DE1186512B - Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle an einen niederohmigen Verbraucher - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Internat. Kl.:

Deutsche KL: 21 a2-18/01

Nummer: 1186 512

Aktenzeichen: U 9204 VIII a/21 a2

Anmeldetag: 21. August 1962

Auslegetag: 4. Februar 1965

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle an einen niederohmigen Verbraucher über einen weiten Frequenzbereich, der sich praktisch bis hinunter zur Frequenz Null erstreckt, mit einem Kathodenfolger oder einem Emitterfolger, dessen Steuergitter bzw. Basis mit dem Eingang der Schaltungsanordnung verbunden ist und an dessen Kathode bzw. Emitter ein erster zusätzlicher Transistor liegt. ίο

Der Spannungsverstärkungsfaktor eines einfachen Kathodenfolgers kann, vorausgesetzt, daß der Kathodenwiderstand hochohmig ist, dem Wert Eins angenähert werden, was im Hinblick auf die Verringerung der wirksamen Eingangskapazität wünschenswert ist. Eine niederohmige Ausgangsimpedanz kann zwar durch Verwendung eines »White-Kathodenfolgers« erzielt werden, jedoch erstreckt sich die niederohmige Ausgangsimpedanz eines White-Kathodenfolgers üblicher Schaltung wegen der Wechsel-Stromkopplung nicht bis hinab zur Frequenz Null.

Es sind auch Emitterfolger zur Anpassung hochohmiger Signalspannungsquellen an niederohmige Verbraucher bekannt. Der Ausgangswiderstand r_t,

einer solchen Schaltung ist ungefähr r_e= ~, worin β

der Stromverstärkungsfaktor in Emitterschaltung und r_s der Innenwiderstand der Signalspannungsquelle ist. Der Ausgangswiderstand kann noch verringert werden, indem zwei oder mehr Emitterfolger in Kaskade geschaltet werden, jedoch kann er nie geringer als der Ausgangswiderstand der letzten Stufe sein und liegt gewöhnlich im Bereich von wenigen Ohm, falls nicht Leistungstransistoren mit großem Emitterstrom verwendet werden.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten zusätzlichen Transistors unmittelbar an die Kathode der Röhre bzw. den Emitter des Transistors des Folgers angeschlossen ist, derart, daß jede Änderung des Kathoden- bzw. Emitterstroms des Folgers eine Änderung gleicher Größe des Emitterstroms des ersten zusätzlichen Transistors hervorruft, und daß der mit einem Belastungswiderstand versehene Kollektor des ersten zusätzlichen Transistors mit der Basis eines zweiten zusätzlichen Transistors und der Emitter des zweiten zusätzlichen Transistors mit der Basis des ersten zusätzlichen Transistors und zugleich mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung verbunden ist, derart, daß der zweite zusätzliche Transistor Kollektorstromänderungen des ersten zusätzlichen Transistors entgegenwirkt.

Schaltungsanordnung zum Anpassen einer
hochohmigen Signalspannungsquelle an einen
niederohmigen Verbraucher

Anmelder:

United Kingdom Atomic Energy Authority,

London

Vertreter:

Dipl.-Ing. E. Schubert, Patentanwalt,

Siegen, Eiserner Str. 227

Als Erfinder benannt:
Kathirkamathamby Kandiah, London

Beanspruchte Priorität:

Großbritannien vom 22. August 1961 (30 279),

vom 13. Dezember 1961

(44703)

Der erste und der zweite zusätzliche Transistor können p-n-p-Transistoren sein, und der Kollektorbelastungswiderstand des ersten zusätzlichen Transistors kann ein ohmscher Widerstand oder ein weiterer Transistor in Konstantstromschaltung sein. Alternativ können der erste und der zweite zusätzliche Transistor n-p-n-Transistoren sein, und als Kathodenbelastung für die Folgerröhre kann ein weiterer Transistor in Konstantstromschaltung dienen.

