dann gilt;
fein
vau*
150
5 Obwohl die Schaltung gemäß Fig. 1 keine Verbesserung
in bezug auf den Verstärkungsfaktor gegenüber einem normalen Kathodenfolger mit einer
Kathodenbelastung von 3 kOhm bringt, ist sie doch wegen ihrer niedrigen Ausgangsimpedanz vorteilhafter,
falls der Verbraucherwiderstand einen kleinen Wert hat. Es soll angenommen werden, daß
RL = 100 Ohm und β = 50 ist. Für Signale kleiner Amplitude ist der Wert von R2 viel größer als RL
(weil Rl auf 150 Volt bezogen ist) und man kann deshalb in die Gleichung (1) R = 100 Ohm einsetzen
und erhält:
Vein
Vaus
1 +
Π
150
150
worin
Vein = Eingangssignalspannung,
Vaus = Ausgangssignalspannung,
μ = Verstärkungsfaktor von Vl, g = Steilheit von Vl, Re = Emitterwiderstand von Jl, RL = Verbraucherwiderstand,
β = Stromverstärkungsfaktor von /3 in Emitterschaltung und
Vaus = Ausgangssignalspannung,
μ = Verstärkungsfaktor von Vl, g = Steilheit von Vl, Re = Emitterwiderstand von Jl, RL = Verbraucherwiderstand,
β = Stromverstärkungsfaktor von /3 in Emitterschaltung und
Wenn man die Ergebnisse (3) und (4) vergleicht, so zeigt sich, daß die Minderung des Verstärkungsfaktors
ungefähr 2% beträgt, wenn der Verbraucherwiderstand von einem großen Wert auf 100 Ohm
herabgesetzt wird. Im Falle eines herkömmlichen Kathodenfolgers unter Verwendung derselben Röhre
wäre diese Minderung ungefähr 50%. Ein »White-Kathodenfolger« kann eine Leistung abgeben, die
derjenigen der Schaltung nach F i g. 1 ähnlich ist, aber nicht für sehr niedrige Signalfrequenzen, wenn
nicht komplizierte Gleichstromkopplungen verwendet werden.
Eine weitere Verbesserung kann erzielt werden, wenn Rl sehr groß gemacht wird, und zwar durch
Verwendung einer Konstantstrombelastung an Stelle von Rl, da jede Änderung im Kollektorstrom von
Jl dann ganz nach der Basis von /3 übermittelt wird. Die Gleichung (1) wird dann auf
reduziert. Der Ausgangswiderstand R0 ist dann durch
R =
R2RL
~R2+~R~L
Zunächst soll der einfache Fall betrachtet werden, woä2 und RL beide größer als Al sind, so daß
ßR > R1 ist. Zweifellos kann für R1 ein großer
Wert gewählt werden, wenn der Belastungswiderstand AL groß ist. In diesem Falle gilt:
Ve1n = j
Vans
Vans
R,
1
Al
Al
(2)
Falls für FIg=IOmAZV und μ=50 bei einem
Kathodenstrom von 10 mA ist, beträgt der Wert von R1 3 kOhm, wenn angenommen wird, daß das Eingangssignal
bei ungefähr 0 Volt liegt.
1 | -f | μ | /1 | - | + | \ 1 |
Re]· | ||||||
J ßR |
gegeben.
Bei Verwendung von gebräuchlichen Röhren und Transistoren ist der Ausgangswiderstand A0 von
der Größenordnung von 1 Ohm, und der Verstär-
kungsfaktor liegt bei —~- für mäßig große Verbraucherwiderstände.
Der Verbraucherstrom für positive Halbwellen des Eingangssignals wird durch entsprechende Verringerung
des Emitterstroms von /3 erhalten, während negative Halbwellen den Emitterstrom erhöhen.
