KR20230012604A - 전력 컨버터의 전압 강하 최소화 - Google Patents

전력 컨버터의 전압 강하 최소화 Download PDF

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그레임 지. 맥케이
제이슨 더블유. 로렌스
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시러스 로직 인터내셔널 세미컨덕터 리미티드
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Abstract

시스템은 입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터 및 임계 전류를 생성하기 위해 전력 컨버터와 연관된 전류의 비교에 기반하여 전력 컨버터의 동작을 제어하고 입력 전압의 함수로서 임계 전류를 제어하도록 구성된 제어기를 포함할 수 있다.

Description

전력 컨버터의 전압 강하 최소화
본 발명은 일반적으로 무선 전화기들 및 미디어 플레이어들 같은 개인용 오디오 디바이스들을 포함하지만 이에 제한되지 않는 전자 디바이스용 회로들에 관한 것이고, 보다 구체적으로는 출력 전압 임계치를 사용하여 전력 컨버터의 부하 전류 및 제어 전류를 예측하는 것에 관한 것이다.
모바일/셀룰러 전화들, 코드리스 전화(cordless telephone)들, mp3 플레이어들 및 다른 소비자 오디오 디바이스들과 같은 무선 전화들을 포함한 개인용 오디오 디바이스들이 널리 사용되고 있다. 이러한 개인용 오디오 디바이스들은 한 쌍의 헤드폰들 또는 하나 이상의 스피커들을 구동하기 위한 회로를 포함할 수 있다. 그러한 회로는 종종 오디오 출력 신호를 헤드폰들이나 스피커들로 구동하기 위한 전력 증폭기를 포함하는 스피커 드라이버를 포함한다. 종종, 전력 컨버터는 스피커들, 헤드폰들 또는 다른 트랜스듀서들로 구동되는 신호를 증폭하기 위해 전력 증폭기에 공급 전압을 제공하는 데 사용될 수 있다. 스위칭 전력 컨버터는 하나의 직류(DC) 전압 레벨에서 다른 DC 전압 레벨로 전원을 변환하는 전자 회로의 한 유형이다. 그러한 스위칭 DC-DC 컨버터들의 예들은 부스트 컨버터, 벅 컨버터, 벅-부스트 컨버터, 인버팅 벅-부스트 컨버터 및 다른 유형들의 스위칭 DC-DC 컨버터들을 포함하지만 이에 제한되지 않는다. 따라서, 전력 컨버터를 사용하면, 배터리에 의해 제공되는 것과 같은 DC 전압은 전력 증폭기에 전력을 공급하는 데 사용되는 다른 DC 전압으로 변환될 수 있다.
전력 컨버터는 디바이스의 하나 이상의 구성요소들에 공급 전압 레일을 제공하는 데 사용될 수 있다. 따라서, 시변 전류 및 전력 부하가 존재할 때 최소한의 리플(ripple)로 전력 컨버터의 출력 전압을 조정하는 것이 바람직할 수 있다.
본 개시내용의 교시들에 따르면, 전력 컨버터의 출력 전압을 조정하는 기존 접근법과 연관된 하나 이상의 단점들 및 문제들은 감소되거나 제거될 수 있다.
본 개시내용의 실시예들에 따르면, 전력 컨버터의 전류를 제어하기 위한 시스템은 전류의 히스테리시스 제어를 제공하기 위해 전력 컨버터에 의해 생성된 출력 전압에 대한 출력 전압 임계치의 외부 세트를 사용하도록 구성된 외부 제어 루프, 전류의 연속적인 제어를 제공하기 위해 출력 전압에 대한 출력 전압 임계치의 내부 세트를 사용하도록 구성된 내부 제어 루프를 포함할 수 있고, 내부 제어 루프는 전력 컨버터의 전류 부하의 입력-참조 추정치를 결정하고 전류 부하의 입력-참조 추정치에 기반하여 전류에 대한 피크 전류 임계치 및 밸리 전류 임계치(valley current threshold)를 설정하기 위해 출력 전압이 출력 전압 임계치의 내부 세트의 2개의 출력 전압 임계치의 단일 쌍을 교차하는 데 요구되는 시간 지속기간을 측정하도록 추가로 구성된다.
