DE112021002847T5 - Minimieren von spannungsabfall in einem leistungswandler - Google Patents

Minimieren von spannungsabfall in einem leistungswandler Download PDF

Info

Publication number
DE112021002847T5
DE112021002847T5 DE112021002847.2T DE112021002847T DE112021002847T5 DE 112021002847 T5 DE112021002847 T5 DE 112021002847T5 DE 112021002847 T DE112021002847 T DE 112021002847T DE 112021002847 T5 DE112021002847 T5 DE 112021002847T5
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
current
power converter
threshold
voltage
supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
DE112021002847.2T
Other languages
English (en)
Inventor
Graeme G. Mackay
Jason W. Lawrence
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Original Assignee
Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cirrus Logic International Semiconductor Ltd filed Critical Cirrus Logic International Semiconductor Ltd
Publication of DE112021002847T5 publication Critical patent/DE112021002847T5/de
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F1/00—Details not covered by groups G06F3/00 - G06F13/00 and G06F21/00
    • G06F1/26—Power supply means, e.g. regulation thereof
    • G06F1/32—Means for saving power
    • G06F1/3203—Power management, i.e. event-based initiation of a power-saving mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
    • H02M1/0035—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode using burst mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/1566—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with means for compensating against rapid load changes, e.g. with auxiliary current source, with dual mode control or with inductance variation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/181—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers
    • H03F3/183—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/185—Low-frequency amplifiers, e.g. audio preamplifiers with semiconductor devices only with field-effect devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D10/00—Energy efficient computing, e.g. low power processors, power management or thermal management

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Ein System kann einen Leistungswandler, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, und eine Steuerung enthalten, die zum Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich eines Stroms, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, mit einem Schwellenstrom und Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung konfiguriert ist.