Gegenüber bekannten Schaltungsanordnungen der eingangs umrissenen Gattung weist die erfindungsgemäße Anordnung folgende Vorteile auf:

1. Die Schaltungsanordnung kann in einem sehr weiten Frequenzbereich arbeiten, wobei die Ausgangsimpedanz der Schaltungsanordnung von der Frequenz Null bis zu sehr hohen Frequenzen sehr niedrig ist, während die Schaltungsanordnungen der eingangs genannten bekannten Art lediglich für niedrige Frequenzen bestimmt sind.

2. Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung hat eine Spannungsverstärkung, die dem Wert Eins sehr nahe kommt, und die Einbuße an Verstärkung bei Verringerung des Verbraucherwiderstandes von einem verhältnismäßig großen Wert auf einen viel niedrigeren Wert von z. B. ungefähr 100 Ohm ist sehr klein und beträgt ungefähr nur 2°/o.

509 507/238

3. Bei einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung braucht die negative Speisespannung nur wenig größer als die maximale negative Amplitude des Signals zu sein.

Die Erfindung wird an Hand der sie beispielsweise wiedergebenden Zeichnung näher erläutert, und zwar zeigen

Fi g. 1, 2 und 3 erfindungsgemäße Kathodenfolgerschaltungen und

F i g. 4 bis 8 erfindungsgemäße Emitterfolgerschaltungen.

In der Schaltung gemäß Fig. 1 verläuft der Kathodenstrom einer Röhre Vl zum Emitter eines ersten p-n-p-Transistors Jl und von dessen Kollektor über einen Belastungswiderstand R1 zur Klemme —El. Jede Änderung des Kollektorstromes von Jl wird an der Basis eines zweiten p-n-p-Transistors /3 als entsprechende Spannungsänderung wirksam, die vom Emitter des Transistors/3 in einem solchen Sinne auf die Basis des Transistors /2 rückgekoppelt wird, daß dieser Änderung entgegengewirkt wird. Durch diese Rückkopplung wird der Kollektorstrom von /2 und somit der Kathodenstrom von Vl praktisch konstant gehalten. Infolgedessen bleiben die Emitter-Basis-Spannung von /2 und die Gitter-Kathoden-Spannung von Vl konstant, und das Potential V des Emitters von /3 folgt genau der Spannung V am Gitter von Vl. Der Transistor/3 speist den Verbraucherwiderstand RL. Über den Widerstand R2 wird der Strom für die positiven Halbwellen der Ausgangsspannung von der Klemme +El zugeführt.

Es kann gezeigt werden, daß mit guter Annäherung

Rl ßR}
(1)

Dann gilt;

fein

v_au*

150

5 Obwohl die Schaltung gemäß Fig. 1 keine Verbesserung in bezug auf den Verstärkungsfaktor gegenüber einem normalen Kathodenfolger mit einer Kathodenbelastung von 3 kOhm bringt, ist sie doch wegen ihrer niedrigen Ausgangsimpedanz vorteilhafter, falls der Verbraucherwiderstand einen kleinen Wert hat. Es soll angenommen werden, daß RL = 100 Ohm und β = 50 ist. Für Signale kleiner Amplitude ist der Wert von R2 viel größer als RL (weil Rl auf 150 Volt bezogen ist) und man kann deshalb in die Gleichung (1) R = 100 Ohm einsetzen und erhält:

Vein

Vaus

1 +

Π
150

worin

V_ein = Eingangssignalspannung,
Vaus ⁼ Ausgangssignalspannung,
μ = Verstärkungsfaktor von Vl, g = Steilheit von Vl, R_e = Emitterwiderstand von Jl, RL = Verbraucherwiderstand,
β = Stromverstärkungsfaktor von /3 in Emitterschaltung und

Wenn man die Ergebnisse (3) und (4) vergleicht, so zeigt sich, daß die Minderung des Verstärkungsfaktors ungefähr 2% beträgt, wenn der Verbraucherwiderstand von einem großen Wert auf 100 Ohm herabgesetzt wird. Im Falle eines herkömmlichen Kathodenfolgers unter Verwendung derselben Röhre wäre diese Minderung ungefähr 50%. Ein »White-Kathodenfolger« kann eine Leistung abgeben, die derjenigen der Schaltung nach F i g. 1 ähnlich ist, aber nicht für sehr niedrige Signalfrequenzen, wenn nicht komplizierte Gleichstromkopplungen verwendet werden.

