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Niederfrequenzoszillator Die Erfindung betrifft einen Niederfrequenzoszillator
mit einer Schleifenverstärkung von eins und zwei Rückkopplungskanälen zur Stabilisierung
der Ausgangsamplitude, deren einer eine Entdämpfung bewirkt, während der andere
eine Gegenkopplung darstellt.
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Oszillatoren mit einem Verstärker und zwei Rückkopplungskanälen in
Form eines Gegenkopplungsnetzwerkes und eines Rückkopplungsnetzwerkes sind bekannt.
Hierbei besteht das Gegenkopplungsnetzwerk aus einer Bandsperre, die bei der Oszillatorenfrequenz
selektiv ist. Das Rückkopplungsnetzwerk kann bei der Oszillatorfrequenz selektiv
sein oder Breitbandcharakter haben.
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Es ist auch bekannt, den Rückkopplungskanal eines Oszillators von
einem piezoelektrischen Kristall zu bilden. Ein anderer Oszillator sieht die Anordnung
von positiven und negativen Rückkopplungskanälen, von denen der letztere ein Filter
umfaßt, vor. Schließlich ist noch ein Oszillator aus zwei Integrationsverstärkern
mit einem Phasenumkehrverstärker bekannt, wobei die Signale des Ausgangs des zweiten
Integrationsverstärkers durch eine temperaturempfindliche Vorrichtung rückgekoppelt
werden.
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Aufgabe der Erfindung ist es demgegenüber, einen Niederfrequenzoszillator
mit verbesserter Stabilität der Ausgangsamplitude zu schaffen. Erfindungsgemäß wird
dies dadurch erreicht, daß der Gegenkopplungskanal eine Schwellwertschaltung enthält,
die nur dann leitet, wenn die Schwingungsamplitude einen vorbestimmten Wert nach
oben oder unten übersteigt.
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Es ist vorteilhaft, mindestens einen Dekadenschalter zur Veränderung
der Werte der Ausgangswiderstände der Integratoren und dadurch der Oszillationsfrequenz
des Oszillators vorzusehen.
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Die verbesserte Stabilität des Oszillators gemäß der Erfindung mit
der Schwellwertschaltung im Gegenkopplungskreis wird gegenüber herkömmlichen Schaltungen
mit proportional wirkender Gegenkopplung dadurch erreicht, daß während der Zeit,
in der die Ausgangsamplitude kleiner ist als der Schwellwert, die Gegenkopplung
völlig unwirksam ist und die Entdämpfung durch den ersten Rückkopplungskanal ungehindert
die Schwingung anfachen kann, bis der Schwellwert erreicht ist, und daß bei Überschreiten
des Schwellwertes hingegen die Gegenkopplung scharf einsetzt und von da an eine
ungleich stärkere Stabilisierung der Schwingung bewirkt, weil wenige Prozente Änderung
in der Ausgangsspannung des zweiten Verstärkers eine prozentual wesentlich größere
Gegenkopplungsspannung am Ausgang der Schwellwertichaltung erzeugen. Die Regelung
setzt - von einem eingeschwungenen Zustand ausgehend - nicht verzögert, sondern
sofort und mit der dargelegten prozentual verstärkten Wirkung ein. Der normale,
eingeschwungene Zustand wird so eingestellt, daß die Schwingungsamplitude den Schwellwert
gerade erreicht. Ein Absinken der Ausgangsamplitude wird sofort mit einem kräftigen
Anfachen der Schwingung über den Rückkopplungskanal, an Ansteigen mit einer starken
Bedämpfung durch den Gegenkopplungskanal, beantwortet. Eine verzögert einsetzende
Regelung liegt also nicht vor.