Der Transistor/3 soll daher eine ausreichende Stromergiebigkeit für große Amplituden des Verbraucherstroms
haben. Der Ausgangswiderstand und die Spannungsverstärkung bleiben konstant von der Frequenz Null bis herauf zu einer Frequenz,
bei welcher der Stromverstärkungsfaktor von Jl oder /3 abnimmt. Typische Komponentenwerte in
der Schaltung der Fig. 1 sind: RL = lkOhm,
#1=3,3 kOhm und #2=30 kOhm. £1 kann 150 Volt positiv und £2 30 Volt negativ sein.
Durch Verwendung der verbesserten Schaltung nach F i g. 2 ist es möglich, sowohl einen Spannungsverstärkungsfaktor von beinahe gleich Eins als
auch einen niedrigen Ausgangswiderstand zu erhalten. Hierin ist eine Konstantstrom-Kollektor-Belastung
für /2 durch den n-p-n-Transistor 7 4 vorgesehen, dessen Emitterstrom durch das Potentiometer
RS, R6 und den EmitterwiderstandR7 bestimmt
ist. Darüber hinaus wird die Ausgangsspannung über die Gasentladungsdiode V 2 der Anode von Vl zugeführt,
wodurch die Anode-Kathoden-Spannung von Vl und somit der Anodenstrom konstant gehalten
wird. An Stelle von VI können Zenerdioden passender Spannung mit Vorteil verwendet werden,
weil sie eine niedrige Impedanz haben. Bei diesen Verbesserungen vereinfacht sich die Gleichung (1)
auf
Vein
Vans
R,
1
ßR
ßR
worin R der Wert des Verbraucherwiderstands parallel mit dem Widerstand/?4 ist, welcher in
Reihe mit der Anode von Vl liegt.
Der Ausgangswiderstand R0 ist durch
Der Ausgangswiderstand R0 ist durch
*o
1
ß
ß
gegeben. Im allgemeinen ist es möglich, einen Ausgangswiderstand R0 von ungefähr 1 Ohm zu erreichen,
und wenn der Verbraucherwiderstand viel größer als R0 ist, ist die Verstärkung beinahe gleich
Eins, wie aus Gleichung (7) zu sehen ist. Ein beträchtlicher Vorteil dieser Schaltung liegt darin, daß
die negative Speisespannung nur wenig größer als die maximale negative Amplitude des Signals zu
sein braucht, da der Kollektor von /4 nur um wenige Volt positiver als diese Speisequelle sein
muß. Der Emitterstrom von /3 für positive Ausgangsamplituden wird über V 2 zugeführt. Typische
Komponentenwerte in der Schaltung von F i g. 2 sind #4 = 3,3kOhm, R 7 = 220 Ohm, RS =
2,2kOhm und #6=15 kOhm. Vl ist ein RCA-Nuvistor6CW4,
und V 2 hat eine Durchbruchsspannung von ungefähr 100 V.
F i g. 3 zeigt eine Abänderung der Schaltung von F i g. 2 für große positive Amplituden des Verbraucherstroms.
Die p-n-p-Transistoren/2, /3 sind durch n-p-n-Transistoren J 2', /3' ersetzt. Vl hat
eine Konstantstrom-Kathoden-Belastung mit einem n-p-n-Transistor 75 und zugeordnete Widerstände
R12, R13 und #14. Jede Änderung im Kathodenstrom von Vl erscheint daher als Änderung von
gleicher Größe im entgegengesetzten Sinne im Emitterstrom des Transistors 72', dessen Kollektorstrom
auf die Basis von 72' über 73' rückgekoppelt wird, um dieser Änderung entgegenzuwirken.
Eine Konstantstrombelastung für den Kollektor von 72' ist nicht notwendig, weil die positive Speisespannung
El groß ist (z.B. 150VoIt) und für den
Widerstand R8 einen großen Wert ermöglicht. Typische Komponentenwerte in der Schaltung von
Fig. 3 sind: #4=3,3 kOhm, #8=33 kOhm, #9= l,5kOhm, #12=220 Ohm, #13=2,2kOhm und
#14=15 kOhm. Vl und V2 entsprechen Fig. 2. £5 kann 15 Volt positiv und £4 15 Volt negativ
sein.