Description

  • GEBIET DER OFFENBARUNG
  • Die vorliegende Offenbarung betrifft im Allgemeinen Schaltungen für elektronische Geräte, darunter u.a. persönliche Audiogeräte wie etwa drahtlose Telefone und Mediaplayer, und insbesondere Voraussage eines Laststroms und eines Steuerstroms in einem Leistungswandler unter Nutzung von Ausgangsspannungsschwellen.
  • HINTERGRUND
  • Persönliche Audiogeräte, darunter drahtlose Telefone, wie etwa mobile/zellulare Telefone, schnurlose Telefone, MP3-Spieler und andere Verbraucheraudiogeräte, sind weit verbreitet in Verwendung. Derartige persönliche Audiogeräte können Schaltungen zum Antreiben eines Paars Kopfhörer oder von einem oder mehr Lautsprechern enthalten. Derartige Schaltungen enthalten häufig einen Lautsprechertreiber, der einen Leistungsverstärker zum Treiben eines Audioausgangssignals zu Kopfhörern oder Lautsprechern enthält. Oft kann ein Leistungswandler zum Zuführen von Speisespannung zu einem Leistungsverstärker benutzt werden, um ein Signal zu verstärken, das zu Lautsprechern, Kopfhörern oder anderen Wandlern getrieben wird. Ein Schaltleistungswandler ist eine Art von elektrischer Schaltung, die eine Leistungsquelle von einem Gleichstromspannungspegel (DC-Spannungspegel) in einen anderen DC-Spannungspegel wandelt. Beispiele derartiger DC/DC-Schaltwandler beinhalten u.a. einen Aufwärtswandler, einen Abwärtswandler, einen Abwärts-/Aufwärtswandler, einen invertierenden Abwärts-/Aufwärtswandler und andere Arten von DC/DC-Schaltwandlern. Daher kann unter Benutzung eines Leistungswandlers eine DC-Spannung wie etwa jene, die durch eine Batterie vorgesehen wird, in eine andere DC-Spannung gewandelt werden, welche zur Energieversorgung des Leistungsverstärkers benutzt wird.
  • Ein Leistungsverstärker kann zum Zuführen von Speisespannungsschienen zu einer oder mehr Komponenten in einem Gerät benutzt werden. Dementsprechend kann es wünschenswert sein, eine Ausgangsspannung eines Leistungswandlers mit minimaler Welligkeit in Anwesenheit einer zeitvariablen Strom- und Leistungslast zu regulieren.
  • KURZDARSTELLUNG
  • Gemäß den Lehren der vorliegenden Offenbarung können ein oder mehr Nachteile und Probleme im Zusammenhang mit bestehenden Ansätzen zum Regulieren einer Ausgangsspannung eines Leistungswandlers vermindert oder beseitigt werden.
  • Gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein System zum Steuern eines Stroms in einem Leistungswandler eine äußere Steuerschleife, die zum Benutzen eines äußeren Satzes von Ausgangsspannungsschwellen für eine Ausgangsspannung, welche durch den Leistungswandler erzeugt wird, um hysteretische Steuerung des Stroms vorzusehen, konfiguriert ist, eine innere Steuerschleife enthalten, die zum Benutzen eines inneren Satzes von Ausgangsspannungsschwellen für die Ausgangsspannung konfiguriert ist, um kontinuierliche Steuerung des Stroms vorzusehen, wobei die innere Steuerschleife ferner zum Messen einer Zeitdauer konfiguriert ist, die für die Ausgangsspannung zum Kreuzen eines einzelnen Paars von zwei Ausgangsspannungsschwellen des inneren Satzes von Ausgangsspannungsschwellen erforderlich ist, um eine eingangsbezogene Schätzung einer Stromlast des Leistungswandlers zu bestimmen und eine Spitzenstromschwelle und eine Talstromschwelle für den Strom basierend auf der eingangsbezogenen Schätzung der Stromlast einzustellen.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein System einen induktiven Leistungswandler, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, und eine Schaltsteuerung zum Steuern des Schaltens des induktiven Leistungswandlers zum Definieren eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des induktiven Leistungswandlers enthalten, wobei die Schaltsteuerung mehrere Vergleicher umfasst, wobei jeder Vergleicher eine jeweilige Referenzspannung aufweist, mit der die Ausgangsspannung verglichen wird, und wobei die mehreren Vergleicher zum Steuern des induktiven Leistungswandlers in einem oder beiden eines hysteretischen Steuermodus und eines kontinuierlichen Steuermodus benutzt werden.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann ein Verfahren zum Steuern eines Stroms in einem Leistungswandler Anwenden einer äußeren Steuerschleife, die zum Benutzen eines äußeren Satzes von Ausgangsspannungsschwellen für eine Ausgangsspannung, welche durch den Leistungswandler erzeugt wird, um hysteretische Steuerung des Stroms vorzusehen, konfiguriert ist, und Anwenden einer inneren Steuerschleife enthalten, die zum Benutzen eines inneren Satzes von Ausgangsspannungsschwellen für die Ausgangsspannung konfiguriert ist, um kontinuierliche Steuerung des Stroms vorzusehen, wobei die innere Steuerschleife ferner zum Messen einer Zeitdauer konfiguriert ist, die für die Ausgangsspannung zum Kreuzen eines einzelnen Paars von zwei Ausgangsspannungsschwellen des inneren Satzes von Ausgangsspannungsschwellen erforderlich ist, um eine eingangsbezogene Schätzung einer Stromlast des Leistungswandlers zu bestimmen und eine Spitzenstromschwelle und eine Talstromschwelle für den Strom basierend auf der eingangsbezogenen Schätzung der Stromlast einzustellen.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein Verfahren Steuern des Schaltens eines induktiven Leistungswandlers zum Definieren eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des induktiven Leistungswandlers enthalten, wobei der Leistungswandler zum Aufnehmen einer Eingangsschaltung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, und wobei das Steuern Benutzen von mehreren Vergleichern zum Steuern des induktiven Leistungswandlers in einem oder beiden eines hysteretischen Steuermodus und eines kontinuierlichen Steuermodus umfasst, wobei jeder Vergleicher eine jeweilige Referenzspannung aufweist, mit der die Ausgangsspannung verglichen wird.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein System zum Steuern eines Stroms in einem Leistungswandler, der zum Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, eine Steuerschleife mit mehreren Vergleichern, wobei jeder Vergleicher eine Referenzspannung aufweist, mit der die Ausgangsspannung verglichen wird, eine digitale Steuerung, die zum Berechnen von einem oder mehr vorbesiedelten Steuerparametern für den Strom konfiguriert ist, und eine analoge Zustandsmaschine enthalten, die, basierend auf Ausgaben der mehreren Vergleicher, zum Auswählen von Steuerparametern zum Steuern des Stroms konfiguriert ist. Die Steuerparameter können aus den vorbesiedelten Steuerparametern, Steuerparametern zum Steuern des Stroms zum Aufweisen einer Größe von Null und Steuerparametern zum Steuern des Stroms zum Aufweisen einer maximalen Größe ausgewählt werden.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann ein Verfahren zum Steuern eines Stroms in einem Leistungswandler, der zum Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, Benutzen einer Steuerschleife mit mehreren Vergleichern, wobei jeder Vergleicher eine Referenzspannung aufweist, mit der die Ausgangsspannung verglichen wird, einer digitalen Steuerung, die zum Berechnen von einem oder mehr vorbesiedelten Steuerparametern für den Strom konfiguriert ist, und einer analogen Zustandsmaschine enthalten, die, basierend auf Ausgaben der mehreren Vergleicher, zum Auswählen von Steuerparametern zum Steuern des Stroms konfiguriert ist. Die Steuerparameter können aus den vorbesiedelten Steuerparametern, Steuerparametern zum Steuern des Stroms zum Aufweisen einer Größe von Null und Steuerparametern zum Steuern des Stroms zum Aufweisen einer maximalen Größe ausgewählt werden.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein Verfahren zum Randomisieren von Induktorstrom in zumindest einem von mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandlern Vergleichen des Induktorstroms mit einer Schwelle zum Erzeugen eines Vergleichssignals, Verzögern des Vergleichssignals durch mehrere Verzögerungsbeträge zum Erzeugen von mehreren verzögerten Versionen des Vergleichssignals und willkürliches Auswählen von einer der mehreren verzögerten Versionen des Vergleichssignals zum Steuern des Induktorstroms während eines oder beider eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des zumindest einen der mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandler enthalten.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein Verfahren zum Randomisieren von Induktorstrom in zumindest einem von mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandlern willkürliches Auswählen eines Offsetstromparameters, Addieren des Offsetstromparameters zu einem Referenzstromparameter zum Erzeugen eines modifizierten Referenzstromparameters und Vergleichen des Induktorstroms mit dem modifizierten Referenzstromparameter zum Steuern des Induktorstroms während eines oder beider eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des zumindest einen der mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandler enthalten.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein System zum Randomisieren von Induktorstrom in zumindest einem von mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandlern einen Vergleicher, der zum Vergleichen des Induktorstroms mit einer Schwelle zum Erzeugen eines Vergleichssignals konfiguriert ist, Verzögerungselemente, die zum Verzögern des Vergleichssignals durch mehrere Verzögerungsbeträge zum Erzeugen von mehreren verzögerten Versionen des Vergleichssignals konfiguriert sind, und Auswahllogik enthalten, die zum willkürlichen Auswählen von einer der mehreren verzögerten Versionen des Vergleichssignals zum Steuern des Induktorstroms während eines oder beider eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des zumindest einen der mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandler konfiguriert ist.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein System zum Randomisieren von Induktorstrom in zumindest einem von mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandlern Auswahllogik, die zum willkürlichen Auswählen eines Offsetstromparameters konfiguriert ist, einen Kombinierer, der zum Addieren des Offsetstromparameters zu einem Referenzstromparameter zum Erzeugen eines modifizierten Referenzstromparameters konfiguriert ist, und einen Vergleicher enthalten, der zum Vergleichen des Induktorstroms mit dem modifizierten Referenzstromparameter zum Steuern des Induktorstroms während eines oder beider eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des zumindest einen der mehreren parallel gekoppelten spitzen-/talstromgesteuerten Leistungswandler konfiguriert ist.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann ein System einen Leistungswandler, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, und eine Steuerung enthalten, die zum Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit zumindest einer Ausgangsspannungsschwelle und Einstellen der zumindest einen Ausgangsspannungsschwelle basierend auf der Eingangsspannung konfiguriert ist.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann ein Verfahren Steuern des Betriebs eines Leistungswandlers, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, wobei derartiges Steuern auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit zumindest einer Ausgangsspannungsschwelle basiert, und Einstellen der zumindest einen Ausgangsspannungsschwelle basierend auf der Eingangsspannung enthalten.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein System einen Leistungswandler, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, und eine Steuerung enthalten, die zum Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich eines Stroms, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, mit einem Schwellenstrom und Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung konfiguriert ist.
  • Gemäß diesen und anderen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung kann ein Verfahren Steuern des Betriebs eines Leistungswandlers, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, wobei derartiges Steuern auf einem Vergleich eines Stroms, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, mit einem Schwellenstrom basiert, und Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung enthalten.
  • Technische Vorteile der vorliegenden Offenbarung sind für den Fachmann aus den Figuren, der Beschreibung und den Ansprüchen, die hierin beinhaltet sind, ohne weiteres ersichtlich. Die Aufgaben und Vorteile der Ausführungsform werden zumindest durch die Elemente, Merkmale und Kombinationen, die in den Ansprüchen besonders hervorgehoben sind, umgesetzt und erzielt.
  • Es versteht sich, dass sowohl die obenstehende allgemeine Beschreibung als auch die folgende detaillierte Beschreibung beispielhaft und erläuternd sind und die Ansprüche, die in dieser Offenbarung dargelegt sind, nicht einschränken.
  • Figurenliste
  • Ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Ausführungsformen und Vorteilen davon ist durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen, in denen gleiche Bezugszeichen die gleichen Merkmale anzeigen, zu erfassen; es zeigen:
    • 1 ein beispielhaftes Mobilgerät gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 2 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten im Inneren eines Mobilgeräts gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 3A ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines beispielhaften Aufwärtswandlers mit mehrfachen Betriebsmodi, das einen Betrieb in einem Bypass-Modus darstellt, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 3B ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines beispielhaften Aufwärtswandlers mit mehrfachen Betriebsmodi, das einen Betrieb in einem aktiven Verstärkungsmodus darstellt, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 3C ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines beispielhaften Aufwärtswandlers mit mehrfachen Betriebsmodi, das einen Betrieb in einem inaktiven Verstärkungsmodus darstellt, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 4 ein Schaubild von Induktorstrom durch eine Phase eines Aufwärtswandlers und eines Signals von Schaltungen der Phase in Abhängigkeit von der Zeit gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 5 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer beispielhaften Steuerschaltung für einen Aufwärtswandler gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 6 ein beispielhaftes Schaubild einer Speisespannung, die durch den Aufwärtswandler von 3A-3C erzeugt wird, in Abhängigkeit von der Zeit gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 7 eine Wellenform einer Speisespannung, die durch einen Leistungswandler erzeugt wird, über einen Zeitraum hinweg und eine Wellenform eines Induktorstroms innerhalb des Leistungswandlers über denselben Zeitraum hinweg gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 8 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines äußeren Steuerschleifensubsystems der Stromsteuerung, die in 5 gezeigt ist, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 9 beispielhafte Wellenformen, die ein Beispiel von äußerer Schleifensteuerung für einen Aufwärtswandler darstellen, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 10 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines inneren Steuerschleifensubsystems der Stromsteuerung, die in 5 gezeigt ist, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 11 beispielhafte Wellenformen, die eine innere Schleifensteuerung für einen Aufwärtswandler darstellen, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 12 beispielhafte Wellenformen, die ein Beispiel von innerer Schleifensteuerung für einen Aufwärtswandler in Schwachlastszenarien darstellen, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 13 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer anderen beispielhaften Steuerschaltung für einen Aufwärtswandler gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 14 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines inneren Steuerschleifensubsystems der Stromsteuerung, die in 13 gezeigt ist, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 15 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines äußeren Steuerschleifensubsystems der Stromsteuerung, die in 13 gezeigt ist, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 16 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer beispielhaften Spitzen-/Talsteuerung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 17A-17C Schaubilder von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für Batteriestrom, Aufwärtswandlerinduktorströme und Aufwärtswandlersteuersignale in Abhängigkeit von der Zeit gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 18 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer beispielhaften Spitzen-/Talsteuerung mit Schaltungen zum Ausführen von Zeitbereichsphasenrandomisierung von Induktorströmen in einem Aufwärtswandler gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 19 ein Schaubild von Wellenformen für Aufwärtswandlerinduktorströme mit Zeitbereichsphasenrandomisierung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 20 ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer beispielhaften Spitzen-/Talsteuerung mit Schaltungen zum Ausführen von Level-Domain-Phasenrandomisierung von Induktorströmen in einem Aufwärtswandler gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 21 ein Schaubild von beispielhaften Wellenformen für Aufwärtswandlerinduktorströme mit Level-Domain-Phasenrandomisierung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 22 ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für einen Laststrom, der von einem Aufwärtswandler zugeführt wird, eine Speisespannung, die durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, und Induktorströme für Phasen des Aufwärtswandlers gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 23 ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für einen Laststrom, der von einem Aufwärtswandler zugeführt wird, Schwellenspannungen zum Regulieren einer Speisespannung, die durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, die Speisespannung und Lesespannung am Eingang des Aufwärtswandlers gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 24 ausgewählte Komponenten eines Steuersubsystems, das hysteretische Spannungsbereichssteuerung von Schwellenspannungen zum Regulieren einer Speisespannung, welche durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, vorsieht, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 25 ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für eine Lesespannung an einem Eingang eines Aufwärtswandlers und ein Flag zum Umschalten von Schwellenspannungen zum Regulieren einer Speisespannung, die durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 26 ausgewählte Komponenten eines Steuersubsystems, das hysteretische Zeitbereichssteuerung von Schwellenspannungen zum Regulieren einer Speisespannung, welche durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, vorsieht, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 27 ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für eine Lesespannung an einem Eingang eines Aufwärtswandlers und ein Flag zum Umschalten von Schwellenspannungen zum Regulieren einer Speisespannung, die durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 28 ausgewählte Komponenten eines Steuersubsystems, das Steuerung von Schwellenspannungen zum Regulieren einer Speisespannung, die durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, vorsieht, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 29 ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für eine Lesespannung an einem Eingang eines Aufwärtswandlers, ein Flag zum Umschalten von Schwellenspannungen zum Regulieren einer Speisespannung, welche durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, und die Speisespannung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung;
    • 30 ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für eine Speisespannung, die durch einen Aufwärtswandler erzeugt wird, und Induktorströme für Phasen des Aufwärtswandlers gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung; und
    • 31 ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für eine Speisespannung, die durch einen Aufwärtswandler erzeugt wird, und Induktorströme für Phasen des Aufwärtswandlers und eine Lesespannung an einem Eingang des Aufwärtswandlers gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • 1 stellt ein beispielhaftes Mobilgerät 1 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. 1 stellt das Mobilgerät 1 an ein Headset 3 in der Form eines Paars Ohrhörerlautsprecher 8A und 8B gekoppelt dar. Das Headset 3, das in 1 dargestellt ist, ist lediglich ein Beispiel, und es versteht sich, dass das Mobilgerät 1 in Verbindung mit vielerlei Audiowandlern benutzt werden kann, darunter u.a. Kopfhörer, Ohrhörer, Inohr-Hörkapseln und externe Lautsprecher. Ein Stecker 4 kann Verbindung des Headsets 3 mit einem elektrischen Anschluss des Mobilgeräts 1 vorsehen. Das Mobilgerät 1 kann eine Anzeige für einen Benutzer vorsehen und Benutzereingabe unter Benutzung einer Touchscreen 2 empfangen, oder es kann alternativ eine standardmäßige Flüssigkristallanzeige (LCD) mit verschiedenen Knöpfen, Schiebern und/oder Wählvorrichtungen kombiniert sein, die auf der Frontfläche und/oder Seiten des Mobilgeräts 1 angeordnet sind.
  • 2 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten, die im Mobilgerät 1 integriert sind, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 2 gezeigt, kann das Mobilgerät 1 einen Aufwärtswandler 20 enthalten, der zum Verstärken einer Batteriespannung VBAT zum Erzeugen einer Speisespannung VSUPPLY für mehrere nachgeschaltete Komponenten 18 des Mobilgeräts 1 konfiguriert ist. Die nachgeschalteten Komponenten 18 des Mobilgeräts 1 können jegliche geeignete funktionelle Schaltungen und/oder Bauteile des Mobilgeräts 1 beinhalten, darunter u.a. Prozessoren, Audiocodiere/-decodierer, Verstärker, Anzeigengeräte usw. Wie in 2 gezeigt, kann das Mobilgerät 1 außerdem ein Batterieladegerät 16 zum Aufladen der Batterie 22 enthalten.
  • In manchen Ausführungsformen des Mobilgeräts 1 können der Aufwärtswandler 20 und das Batterieladegerät 16 die einzigen Komponenten des Mobilgeräts 1 umfassen, die elektrisch an die Batterie 22 gekoppelt sind, und der Aufwärtswandler 20 kann elektrisch zwischen der Batterie 22 und allen nachgeschalteten Komponenten des Mobilgeräts 1 verbinden. In anderen Ausführungsformen des Mobilgeräts 1 können jedoch manche nachgeschalteten Komponenten 18 direkt elektrisch an die Batterie 22 gekoppelt sein.