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Die Zeichnung zeigt Schaltbilder verschiedener Oszillatoren gemäß
der Erfindung. Es stellt dar F i g. 1 ein Schaltbild eines Grundoszillators, von
dem die Erfindung ausgeht, F i g. 2 ein Schaltbild eines Oszillatörs mit Amplitudenregelung
über eine Schwellwertschaltung gemäß der Erfindung und die Schwingungsform am Ausgang
der Schwellwertschaltung, F i g. 3 ein Schaltbild eines anderen Oszillators mit
Amplitudenregelung und der Schwellwertschaltung, F i g. 4 eine graphische Darstellung
der Grundkomponente der Schwellwertschaltung, F i g. 5 ein Schaltbild einer Dekadenschalteranordnung
und F i g. 6 die Verstärker der F i g. 3, die mit Dekadenschaltern gemäß F i g.
5 ausgerüstet sind.
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In F i g. 1 stellen 1, 2 und 3 die drei Verstärker dar. Die
Eingangs- und Rückkopplungswiderstände 10
und 11 der Addierstufe 1
sind gleich, so daß der Verstärkungsgrad der Addierstufe 1 Eins ist. Die
Zeitkonstante T = RC der beiden Integratoren 2 und 3 sind gleich,
und die Verstärkung in jeder dieser drei
Verstärker ist bei der
Oszillatorfrequenz Eins. Die sinusförmigen Ausgänge aller drei Verstärker sind ebenfalls
gleich, aber infolge der 90°-Phasenverschiebung in jedem Integrator und der Umkehrung
in jedem Verstärker in der Phase verschieden.
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Die Übertragungsfunktionen der Integratoren 2 und 3 sind
Deshalb ist die Spannung, die am Ausgang des Verstärkers 3 infolge der Addition
von V, und Vdn am Gitter des Verstärkers 1 auftritt:
Vo(PIT, -f- 1) - -Vtn,
oder im Hinblick auf einen sinusförmigen Eingang p durch.f(,u ersetzt:
welche unendlich wird, wenn o) _
Die Oszillation kann daher bei dieser Frequenz erhalten bleiben. Das Ergebnis bei
irgendeiner anderen Frequenz (o ist
wobei (")o die Kreisfrequenz bei Resonanz gleich
ist. Wenn der Rückkopplungswiderstand 12 zwischen dem Ausgang des Integrators 3
und dem Eingang der Addierstufe 1 Ra Megohm anstatt 1 Megohm eingestellt
wird, so kann gezeigt werden, daß
was unendlich wird, wenn
Für Wechselstromsignale einer Kreisfrequenz o) ist die Verstärkung jedes Integrators
so daß bei der Resonanzfrequenz die Integratorverstärkungen je vRa sind und die
Amplituden der Ausgänge der drei Verstärker differieren.
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Der Oszillator gemäß F i g. 1 soll bei einer konstanten Amplitude
und bei einer Frequenz, die durch die Zeitkonstante T der Integratoren vorbestimmt
ist, irgendeine in den Stromkreis geschickte Schwingung beibehalten. Auf Grund von
Verlusten in den Kondensatoren und Phasenverschiebungen in den Verstärkern tritt
jedoch im Stromkreis eine Entdämpfung oder eine Dämpfung ein, die einen Anstieg
oder einen Abfall der Schwingungsamplitude verursacht.
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Eine Art zur Beseitigung dieser Schwierigkeiten mittels einer Amplitudenregelung
gemäß der Erfindung ist in F i g. 2 gezeigt. In diesem Stromkreis sind vier Verstärker,
d. h. zwei Addierstufen 4 und 1 und zwei Integratoren 2 und 3, vorgesehen und eine
Entdämpfung wird durch den Widerstand R1, der den Ausgang des Verstärkers 2 mit
dem Eingang des Verstärkers 1 verbindet, erreicht. Diese allein würde bewirken,
daß die Amplitude sehr langsam anwächst, aber zur Gegenwirkung ist im Gegenkopplungskanal
eine Schwellwertschaltung 13 mit den Charakteristiken gemäß F i g. 2 vorgesehen,
welche nur leitet, wenn die Schwingungsamplitude die durch die Spannung A (F i g.