In manchen Fällen kann der Transistor 7 2 oder 72' eine größere Kollektorspannung erfordern als
diejenige, welche in den gezeigten Schaltungen vorgesehen ist. Diese kann durch Einschalten einer
Zenerdiode von geeigneter Spannung in Reihe mit
ίο dem Emitter des Ausgangstransistors 73 oder 73'
erreicht werden.
Bei der Anwendung für Signale kleiner Amplitude sind die Schaltungen gemäß F i g. 2 und 3 besonders
nützlich wegen der außerordentlich niedrigen Eingangskapazität, die erreicht werden kann. Da die
Anode und Kathode von Vl dem Eingangssignal potentialmäßig folgen, werden die Gitter-Anoden-
und Gitter-Kathoden-Kapazitäten effektiv um einen
Faktor von ungefähr „ reduziert. Dieselbe Vermin-
R,
derung der Kapazität kann zwischen dem Eingang und den einzelnen Abschirmungen dadurch erzielt
werden, daß diese Abschirmungen mit dem Ausgang verbunden werden. Praktisch kann die Eingangskapazität
auf einen Wert von beträchtlich kleiner als 1 pF selbst dann verkleinert werden, wenn der Verbraucherwiderstand
am Ausgang nur 100 Ohm beträgt.
Wenn eine große Kapazität am Ausgang liegt, besteht bei raschen Änderungen der Signalamplitude
infolge der Ladungsspeicherung die Gefahr eines Uberschwingens. Durch die eingezeichnete #C-Kombination#15,
C2 in Fig. 2 bzw. #15', C2' in
F i g. 3 wird dieses Uberschwingen verhindert, indem die Schleifenverstärkung bei hohen Frequenzen
verringert wird, wobei #15 bzw. #15' parallel zur Kollektorbelastung von 72 bzw. 72' liegt.
Es hat sich als vorteilhaft herausgestellt, diese Überschwingungs-Verhütungsschaltungen C 2, #15
bzw. C 2', #15' durch CÄ-Integrierschaltungen zu
ersetzen, welche in Reihe mit dem Eingangsgitter geschaltet sind, wie es in den F i g. 5 bis 7 dargestellt
und weiter unten beschrieben ist. Geeignete Werte dieser #C-Glieder für die beschriebenen Kathodenfolgerschaltungen
sind C=0,lpF, # = 100kOhm. Wenn die kapazitive Belastung extrem groß ist, empfiehlt
es sich einen Widerstand (nicht gezeigt) in Reihe mit dem Ausgang zu schalten, um die
Spitzenströme in den Transistoren zu begrenzen.