  • 3A stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines beispielhaften Aufwärtswandlers 20 mit mehrfachen Betriebsmodi, das einen Betrieb in einem Bypass-Modus darstellt, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 3A dargestellt, kann der Aufwärtswandler 20 eine Batterie 22, mehrere induktive Verstärkungsphasen 24, einen Messkondensator 26, einen Messwiderstand 28, einen Überbrückungsschalter 30 und eine Steuerschaltung 40 enthalten. Wie in 3A gezeigt, kann jede induktive Verstärkungsphase 24 einen Leistungsinduktor 32, einen Ladeschalter 34, einen Gleichrichtungsschalter 36 und einen Ausgangskondensator 38 enthalten.
  • Obgleich 3A-3C den Aufwärtswandler 20 mit drei induktiven Verstärkungsphasen 24 darstellen, können Ausführungsformen des Aufwärtswandlers 20 jegliche geeignete Anzahl von induktiven Verstärkungsphasen 24 umfassen. In manchen Ausführungsformen kann der Aufwärtswandler 20 drei oder mehr induktive Verstärkungsphasen 24 umfassen. In anderen Ausführungsformen kann der Aufwärtswandler 20 weniger als drei Phasen (beispielsweise eine einzige Phase oder zwei Phasen) umfassen.
  • Der Aufwärtswandler 20 kann im Bypass-Modus arbeiten, wenn die Speisespannung VSUPPLY, die durch den Aufwärtswandler 20 erzeugt wird, größer als eine minimale Schwellenspannung VMIN ist. In manchen Ausführungsformen kann eine derartige minimale Schwellenspannung VMIN eine Funktion eines überwachten Stroms (beispielsweise eines Stroms durch den Messwiderstand 28) sein. In manchen Ausführungsformen kann eine derartige minimale Schwellenspannung VMIN gemäß Variationen im überwachten Strom variiert werden, um erwünschten Headroom von Komponenten vorzusehen, die von der Speisespannung VSUPPLY versorgt werden. Die Steuerschaltung 40 kann zum Abfühlen der Speisespannung VSUPPLY und Vergleichen der Speisespannung VSUPPLY mit der minimalen Schwellenspannung VMIN konfiguriert sein. In dem Falle, in dem die Speisespannung VSUPPLY und die Spannung VDD_SENSE über dem Messkondensator 26 größer als die minimale Schwellenspannung VMIN ist, kann die Steuerschaltung 40 den Überbrückungsschalter 30 und einen oder mehr Gleichrichtungsschalter 36 aktivieren (beispielsweise freigeben, schließen, einschalten) und die Ladeschalter 34 deaktivieren (beispielsweise sperren, öffnen, ausschalten). In einem derartigen Bypass-Modus können sich die Widerstände der Gleichrichtungsschalter 36, Leistungsinduktoren 32 und des Überbrückungsschalters 30 zum Minimieren eines effektiven Gesamtwiderstands eines Wegs zwischen der Batterie 22 und der Speisespannung VSUPPLY kombinieren.
  • 3B stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines beispielhaften Aufwärtswandlers 20, das einen Betrieb in einem aktiven Verstärkungsmodus darstellt, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Der Aufwärtswandler 20 kann im aktiven Verstärkungsmodus arbeiten, wenn die Speisespannung VSUPPLY zum Beibehalten der Speisespannung VSUPPLY über der minimalen Schwellenspannung VMIN ungenügend ist. Im aktiven Verstärkungsmodus kann die Steuerschaltung 40 den Überbrückungsschalter 30 deaktivieren (beispielsweise sperren, öffnen, ausschalten) und die Ladeschalter 34 (beispielsweise während eines Ladezustands einer Phase 24) und Gleichrichtungsschalter 36 (beispielsweise während eines Übertragungszustands der Phase 24) der induktiven Verstärkungsphase 24 (wie unten detaillierter beschrieben) durch Erzeugen von geeigneten Steuersignalen P1, P- 1, P2, P- 2, P3 und P- 3 periodisch umschalten, um einen Strom IBAT und eine Verstärkungsbatteriespannung VBAT an eine höhere Speisespannung VSUPPLY zu liefern, um dem elektrischen Knoten der Speisespannung VSUPPLY einen programmierten (oder Servo-) erwünschten Strom (beispielsweise mittleren Strom) zuzuführen, während die Speisespannung VSUPPLY über der minimalen Schwellenspannung VMIN beibehalten wird. Im aktiven Verstärkungsmodus kann die Spannung VDD_SENSE unter die minimale Schwellenspannung VMIN fallen. Ferner kann der Aufwärtswandler 20 im aktiven Verstärkungsmodus als ein Einzelphasenaufwärtswandler oder Mehrphasenaufwärtswandler arbeiten.
  • Im aktiven Verstärkungsmodus kann die Steuerschaltung 40 den Aufwärtswandler 20 durch Betreiben der induktiven Verstärkungsphase 24 in einem Spitzen-/Talerkennungsmodus betreiben, wie detaillierter beschrieben. Die resultierende Schaltfrequenz der Ladeschalter 34 und Gleichrichtungsschalter 36 der induktiven Verstärkungsphase 24 kann durch die Lesespannung VDD_SENSE, Speisespannung VSUPPLY, eine Induktanz des Leistungsinduktors 32A und einen programmierten Welligkeitsparameter (beispielsweise eine Konfiguration einer Zielstromwelligkeit im Leistungsinduktor 32A) bestimmt werden.
  • 3C stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines Aufwärtswandlers 20, das einen Betrieb in einem inaktiven Verstärkungsmodus darstellt, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Der Aufwärtswandler 20 kann im inaktiven Verstärkungsmodus arbeiten, wenn die Speisespannung VSUPPLY, die durch den Aufwärtswandler erzeugt wird, über eine Summe der minimalen Schwellenspannung VMIN und einer hysteretischen Spannung VHYST ansteigt und eine Lesespannung VDD_SENSE unterhalb der minimalen Schwellenspannung verbleibt. Im inaktiven Verstärkermodus kann die Steuerschaltung 40 den Überbrückungsschalter 30, die Ladeschalter 34 und Gleichrichtungsschalter 36 deaktivieren (beispielsweise sperren, öffnen, ausschalten). Daher hindert die Steuerschaltung 40, wenn die Lesespannung VDD_SENSE unterhalb der minimalen Schwellenspannung VMIN verbleibt, den Aufwärtswandler 20 daran, in den Überbrückungsmodus einzutreten, um die Batterie 22 nicht aus der Speisespannung VSUPPLY rückanzutreiben. Ferner kann, wenn die Speisespannung VSUPPLY unter die minimale Schwellenspannung VMIN fallen sollte, die Steuerschaltung 40 bewirken, dass der Aufwärtswandler 20 wieder in den aktiven Verstärkungsmodus eintritt, um die Speisespannung VSUPPLY auf die Summe der minimalen Schwellenspannung VMIN und einer hysteretischen Spannung VHYST zu erhöhen.
  • Wie oben beschrieben, kann die Steuerschaltung 40, wenn der Aufwärtswandler 20 im aktiven Verstärkungsmodus arbeitet, hysteretische Stromsteuerung der Induktorströme IL1, IL2 bzw. IL3 über die Leistungsinduktoren 32A, 32B bzw. 32C vorsehen. 4 stellt ein beispielhaftes Schaubild des Induktorstroms IL1 und Steuersignals P1 in Abhängigkeit von der Zeit gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 4 gezeigt, kann die Steuerschaltung 40 die Steuersignale P1 und P- 1 der Phase 24 derart erzeugen, dass: (a) wenn der Induktorstrom IL1 unter eine Talstromschwelle Ivall fällt, die Steuerschaltung 40 den Ladeschalter 34A und den Gleichrichtungsschalter 36A aktivieren kann; und (b), wenn sich der Induktorstrom IL1 über eine Spitzenstromschwelle Ipk1 erhöht, die Steuerschaltung 40 den Ladeschalter 34A deaktivieren und den Gleichrichtungsschalter 36A aktivieren kann. Dementsprechend kann die Steuerschaltung 40 derart hysteretische Steuerung des Induktorstroms IL1 vorsehen, dass der Induktorstrom IL1 zwischen ungefähr der Talstromschwelle Ival1 und ungefähr der Spitzenstromschwelle Ipk1 variiert, wobei der Induktorstrom IL1 einen mittleren Strom Iavg1 und einen Rippelstrom Irippie aufweist, sodass: I p k 1 = I a v g 1 + I r i p p l e 2 ;  und
    Figure DE112021002847T5_0001
     I v a l 1 = I a v g 1 − I r i p p l e 2 .
    Figure DE112021002847T5_0002
  • Die Steuerschaltung 40 kann außerdem die Steuersignale P2, P- 2, P3 und P- 3 der Phasen 24B und 24C erzeugen, um ähnliche oder identische Steuerung der Induktorströme IL2 und IL3 vorzusehen.
  • 5 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten der Steuerschaltung 40 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 5 gezeigt, kann die Steuerschaltung mehrere Vergleicher 42A, 42B, 42C und 42D umfassen, die jeder zum Vergleichen der Speisespannung VSUPPLY mit einer jeweiligen Schwellenspannung V1, V2, V3 und V4 und Erzeugen von jeweiligen Vergleichssignalen C1, C2, C3 und C4 konfiguriert sind.
  • Basierend auf den Vergleichssignalen C1, C2, C3 und C4 kann eine Lastschätzeinrichtung 44 der Steuerschaltung 40 eine innere Steuerschleife zum Schätzen einer Last, die am Ausgang des Aufwärtswandlers 20 wahrgenommen wird, und, darauf basierend, Erzeugen eines mittleren Zielstroms Iavg für den Batteriestrom IL implementieren. Man kann sagen, dass die innere Steuerschleife kontinuierliche Steuerung des Induktorstroms IL vorsieht. Ferner kann, basierend auf den Vergleichssignalen C1, C2, C3 und C4 und dem mittleren Zielstrom Iavg, eine Stromsteuerung 46 der Steuerschaltung 40 eine äußere Steuerschleife implementieren. Sowohl die innere Steuerschleife als auch die äußere Steuerschleife kann zum Einstellen der Talstromschwelle Ival, Spitzenstromschwelle Ipk und eines Steuersignals ENABLE zum wahlweisen Aktivieren oder Deaktivieren des aktiven Verstärkungsmodus des Aufwärtswandlers 20 benutzt werden. Im Betrieb kann die innere Steuerschleife die Effizienz des Aufwärtswandlers 20 maximieren und Welligkeit der Speisespannung VSUPPLY minimieren, während die äußere Steuerschleife eine maximale Welligkeit der Speisespannung VSUPPLY begrenzen kann. Basierend auf der Talstromschwelle Ival und der Spitzenstromschwelle Ipk kann eine Spitzen-/Talsteuerung 48 der Steuerschaltung 40 Steuersignale zum Steuern des Aufwärtswandlers 20 erzeugen.
  • 6 stellt ein beispielhaftes Schaubild der Speisespannung VSUPPLY in Abhängigkeit von der Zeit gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar.
  • Wie in 6 gezeigt, können die Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 die Größe der Speisespannung VSUPPLY in fünf verschiedene Regionen A, B, C, D und E aufteilen. 6 demonstriert, wie die Lastschätzvorrichtung 44 den mittleren Zielstrom Iavg in jeder dieser fünf verschiedenen Regionen A, B, C, D und E anpassen kann.
  • Region A kann als die MAX-Region bezeichnet werden. In dieser Region liegt die Speisespannung VSUPPLY unterhalb einer Unterspannungsschwelle, die durch die Schwellenspannung V1 dargestellt ist. Dementsprechend kann in Region A die Lastschätzvorrichtung 44 den mittleren Zielstrom Iavg auf sein Maximum einstellen, um die Erzeugung von so viel Induktorstrom IL (beispielsweise IL1, IL2, IL3) wie möglich zu erzeugen, um Abfall der Speisespannung VSUPPLY zu minimieren.
  • Region B kann als die INKREMENTIEREN-Region bezeichnet werden. In dieser Region zwischen den Schwellenspannungen V1 und V2 kann die Lastschätzeinrichtung 44 den mittleren Zielstrom rekursiv inkrementieren, um den Strom, der durch den Aufwärtswandler 20 geliefert wird, zu erhöhen, um die Speisespannung VSUPPLY zu erhöhen. Die Lastschätzeinrichtung 44 kann den mittleren Zielstromwert Iavg unter Nutzung von multiplikativer Rekursion (beispielsweise Iavg(i+1) = Iavg(1) × a1, wobei a1 > 1 ist), additiver Rekursion (beispielsweise Iavg(i+1) = Iavg(1) + a2, wobei a2 > 0 ist) oder jeglichen anderen rekursiven Ansatz inkrementieren.
  • Region C kann als die MESSEN-Region bezeichnet werden, in der VSUPPLY zwischen den Schwellenspannungen V2 und V3 liegt. In Region C kann die Lastschätzvorrichtung 44 eine Zeit, die die Speisespannung VSUPPLY zum Queren der Schwellenspannungen V2 und V3 benötigt, messen und den mittleren Zielstrom Iavg entsprechend aktualisieren, wie unten detaillierter beschrieben.
  • Region D kann als die DEKREMENTIEREN-Region bezeichnet werden. In dieser Region zwischen den Schwellenspannungen V3 und V4 kann die Lastschätzeinrichtung 44 den mittleren Zielstrom Iavg rekursiv dekrementieren, um den Strom, der durch den Aufwärtswandler 20 geliefert wird, herabzusetzen, um die Speisespannung VSUPPLY herabzusetzen. Die Lastschätzeinrichtung 44 kann den mittleren Zielstromwert Iavg unter Nutzung von multiplikativer Rekursion (beispielsweise Iavg(i+1) = Iavg(1) × a1, wobei a1 < 1 ist), additiver Rekursion (beispielsweise Iavg(i+1) = Iavg(1) + a2, wobei a2 < 0 ist) oder jeglichen anderen rekursiven Ansatz dekrementieren.
  • Region E kann als die HALTE-Region bezeichnet werden. In dieser Region über der Schwellenspannung V4 kann die Lastschätzvorrichtung 44 den Wert des dekrementieren mittleren Zielstroms Iavg (beispielsweise Iavg(i+1) = Iavg(i)) halten oder beibehalten.
  • Wie oben besprochen misst, in der Region C, die Lastschätzvorrichtung 44 die Zeit, die die Speisespannung VSUPPLY zum Queren der Schwellenspannungen V2 und V3 benötigt, und kann eine derartige Messung zum Aktualisieren des mittleren Zielstroms Iavg benutzen. Zur Veranschaulichung wird auf 7 Bezug genommen, die eine Wellenform der Speisespannung VSUPPLY über einen Zeitraum hinweg und eine Wellenform eines Induktorstroms IL (beispielsweise einer der Induktorströme IL1, IL2, IL3) über denselben Zeitraum hinweg darstellt. Wie in 7 gezeigt, kann die Lastschätzvorrichtung 44 eine Zeit Δt1 messen, die die Speisespannung VSUPPLY zum Zunehmen von der Schwellenspannung V2 auf die Schwellenspannung V3 benötigt. Die Änderung der Spannung von der Schwellenspannung V2 auf die Schwellenspannung V3 dividiert durch die Zeit Δt1 kann eine Neigung s1 definieren. Gleicherweise kann die Lastschätzvorrichtung 44 eine Zeit Δt2 messen, die die Speisespannung VSUPPLY zum Abnehmen von der Schwellenspannung V3 auf die Schwellenspannung V2 benötigt. Die Änderung der Spannung von der Schwellenspannung V3 auf die Schwellenspannung V2 dividiert durch die Zeit Δt2 kann eine Neigung s2 definieren. Mittlerer Induktorstrom Iavg(i) durch einen individuellen Leistungsinduktor 32 während einer ansteigenden Speisespannung VSUPPLY kann als ein Anstiegsstrom IR definiert werden, während ein mittlerer Induktorstrom Iavg(i) durch einen individuellen Leistungsinduktor 32 während einer abnehmenden Speisespannung VSUPPLY als ein Abnahmestrom IF definiert werden kann.
  • Unter Nutzung eines Ladebilanzverhältnisses für den Ausgangskondensator 38, der an die Speisespannung VSUPPLY gekoppelt ist, kann die Lastschätzvorrichtung 44 den mittleren Zielstrom Iavg aktualisieren, der aus der Batterie 22 gezogen wird. beispielsweise kann unter Nutzung der Messung für den Anstiegsstrom IR der mittlere Zielstrom Iavg gemäß Folgendem aktualisiert werden: I a v g = I R − s 1 ⋅ C o u t D i '
    Figure DE112021002847T5_0003
    wobei D'i gleich Eins minus der Einschaltdauer des Induktorstroms IL ist und Cout eine Kapazitanz des Ausgangskondensators 38 ist. Der Quotient C o u t D i '
    Figure DE112021002847T5_0004
    kann unbekannt oder unsicher sein, kann jedoch geschätzt werden. Beispielsweise kann in manchen Ausführungsformen die Schätzvorrichtung 44 den Quotienten C o u t D i '
    Figure DE112021002847T5_0005
    unter Benutzung von festen Werten schätzen. Wenn jedoch eine Eingangsspannung (beispielsweise Spannung VDD_SENSE) bekannt ist, kann die Umkehrung von D'i ungefähr gleich dem Quotienten der Speisespannung VSUPPLY dividiert durch diese Eingangsspannung sein. Daher kann die vorstehende Gleichung zum Aktualisieren des mittleren Zielstroms Iavg so geschrieben werden: I a v g = I R − s 1 ⋅ V S U P P L Y V D D _ S E N S E ⋅ C o u t
    Figure DE112021002847T5_0006
  • Ein derartiges Verhältnis kann jedoch aufgrund der Näherung der Ausgangskapazitanz Cout und der Annahme, dass der Aufwärtswandler 20 verlustfrei ist, unsicher sein. Eine derartige Unsicherheit kann jedoch unter Nutzung beider Messungen für den Anstiegsstrom IR und Abnahmestrom IF beseitigt werden, wie durch die folgende Gleichung gegeben: I a v g = I F − s 2 s 1 − s 2 ⋅ ( I R − I F )
    Figure DE112021002847T5_0007
  • Wenn man davon ausgeht, dass die Zunahme der Spannung von der Schwellenspannung V2 auf die Schwellenspannung V3 in der Größe gleich der Abnahme der Spannung vom Schwellenwert V3 auf den Schwellenwert V2 ist, dann kann die vorstehende Gleichung so geschrieben werden: I a v g = ( I R Δ t 2 Δ t 1 + 1 ) + ( 1 − 1 Δ t 2 Δ t 1 + 1 ) I F
    Figure DE112021002847T5_0008
  • Die zwei obigen Ansätze zum Aktualisieren des mittleren Zielstroms Iavg können ihre eigenen Vorteile und Nachteile aufweisen. Beispielsweise kann die Aktualisierung, die auf einer Strommessung basiert, besser beim Erkennen von großen, schnellen Transienten sein, könnte jedoch aufgrund von Annahmen bezüglich der Einschaltdauer und der Ausgangskapazitanz Cout ungenau sein, und setzt außerdem voraus, dass Änderungen der Spannung und Strommessungen genau bekannt sind. Die Aktualisierung, die auf zwei Strommessungen basiert, kann robuster gegen Abweichungen bei den Änderungen der Spannung und Strommessungen sein, aber ein derartiger Ansatz setzt voraus, dass die Last des Leistungswandlers 20 über beide Messungen fix ist, was nicht der Fall sein könnte, besonders in Anwesenheit von großen Transienten. Daher kann in manchen Ausführungsformen ein hybrider Ansatz genutzt werden, bei dem der Einzelmessungsansatz benutzt wird, wenn nur eine Messung verfügbar ist, oder wenn die Einzelmessung um mehr als das Unsicherheitsband des Einzelmessungsansatzes größer (oder kleiner) als die Dualmessung ist, und andernfalls wird der Dualmessungsansatz benutzt.
  • 8 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines äußeren Steuerschleifensubsystems 50 der Stromsteuerung 46 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 8 gezeigt, kann die Stromsteuerung 46 unter Benutzung von logischen Invertern 52A und 52B, Set-Reset-Latches 54A und 54B und Multiplexern 56A und 56B implementiert sein.
  • Der logische Inverter 52A kann das Vergleichssignal C2 invertieren, und das Set-Reset-Latch 54A kann das Steuersignal ENABLE hysteretisch erzeugen, sodass das Steuersignal ENABLE durchgesetzt wird, wenn die Speisespannung VSUPPLY unter die Schwellenspannung V2 fällt, und deaktiviert wird, wenn die Speisespannung VSUPPLY über die Schwellenspannung V4 ansteigt. Wenn das Steuersignal ENABLE deaktiviert wird, kann die Steuerschaltung 40 die Ladeschalter 34 und Gleichrichtungsschalter 36 deaktivieren, und der Leistungswandler 20 kann im inaktiven Verstärkungsmodus betrieben werden.
  • Ferner kann der Inverter 52B das Vergleichssignal C1 invertieren, und das Set-Rest-Latch 54B kann hysteretisch ein Steuersignal MAX_ENABLE erzeugen, das anzeigt, ob ein Maximum für einen mittleren Zielstrom Iavg durch die Steuerschaltung 40 erzeugt werden sollte. Empfang des Steuersignals RESET_MAX kann das Steuersignal MAX_ENABLE deaktivieren, um die Steuerung der Spitzenstromschwelle Ipk und Talstromschwelle Ival zur inneren Steuerschleife zurückzuführen. Der Multiplexer 56A kann, basierend auf dem Steuersignal MAX_ENABLE, einem Maximum für die Spitzenstromschwelle Ipk und einer Zielspitzenstromschwelle Ipk (beispielsweise abgeleitet vom mittleren Zielstrom Iavg, der durch die Lastschätzvorrichtung 44 berechnet wird), eine Spitzenstromschwelle Ipk erzeugen. Gleicherweise kann der Multiplexer 56B, basierend auf dem Steuersignal MAX_ENABLE, einem Maximum für die Talstromschwelle Ival und einer Zieltalstromschwelle Ival (beispielsweise abgeleitet vom mittleren Zielstrom Iavg, der durch die Lastschätzvorrichtung 44 berechnet wird), eine Talstromschwelle Ival erzeugen.
  • Zur weiteren Veranschaulichung der äußeren Schleifensteuerung durch die Stromsteuerung 46 wird auf 9 Bezug genommen. Wie in 9 gezeigt, übersteigt, in Region I der Wellenformen, die Speisespannung VSUPPLY die Schwellenspannung V4, und der Aufwärtswandler 20 kann in den inaktiven Verstärkermodus versetzt werden, da das Set-Reset-Latch 54A bewirken kann, dass das Steuersignal ENABLE deaktiviert wird, wobei der Aufwärtswandler 20 hochohmig zurückgelassen wird. Dementsprechend kann in der Region I die Last des Aufwärtswandlers 20 eine Abnahme der Speisespannung VSUPPLY bewirken.
  • Wenn die Speisespannung VSUPPLY unter die Schwellenspannung V2 absinkt, kann das Set-Reset-Latch 54A bewirken, dass das Steuersignal ENABLE durchgesetzt wird, und der Aufwärtswandler 20 kann in den aktiven Verstärkungsmodus eintreten. In Region II der Wellenformen, die in 9 gezeigt ist, kann die Lastschätzvorrichtung 44 die Spitzenstromschwelle Ipk und Talstromschwelle Ival durch Schätzung des mittleren Zielstroms Iavg, die durch die Lastschätzvorrichtung 44 ausgeführt wird, tatsächlich steuern. Jedoch kann die Lastschätzvorrichtung 44 in dem spezifischen Beispiel, das in 9 gezeigt ist, die Speisespannung VSUPPLY nicht schnell genug „umdrehen“, und die Speisespannung VSUPPLY kann weiter abnehmen.
  • Dementsprechend kann die Speisespannung VSUPPLY unter die Schwellenspannung V1 abfallen, wodurch das Set-Reset-Latch 54B zum Setzen verursacht wird, wodurch das Steuersignal MAX_ENABLE durchgesetzt wird, wodurch der Spitzenstrom Ipk und Zieltalstrom Ival auf ihre Maximalwerte (maximaler Spitzenstrom Ipk-max und maximaler Talstrom Iavg-max) in Region III von 9 getrieben werden. Nach einer genügenden Erhöhung der Speisespannung VSUPPLY kann sich das Set-Reset-Latch 54B zurücksetzen und das Steuersignal MAX_ENABLE deaktivieren, und die Lastschätzvorrichtung 44 kann die Steuerung wiedererlangen, wie in Region IV der Wellenformen gezeigt. Wenn die Speisespannung VSUPPLY wieder weiter über die Schwellenspannung V4 ansteigt, kann das Set-Reset-Latch 54A das Steuersignal ENABLE wieder deaktivieren, wodurch bewirkt wird, dass der Aufwärtswandler 20 wieder in den inaktiven Verstärkungsmodus eintritt.
  • Dementsprechend kann die äußere Schleife, die durch die Stromsteuerung 46 implementiert wird, den Aufwärtswandler 20 zwischen einem Maximalstrom und einem hochohmigen Zustand umschalten und eine Welligkeit in der Speisespannung VSUPPLY auf ungefähr zwischen den Schwellenspannungen V1 und V4 begrenzen, auch wenn die innere Schleifensteuerung der Lastschätzvorrichtung 44 die Speisespannung VSUPPLY nicht reguliert.
  • 10 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines inneren Steuerschleifensubsystems 60 der Stromsteuerung 46 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. 11 stellt beispielhafte Wellenformen, die Beispiele der inneren Schleifensteuerung für den Aufwärtswandler 20 darstellen, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar.
  • Wie in 10 gezeigt, kann das innere Steuerschleifensubsystem 60 den mittleren Zielstrom Iavg, der durch die Lastschätzvorrichtung 44 berechnet wird, aufnehmen, diesen mittleren Zielstrom Iavg durch eine Anzahl n der Phase 24, die im Aufwärtswandler 20 vorhanden ist, dividieren und jeden eines positiven Versatzes +Δ und eines negativen Versatzes -Δ auf den mittleren Zielstrom Iavg/n durch die Versatzblöcke 62A bzw. 62B anwenden. Die Ergebnisse der Versatzblöcke 62A und 62B können jeweils auf einen Minimalwert durch die Sättigungsblöcke 64A und 64B zum Erzeugen des Anstiegsstroms IR bzw. Abnahmestroms IF gesättigt werden. Addiererblöcke 68A und 68B können eine Hälfte des Rippelstroms Iripple zu jedem des Anstiegsstroms IR und Abnahmestroms IF addieren, und Addiererblöcke 70A und 70B können eine Hälfte des Rippelstroms Iripple von jedem des Anstiegsstroms IR und Abnahmestroms IF subtrahieren. Basierend auf den Vergleichssignalen C2 und C3 kann das Latch 66 das Steuersignal TOGGLE selektiv durchsetzen oder deaktivieren, um die Wahl der Multiplexer 72A und 72B auf Folgendes umzuschalten:
    • falls das Steuersignal TOGGLE aufgrund dessen, dass die Speisespannung VSUPPLY unter die Schwellenspannung V2 abfällt, durchgesetzt wird, Erzeugen einer zwischenliegenden Spitzenstromschwelle Ipk' und einer zwischenliegenden Talstromschwelle Ival', sodass Ipk' = IR + Iripple/2 und Ival' = IR - Iripple/2 ist und der mittlere Induktorstrom der Anstiegsstrom IR ist;
    • falls das Steuersignal TOGGLE aufgrund dessen, dass die Speisespannung VSUPPLY über die Schwellenspannung V3 ansteigt, deaktiviert wird, Erzeugen einer zwischenliegenden Spitzenstromschwelle Ipk' und einer zwischenliegenden Talstromschwelle Ival', sodass Ipk' = IF + Iripple/2 und Ival' = IF - Iripple/2 ist und der mittlere Induktorstrom der Abnahmestrom IF ist.
  • Wie oben in 8 gezeigt, können die zwischenliegende Spitzenstromschwelle Ipk' und die zwischenliegende Talstromschwelle Ival' durch das äußere Schleifensteuersubsystem 50 zum Erzeugen der Spitzenstromschwelle Ipk und Talstromschwelle Ival benutzt werden.
  • Daher kann Umschalten des Steuersignals TOGGLE die Regulierung der Speisespannung VSUPPLY zwischen der Schwellenspannung V2 und der Schwellenspannung V3 beibehalten. Beispielsweise kann, wenn das Steuersignal TOGGLE hoch ist, der mittlere Strom pro Phase auf den Anstiegsstrom IR eingestellt werden. Da dieser Stromwert zum mittleren Zielstrom Iavg durch den positiven Versatz +Δ versetzt ist, kann er die Speisespannung VSUPPLY zum Ansteigen veranlassen. Andererseits kann, wenn das Steuersignal TOGGLE niedrig ist, der mittlere Strom pro Phase auf den Abnahmestrom IF eingestellt werden. Da dieser Stromwert zum mittleren Zielstrom Iavg durch den negativen Versatz -Δ versetzt ist, kann er die Speisespannung VSUPPLY zum Abnehmen veranlassen.
  • Gelegentlich kann eine Änderung der Ladung am Ausgang des Leistungswandlers 20 zu einer Änderung des mittleren Zielstroms Iavg führen, wie in 11 zur Zeit t0 gezeigt, in welchem Falle die Lastschätzvorrichtung 44 den mittleren Zielstrom Iavg wie oben beschrieben modifizieren kann.
  • 12 stellt beispielhafte Wellenformen, die Beispiele von innerer Schleifensteuerung für den Aufwärtswandler 20 in Schwachlastszenarien darstellen, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Für Schwachlasten kann der mittlere Zielstrom Iavg, der durch die Lastschätzvorrichtung 44 berechnet wird, größer als ein minimaler mittlerer Zielstrom Iavg_min sein, der durch die gesättigten Blöcke 64A und 64B angelegt wird. Da der Anstiegsstrom IR und Abnahmestrom IF in diesem Szenario gesättigt sein können, kann der Induktorstrom IL größer sein, als es für einen statischen Betrieb des Aufwärtswandlers 20 erforderlich ist, wodurch die Speisespannung VSUPPLY erzwungenermaßen eine positive Neigung in den Regionen I und III von 12 aufweist. Wenn die Speisespannung VSUPPLY über die Schwellenspannung V4 steigt, kann das Set-Reset-Latch 54A vom äußeren Schleifensteuersubsystem 50 veranlassen, dass der Aufwärtswandler 20 in die inaktive Verstärkungsregion eintritt, was somit dazu führt, dass die Speisespannung VSUPPLY aufgrund des hochohmigen Zustands des Aufwärtswandlers 20 erzwungenermaßen eine negative Neigung in den Regionen II und IV von 12 aufweist. Unter Schwachlastbedingungen kann Umschalten zwischen dem aktiven Verstärkungszustand und dem inaktiven Verstärkungszustand mit fixen Sättigungsschwellen für die Spitzenstromschwelle Ipk und Talstromschwelle Ival die Leistungseffizienz maximieren.
  • In einer einfachen Implementierung der Steuerschaltung 40 kann die Steuerschaltung 40 als ein digitales Steuersystem implementiert sein, das Steuerparameter für die Spitzenstromschwelle Ipk, die Talstromschwelle Ival, das Steuersignal ENABLE und die Anzahl n von aktivierten Phasen 24 einstellt. Jedoch können aufgrund von Abtast- und Halteschaltungen, die in einer derartigen Implementierung eingesetzt werden können, und von obliegenden Verzögerungen mehrere Verzögerungstaktzyklen in der Zwischenzeit, wenn die Vergleicher 42 umschalten und wenn neue Steuerparameter festgelegt werden, auftreten. Eine derartige Verzögerung kann zu Überschwingen und Unterschwingen der Speisespannung VSUPPLY, die durch den Leistungswandler 20 erzeugt wird, führen, was zu unerwünschter Welligkeit und übermäßigem Spannungsabfall auf der Speisespannung VSUPPLY führen kann. Es kann wünschenswert sein, eine schnellere Reaktion auf schnelle Lasttransienten auf der Speisespannung VSUPPLY im Vergleich zu jener aufzuweisen, die durch eine völlig digitale Implementierung der Steuerschaltung 40 unterstützt werden könnte.
  • 13 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten der Steuerschaltung 40A gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Die Steuerschaltung 40A kann funktionell und/oder strukturell in vielerlei Hinsicht der Steuerschaltung 40 gleichen, die in 5 gezeigt ist, wobei ein Hauptunterschied darin liegt, dass die Stromsteuerung 46A in einen digitalen Berechnungsblock 82 und eine analoge Schaltung 84 aufgeteilt ist. Wie untenstehend detaillierter beschrieben, kann die analoge Schaltung 84 Verzögerungen, die in einer völlig digitalen Implementierung vorhanden wären, unter Benutzung von vorbesiedelten Werten für Steuerparameter, die durch den digitalen Berechnungsblock 82 erzeugt werden, und durch Auswählen unter derartigen vorbesiedelten Werten durch die analoge Schaltung 84, um Steuerparameter zu erzeugen, die der Spitzen-/Talsteuerung 48 und dem Aufwärtswandler 20 übermittelt werden, minimieren. Die analoge Schaltung 84 kann direkt durch die Vergleicher 42 betrieben werden, sodass die analoge Schaltung 84, wenn die Vergleicher 42 umschalten, sofort den Zustand ändert und neue erzeugte Steuerparameter für die Spitzenstromschwelle Ipk, die Talstromschwelle Ival, das Steuersignal ENABLE und die Anzahl n von aktivierten Phasen 24 wählt. Eine derartige Art und Weise des Änderns von Zuständen und Aktualisierens von Steuerparametern kann einen Pfad mit niedriger Latenz von den Vergleichern 42 zu neuen, aktualisierten Steuerparametern schaffen. Andererseits kann der digitale Berechnungsblock 82 zum Berechnen der vorbesiedelten Parameter basierend auf den Ausgaben der Vergleicher und auf seinem internen Steueralgorithmus konfiguriert sein.
  • 14 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines inneren Steuerschleifensubsystems 60A der Stromsteuerung 46A gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Das innere Schleifensteuersubsystem 60A kann funktionell und/oder strukturell in vielerlei Hinsicht dem inneren Schleifensteuersubsystem 60 gleichen, das in 10 gezeigt ist, unter der Ausnahme, dass die Multiplexer 72A und 72B und ein Abschnitt der analogen Zustandsmaschine 80 durch die analoge Schaltung 84 implementiert sein können und andere Komponenten des inneren Schleifensteuersubsystems 60A durch den digitalen Berechnungsblock 82 implementiert sein können. Wie in 14 gezeigt, kann der digitale Berechnungsblock 82 vorbesiedelte Werte basierend auf allen Vergleichssignalen C1, C2, C3 und C4 erzeugen, und die analoge Zustandsmaschine 86 kann, basierend auf den Vergleichssignalen C2 und C3, zum Steuern der Auswahl von derartigen vorbesiedelten Werten mit den Multiplexern 72A und 72B konfiguriert sein, um die zwischenliegende Spitzenstromschwelle Ipk' und die zwischenliegende Talstromschwelle Ival' zu erzeugen.
  • 15 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten eines äußeren Steuerschleifensubsystems 50A der Stromsteuerung 46A gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Das äußere Schleifensteuersubsystem 50A kann funktionell und/oder strukturell in vielerlei Hinsicht dem äußeren Schleifensteuersubsystem 50 gleichen, das in 8 gezeigt ist, unter der Ausnahme, dass die Multiplexer 56A und 56B und ein Abschnitt der analogen Zustandsmaschine 86, basierend auf dem Vergleichssignal C1 und einem Steuersignal RESET_MAX, das durch den digitalen Berechnungsblock 82 erzeugt wird, zum Steuern zwischen der Auswahl von vorbesiedelten Werten für die maximale Spitzenstromschwelle Ipk_max und die maximale Talstromschwelle Ival-max einerseits und die zwischenliegende Spitzenstromschwelle Ipk' und die zwischenliegende Talstromschwelle Ival', die durch das innere Schleifensteuersubsystem 60A erzeugt werden, andererseits konfiguriert sind. Ferner kann die analoge Zustandsmaschine 86, basierend auf den Vergleichssignalen C2 und C4, zum Steuern des Signals ENABLE für den Leistungswandler 20 konfiguriert sein.
  • In einem Aufwärtswandler 20 mit mehrfachen Phasen 24 können alle Phasen 24 identische Sollwerte für die Spitzenstromschwelle Ipk und die Talstromschwelle Ival benutzen, und eine Verweistabelle oder ein ähnlicher geeigneter Ansatz kann zum Bestimmen, wie viele Phasen 24 aktiv sind, basierend auf dem mittleren Zielstrom Iavg benutzt werden. Ferner kann eine derartige Verweistabelle oder ein derartiger anderer geeigneter Ansatz Hysterese aufweisen, um übermäßiges Aktivieren und Deaktivieren einer individuellen Phase 24 zu verhindern. Zusätzlich kann die Verweistabelle oder eine andere Verweistabelle zum Bestimmen, wie viele Phasen 24 in einem maximalen Stromzustand des Leistungswandlers 20 (beispielsweise Speisespannung VSUPPLY < Schwellenspannung V1) aktiviert werden sollen, benutzt werden.
  • Obgleich die vorstehende Besprechung Stromsteuerung und Spannungsregulierung eines Aufwärtswandlers 20 betrachtet, versteht e sich, dass ähnliche oder identische Ansätze auf andere Arten von induktorbasierten Leistungswandlern, darunter u.a. Abwärtswandler und Abwärts-/Aufwärtswandler, angewendet werden können.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 3A bis 3C kann jeder Leistungsinduktor 32 von jeweiligen Phasen 24 einen jeweiligen Induktorstrom IL (beispielsweise IL1, IL2 und IL3) ziehen. Außerdem würde man, da alle Phasen 24 identische Sollwerte für die Spitzenstromschwelle Ipk und die Talstromschwelle Ival benutzen können, wie oben beschrieben, erwarten, dass die Induktorströme IL1, IL2 und IL3 alle miteinander in Phase sind, in dem Falle, in dem die Impedanzen jeder Phase 24 identisch wären. In der praktischen Implementierung können jedoch, wenn die Impedanzen jeder Phase 24 im Wert unterschiedlich, jedoch nahe sind, die jeweiligen Induktorströme IL1, IL2 und IL3 langsam in und außer Phase miteinander treiben. Es können jedoch verhältnismäßig lange Perioden vorkommen, in denen zwei oder mehr von jeweiligen Induktorströmen IL1, IL2 und IL3 miteinander in Phase sind.
  • 16 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer Spitzen-/Talsteuerung 48A gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. In manchen Ausführungsformen kann die Spitzen-/Talsteuerung 48A zum Implementieren der Spitzen-/Talsteuerung 48, die in 5 gezeigt ist, benutzt werden. Wie in 16 gezeigt, kann die Spitzen-/Talsteuerung 48A Vergleicher 90A und 90B und ein Latch 92 enthalten. Der Vergleicher 90A kann zum Vergleichen eines Induktorstroms IL mit der Talstromschwelle Ival konfiguriert sein, während der Vergleicher 90B zum Vergleichen eines Induktorstroms IL mit der Spitzenstromschwelle Ipk konfiguriert sein kann. Das Latch 92 (das als ein Set-Reset-Latch oder eine andere geeignete Schaltung oder logisches Gerät implementiert sein kann) kann Steuersignale Px (beispielsweise Steuersignale P1, P2, P3 usw.) und P- x (beispielsweise Steuersignale P- 1, P- 2, P- 3 usw.) zum Steuern von Schaltern des Aufwärtswandlers 20 erzeugen, wie in 5 gezeigt. Beispielsweise kann, wenn der Induktorstrom IL unter die Talstromschwelle Ival fällt, das Latch 92 das Steuersignal Px durchsetzen und das Steuersignal P- x deaktivieren, und, wenn der Induktorstrom IL unter die Talstromschwelle Ival fällt, kann das Latch 92 das Steuersignal Px deaktivieren und das Steuersignal P- x durchsetzen.
  • 17A-17C stellen Schaubilder von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für Batteriestrom IBAT, Induktorströme IL1, und IL2 und Steuersignale P1 und P2 in Abhängigkeit von der Zeit unter Benutzung der Spitzen-/Talsteuerung 48A gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Zum Zwecke der Übersichtlichkeit und Veranschaulichung sind in 17A-17C nur zwei Induktorströme IL1 und IL2 und zwei Steuersignale P1 und P2 gezeigt, obwohl der Aufwärtswandler 20 mehr als zwei Phasen 24 mit anderen Induktorströmen und Steuersignalen als jenen, die in 17A-17C gezeigt sind, enthalten kann. Wie in 17A-17B gezeigt, kann sich, wenn individuelle Induktorströme IL1 und IL2 in Phase oder nahezu in Phase miteinander sind, eine große Welligkeit (beispielsweise gleich ungefähr dem Zweifachen des Welligkeitsstroms Iripple, der in einem einzigen Induktorstrom IL vorhanden ist) auf den Batteriestrom IBAT auswirken. Wenn eine Anzahl N von mehrfachen Phasen 24 mit gleichphasigem Induktorstrom IL vorhanden ist, dann kann die Welligkeit im Batteriestrom IBAT das N-Fache des Welligkeitsstroms Iripple betragen, der in einem einzigen Induktorstrom IL vorhanden ist.
  • Eine derartige Welligkeit im Batteriestrom IBAT kann aus zahlreichen Gründen problematisch sein, besonders dann, wenn die Welligkeit auf einer hohen Frequenz ist. Beispielsweise kann eine derartige Welligkeit zu herabgesetzter Effizienz des Aufwärtswandlers 20, Schwierigkeit beim Erfassen des Batteriestroms IBAT führen, oder sie kann sich parasitär in umgebende Schaltungen einkoppeln, was zu elektromagnetischen Interferenzen führt. Ferner kann eine derartige Stromwelligkeit auf der Eingangsspannung zum Aufwärtswandler 20 und auf der Speisespannung VSUPPLY erscheinen und die Steuerung des Aufwärtswandlers 20 durch die Steuerschaltung 40 stören (beispielsweise Interferenz mit Rückkopplungssteuerung der Steuerschaltung 40 abhängig vom Wert der Speisespannung VSUPPLY).
  • Zum Bewältigen von Problemen im Zusammenhang mit gleichphasigen Induktorströmen IL kann die Spitzen-/Talsteuerung 48A von jener, die in 16 gezeigt ist, modifiziert werden, um eines oder beides von Zeitbereichsphasenrandomisierung oder Level-Domain-Phasenrandomisierung auszuführen, wie unten detaillierter beschrieben.
  • 18 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer beispielhaften Spitzen-/Talsteuerung 48B mit Schaltungen zum Ausführen von Zeitbereichsphasenrandomisierung von Induktorströmen IL im Aufwärtswandler 20 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. In manchen Ausführungsformen kann die Spitzen-/Talsteuerung 48B zum Implementieren der Spitzen-/Talsteuerung 48 benutzt werden, die in 5 gezeigt ist. Zudem kann die Spitzen-/Talsteuerung 48B in vielerlei Hinsicht ähnlich oder identisch mit der Spitzen-/Talsteuerung 48A von 16 sein, wobei ein Hauptunterschied darin liegt, dass die Spitzen-/Talsteuerung 48B zusätzliche Schaltungen aufweist, die zwischen dem Vergleicher 90A und dem Set-Eingang des Latch 92 verbunden sind, um Zeitbereichsphasenrandomisierung bezüglich des Vergleichs des Induktorstroms IL mit der Talstromschwelle Ival auszuführen. Wie in 18 gezeigt, kann die Ausgabe des Vergleichers 90A durch eine angezapfte Verzögerungsleitung 94 empfangen werden, die eine oder mehr Ausgaben erzeugen kann, die jede die Ausgabe des Vergleichers 90A um einen jeweiligen Verzögerungsbetrag verzögern. Ferner kann ein Multiplexer 96 die unverzögerte Ausgabe des Vergleichers 90A und die Ausgabe(n) der Verzögerungsleitung 94 empfangen und eine von diesen Ausgaben basierend auf einer Zufallszahl nrand auswählen, sodass das Vergleichersignal, das vom Set-Eingang des Latch 92 empfangen wird, um eine zufällige Zeitdauer verzögert wird. Infolgedessen kann, wie in 19 gezeigt, eine Zufallszahl nrand den Ausgangsübergang des Latch 92 willkürlich von Q=0 auf Q=1 verzögern, was den Übergang von einem Übertragungszustand einer Phase 24 zu einem Ladezustand dieser Phase 24 verzögern kann und dadurch außerdem das Auftreten eines Tals eines Induktorstroms IL in dieser Phase 24 verzögern kann. Wie ebenfalls in 19 gezeigt, kann eine derartige Verzögerung außerdem zu willkürlichem Verzögern des Ausgangsübergangs des Latch 92 von Q=1 auf Q=0 führen, was den Übergang vom Ladezustand der Phase 24 zum Übertragungszustand dieser Phase 24 verzögern kann und dadurch außerdem das Auftreten einer Spitze eines Induktorstroms IL in dieser Phase 24 verzögern kann. Derartige Randomisierung kann Phasenausrichtung von individuellen Induktorströmen IL in den Phasen 24 minimieren.
  • Die zusätzlichen Schaltungen, die zum Vorsehen von Zeitbereichsphasenrandomisierung benutzt werden (beispielsweise Verzögerungsleitung 94 und Multiplexer 96), können zum Verzögern des Ergebnisses des Vergleichs des Induktorstroms IL mit der Talstromschwelle Ival (beispielsweise wie in 18 gezeigt), zum Verzögern des Ergebnisses des Vergleichs des Induktorstroms IL mit der Spitzenstromschwelle Ipk oder zu beidem implementiert werden. Diese zusätzlichen Randomisierungsschaltungen können für einige oder alle Phasen 24 repliziert werden. Anders gesagt können in manchen Ausführungsformen eine oder mehr Phasen 24 jede durch eine jeweilige Spitzen-/Talsteuerung 48A gesteuert werden, während eine oder mehr andere Phasen 24 jede durch eine jeweilige Spitzen-/Talsteuerung 48B gesteuert werden können, die Zeitbereichsrandomisierung des Induktorstroms IL in einigen, jedoch nicht allen der Phasen 24 vorsieht; und in anderen Ausführungsformen können die Phasen 24 jede durch eine jeweilige Spitzen-/Talsteuerung 48B gesteuert werden, die Zeitbereichsrandomisierung des Induktorstroms IL in allen der Phasen 24 vorsieht.
  • 20 stellt ein Blockdiagramm von ausgewählten Komponenten einer beispielhaften Spitzen-/Talsteuerung 48C mit Schaltungen zum Ausführen von Level-Domain-Phasenrandomisierung von Induktorströmen IL im Aufwärtswandler 20 gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. In manchen Ausführungsformen kann die Spitzen-/Talsteuerung 48C zum Implementieren der Spitzen-/Talsteuerung 48 benutzt werden, die in 5 gezeigt ist. Zudem kann die Spitzen-/Talsteuerung 48C in vielerlei Hinsicht ähnlich oder identisch mit der Spitzen-/Talsteuerung 48A von 16 sein, wobei ein Hauptunterschied darin liegt, dass die Spitzen-/Talsteuerung 48C zusätzliche Schaltungen, die auf dem Pfad der Talstromschwelle Ival verbunden sind, enthalten kann, um Level-Domain-Phasenrandomisierung von einem oder mehr individuellen Induktorströmen IL auszuführen. Wie in 20 gezeigt, kann ein Multiplexer 98 mehrere Pegelanpassungen (beispielsweise -Δ, 0, +Δ usw.) zum Modifizieren eines Pegels der Talstromschwelle Ival empfangen und eine von diesen Ausgaben basierend auf einer Zufallszahl nrand auswählen. Ein Kombinierer 99 kann diese ausgewählte Pegelanpassung wiederum mit der Talstromschwelle Ival kombinieren, sodass eine modifizierte Talstromschwelle Ival, die durch das Latch 92 empfangen wird, eine willkürliche Pegelanpassung enthält. Infolgedessen kann, wie in 21 gezeigt, die Zufallszahl nrand den Ausgangsübergang des Latch 92 willkürlich von Q=0 auf Q=1 verzögern (oder vorrücken), was den Übergang von einem Übertragungszustand einer Phase 24 zu einem Ladezustand dieser Phase 24 verzögern kann und daher außerdem das Auftreten eines Tals eines Induktorstroms IL in dieser Phase 24 verzögern kann. Wie außerdem in 21 gezeigt, kann eine derartige Verzögerung außerdem zum willkürlichen Verzögern des Ausgangsübergangs des Latch 92 von Q=1 auf Q=0 führen, was den Übergang vom Ladezustand der Phase 24 zum Übertragungszustand dieser Phase 24 verzögern kann und daher außerdem das Auftreten einer Spitze eines Induktorstroms IL in dieser Phase 24 verzögern kann. Derartige Randomisierung kann Phasenausrichtung von individuellen Induktorströmen IL in den Phasen 24 minimieren.
  • Die zusätzlichen Schaltungen, die zum Vorsehen von Level-Domain-Phasenrandomisierung benutzt werden (beispielsweise Multiplexer 98 und Kombinierer 99), können zum Ausüben einer Pegelanpassung auf die Talstromquelle Ival (beispielsweise wie in 20 gezeigt), Ausüben einer Pegelanpassung auf die Spitzenstromschwelle Ipk oder zu beidem implementiert werden. Diese zusätzlichen Randomisierungsschaltungen können für einige oder alle Phasen 24 repliziert werden. Anders gesagt können in manchen Ausführungsformen eine oder mehr Phasen 24 jede durch eine jeweilige Spitzen-/Talsteuerung 48A gesteuert werden, während eine oder mehr andere Phasen 24 jede durch eine jeweilige Spitzen-/Talsteuerung 48C gesteuert werden können, die Level-Domain-Randomisierung des Induktorstroms IL in einigen, jedoch nicht allen der Phasen 24 vorsieht; und in anderen Ausführungsformen können die Phasen 24 jede durch eine jeweilige Spitzen-/Talsteuerung 48C gesteuert werden, die Level-Domain-Randomisierung des Induktorstroms IL in allen der Phasen 24 vorsieht.
  • Die vorstehende Beschreibung kann geeignete Regulierung der Speisespannung VSUPPLY in zahlreichen Fällen vorsehen. Im Falle einer großen Zunahme des Laststroms ILOAD, der aus dem Aufwärtswandler 20 gezogen wird, kann die Speisespannung VSUPPLY jedoch übermäßig unter die Schwellenspannung V1 fallen, wie in 22 gezeigt. 22 stellt eine große grundlegende Veränderung des Laststroms ILOAD zu einer Zeit t1 dar. Zu einer späteren Zeit t2 kann die Speisespannung VSUPPLY unter die Schwellenspannung V1 fallen, was bewirken kann, dass die Steuerschaltung 40 zusätzliche Phasen 24 des Aufwärtswandlers 20 aktiviert (beispielsweise die Anzahl von aktivierten Phasen 24 von einer auf mehr als eine erhöht). Wenn derartige zusätzliche Phasen 24 aktiviert werden, können sie in ihren ursprünglichen Ladezuständen beginnen. Im Ladezustand können Induktorströme IL der neu aktivierten Phasen 24 zunehmen, aber es kann kein Strom von derartigen Phasen während des Ladezustands auf den Laststrom ILOAD übertragen werden, sodass die Speisespannung VSUPPLY abnehmen kann. Jede neu aktivierte Phase 24 kann in ihrem Ladezustand bleiben, bis ihre Induktorströme IL den Zielspitzenstrom Ipk erreichen. Je länger jede neu aktivierte Phase 24 daher braucht, den Zielspitzenstrom Ipk zu erreichen, desto mehr kann die Speisespannung VSUPPLY abfallen. Die Stromzunahmerate für die Induktorströme IL kann wie folgt angegeben werden: d I L d t = V D D _ S E N S E L
    Figure DE112021002847T5_0009