Eine weitere Verbesserung kann erzielt werden, wenn Rl sehr groß gemacht wird, und zwar durch Verwendung einer Konstantstrombelastung an Stelle von Rl, da jede Änderung im Kollektorstrom von Jl dann ganz nach der Basis von /3 übermittelt wird. Die Gleichung (1) wird dann auf

reduziert. Der Ausgangswiderstand R₀ ist dann durch

R =

R2RL ~R2+~R~L

Zunächst soll der einfache Fall betrachtet werden, woä2 und RL beide größer als Al sind, so daß ßR > R1 ist. Zweifellos kann für R1 ein großer Wert gewählt werden, wenn der Belastungswiderstand AL groß ist. In diesem Falle gilt:

Ve_{1n =} j
Vans

R,

1
Al

(2)

Falls für FIg=IOmAZV und μ=50 bei einem Kathodenstrom von 10 mA ist, beträgt der Wert von R1 3 kOhm, wenn angenommen wird, daß das Eingangssignal bei ungefähr 0 Volt liegt.

1	-f	μ	/1	-	+	\ 1
		Re]·
	J ßR

gegeben.

Bei Verwendung von gebräuchlichen Röhren und Transistoren ist der Ausgangswiderstand A₀ von der Größenordnung von 1 Ohm, und der Verstär-

kungsfaktor liegt bei —~- für mäßig große Verbraucherwiderstände.

Der Verbraucherstrom für positive Halbwellen des Eingangssignals wird durch entsprechende Verringerung des Emitterstroms von /3 erhalten, während negative Halbwellen den Emitterstrom erhöhen. Der Transistor/3 soll daher eine ausreichende Stromergiebigkeit für große Amplituden des Verbraucherstroms haben. Der Ausgangswiderstand und die Spannungsverstärkung bleiben konstant von der Frequenz Null bis herauf zu einer Frequenz, bei welcher der Stromverstärkungsfaktor von Jl oder /3 abnimmt. Typische Komponentenwerte in

der Schaltung der Fig. 1 sind: RL = lkOhm, #1=3,3 kOhm und #2=30 kOhm. £1 kann 150 Volt positiv und £2 30 Volt negativ sein.

Durch Verwendung der verbesserten Schaltung nach F i g. 2 ist es möglich, sowohl einen Spannungsverstärkungsfaktor von beinahe gleich Eins als auch einen niedrigen Ausgangswiderstand zu erhalten. Hierin ist eine Konstantstrom-Kollektor-Belastung für /2 durch den n-p-n-Transistor 7 4 vorgesehen, dessen Emitterstrom durch das Potentiometer RS, R6 und den EmitterwiderstandR7 bestimmt ist. Darüber hinaus wird die Ausgangsspannung über die Gasentladungsdiode V 2 der Anode von Vl zugeführt, wodurch die Anode-Kathoden-Spannung von Vl und somit der Anodenstrom konstant gehalten wird. An Stelle von VI können Zenerdioden passender Spannung mit Vorteil verwendet werden, weil sie eine niedrige Impedanz haben. Bei diesen Verbesserungen vereinfacht sich die Gleichung (1) auf

Vein Vans

R,

1
ßR

worin R der Wert des Verbraucherwiderstands parallel mit dem Widerstand/?4 ist, welcher in Reihe mit der Anode von Vl liegt.
Der Ausgangswiderstand R₀ ist durch