Eine Emitterfolgerschaltung gemäß der Erfindung
ist in Fig. 4 gezeigt, in der ein n-p-n-Transistor 71 als Emitterfolger an die Stelle der Röhre Vl von
F i g. 1 tritt. Der Strom sowohl durch den Transistor 71 als auch den p-n-p-Transistor72 ist ungefähr
-^1-, und derjenige durch den p-n-p-Transistor 73
Ei
beträgt ungefähr ή. , unter statischen Bedingungen,
κ ζ
wobei der Strom durch den Verbraucher RL vernachlässigt wird. Der größte Teil des Belastungsstroms strömt durch 73. Wenn ein Eingangssignal V
an die Basis von 71 gelangt, sucht sich der Strom durch 71 und 72 zu ändern, jedoch wird dadurch
eine viel größere Änderung im Emitterstrom von 73 hervorgerufen mit dem Ergebnis, daß die wirkliche
Änderung des Stroms durch 71 und 72 beträchtlich reduziert ist. Wenn Vein die Änderung
der Eingangsspannung und Vaus die Änderung der
Ausgangsspannung ist, kann gezeigt werden, daß mit guter Annäherung gilt:
Y«« = l + (rei + re)
Vatis
1
ß3R'
ß3R'
RlR'
worin
rei = Emitterausgangswiderstand von /1 in
Basisschaltung,
re2 = Emitterausgangswiderstand von /2 in
re2 = Emitterausgangswiderstand von /2 in
Basisschaltung,
= Emitterausgangswiderstand von /3 in
= Emitterausgangswiderstand von /3 in
'«s
Basisschaltung,
ßs = Stromverstärkungsfaktor von 73 in
Emitterschaltung und
„, _ RlRL
„, _ RlRL
~~ RX + RL
R 1
Wenn rea <R'<
ß- ist, dann ist
ßs
(10)
Man kann zeigen, daß mit den obigen Annäherungswerten der Eingangswiderstand gleich
ß&R' parallel zu rblc ist, worin ßi der Stromverstärkungsfaktor
von 71 in Emitterschaltung und rblc der Kollektor-Basis-Widerstand von 71 ist. Der
Ausgangswiderstand ist ^* , worin Rs der Innen- Pi Ps
widerstand der Signalquelle ist.
Wenn also der Verbraucherwiderstand 100 Ohm beträgt, ist der Eingangswiderstand 250 kOhm
parallel zu T6I,., falls /^=^ = 50 angenommen wird.
y■
Das Verhältnis _p beträgt 1,004, wenn angenom-
"aa
men wird, daß rn=rn=l§ Ohm ist. Falls der Verbraucherwiderstand
10 Ohm ist, beträgt das Verhältnis
1,04, und der Eingangswiderstand be-
trägt 25 kOhm unter Annahme der obengenannten Transistorparameter.
Eine verbesserte Form der Schaltung, welche insbesondere für kleine Signale und zur Anpassung an
größere Verbraucherwiderstände geeignet ist und den Annäherungen
_, Rl
entspricht, ist in Fig. 5 gezeigt. Der Strom durch
71 und 72 ist durch eine Konstantstrombelastung bekannter Art bestimmt. Bei der vorliegenden Ausführungsform
ist diese Belastung durch einen n-p-n-Transistor 74 vorgesehen, dessen Emitterstrom
durch das Potentiometer R 5, R 6 und den Emitterwiderstand Rl bestimmt ist. Die Zener-Diode!)
stellt sicher, daß die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter von 71 konstant bleibt,
so daß rblc des ersten Transistors keinen wesentlichen
Beitrag zum Eingangswiderstand liefert. Der Strom durch R 4 im Überschuß zu demjenigen durch
71 fließt durch 73. Das Integrierglied R 3 Cl stellt sicher, daß die Schaltung stabil bleibt, wobei es
außerdem notwendig ist, für 72 einen Transistor mit einer viel höheren Grenzfrequenz vorzusehen als
diejenige von 71 und /3. Wenn Jl und /3 Grenzfrequenzen
von ungefähr 1 oder 2 Megahertz haben, ist es wünschenswert, für 72 einen Transistor mit
einer Grenzfrequenz von 50 Megahertz zu verwenden. Typische Werte von R 3 und Cl sind dann
lOkOhm bzw. 47pF. Das Hinzufügen von R3 und Cl beeinflußt die Eingangsimpedanz nicht wesentlich,
da. Cl sehr viel kleiner als die Eingangskapazitat
des Transistors ist. Mit dieser Schaltung können Eingangswiderstände, die viel größer als 1 Megaohm
sind, und
Vein
< 1,001
vaus
erhalten werden, wenn der Verbraucherwiderstand 1 kOhm ist, mit Strömen von nur wenigen Milliampere
in den Transistoren. Der Ausgangswiderstand ist weniger als 1 Ohm.