    wobei L die Induktanz eines Leistungsinduktors 32 ist. Insbesondere kann, aufgrund von internen Impedanzen der Batterie 22, des Widerstands des Messwiderstands 28 und von Impedanzen von elektrischen Spuren zwischen der Batterie 22 und dem Aufwärtswandler 20, die Lesespannung VDD_SENSE von der Batteriespannung VBAT abnehmen, wenn der Batteriestrom IBAT zunimmt, gemäß dem Ohm'schen Gesetz.
  • 22 stellt die Speisespannung VSUPPLY und Induktorströme IL von neu aktivierten Phasen 24 unter zwei Szenarien dar: (i) ein Szenario, das mit dem Bezugszeichen „A“ bezeichnet ist, zu Wellenformen, wobei die Lesespannung VDD_SENSE verhältnismäßig hoch ist; und (ii) ein Szenario, das mit dem Bezugszeichen „B“ bezeichnet ist, zu Wellenformen, wobei die Lesespannung VDD_SENSE verhältnismäßig niedrig ist. Im Szenario A kann die Zeit des Ladezustands der neu aktivierten Phasen 24 aufgrund der höheren Lesespannung VDD_SENSE kurz sein, während im Szenario B die Zeit des Ladezustands der neu aktivierten Phasen 24 aufgrund der niedrigeren Lesespannung VDD_SENSE kurz sein kann.
  • Zum Bewältigen dieses Problems kann die Steuerschaltung 40 oder eine andere Komponente des Aufwärtswandlers 20 oder Leistungszufuhrsystems 1 selektiv die Spannungsschwellen V1, V2, V3 und V4 erhöhen, wenn befunden wird, dass die Lesespannung VDD_SENSE ausreichend niedrig ist (beispielsweise unterhalb einer Schwellenlesespannung VTHRESH), wie in 23 gezeigt. Wie in 23 gezeigt, kann die Steuerschaltung 40 in Reaktion darauf, dass die Lesespannung VDD_SENSE unter die Schwellenlesespannung VTHRESH fällt, bewirken, dass die Spannungsschwellen V1, V2, V3 und V4 um denselben Betrag zunehmen (beispielsweise auf gesteuerte, gerampte Art und Weise, wie in 23 gezeigt), wie bei Punkt A in 23 gezeigt. Demgemäß kann, wenn ein großer Schritt des Laststroms ILOAD an Punkt B, der in 23 gezeigt ist, auftritt, während die Lesespannung VDD_SENSE niedrig ist, die Speisespannung VSUPPLY abfallen, aber weil die Spannungsschwellen V1 und V2 angehoben wurden, kann ein Abfall zu Punkt C, der in 23 gezeigt ist, minimal sein. Wenn und falls die Lesespannung VDD_SENSE wieder über die Schwellenlesespannung VTHRESH ansteigt (bei Punkt D, der in 23 gezeigt ist) oder falls der Aufwärtswandler 20 in seinen Bypass-Modus eintritt, kann die Steuerschaltung 40 bewirken, dass die Spannungsschwellen V1, V2, V3 und V4 unter ihre ursprünglichen Pegel abfallen (beispielsweise auf gesteuerte, gerampte Art und Weise, wie in 23 gezeigt). Ein Boolesches Flag RAISE_Vx_FLAG ist in 23 gezeigt, das einen Spannungszustand der Spannungsschwellen V1, V2, V3 und V4 anzeigen kann (beispielsweise RAISE_Vx_FLAG = 0 im Standardzustand, RAISE_Vx_FLAG = 1, wenn die Spannungsschwellen V1, V2, V3 und V4 erhöht sind).
  • Unter Benutzung der Technik, die in 23 dargestellt ist, kann ein absoluter Abfall der Speisespannung VSUPPLY minimiert werden, aber die Zeitdauer, die der Aufwärtswandler 20 in seinem Bypass-Modus verbringt, wird nicht beeinflusst, wodurch Effizienz bewahrt wird.
  • Um häufiges Umschalten der Spannungsschwellen V1, V2, V3 und V4 in Reaktion auf eine Lesespannung VDD_SENSE nahe der Schwellenlesespannung VTHRESH zu vermeiden, kann die Steuerschaltung 40 hysteretische Steuerung zum Ausführen der in 23 dargestellten Technik enthalten. Beispielsweise stellt 24 ausgewählte Komponenten eines Steuersubsystems 100 (das beispielsweise insgesamt oder zum Teil durch die Schaltsteuerung 40 implementiert sein kann), das hysteretische Spannungsbereichssteuerung von Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 vorsieht, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 24 gezeigt, kann ein Vergleicher 102 die Lesespannung VDD_SENSE mit der Schwellenlesespannung VTHRESH vergleichen, und das Ergebnis dieses Vergleichs kann durch den Set-Eingang eines Set-Reset-Latch 108 empfangen werden, wodurch bewirkt wird, dass das Flag RAISE_Vx-FLAG durchgesetzt wird, wenn die Lesespannung VDD_SENSE unter die Schwellenlesespannung VTHRESH abfällt, wie in 25 gezeigt. Ferner kann ein Vergleicher 104 die Lesespannung VDD_SENSE mit einer höheren Schwellenlesespannung VTHRESH-HI vergleichen, und das Ergebnis dieses Vergleichs kann durch ein OR-Gate 106 logisch durch OR mit einer Anzeige dessen, ob der Aufwärtswandler 20 in seinem Bypass-Modus ist, verknüpft werden. Die Ausgabe des OR-Gates 106 kann durch einen Reset-Eingang des Set-Reset-Latch 108 empfangen werden, wodurch bewirkt wird, das das Flag RAISE_Vx-FLAG aufgegeben wird, wenn die Lesespannung VDD_SENSE über die höhere Schwellenlesespannung VTHRESH-HI ansteigt, oder wenn der Aufwärtswandler 20 in seinen Bypass-Modus eintritt, wie in 25 gezeigt. Das Flag RAISE_Vx-FLAG kann wiederum durch einen Auswahleingang eines Multiplexers 110 empfangen werden, der eine Menge (beispielsweise 0 oder ΔV) zum Addieren zu jeder der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 basierend auf dem Wert des Flag RAISE VX-FLAG auswählen kann. Demgemäß können, wenn die Lesespannung VDD_SENSE über die höhere Schwellenlesespannung VTHRESH_HI ansteigt, die Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 auf ihre Standardwerte V1', V2', V3' und V4' abgesenkt werden, und wenn die Lesespannung VDD_SENSE unter die Schwellenlesespannung VTHRESH absinkt, können die Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 auf V1' + ΔV, V2' + ΔV, V3' + ΔV bzw. V4' + ΔV erhöht werden.
  • Zum Zwecke der Übersichtlichkeit und Veranschaulichung sind Komponenten (beispielsweise Filter, Rampengeneratoren usw.) zum Bewirken des Rampens der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 (beispielsweise wie in 23 gezeigt) in 24 nicht dargestellt, können jedoch trotzdem im Steuersubsystem 100 vorhanden sein.
  • Als anderes Beispiel stellt 26 ausgewählte Komponenten eines Steuersubsystems 120 (das beispielsweise insgesamt oder zum Teil durch die Steuerschaltung 40 implementiert sein kann), das hysteretische Zeitbereichssteuerung von Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 vorsieht, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 26 gezeigt, kann ein Vergleicher 122 die Lesespannung VDD_SENSE mit der Schwellenlesespannung VTHRESH vergleichen, und das Ergebnis dieses Vergleichs kann durch einen Taktgeber 124 mit Soforteinstellung und verzögerter Freigabe empfangen werden, wodurch bewirkt wird, dass das Flag RAISE_Vx-FLAG durchgesetzt wird, wenn die Lesespannung VDD_SENSE unter die Schwellenlesespannung VTHRESH abfällt, wie in 27 gezeigt. Der Taktgeber 124 kann dann das Flag RAISE_Vx_FLAG, das durchgesetzt werden soll, halten, bis die Lesespannung VDD_SENSE für eine programmierte Minimalzeitdauer über die Schwellenlesespannung VTHRESH ansteigt. Beispielsweise kann Periode A, die in 27 gezeigt ist, kürzer als die programmierte Minimalzeitdauer sein, sodass die Zunahme der Lesespannung VDD_SENSE über die Schwellenlesespannung VTHRESH für Periode A für den Taktgeber 124 zum Aufgeben des Flag RAISE_Vx_FLAG ungenügend sein kann. Periode B, die in 27 gezeigt ist, kann jedoch gleich der programmierten Minimalzeitdauer sein, sodass die Zunahme der Lesespannung VDD_SENSE über die Schwellenlesespannung VTHRESH für Periode B für den Taktgeber 124 zum Aufgeben des Flag RAISE_Vx_FLAG genügend sein kann. Ferner kann sich, sollte der Aufwärtswandler 20 in seinen Bypass-Modus eintreten, der Taktgeber 124 zurücksetzen und Aufgabe des Flag RAISE_Vx-FLAG bewirken. Das Flag RAISE_Vx_FLAG kann wiederum durch einen Auswahleingang eines Multiplexers 130 empfangen werden, der eine Menge (beispielsweise 0 oder ΔV) zum Addieren zu jeder der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 basierend auf dem Wert des Flag RAISE_Vx-FLAG auswählen kann. Demgemäß können, wenn die Lesespannung VDD_SENSE unter die Schwellenlesespannung VTHRESH absinkt, die Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 auf V1' + ΔV, V2' + ΔV, V3' + ΔV bzw. V4' + ΔV erhöht werden, wobei sie in Reaktion darauf, dass der Aufwärtswandler 20 in seinen Bypass-Modus eintritt, oder in Reaktion darauf, dass die Lesespannung VDD_SENSE für die programmierte Minimumzeitdauer über die Schwellenlesespannung VTHRESH ansteigt, auf Standardwerte V1', V2', V3' und V4' absinken.
  • Zum Zwecke der Übersichtlichkeit und Veranschaulichung sind Komponenten (beispielsweise Filter, Rampengeneratoren usw.) zum Bewirken des Rampens der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 (beispielsweise wie in 23 gezeigt) in 26 nicht dargestellt, können jedoch trotzdem im Steuersubsystem 120 vorhanden sein.
  • Als anderes Beispiel stellt 28 ausgewählte Komponenten eines Steuersubsystems 140 (das beispielsweise insgesamt oder zum Teil durch die Steuerschaltung 40 implementiert sein kann), das Steuerung von Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 vorsieht, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Wie in 28 gezeigt, kann ein Vergleicher 142 die Lesespannung VDD_SENSE mit der Schwellenlesespannung VTHRESH vergleichen, und das Ergebnis dieses Vergleichs kann durch einen ersten Eingang eines logischen AND-Gates 146 empfangen werden. Zudem kann ein Vergleicher 144 die Speisespannung VSUPPLY mit der Schwellenspannung V3 vergleichen, und das Ergebnis dieses kann durch einen zweiten Eingang des logischen AND-Gates 146 empfangen werden. Demgemäß kann das logische AND-Gate 146 den Set-Eingang eines Set-Reset-Latch 147 ansteuern, sodass das Set-Reset-Latch 147 das Flag RAISE_Vx_FLAG durchsetzt, wenn VDD_SENSE < VTHRESH und VSUPPLY > V3, wie in 29 gezeigt. Zudem kann der Ausgang des Vergleichers 142 durch einen logischen Inverter 149 umgekehrt werden und den Reset-Eingang des Set-Reset-Latch 147 ansteuern, sodass das Flag RAISE_Vx_FLAG aufgegeben wird, wenn VDD_SENSE > VTHRESH.
  • Das Flag RAISE_Vx_FLAG kann wiederum durch einen Auswahleingang eines Multiplexers 150 empfangen werden, der eine Menge (beispielsweise 0 oder ΔV) zum Addieren zu jeder der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 basierend auf dem Wert des Flag RAISE_Vx-FLAG auswählen kann. Demgemäß können, wenn VDD_SENSE < VTHRESH und VSUPPLY > V3, die Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 auf V1' + ΔV, V2' + ΔV, V3' + ΔV bzw. V4' + ΔV erhöht werden und andernfalls auf ihre Standardwerte V1', V2', V3' und V4' abgesenkt werden.
  • Der Vorteil des Wartens ist, dass es eine Gefahr minimiert, dass die Speisespannung VSUPPLY unter die Schwellenspannungen V1 und V2 abfällt, wenn die Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 erhöht werden. Zur Veranschaulichung kann, wenn die Speisespannung VSUPPLY unter der Schwellenspannung V2 liegt, die Steuerschaltung 40 den Laststrom ILOAD, der durch den Aufwärtswandler 20 geliefert wird, rasch erhöhen. Ferner kann, wenn die Speisespannung VSUPPLY unter der Schwellenspannung V1 liegt, die Steuerschaltung 40 den Laststrom ILOAD auf sein Maximum setzen. Jedes dieser Ereignisse kann unerwünschte Störungen und Spitzen im Batteriestrom IBAT verursachen. Die Steuerung, die durch das Steuersubsystem 140 implementiert wird, kann derartige Nachteile jedoch abschwächen oder beseitigen.
  • Zum Zwecke der Übersichtlichkeit und Veranschaulichung sind Komponenten (beispielsweise Filter, Rampengeneratoren usw.) zum Bewirken des Rampens der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 (beispielsweise wie in 23 gezeigt) in 28 nicht dargestellt, können jedoch trotzdem im Steuersubsystem 140 vorhanden sein.
  • In manchen Ausführungsformen kann die Steuerschaltung 40 eines des Steuersubsystems 100, Steuersubsystems 120 und Steuersubsystems 140 zum Steuern der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 implementieren. In anderen Ausführungsformen kann die Steuerschaltung 40 zwei oder mehr des Steuersubsystems 100, Steuersubsystems 120 und Steuersubsystems 140 in jeglicher geeigneten Kombination zum Steuern der Schwellenspannungen V1, V2, V3 und V4 implementieren.
  • Wie oben angegeben, kann eine große Zunahme des Laststroms ILOAD, der aus dem Aufwärtswandler 20 gezogen wird, zu einem Abfall der Speisespannung VSUPPLY führen. 30 stellt ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen dar, die variierende Abfallgrade für die Speisespannung VSUPPLY in Reaktion auf eine Steigerung des Laststroms ILOAD zeigen, und stellt außerdem Induktorströme IL für Phasen 24 des Aufwärtswandlers 20 dar, gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung. Wie vorher angegeben, kann, wenn ein derartiger Abfall auftritt, die Speisespannung VSUPPLY unter die Schwellenspannung V1 fallen, was bewirken kann, dass die Steuerschaltung 40 zusätzliche Phasen 24 des Aufwärtswandlers 20 aktiviert (beispielsweise die Anzahl von aktivierten Phasen 24 von einer auf mehr als eine zu erhöhen). Wenn derartige zusätzliche Phasen 24 aktiviert werden, können sie in ihren individuellen Ladezuständen beginnen. Im Ladezustand können Induktorströme IL der neu aktivierten Phasen 24 zunehmen, aber es kann kein Strom von diesen Phasen während des Ladezustands zum Laststrom ILOAD überführt werden, sodass die Speisespannung VSUPPLY abnehmen kann. Jede neu aktivierte Phase 24 kann in ihrem Ladezustand verbleiben, bis ihre Induktorströme IL den Zielspitzenstrom Ipk erreichen. Je länger jede neu aktivierte Phase 24 zum Erreichen des Zielspitzenstroms Ipk braucht, desto mehr kann die Speisespannung VSUPPLY daher abfallen. Wie ebenfalls oben angegeben, kann die Stromzunahmerate für die Induktorströme IL kann wie folgt angegeben werden: d I L d t = V D D _ S E N S E L
    Figure DE112021002847T5_0010
  • 30 stellt drei mögliche Szenarien für Einstellungen des Zielspitzenstroms Ipk für die Phasen 24 dar. In einem ersten Fall kann der Zielspitzenstrom Ipk auf einem Wert Ipk-lo liegen, auf dem der Induktorstrom IL einer neu aktivierten Phase 24 den Zielspitzenstrom Ipk schnell erreicht und daher schnell damit beginnt, die Last des Aufwärtswandlers 20 mit Strom zu versorgen. Der Zielspitzenstromwert Ipk-lo kann jedoch zum Überwinden des Abfalls der Speisespannung VSUPPLY ungenügend sein, was ein Kennzeichen aufweisen kann, das durch die Wellenform VSUPPLY-LO gezeigt ist.
  • In einem zweiten Fall kann der Zielspitzenstrom Ipk auf einem Optimalwert Ipk-opt liegen, der einen Minimalwert für den Zielspitzenstrom Ipk darstellen kann, welcher zum Unterstützen der Last genügt. In diesem Falle kann der Induktorstrom IL der neu aktivierten Phase(n) 24 den Zielspitzenstrom Ipk schnell erreichen und außerdem zum Unterstützen der Last genügen, was es der Speisespannung VSUPPLY, die ein Kennzeichen aufweisen kann, welches durch die Wellenform VSUPPLY-OPT gezeigt ist, ermöglicht, den Abfall effizient zu bewältigen.
  • In einem dritten Fall kann der Zielspitzenstrom Ipk auf einem Wert lpk-hi liegen, auf dem der Induktorstrom IL der neu aktivierten Phase(n) 24 den Zielspitzenstrom Ipk langsam erreicht und daher langsam damit beginnt, der Last des Aufwärtswandlers 20 Strom zuzuführen. Daher kann, während der Zielspitzenstromwert lpk-hi zum Bewältigen des Abfalls der Speisespannung VSUPPLY (die ein Kennzeichen aufweisen kann, welches durch die Wellenform VSUPPLY-HI gezeigt ist) in Abhängigkeit von der Zeit genügen kann, eine übermäßige Abfallmenge bis zu der Zeit auftreten, zu der die neu aktivierte(n) Phase(n) 24 beginnt (beginnen), Strom zuzuführen.
  • Demgemäß kann es wünschenswert sein, den Optimalwert Ipk-opt zu benutzen, der groß genug zum Unterstützen eines gegebenen Maximallaststroms ILOAD ist, während er klein genug zum Minimieren der Dauer des Ladezustands der neu hinzugefügten Phase(n) 24 und dadurch zum Minimieren der Größe des Abfalls der Speisespannung VSUPPLY ist. Ein derartiger Optimalwert kann sich jedoch in Abhängigkeit von der Zeit abhängig von einem Zustand des Aufwärtswandlers 20 und einem Leistungszufuhrsystem, in dem der Aufwärtswandler vorhanden ist, ändern. Demgemäß kann sich das Wählen eines derartigen Optimalwerts Ipk-opt als herausfordernd erweisen.
  • Zum Erzeugen eines Optimalwerts für den Zielspitzenstrom Ipk (sowie den Talspitzenstrom Ival) kann die Steuerschaltung 40 (oder eine Komponente davon, wie etwa die Lastschätzeinrichtung 44 oder Stromsteuerung 46) den mittleren Zielstrom Iavg basierend auf der Lesespannung VDD_SENSE einstellen. Zur Veranschaulichung kann, wenn eine bekannte maximale Leistungsaufnahme PMAX aus dem Ausgang des Aufwärtswandlers 20 gegeben ist, ein momentaner mittlerer Zielstrom Iavg-max für die Leistungsaufnahme PMAX folgendermaßen angegeben werden: I a v g − m a x = F M A X   1 V D D _ S E N S E ( t ) n
    Figure DE112021002847T5_0011
    wobei n eine Annäherung an eine Leistungseffizienz des Aufwärtswandlers 20 ist. Der maximale Zielspitzenstrom Ipk-max und der maximale Zieltalstrom Ival-max können folgendermaßen berechnet werden: I p k − m a x = I a v g − m a x + I r i p p l e 2
    Figure DE112021002847T5_0012
     I v a l − m a x = I a v g − m a x − I r i p p l e 2
    Figure DE112021002847T5_0013
  • Diese Werte für den maximalen Zielspitzenstrom Ipk-max und den maximalen Zieltalstrom Ival-max können wie in 8 und 15 dargestellt und wie oben zum Berechnen des Zielspitzenstroms ipk Talstroms Ival beschrieben benutzt werden. 31 stellt ein Schaubild von verschiedenen beispielhaften Wellenformen für die Speisespannung VSUPPLY, die durch einen Aufwärtswandler 20 erzeugt wird, und Induktorströme IL für (eine) neu aktivierte Phase(n) 24 und die Lesespannung VDD_SENSE gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung dar. Insbesondere stellt 31 Steuerung durch die Steuerschaltung 40 zum Variieren des maximalen Zielspitzenstroms Ipk-max abhängig von der Lesespannung VDD-SENSE dar. In 31 kann die Speisespannung VSUPPLY an Punkt A unter die Schwellenspannung V1 fallen, was die Steuerschaltung 40 zum Aktivieren von einer oder mehr zusätzlichen Phasen 24 ansteuern kann. Ferner kann die Abnahme der Speisespannung VSUPPLY auf unterhalb der Schwellenspannung V1 bewirken, dass die Steuerschaltung 40 den Zielspitzenstrom Ipk auf den maximalen Zielspitzenstrom Ipk-max setzt (und den Zieltalstrom Ival auf den maximalen Zieltalstrom Ipk-val setzt). Ferner kann, wenn die Lesespannung VDD_SENSE abnimmt, der maximale Zielspitzenstrom Ipk-max (und der maximale Zieltalstrom Ipk-val) abhängig von der Lesespannung VDD_SENSE zunehmen. Demgemäß kann sich der Aufwärtswandler 20 eine niedrigere anfängliche Spitzenstromanforderung zunutze machen, die an Punkt B in 31 gezeigt ist, sodass der Aufwärtswandler 20 früher damit beginnen kann, Strom an seinen Ausgang zu überführen, wodurch ein übermäßiger Abfall der Speisespannung VSUPPLY verhindert wird. Der maximale Zielspitzenstrom Ipk-max (und der maximale Zieltalstrom Ipk-val) kann auf stabile Pegel zunehmen, wie an Punkt C in 31 gezeigt.
  • Wie hierin benutzt, zeigt, wenn zwei oder mehr Elemente als aneinander „angekoppelt“ bezeichnet werden, ein derartiger Ausdruck an, dass derartige zwei oder mehr Elemente in elektronischer Verbindung oder mechanischer Verbindung stehen, je nach Anwendung, ob indirekt oder direkt verbunden, mit oder ohne zwischenliegenden Elementen.
  • Diese Offenbarung umfasst alle Änderungen, Ersetzungen, Variationen, Abänderungen und Modifikationen an den beispielhaften Ausführungsformen hierin, die für den Durchschnittsfachmann erfassbar wären. Gleicherweise umfassen die beiliegenden Ansprüche, wo es zweckmäßig ist, alle Änderungen, Ersetzungen, Variationen, Abänderungen und Modifikationen an den beispielhaften Ausführungsformen hierin, die für den Durchschnittsfachmann erfassbar wären. Zudem schließt Bezugnahme in den beiliegenden Ansprüchen auf eine Vorrichtung oder ein System oder eine Komponente einer Vorrichtung oder eines Systems, die/das zum Ausführen einer bestimmten Funktion geeignet, angeordnet, imstande, konfiguriert, freigegeben, betriebsfähig oder betriebsbereit ist, diese Vorrichtung, dieses System oder die Komponente ein, ob diese Funktion nun aktiviert, eingeschaltet oder entsperrt ist oder nicht, solange diese Vorrichtung, dieses System oder diese Komponente derart geeignet, angeordnet, imstande, konfiguriert, freigegeben, betriebsfähig oder betriebsbereit ist. Dementsprechend können Modifikationen, Hinzufügungen und Auslassungen an den hierin beschriebenen Systemen, Vorrichtungen und Verfahren vorgenommen werden, ohne vom Schutzumfang der Offenbarung abzuweichen. Beispielsweise können die Komponenten der Systeme oder Vorrichtungen integriert oder getrennt sein. Zudem können die Betriebsvorgänge der hierin offenbarten Systeme und Vorrichtungen durch mehr, weniger oder andere Komponenten ausgeführt werden, und die hierin beschriebenen Verfahren können mehr, weniger oder andere Schritte beinhalten. Zudem können Schritte in jeglicher geeigneten Reihenfolge ausgeführt werden. Wie in diesem Dokument verwendet, bezieht sich „jede/r/s“ auf jedes Glied eines Satzes oder auf jedes Glied eines Teilsatzes eines Satzes.
  • Obgleich beispielhafte Ausführungsformen in den Figuren dargestellt und untenstehend beschrieben sind, können die Prinzipien der vorliegenden Offenbarung unter Anwendung jeglicher Anzahl von Techniken, ob derzeit bekannt oder nicht, implementiert werden. Die vorliegende Offenbarung sollte keineswegs auf die beispielhaften Implementierungen und Techniken begrenzt werden, die in den Zeichnungen dargestellt und obenstehend beschrieben sind.
  • Falls nicht spezifisch anders angegeben, sind in den Zeichnungen abgebildete Gegenstände nicht notwendigerweise maßstabsgetreu.
  • Alle hierin angeführten Beispiele und Formulierungen sollen pädagogischen Zwecken dienen, um dem Leser dabei zu unterstützen, die Offenbarung und die Konzepte, die vom Erfinder zum Voranbringen des Fachgebiets beigesteuert werden, zu verstehen, und sie sind ohne Einschränkung derartiger spezifisch angeführter Beispiele und Bedingungen ausgelegt. Obgleich Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung detailliert beschrieben wurden, versteht es sich, dass verschiedene Änderungen, Ersetzungen und Abänderungen daran vorgenommen werden könnten, ohne vom Umfang und Wesen der Offenbarung abzuweichen.
  • Obgleich oben spezifische Vorteile aufgezählt wurden, können verschiedene Ausführungsformen einige, keine oder alle der aufgezählten Vorteile enthalten. Zusätzlich können andere technische Vorteile für den Durchschnittsfachmann nach der Prüfung der vorstehenden Figuren und Beschreibung ohne weiteres ersichtlich werden.
  • Um das Patentamt und jegliche Leser jeglichen Patents, das unter dieser Anmeldung eingereicht wird, bei der Auslegung der dort beiliegenden Ansprüche zu unterstützen, möchten die Anmelder anmerken, dass sie nicht beabsichtigen, dass sich die beiliegenden Ansprüche oder Anspruchselemente auf 35 U.S.C. § 112(f) berufen, sofern die Wörter „Mittel zum“ oder „Schritt zum“ nicht ausdrücklich in dem bestimmten Anspruch verwendet sind.