*o

1
ß

gegeben. Im allgemeinen ist es möglich, einen Ausgangswiderstand R₀ von ungefähr 1 Ohm zu erreichen, und wenn der Verbraucherwiderstand viel größer als R₀ ist, ist die Verstärkung beinahe gleich Eins, wie aus Gleichung (7) zu sehen ist. Ein beträchtlicher Vorteil dieser Schaltung liegt darin, daß die negative Speisespannung nur wenig größer als die maximale negative Amplitude des Signals zu sein braucht, da der Kollektor von /4 nur um wenige Volt positiver als diese Speisequelle sein muß. Der Emitterstrom von /3 für positive Ausgangsamplituden wird über V 2 zugeführt. Typische Komponentenwerte in der Schaltung von F i g. 2 sind #4 = 3,3kOhm, R 7 = 220 Ohm, RS = 2,2kOhm und #6=15 kOhm. Vl ist ein RCA-Nuvistor6CW4, und V 2 hat eine Durchbruchsspannung von ungefähr 100 V.

F i g. 3 zeigt eine Abänderung der Schaltung von F i g. 2 für große positive Amplituden des Verbraucherstroms. Die p-n-p-Transistoren/2, /3 sind durch n-p-n-Transistoren J 2', /3' ersetzt. Vl hat eine Konstantstrom-Kathoden-Belastung mit einem n-p-n-Transistor 75 und zugeordnete Widerstände R12, R13 und #14. Jede Änderung im Kathodenstrom von Vl erscheint daher als Änderung von gleicher Größe im entgegengesetzten Sinne im Emitterstrom des Transistors 72', dessen Kollektorstrom auf die Basis von 72' über 73' rückgekoppelt wird, um dieser Änderung entgegenzuwirken. Eine Konstantstrombelastung für den Kollektor von 72' ist nicht notwendig, weil die positive Speisespannung El groß ist (z.B. 150VoIt) und für den Widerstand R8 einen großen Wert ermöglicht. Typische Komponentenwerte in der Schaltung von Fig. 3 sind: #4=3,3 kOhm, #8=33 kOhm, #9= l,5kOhm, #12=220 Ohm, #13=2,2kOhm und #14=15 kOhm. Vl und V2 entsprechen Fig. 2. £5 kann 15 Volt positiv und £4 15 Volt negativ sein.

In manchen Fällen kann der Transistor 7 2 oder 72' eine größere Kollektorspannung erfordern als diejenige, welche in den gezeigten Schaltungen vorgesehen ist. Diese kann durch Einschalten einer Zenerdiode von geeigneter Spannung in Reihe mit

ίο dem Emitter des Ausgangstransistors 73 oder 73' erreicht werden.

Bei der Anwendung für Signale kleiner Amplitude sind die Schaltungen gemäß F i g. 2 und 3 besonders nützlich wegen der außerordentlich niedrigen Eingangskapazität, die erreicht werden kann. Da die Anode und Kathode von Vl dem Eingangssignal potentialmäßig folgen, werden die Gitter-Anoden- und Gitter-Kathoden-Kapazitäten effektiv um einen

Faktor von ungefähr „ reduziert. Dieselbe Vermin-

R,

derung der Kapazität kann zwischen dem Eingang und den einzelnen Abschirmungen dadurch erzielt werden, daß diese Abschirmungen mit dem Ausgang verbunden werden. Praktisch kann die Eingangskapazität auf einen Wert von beträchtlich kleiner als 1 pF selbst dann verkleinert werden, wenn der Verbraucherwiderstand am Ausgang nur 100 Ohm beträgt.

Wenn eine große Kapazität am Ausgang liegt, besteht bei raschen Änderungen der Signalamplitude infolge der Ladungsspeicherung die Gefahr eines Uberschwingens. Durch die eingezeichnete #C-Kombination#15, C2 in Fig. 2 bzw. #15', C2' in F i g. 3 wird dieses Uberschwingen verhindert, indem die Schleifenverstärkung bei hohen Frequenzen verringert wird, wobei #15 bzw. #15' parallel zur Kollektorbelastung von 72 bzw. 72' liegt.