F i g. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel
(entsprechend der in Fig. 3 gezeigten Anordnung), bei welchem 72' ein n-p-n-Transistor ist. Es sind
vorzugsweise Konstantstrombelastungen /1 und /2 für 71 bzw. 72' vorgesehen, jedoch können auch
Widerstände bei manchen Anwendungen ausreichen. Diese Schaltung hat zwei vorteilhafte Eigenschaften.
Erstens ist, wenn die Eingangsspannung an der Basis von 71 Null ist, auch die Ausgangsspannung
Null, da die Emitter-Basis-Spannungen von 71 und 72' entgegengesetzt gerichtet sind und sich somit
praktisch aufheben; daher ist der Verbraucherstrom gleich Null. Zweitens heben sich, weil diese Spannungen
entgegengesetzte Richtungen haben, durch Temperaturänderungen hervorgerufene Spannungs-Schwankungen
gegenseitig auf, wodurch die Drifterscheinung reduziert wird. Demgegenüber haben die
Emitter-Basis-Spannungen von 71 und 72 in den F i g. 4 und 5 die gleiche Richtung, so daß bei der
Eingangsspannung Null die Ausgangsspannung die Summe der Emitter-Basis-Spannungen der beiden
Transistoren unter Null ist, d. h. ungefähr —0,4 Volt, und es fließt etwas Strom durch den Verbraucher;
Änderungen infolge von Temperaturänderungen addieren sich ebenso und rufen Drifterscheinungen
hervor.
Eine andere Form der Schaltung, welche besonders vorteilhaft für niedrige Werte des Verbraucherwiderstandes
ist und bei der die Spitzenspannungen sich den Werten der Speisespannungen nähern, ist in
F i g. 7 gezeigt. Bei dieser Anordnung ist der Kollektor von 71 mit der Basis eines p-n-p-Transistors 74'
verbunden, dessen Emitter an der positiven Klemme +El der Versorgungsleitung liegt und dessen Kollektor
mit dem Ausgang verbunden ist. In den Fig. 4 und 5 ist der Strom, der für den Verbraucher
während großer positiver Amplituden der Ausgangsspannung zur Verfügung steht, durch R2 bzw.
R 4 begrenzt. In der Schaltung nach F i g. 7 kann das Potential des Kollektors von 74' auf einen
Wert steigen, der bis auf 0,5 Volt dem Potential der Klemme +El angenähert ist, ohne daß der
durch 74' zum Verbraucher fließende Strom begrenzt wird. Wenn 73 und 74' gleiche Stromverstärkungsfaktoren
haben, ist der Basisstrom in jedem dieser Transistoren gleich der Hälfte von demjenigen,
der durch die Konstantstromquelle/3 geliefert wird. Im allgemeinen sind die Basisströme der Ausgangstransistoren
73, 74' umgekehrt proportional zu
ihren Stromverstärkungsfaktoren. Wenn der Verbraucherwiderstand extrem klein ist, ist der Strom
in /3 größer als derjenige in /4', falls der Eingang auf Erdpotential liegt, da der Emitter von /3 leicht
negativ ist, wie im vorstehenden erwähnt, und etwas Strom durch den Verbraucher fließt. Diese Schaltung
kann zum unmittelbaren Speisen von Verbrauchern, wie z. B. Lautsprechern, verwendet werden.
F i g. 8 zeigt eine Schaltung, die da eingesetzt werden kann, wo Speiseleitungen mit beiden Polaritäten
nicht zur Verfügung stehen. Das eine Ende des Verbraucherwiderstandes RL, der ein Lautsprecher
sein kann, ist mit dem Ausgang einer Schaltung wie in Fig. 7 verbunden, die /1, /2, /3 und /4' sowie
/3 aufweist. Das andere Ende von RL ist mit dem Ausgang einer identischen Bezugsschaltung verbunden,
die /11, /22, /33 und /44' sowie /33 aufweist. Die Eingangsspannung Vin wird zwischen die Basen
von /1 und /11 gelegt, deren Arbeitspunkt durch eine Anzapfung an einem gemeinsamen Spannungsteiler/?