Claims (20)

  1. System, umfassend: einen Leistungswandler, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist; und eine Steuerung, die konfiguriert ist zum: Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich eines Stroms, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, mit einem Schwellenstrom; und Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung.
  2. System nach Anspruch 1, wobei der Schwellenstrom ein Spitzenstrom für den Strom ist, der dem Leistungswandler zugeordnet ist.
  3. System nach Anspruch 2, wobei Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung Steuern des Spitzenstroms auf einen minimalen Spitzenstrom umfasst, der eine gegebene maximale Leistungslast unterstützt, welche aus dem Leistungswandler aufgenommen wird.
  4. System nach Anspruch 1, wobei der Schwellenstrom ein Talstrom für den Strom ist, der dem Leistungswandler zugeordnet ist.
  5. System nach Anspruch 1, wobei die Steuerung eine Schaltsteuerung zum Steuern des Schaltens des Leistungswandlers zum Definieren eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des Leistungswandlers umfasst, wobei die Schaltsteuerung zum Steuern des Schaltens des Leistungswandlers basierend auf dem Vergleich konfiguriert ist.
  6. System nach Anspruch 1, wobei die Steuerung ferner zum Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit mehreren Ausgangsspannungsschwellen konfiguriert ist.
  7. System nach Anspruch 1, wobei Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung Steuern der Schwelle basierend auf einem erwünschten Rippelstrom zwischen einem Spitzenstrom für den Strom, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, und einem Talstrom für den Strom, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, umfasst.
  8. System nach Anspruch 1, wobei Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung Steuern der Schwelle basierend auf einer Leistungseffizienz des Leistungswandlers umfasst.
  9. System nach Anspruch 1, wobei die Steuerung konfiguriert ist zum: Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit mehreren Ausgangsspannungsschwellen; und Einstellen der mehreren Ausgangsspannungsschwellen basierend auf der Eingangsspannung.
  10. System nach Anspruch 1, wobei: der Leistungswandler zum Arbeiten in einem Bypass-Modus konfiguriert ist, in dem ein Überbrückungsschalter einen Ausgang des Leistungswandlers, der zum Erzeugen der Ausgangsspannung konfiguriert ist, an einen Eingang des Leistungswandlers koppelt, an dem die Eingangsspannung aufgenommen wird; und die Steuerung in Reaktion darauf, dass die Leistungssteuerung in den Bypass-Modus eintritt, zum Einstellen der zumindest einen Ausgangsspannungsschwelle auf die erste Größe konfiguriert ist.
  11. Verfahren, umfassend: Steuern des Betriebs des Leistungswandlers, der zum Aufnehmen einer Eingangsspannung und Erzeugen einer Ausgangsspannung konfiguriert ist, basierend auf einem Vergleich eines Stroms, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, mit einem Schwellenstrom; und Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schwellenstrom ein Spitzenstrom für den Strom ist, der dem Leistungswandler zugeordnet ist.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung Steuern des Spitzenstroms auf einen minimalen Spitzenstrom umfasst, der eine gegebene maximale Leistungslast unterstützt, welche aus dem Leistungswandler aufgenommen wird.
  14. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Schwellenstrom ein Talstrom für den Strom ist, der dem Leistungswandler zugeordnet ist.
  15. Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend Steuern des Schaltens des Leistungswandlers zum Definieren eines Ladezustands und eines Übertragungszustands des Leistungswandlers, wobei eine Schaltsteuerung zum Steuern des Schaltens des Leistungswandlers basierend auf dem Vergleich konfiguriert ist.
  16. Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit mehreren Ausgangsspannungsschwellen.
  17. Verfahren nach Anspruch 11, wobei Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung Steuern der Schwelle basierend auf einem erwünschten Rippelstrom zwischen einem Spitzenstrom für den Strom, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, und einem Talstrom für den Strom, der dem Leistungswandler zugeordnet ist, umfasst.
  18. Verfahren nach Anspruch 11, wobei Steuern des Schwellenstroms abhängig von der Eingangsspannung Steuern der Schwelle basierend auf einer Leistungseffizienz des Leistungswandlers umfasst.
  19. Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend: Steuern des Betriebs des Leistungswandlers basierend auf einem Vergleich der Ausgangsspannung mit mehreren Ausgangsspannungsschwellen; und Einstellen der mehreren Ausgangsspannungsschwellen basierend auf der Eingangsspannung.
  20. Verfahren nach Anspruch 11, wobei: der Leistungswandler zum Arbeiten in einem Bypass-Modus konfiguriert ist, in dem ein Überbrückungsschalter einen Ausgang des Leistungswandlers, der zum Erzeugen der Ausgangsspannung konfiguriert ist, an einen Eingang des Leistungswandlers koppelt, an dem die Eingangsspannung aufgenommen wird; und wobei das Verfahren ferner Einstellen der zumindest einen Ausgangsspannungsschwelle auf die erste Größe in Reaktion darauf, dass die Leistungssteuerung in den Bypass-Modus eintritt, umfasst.
DE112021002847.2T 2020-05-20 2021-05-14 Minimieren von spannungsabfall in einem leistungswandler Pending DE112021002847T5 (de)