Es hat sich als vorteilhaft herausgestellt, diese Überschwingungs-Verhütungsschaltungen C 2, #15 bzw. C 2', #15' durch CÄ-Integrierschaltungen zu ersetzen, welche in Reihe mit dem Eingangsgitter geschaltet sind, wie es in den F i g. 5 bis 7 dargestellt und weiter unten beschrieben ist. Geeignete Werte dieser #C-Glieder für die beschriebenen Kathodenfolgerschaltungen sind C=0,lpF, # = 100kOhm. Wenn die kapazitive Belastung extrem groß ist, empfiehlt es sich einen Widerstand (nicht gezeigt) in Reihe mit dem Ausgang zu schalten, um die Spitzenströme in den Transistoren zu begrenzen.

Eine Emitterfolgerschaltung gemäß der Erfindung ist in Fig. 4 gezeigt, in der ein n-p-n-Transistor 71 als Emitterfolger an die Stelle der Röhre Vl von F i g. 1 tritt. Der Strom sowohl durch den Transistor 71 als auch den p-n-p-Transistor72 ist ungefähr

-^₁-, und derjenige durch den p-n-p-Transistor 73

Ei

beträgt ungefähr _ή. , unter statischen Bedingungen, κ ζ

wobei der Strom durch den Verbraucher RL vernachlässigt wird. Der größte Teil des Belastungsstroms strömt durch 73. Wenn ein Eingangssignal V an die Basis von 71 gelangt, sucht sich der Strom durch 71 und 72 zu ändern, jedoch wird dadurch eine viel größere Änderung im Emitterstrom von 73 hervorgerufen mit dem Ergebnis, daß die wirkliche Änderung des Stroms durch 71 und 72 beträchtlich reduziert ist. Wenn V_ein die Änderung der Eingangsspannung und V_aus die Änderung der

Ausgangsspannung ist, kann gezeigt werden, daß mit guter Annäherung gilt:

Y«« = l + (r_ei + r_e)

Vatis

1
ß₃R'

RlR'

worin

r_ei = Emitterausgangswiderstand von /1 in

Basisschaltung,
r_e2 = Emitterausgangswiderstand von /2 in

Basisschaltung,
= Emitterausgangswiderstand von /3 in

'«s

Basisschaltung,

ß_s = Stromverstärkungsfaktor von 73 in

Emitterschaltung und
„, _ RlRL

~~ RX + RL

R 1

Wenn r_ea <R'< _ß- ist, dann ist

ßs

(10)

Man kann zeigen, daß mit den obigen Annäherungswerten der Eingangswiderstand gleich ß&R' parallel zu r_bl_c ist, worin ß_i der Stromverstärkungsfaktor von 71 in Emitterschaltung und r_bl_c der Kollektor-Basis-Widerstand von 71 ist. Der

Ausgangswiderstand ist ^* , worin R_s der Innen- Pi Ps

widerstand der Signalquelle ist.

Wenn also der Verbraucherwiderstand 100 Ohm beträgt, ist der Eingangswiderstand 250 kOhm parallel zu T₆I,., falls /^=^ = 50 angenommen wird.

y■

Das Verhältnis _p beträgt 1,004, wenn angenom-

"aa

men wird, daß r_n=r_n=l§ Ohm ist. Falls der Verbraucherwiderstand 10 Ohm ist, beträgt das Verhältnis

1,04, und der Eingangswiderstand be-

trägt 25 kOhm unter Annahme der obengenannten Transistorparameter.

Eine verbesserte Form der Schaltung, welche insbesondere für kleine Signale und zur Anpassung an größere Verbraucherwiderstände geeignet ist und den Annäherungen