4) der Schwellwertschaltung vorbestimmte Amplitude übersteigt. Die gegengekoppelte
Schwingungsform besteht aus positiven und negativen Spitzen der Sinusschwingung,
wie aus F i g. 2 zu sehen ist. Wirksam für die Dämpfung ist die Grundkomponentenamplitude
dieser Schwingungsform im Verhältnis zur Amplitude der Sinusschwingung, die am Ausgang
des Verstärkers 2 auftritt.
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Ist die Amplitude der Schwindung konstant, dann ist die rückgekoppelte
Amplitude E (al+a2+a3 ... ),
wobei E eine Schwingungsamplitude am Ausgang
des Verstärkers 2 und a1, az, a3 . . . usw. die Amplituden der Grundkomponenten,
der 2., 3. usw. Harmonischen, ausgedrückt als Bruchteil von E sind.
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Der Grad der Dämpfung im Stromkreis kann infolge des Wechsels im Verstärkungsgrad,
der Kondensatorverlustströme und derPhasenverschiebung variieren, und so wird die
sich Gegenkopplung durch die Schwellwertschaltung 13 einstellen, um sich den veränderten
Verhältnissen anzupassen. Diese Einstellung wirkt sich als Änderung in der Amplitude
der Sinusschwingung aus dem Verstärker 2 aus, so daß die Grundkomponente der Schwingungsform
aus der Schwellwertschaltung 13 wiederum genau das richtige Verhältnis des rückgekoppelten
Ausganges des Verstärkers 2 durch R1 und durch andere Nebenschlußwege zur Folge
hat.
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Die Änderung in der Amplitude der Sinusschwingung aus dem Verstärker
2 durch Änderungen der Stromkreisdämpfung ist klein, da die prozentuale Änderung
der Grundkomponente aus der Schwellwertschaltung ein Vielfaches des Prozentsatzes
der Änderung im Ausgang des Verstärkers 2 ist. Zum Beispiel wenn der Stromkreis
unter Verhältnissen arbeitet, bei denen die Spitzenausgangsspannung E des Verstärkers
2 das 1,04fache der Spannung A der Schwellwertschaltung ist, so ist die Grundkomponente
aus der Schwellwertschaltung das 0,01 fache des Ausgangs des Verstärkers 2, wie
in F i g. 4 gezeigt. Wenn die Ausgangsspannung E des Verstärkers 2 in der Amplitude
um 10/, auf das annähernd 1,05fache der Spannung A ansteigt, so wächst die
Grundkomponente annähernd 0,0125 - E, was einen 25o/oigen Zuwachs bedeutet.
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Wenn
die Übertragungsfunktion jedes Integrators und V, der Ausgang des Verstärkers 3
in F i g. 2 ist, so ist der Ausgang des Verstärkers 2 -pTVo und der Ausgang des
Verstärkers 1 pzT2Vo.
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Die Spannungen, hinzugezählt am Eingang des Verstärkers
1, um VO am Ausgang zu gewinnen, sind dann
wobei a1, wie oben vermerkt, die Amplitude der Grundkomponente am Ausgang der Schwellwertschaltung
ist, ausgedrückt als ein Bruchteil der Amplitude E der Sinusschwingung am Ausgang
des
Verstärkers 2. Deshalb kann a,pTVo als die Spannungsrückkopplung
aus dem Verstärker 2 zum Verstärker 4 angesehen werden. Die Harmonischen a2, a3
... USW.
können später zu Vin addiert werden, um die Verzerrung, welche
sie einführen, zu ermitteln.
Wenn
Lst, so ist die Dämpfung vollständig ausgeschaltet, und der Stromkreis wird mit
konstanter Amplitude schwingen.
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In der Praxis läßt sich die Schaltung vereinfachen. In Fig. 2 ist
der Ausgang der Schwellwertschaltung 13 zum Verstärker 4 rückgekoppelt, aber
er könnte auch mit gleicher Wirkung zum Gitter des Verstärkers 2 rückgekoppelt sein,
so daß der Verstärker 4 überzählig würde. Diese Abwandlung ist in F i g.