Applications Claiming Priority (13)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US202063027533P 2020-05-20 2020-05-20
US202063027596P 2020-05-20 2020-05-20
US202063027586P 2020-05-20 2020-05-20
US202063027555P 2020-05-20 2020-05-20
US202063027547P 2020-05-20 2020-05-20
US63/027,533 2020-05-20
US63/027,586 2020-05-20
US63/027,596 2020-05-20
US63/027,555 2020-05-20
US63/027,547 2020-05-20
US17/119,579 2020-12-11
US17/119,579 US11658559B2 (en) 2020-05-20 2020-12-11 Minimizing voltage droop in a power converter
PCT/US2021/032496 WO2021236451A1 (en) 2020-05-20 2021-05-14 Minimizing voltage droop in a power converter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE112021002847T5 true DE112021002847T5 (de) 2023-03-02

Family

ID=78608462

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE112021002847.2T Pending DE112021002847T5 (de) 2020-05-20 2021-05-14 Minimieren von spannungsabfall in einem leistungswandler

Country Status (6)

Country Link
US (5) US11552569B2 (de)
KR (1) KR20230012604A (de)
CN (3) CN115668729A (de)
DE (1) DE112021002847T5 (de)
GB (3) GB2609354A (de)
WO (5) WO2021236309A1 (de)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11387732B2 (en) 2019-09-12 2022-07-12 Cirrus Logic, Inc. Efficient use of energy in a switching power converter
US11469661B2 (en) 2019-10-25 2022-10-11 Cirrus Logic, Inc. Multiphase inductive boost converter with multiple operational phases
CN115668721B (zh) 2020-05-20 2023-08-15 思睿逻辑国际半导体有限公司 功率转换器中的电流的随机化
US11953531B2 (en) 2020-05-20 2024-04-09 Cirrus Logic Inc. Sense resistor and method for forming same
US11552569B2 (en) 2020-05-20 2023-01-10 Cirrus Logic, Inc. Randomization of current in a power converter
US11522460B2 (en) 2020-07-24 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Optimizing the control of a hysteretic power converter at low duty cycles
US11522440B2 (en) 2020-07-29 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Use of shared feedback among two or more reactive schemes
US11183849B1 (en) 2020-07-29 2021-11-23 Cirrus Logic, Inc. Control of power converter based on dynamic constraint factors
US11735942B2 (en) 2020-07-29 2023-08-22 Cirrus Logic Inc. Maintaining operation within a stable region of a power curve of a power converter
GB2612487A (en) 2020-08-14 2023-05-03 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Power supply architecture with bidirectional battery idealization
US11843317B2 (en) 2021-08-25 2023-12-12 Cirrus Logic Inc. Pseudo-bypass mode for power converters
WO2023114050A1 (en) * 2021-12-15 2023-06-22 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Phase interleaving in a multiphase power converter
CN116613990B (zh) * 2023-04-14 2023-11-03 江苏帝奥微电子股份有限公司 一种随占空比自动切换峰谷值电流模的电源控制系统及其方法