_, Rl

entspricht, ist in Fig. 5 gezeigt. Der Strom durch 71 und 72 ist durch eine Konstantstrombelastung bekannter Art bestimmt. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist diese Belastung durch einen n-p-n-Transistor 74 vorgesehen, dessen Emitterstrom durch das Potentiometer R 5, R 6 und den Emitterwiderstand Rl bestimmt ist. Die Zener-Diode!) stellt sicher, daß die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter von 71 konstant bleibt, so daß r_bl_c des ersten Transistors keinen wesentlichen Beitrag zum Eingangswiderstand liefert. Der Strom durch R 4 im Überschuß zu demjenigen durch 71 fließt durch 73. Das Integrierglied R 3 Cl stellt sicher, daß die Schaltung stabil bleibt, wobei es außerdem notwendig ist, für 72 einen Transistor mit einer viel höheren Grenzfrequenz vorzusehen als diejenige von 71 und /3. Wenn Jl und /3 Grenzfrequenzen von ungefähr 1 oder 2 Megahertz haben, ist es wünschenswert, für 72 einen Transistor mit einer Grenzfrequenz von 50 Megahertz zu verwenden. Typische Werte von R 3 und Cl sind dann lOkOhm bzw. 47pF. Das Hinzufügen von R3 und Cl beeinflußt die Eingangsimpedanz nicht wesentlich, da. Cl sehr viel kleiner als die Eingangskapazitat des Transistors ist. Mit dieser Schaltung können Eingangswiderstände, die viel größer als 1 Megaohm sind, und

^Vein < 1,001

v_aus

erhalten werden, wenn der Verbraucherwiderstand 1 kOhm ist, mit Strömen von nur wenigen Milliampere in den Transistoren. Der Ausgangswiderstand ist weniger als 1 Ohm.

F i g. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel (entsprechend der in Fig. 3 gezeigten Anordnung), bei welchem 72' ein n-p-n-Transistor ist. Es sind vorzugsweise Konstantstrombelastungen /1 und /2 für 71 bzw. 72' vorgesehen, jedoch können auch Widerstände bei manchen Anwendungen ausreichen. Diese Schaltung hat zwei vorteilhafte Eigenschaften. Erstens ist, wenn die Eingangsspannung an der Basis von 71 Null ist, auch die Ausgangsspannung Null, da die Emitter-Basis-Spannungen von 71 und 72' entgegengesetzt gerichtet sind und sich somit praktisch aufheben; daher ist der Verbraucherstrom gleich Null. Zweitens heben sich, weil diese Spannungen entgegengesetzte Richtungen haben, durch Temperaturänderungen hervorgerufene Spannungs-Schwankungen gegenseitig auf, wodurch die Drifterscheinung reduziert wird. Demgegenüber haben die Emitter-Basis-Spannungen von 71 und 72 in den F i g. 4 und 5 die gleiche Richtung, so daß bei der Eingangsspannung Null die Ausgangsspannung die Summe der Emitter-Basis-Spannungen der beiden Transistoren unter Null ist, d. h. ungefähr —0,4 Volt, und es fließt etwas Strom durch den Verbraucher; Änderungen infolge von Temperaturänderungen addieren sich ebenso und rufen Drifterscheinungen hervor.

Eine andere Form der Schaltung, welche besonders vorteilhaft für niedrige Werte des Verbraucherwiderstandes ist und bei der die Spitzenspannungen sich den Werten der Speisespannungen nähern, ist in F i g. 7 gezeigt. Bei dieser Anordnung ist der Kollektor von 71 mit der Basis eines p-n-p-Transistors 74' verbunden, dessen Emitter an der positiven Klemme +El der Versorgungsleitung liegt und dessen Kollektor mit dem Ausgang verbunden ist. In den Fig. 4 und 5 ist der Strom, der für den Verbraucher während großer positiver Amplituden der Ausgangsspannung zur Verfügung steht, durch R2 bzw. R 4 begrenzt. In der Schaltung nach F i g. 7 kann das Potential des Kollektors von 74' auf einen Wert steigen, der bis auf 0,5 Volt dem Potential der Klemme +El angenähert ist, ohne daß der durch 74' zum Verbraucher fließende Strom begrenzt wird. Wenn 73 und 74' gleiche Stromverstärkungsfaktoren haben, ist der Basisstrom in jedem dieser Transistoren gleich der Hälfte von demjenigen, der durch die Konstantstromquelle/3 geliefert wird. Im allgemeinen sind die Basisströme der Ausgangstransistoren 73, 74' umgekehrt proportional zu

ihren Stromverstärkungsfaktoren. Wenn der Verbraucherwiderstand extrem klein ist, ist der Strom in /3 größer als derjenige in /4', falls der Eingang auf Erdpotential liegt, da der Emitter von /3 leicht negativ ist, wie im vorstehenden erwähnt, und etwas Strom durch den Verbraucher fließt. Diese Schaltung kann zum unmittelbaren Speisen von Verbrauchern, wie z. B. Lautsprechern, verwendet werden.