3 gezeigt, aus der auch die Schwellwertschaltung 13, die zwei vorgespannte Dioden
Dl und DZ umfaßt, ersichtlich ist.
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Die totale harmonische Verzerrung, die durch die den Stromkreis korrigierende
Spannung verursacht wird, ist von einer Größenordnung von 0,5 0/0. Der Oszillator
gemäß der Erfindung hat einen Ausgang, der im wesentlichen frei von Verzerrung-
und Gleichstromschwankung ist und der in der Amplitude über lange Zeit konstant
bleibt. Der Frequenzbereich des beschriebenen Ausführungsbeispiels ist 0,01 bis
100Perioden pro Sekunde.
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Wie schon erwähnt, wenn beide Zeitkonstanten der zwei Integratoren
gleich T sind, so wird die Kreisfrequenz der Schwingung im Stromkreis
wobei T = RC.
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Für einen feststehenden Wert von C wird die Frequenz der Schwingung
proportional zu
sein. Die Frequenz der Schwingung kann jedoch verändert werden durch einen Wechsel
der Eingangswiderstände R der Integratoren 2 und 3 mittels eines Dekadenschalters
20 (F i g. 5), der so angeordnet ist, daß der reziproke Wert des Widerstandes in
Dekadenart geschalten werden kann, d. h., in den Stellungen 1 bis 10 des Schalters
treten die Widerstände R, R2, R3, R4 usw. auf. Dies wird, wie in F i g. 5 gezeigt,
durch einen Schalter erreicht, der zwei Arme S, und S2 aufweist, wovon jeder über
eine Bank von zehn Kontakten, die mit den bezeichneten Widerständen verbunden sind,
bewegbar ist. F i g. 5 zeigt den Fall, wo R = 1 MOhm, und die Widerstände in den
Stellungen 1, 2, 3, 4 ... sind 1 MOhm, 1/Z MOhm, 1/3 MOhm, 1/4 MOhm
.... Es ist noch festzuhalten, daß die erforderlichen zehn reziproken Widerstandswerte
durch Anwendung von nur sechs Widerständen handelsüblicher Werte erhalten werden.
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Wie in F i g. 6 gezeigt, sind die Werte der Eingangswiderstände an
jedem der Integratoren 2 und 3 durch den ersten, zweiten und dritten Dekadenschalter
20, 120, 220 ... von der Art, wie in F i g. 5 gezeigt, vorbestimmt. Wie auch
schon angedeutet, ist der erste Dekadenschalter von einer Art, bei dem in der ersten
Stellung der Wert R der Eingangswiderstände 1 M Ohm ist. Der zweite Dekadenschalter
120 erfordert einen mit R = 10 MOhm, d. h. in den Stellungen 1, 2, 3,4
... sind die gewählten Widerstände 10 MOhm, 10/a MOhm, 10/3 MOhm, 10/4 MOhm
. . ., und der dritte Dekadenschalter 220 verlangt R = 100 MOhm. Die drei Schalter
20, 120, 220 sind parallel geschaltet, so daß, wenn z. B. 735 gewählt wird, der
wirkliche Widerstand im Stromkreis 1/, MOhm, 10/s MOhm und 100/b MOhm ist, und alle
in Parallelschaltung ergeben die gewünschte Totale von 1/,.s MOhm. Die hohen Werte
der erforderlichen Widerstände im zweiten und dritten Dekadenschalter 120 und 220
bereiten Schwierigkeiten, da Widerstände dieser Werte schlecht zu verwirklichen
sind. Diese Schwierigkeit kann aber überwunden werden durch die Anordnung von drei
identischen Dekadenschaltern, wobei der zweite und der dritte Schalter 120 und 220
mit Spannungsteilern 1:10 und 1: 100 an den Ausgängen der Verstärker 1 und 2, wie
in F i g. 6 gezeigt, verbunden werden.