Family Cites Families (82)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5248524A (en) 1992-01-27 1993-09-28 Paragon Trade Brands Method and apparatus for zoned application of particles in fibrous material with dual dispensing nozzles
IT1268472B1 (it) 1993-10-22 1997-03-04 St Microelectronics Srl Convertitore buck a modalita' di funzionamento automaticamente determinata dal livello di carico
US5757167A (en) 1996-07-12 1998-05-26 Cardiac Pacemakers, Inc. Voltage regulator
FR2757699B1 (fr) 1996-12-23 1999-01-29 Schneider Electric Sa Declencheur electronique comportant, en serie, des filtres a reponse impulsionnelle finie et infinie
JP3863273B2 (ja) 1997-12-26 2006-12-27 富士通株式会社 電源装置
US6177783B1 (en) 1999-09-13 2001-01-23 Adc Telecommunications, Inc. Current balancing for voltage regulator having inputs from multiple power supplies
US6597158B2 (en) 2001-01-29 2003-07-22 Seiko Epson Corporation Adjustable current consumption power supply apparatus
FR2844890B1 (fr) 2002-09-19 2005-01-14 Cit Alcatel Circuit de conditionnement pour une source de puissance au point de puissance maximum, generateur solaire et procede de conditionnement
US7102340B1 (en) 2003-01-21 2006-09-05 Microsemi Corporation Dual-mode PFM boost converter
FR2851091B1 (fr) 2003-02-07 2005-03-11 Commissariat Energie Atomique Convertisseur electrique pour pile a combustible
JP4306534B2 (ja) 2004-05-25 2009-08-05 株式会社デンソー 乗員保護装置
US7629709B2 (en) 2004-12-29 2009-12-08 Freescale Semiconductor, Inc. Regulation of a DC to DC converter
EP1867215A4 (de) 2005-02-02 2014-04-23 Cap Xx Ltd Stromversorgung
US7019503B1 (en) * 2005-02-07 2006-03-28 Raytheon Company Active power filter with input voltage feedforward, output load feedforward, and output voltage feedforward
US20110121653A1 (en) 2005-02-18 2011-05-26 O2Micro International Limited Parallel powering of portable electrical devices
US7190150B2 (en) 2005-02-28 2007-03-13 Freescale Semiconductor, Inc. DC—DC converter for power level tracking power amplifiers
US20080100143A1 (en) 2006-11-01 2008-05-01 O2Micro Inc. Power management system with charger/boost controller
TW200838109A (en) 2007-03-02 2008-09-16 Richtek Techohnology Corp Soft shutdown circuit of voltage regulator and corresponding method thereof
FR2914511B1 (fr) * 2007-03-26 2009-06-12 Airbus France Sas Dispositif d'equilibrage de puissance fournie par des generateurs electriques.
FI20075322A0 (fi) 2007-05-07 2007-05-07 Nokia Corp Teholähteitä RF-tehovahvistimelle
US20090266397A1 (en) 2008-04-23 2009-10-29 Gm Global Technology Operations, Inc. Solar battery charging system and optional solar hydrogen production system for vehicle propulsion
US7977898B2 (en) 2008-07-21 2011-07-12 GM Global Technology Operations LLC Current sensing for a multi-phase DC/DC boost converter
TW201012037A (en) 2008-09-10 2010-03-16 Richtek Technology Corp Control circuit of a multi-phase power converter with constant on-time control and method thereof
US7977816B2 (en) 2008-12-19 2011-07-12 Silicon Laboratories Inc. DC/DC boost converter with bypass feature
US8330439B2 (en) * 2009-06-23 2012-12-11 Intersil Americas Inc. System and method for PFM/PWM mode transition within a multi-phase buck converter
US20110075446A1 (en) 2009-09-30 2011-03-31 Imec Circuit for Converting a Pulsed Input Voltage to a DC Voltage
US8710810B1 (en) 2010-06-23 2014-04-29 Volterra Semiconductor Corporation Systems and methods for DC-to-DC converter control
JP5749483B2 (ja) * 2010-12-10 2015-07-15 ローム株式会社 ヒステリシス制御型スイッチングレギュレータの制御回路およびそれを利用したヒステリシス制御型スイッチングレギュレータ、電子機器
TW201228201A (en) 2010-12-24 2012-07-01 Hon Hai Prec Ind Co Ltd A detecting device for detecting an output current of a buck circuit
US8970068B2 (en) 2011-02-10 2015-03-03 Draker, Inc. Pseudo-random bit sequence generation for maximum power point tracking in photovoltaic arrays
US9252661B2 (en) 2011-04-01 2016-02-02 Qualcomm Inc. Methods and devices for power supply control
EP2515422B1 (de) 2011-04-22 2017-09-27 Dialog Semiconductor GmbH Analoge Stromgrenzenanpassung für lineare Regler und Schaltregler
TWI445293B (zh) 2011-08-26 2014-07-11 Richtek Technology Corp Ｐｆｍ電源供應器的頻率抖動控制電路及方法
JP5786655B2 (ja) 2011-11-02 2015-09-30 ソニー株式会社 制御システム、制御装置および制御方法
EP2663094B1 (de) * 2012-05-09 2014-12-24 Oticon A/s Verfahren und Vorrichtung zur Verarbeitung von Audiosignalen
US9584015B2 (en) * 2012-11-29 2017-02-28 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Determination of phase offsets in a power supply system having multiple switching converters
US9372492B2 (en) 2013-01-11 2016-06-21 Qualcomm Incorporated Programmable frequency range for boost converter clocks
US9088247B2 (en) 2013-02-15 2015-07-21 St-Ericsson Sa Method and apparatus for a multi-standard, multi-mode, dynamic, DC-DC converter for radio frequency power amplifiers
US9639102B2 (en) 2013-02-19 2017-05-02 Nvidia Corporation Predictive current sensing
EP2775599B1 (de) 2013-03-04 2018-09-05 Nxp B.V. Boost-Wandler
US20140361730A1 (en) * 2013-06-06 2014-12-11 Richtek Technology Corporation Bi-directional switching regulator and control circuit thereof
WO2015056041A1 (en) 2013-10-18 2015-04-23 Freescale Semiconductor, Inc. Voltage supply circuit with an auxiliary voltage supply unit and method for starting up electronic circuitry
CN105934873A (zh) * 2014-01-30 2016-09-07 瑞典爱立信有限公司 具有多个开关转换器的电力供应系统中相位偏移的确定
US9698732B2 (en) 2014-05-08 2017-07-04 Cirrus Logic, Inc. Switched mode converter with low-voltage turn-around mode
JP2016048988A (ja) 2014-08-27 2016-04-07 株式会社東芝 電源回路とその制御方法
CN106605356B (zh) 2014-09-02 2019-03-08 苹果公司 利用升压旁路的多相电池充电
US9800141B2 (en) 2015-03-10 2017-10-24 Intel IP Corporation Hysteretic current control with event dithering
US11239752B2 (en) 2015-08-07 2022-02-01 Cirrus Logic, Inc. Adjusting peak inductor current to limit supply input current
US20170072812A1 (en) 2015-09-16 2017-03-16 Qualcomm Incorporated Battery Management Systems for Autonomous Vehicles
US9755517B2 (en) 2015-12-16 2017-09-05 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-threshold panic comparators for multi-phase buck converter phase shedding control
JP6292245B2 (ja) 2016-03-03 2018-03-14 トヨタ自動車株式会社 多相昇圧コンバータの制御方法及び多相昇圧コンバータ
TWI595342B (zh) * 2016-03-22 2017-08-11 台達電子工業股份有限公司 控制模組、切換式電源供應裝置及切換式電源供應裝置之峰值電流模式控制方法
US10033279B2 (en) 2016-04-19 2018-07-24 Mediatek Singapore Pte. Ltd. DC-DC voltage converter and associated control method capable of dynamically adjusting upper boundary of inductor current
US10673423B2 (en) 2016-04-28 2020-06-02 Texas Instruments Incorporated Fast turn-on power switch
US10170986B2 (en) 2016-06-22 2019-01-01 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Hybrid buck
US9837906B1 (en) 2016-09-13 2017-12-05 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multiphase DCDC converter with asymmetric GM
GB2555902A (en) 2016-10-20 2018-05-16 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Efficient boost converter
US10044273B2 (en) * 2016-12-21 2018-08-07 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-phase switching converter
JP6763315B2 (ja) 2017-02-02 2020-09-30 Tdk株式会社 スイッチング電源装置
GB2573601B (en) 2017-02-28 2020-09-16 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Amplifiers
JP6456448B1 (ja) 2017-09-13 2019-01-23 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
US10720835B2 (en) 2017-09-18 2020-07-21 Cirrus Logic, Inc. Limiting average current in a peak-controlled boost converter
US11031867B2 (en) 2017-12-08 2021-06-08 Cirrus Logic, Inc. Digital-to-analog converter with embedded minimal error adaptive slope compensation for digital peak current controlled switched mode power supply
US10256728B1 (en) * 2017-12-21 2019-04-09 Apple Inc. Multiphase interleaved pulse frequency modulation for a DC-DC converter
US10122265B1 (en) 2018-01-03 2018-11-06 Intel Corporation Reducing electromagnetic interference in switching regulators
US10263523B1 (en) 2018-01-25 2019-04-16 Silicon Laboratories Inc. Programmable pulse time limit for switching DC-DC converters
JP6973143B2 (ja) 2018-02-08 2021-11-24 株式会社デンソー 昇圧コンバータ装置
US10734885B2 (en) 2018-06-19 2020-08-04 Cirrus Logic, Inc. Removal of near DC errors in a peak-controlled boost converter using a low-bandwidth secondary control loop
US10461639B1 (en) 2018-08-23 2019-10-29 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Current mode hysteretic control with clocked ramp
US11728779B2 (en) 2019-01-18 2023-08-15 Cirrus Logic Inc. Signal tracking-based supply voltage generation with over-boosted voltage
CN110784140A (zh) 2019-09-09 2020-02-11 哈尔滨理工大学 一种五相异步电机按定子磁场定向的控制策略
US11387732B2 (en) 2019-09-12 2022-07-12 Cirrus Logic, Inc. Efficient use of energy in a switching power converter
US11342846B2 (en) 2019-09-20 2022-05-24 Texas Instruments Incorporated Digital control for voltage converter
US10804803B1 (en) * 2019-10-23 2020-10-13 Apple Inc. Combined buck-boost converter using a single inductor
US11463008B2 (en) 2019-11-22 2022-10-04 Cirrus Logic, Inc. Decreasing output droop in a power converter via an energy storage capacitor
KR102333468B1 (ko) * 2019-12-27 2021-12-02 주식회사 유라코퍼레이션 Ｉｓｇ용 ｄｃ-ｄｃ 컨버터의 제어 시스템 및 방법
US10784783B1 (en) 2020-01-06 2020-09-22 Nxp B.V. Charge-cycle control for burst-mode DC-DC converters
US11552569B2 (en) 2020-05-20 2023-01-10 Cirrus Logic, Inc. Randomization of current in a power converter
US11953531B2 (en) 2020-05-20 2024-04-09 Cirrus Logic Inc. Sense resistor and method for forming same
US11522460B2 (en) * 2020-07-24 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Optimizing the control of a hysteretic power converter at low duty cycles
US20220029537A1 (en) * 2020-07-24 2022-01-27 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Optimizing transitions between operational modes in a bypassable power converter
US11764595B2 (en) * 2020-07-29 2023-09-19 Cirrus Logic Inc. Clamping current limit of a hysteretic power converter to a minimum value to ensure graceful shutdown at battery end of life

Also Published As

Publication number Publication date
GB2608571A (en) 2023-01-04
CN115699545A (zh) 2023-02-03
KR20230012604A (ko) 2023-01-26
US20210367517A1 (en) 2021-11-25
WO2021236451A1 (en) 2021-11-25
US11476766B2 (en) 2022-10-18
US20210367513A1 (en) 2021-11-25
US20210367515A1 (en) 2021-11-25
WO2021236329A1 (en) 2021-11-25
US11552569B2 (en) 2023-01-10
US11770064B2 (en) 2023-09-26
GB2609354A (en) 2023-02-01
WO2021236309A1 (en) 2021-11-25
WO2021236445A1 (en) 2021-11-25
US20210367510A1 (en) 2021-11-25
CN115668729A (zh) 2023-01-31
US11658559B2 (en) 2023-05-23
GB202215086D0 (en) 2022-11-30
GB202215084D0 (en) 2022-11-30
US20210367514A1 (en) 2021-11-25
GB202216348D0 (en) 2022-12-21
CN115668732A (zh) 2023-01-31
WO2021236308A1 (en) 2021-11-25
GB2608765A (en) 2023-01-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE112021002847T5 (de) Minimieren von spannungsabfall in einem leistungswandler
DE102013114097B4 (de) Vorgelagerte Schaltregler-Steuereinheit zum vorübergehenden Speichern von Strom
US9502974B2 (en) Adjusting a current threshold of a power supply such that an output ripple voltage is within a set range
DE102012216133B4 (de) Dc/dc-wandler, verfahren für das bereitstellen einer ausgangsspannung auf der basis einer eingangsspannung und computerprogramm
DE112021003947T5 (de) Optimieren der steuerung eines hysteretischen leistungswandlers bei niedrigen einschaltdauern
DE102010037246B4 (de) System und Verfahren zum Ausgleichen der Kleinsignalantwort von Spannungsreglern mit variablen Phasen
DE102010017820A1 (de) Steuern eines Mehrmoden-Schaltwandlers
US20150077176A1 (en) Partial adiabatic conversion
DE102012107148A1 (de) Digitalsteuerung für DC/DC-Spannungswandler
DE102019002880A1 (de) Wirkungsgradverbesserung bei geringer Last eines Hybridschaltkondensatorwandlers
DE112017004641T5 (de) Leistungswandlersteuereinrichtung mit stabilitätskompensation
DE102018214670A1 (de) Systeme und verfahren zur erzeugung eines rückkopplungsstroms in einem dc-dc-wandler
DE102017219315A1 (de) Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation für Merphasen-Schaltleistungsumsetzer mit Stromabgleich
DE112020005143T5 (de) Mehrphasiger induktiver aufwärtswandler mit mehreren betriebsphasen
DE102013114620B4 (de) Ein mehrphasiges, stromparkendes Umschaltregelmodul
DE102015226526A1 (de) Hocheffizienz-DC-zu-DC-Wandler mit adaptiver Ausgangsstufe
DE112022000980T5 (de) Batteriemanagementinfrastruktur
US20140103889A1 (en) Rapid-Transition DC-DC Converter
DE202016106047U1 (de) Oszillator und Wandler zum Bereitstellen eines Arbeitszyklus umgekehrt zur Versorgungsspannung
DE112021003941T5 (de) Optimieren von übergängen zwischen betriebsmodi in einem überbrückbaren leistungswandler
US11671018B2 (en) Randomization of current in a power converter
DE102017221441A1 (de) Ein Mehrphasen-Schaltwandler
GB2606457A (en) Prediction of load current and control current in a power converter using output voltage thresholds
DE112020005973T5 (de) On-Chip-Induktor mit Audio-Kopfhörerverstärker
DE102015222579A1 (de) Mehrfachphasen-Schaltwandler mit Phasen-Reduzierung