F i g. 8 zeigt eine Schaltung, die da eingesetzt werden kann, wo Speiseleitungen mit beiden Polaritäten nicht zur Verfügung stehen. Das eine Ende des Verbraucherwiderstandes RL, der ein Lautsprecher sein kann, ist mit dem Ausgang einer Schaltung wie in Fig. 7 verbunden, die /1, /2, /3 und /4' sowie /3 aufweist. Das andere Ende von RL ist mit dem Ausgang einer identischen Bezugsschaltung verbunden, die /11, /22, /33 und /44' sowie /33 aufweist. Die Eingangsspannung V_in wird zwischen die Basen von /1 und /11 gelegt, deren Arbeitspunkt durch eine Anzapfung an einem gemeinsamen Spannungsteiler/? 10, RU bestimmt ist, der zwischen der Klemme +E 3 und Erde liegt.

Die Hauptvorteile der Schaltungen gemäß der Erfindung sind hohe Eingangsimpedanz, niedrige Ausgangsimpedanz und ein Verstärkungsfaktor, der sehr nahe Eins kommt. Alle vorstehend geschilderten Eigenschaften gelten für Gleichstrom und für Wechselstrom bis zu einer Frequenz, deren Grenze lediglich durch die Grenzfrequenz der Transistoren gegeben ist.

In allen diesbezüglichen Schaltungen kann der n-p-n-Transistor/1 durch einen solchen des p-n-p-Typs ersetzt werden, wenn entsprechende Abänderungen an der übrigen Schaltung vorgenommen werden. Zum Beispiel würden in Fig. 4 /2 und /3 dann n-p-n-Transistoren werden.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Anpassen einer hochohmigen Signalspannungsquelle an einen niederohmigen Verbraucher über einen weiten Frequenzbereich, der sich praktisch bis hinunter zur Frequenz Null erstreckt, mit einem Kathodenfolger oder einem Emitterfolger, dessen Steuergitter bzw. Basis mit dem Eingang der Schaltungsanordnung verbunden ist und an dessen Kathode bzw. Emitter ein erster zusätzlicher Transistor liegt, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des ersten zusätzlichen Transistors (J 2) unmittelbar an die Kathode der Röhre (Vl) bzw. den Emitter des Transistors (/1) des Folgers angeschlossen ist, derart, daß jede Änderung des Kathoden- bzw. Emitterstroms des Folgers eine Änderung gleicher Größe des Emitterstroms des ersten zusätzlichen Transistors (/2) hervorruft, und daß der mit einem Belastungswiderstand (Al) versehene Kollektor des ersten zusätzlichen Transistors (/2) mit der Basis eines zweiten zusätzlichen Transistors (/3) und der Emitter des zweiten zusätzlichen Transistors (/3) mit der Basis des ersten zusätzlichen Transistors (/2) und zugleich mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung verbunden ist, derart, daß der zweite zusätzliche Transistor (/3) Kollektorstromänderungen des ersten zusätzlichen Transistors (/2) entgegenwirkt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite zusätzliche Transistor (J 2, /3) p-n-p-Transistoren sind und der Kollektor-Belastungswiderstand des ersten zusätzlichen Transistors (/2) ein ohmscher Widerstand (R T) oder ein weiterer Transistor (/4) in Konstantstromschaltung ist (Fig. 1, 2, 4 und 5).

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite zusätzliche Transistor (J 2', /3') n-p-n-Transistoren sind und als Kathodenbelastung für die Folgerröhre (Fl) ein weiterer Transistor (/5) in Konstantstromschaltung dient (F i g. 3).

In Betracht gezogene Druckschriften:
»Nachrichtentechnik«, 1960, H. 12, S. 530 bis 534.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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