10, RU bestimmt ist, der zwischen der Klemme +E 3 und Erde liegt.
Die Hauptvorteile der Schaltungen gemäß der Erfindung sind hohe Eingangsimpedanz, niedrige Ausgangsimpedanz
und ein Verstärkungsfaktor, der sehr nahe Eins kommt. Alle vorstehend geschilderten Eigenschaften
gelten für Gleichstrom und für Wechselstrom bis zu einer Frequenz, deren Grenze lediglich
durch die Grenzfrequenz der Transistoren gegeben ist.
In allen diesbezüglichen Schaltungen kann der n-p-n-Transistor/1 durch einen solchen des p-n-p-Typs
ersetzt werden, wenn entsprechende Abänderungen an der übrigen Schaltung vorgenommen
werden. Zum Beispiel würden in Fig. 4 /2 und /3 dann n-p-n-Transistoren werden.
Claims (3)
1. Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle an einen
niederohmigen Verbraucher über einen weiten Frequenzbereich, der sich praktisch bis hinunter
zur Frequenz Null erstreckt, mit einem Kathodenfolger oder einem Emitterfolger, dessen
Steuergitter bzw. Basis mit dem Eingang der Schaltungsanordnung verbunden ist und an
dessen Kathode bzw. Emitter ein erster zusätzlicher Transistor liegt, dadurch gekennzeichnet,
daß der Emitter des ersten zusätzlichen Transistors (J 2) unmittelbar an die
Kathode der Röhre (Vl) bzw. den Emitter des Transistors (/1) des Folgers angeschlossen ist,
derart, daß jede Änderung des Kathoden- bzw. Emitterstroms des Folgers eine Änderung gleicher
Größe des Emitterstroms des ersten zusätzlichen Transistors (/2) hervorruft, und daß der
mit einem Belastungswiderstand (Al) versehene Kollektor des ersten zusätzlichen Transistors
(/2) mit der Basis eines zweiten zusätzlichen Transistors (/3) und der Emitter des zweiten zusätzlichen
Transistors (/3) mit der Basis des ersten zusätzlichen Transistors (/2) und zugleich
mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung verbunden ist, derart, daß der zweite zusätzliche
Transistor (/3) Kollektorstromänderungen des ersten zusätzlichen Transistors (/2) entgegenwirkt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der
zweite zusätzliche Transistor (J 2, /3) p-n-p-Transistoren sind und der Kollektor-Belastungswiderstand
des ersten zusätzlichen Transistors (/2) ein ohmscher Widerstand (R T) oder ein
weiterer Transistor (/4) in Konstantstromschaltung ist (Fig. 1, 2, 4 und 5).
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der
zweite zusätzliche Transistor (J 2', /3') n-p-n-Transistoren
sind und als Kathodenbelastung für die Folgerröhre (Fl) ein weiterer Transistor (/5)
in Konstantstromschaltung dient (F i g. 3).
In Betracht gezogene Druckschriften:
»Nachrichtentechnik«, 1960, H. 12, S. 530 bis 534.
»Nachrichtentechnik«, 1960, H. 12, S. 530 bis 534.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
509 507/238 1.65 © Bundesdruckerei Berlin
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
GB30279/61A GB973753A (en) | 1961-08-22 | 1961-08-22 | Improvements in or relating to cathode-follower and emitterfollower circuits |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE1186512B true DE1186512B (de) | 1965-02-04 |
Family
ID=10305132
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DEU9204A Pending DE1186512B (de) | 1961-08-22 | 1962-08-21 | Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle an einen niederohmigen Verbraucher |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3163827A (de) |
DE (1) | DE1186512B (de) |
GB (1) | GB973753A (de) |
NL (1) | NL282327A (de) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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