본 개시내용의 이들 실시예 및 다른 실시예들에 따르면, 시스템은 입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 유도 전력 컨버터 및 유도 전력 컨버터의 충전 상태 및 전송 상태를 정의하기 위해 유도 전력 컨버터의 스위칭을 제어하기 위한 스위치 제어기를 포함할 수 있고, 스위치 제어기는 출력 전압이 비교되는 각각의 참조 전압을 각각 갖는 복수의 비교기를 포함하고, 복수의 비교기는 히스테리시스 제어 모드와 연속 제어 모드 중 하나 또는 둘 모두에서 유도 전력 컨버터를 제어하는 데 사용된다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 전력 컨버터의 전류를 제어하기 위한 방법은 전류의 히스테리시스 제어를 제공하기 위해 전력 컨버터에 의해 생성된 출력 전압에 대한 출력 전압 임계치의 외부 세트를 사용하도록 구성된 외부 제어 루프를 적용하는 단계 및 전류의 연속적인 제어를 제공하기 위해 출력 전압에 대한 출력 전압 임계치의 내부 세트를 사용하도록 구성된 내부 제어 루프를 적용하는 단계를 포함할 수 있고, 내부 제어 루프는 전력 컨버터의 전류 부하의 입력-참조 추정치를 결정하고 전류 부하의 입력-참조 추정치에 기반하여 전류에 대한 피크 전류 임계치 및 밸리 전류 임계치를 설정하기 위해 출력 전압이 출력 전압 임계치의 내부 세트의 2개의 출력 전압 임계치의 단일 쌍을 교차하는 데 요구되는 시간 지속기간을 측정하도록 추가로 구성된다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 방법은 유도 전력 컨버터의 충전 상태 및 전송 상태를 정의하기 위해 유도 전력 컨버터의 스위칭을 제어하는 단계를 포함할 수 있고, 여기서 전력 컨버터는 입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성되고 제어하는 단계는 히스테리시스 제어 모드 및 연속 제어 모드 중 하나 또는 둘 모두에서 유도 전력 컨버터를 제어하기 위해 복수의 비교기를 사용하는 단계를 포함하고, 각각의 비교기는 출력 전압이 비교되는 각각의 참조 전압을 갖는다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터의 전류를 제어하기 위한 시스템은 출력 전압이 비교되는 각각의 참조 전압을 각각 갖는 복수의 비교기들을 갖는 제어 루프, 전류에 대한 하나 이상의 미리-시딩된(pre-seeded) 제어 파라미터들을 계산하도록 구성된 디지털 제어기, 및 복수의 비교기들의 출력들에 기반하여, 전류를 제어하기 위한 제어 파라미터들을 선택하도록 구성된 아날로그 상태 기계를 포함할 수 있다. 제어 파라미터들은 미리-시딩된 제어 파라미터들, 전류의 크기를 0으로 제어하는 제어 파라미터들, 및 전류의 크기를 최대로 제어하는 제어 파라미터들에서 선택될 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터의 전류를 제어하기 위한 방법은 출력 전압이 비교되는 각각의 참조 전압을 각각 갖는 복수의 비교기들을 갖는 제어 루프, 전류에 대한 하나 이상의 미리-시딩된 제어 파라미터들을 계산하도록 구성된 디지털 제어기, 및 복수의 비교기들의 출력들에 기반하여, 전류를 제어하기 위한 제어 파라미터들을 선택하도록 구성된 아날로그 상태 기계를 포함할 수 있다. 제어 파라미터들은 미리-시딩된 제어 파라미터들, 전류의 크기를 0으로 제어하는 제어 파라미터들, 및 전류의 크기를 최대로 제어하는 제어 파라미터들에서 선택될 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 복수의 병렬 결합된 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터들 중 적어도 하나의 인덕터 전류를 랜덤화하는 방법은 비교 신호를 생성하기 위해 인덕터 전류를 임계치와 비교하는 단계, 비교 신호의 복수의 지연된 버전들을 생성하기 위해 복수의 지연 양들만큼 비교 신호를 지연시키는 단계, 및 복수의 병렬 결합된 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터 중 적어도 하나의 충전 상태 및 전송 상태 중 하나 또는 둘 모두 동안 인덕터 전류를 제어하기 위해 비교 신호의 복수의 지연된 버전들 중 하나를 랜덤하게 선택하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 복수의 병렬 결합된 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터 중 적어도 하나의 인덕터 전류를 랜덤화하는 방법은 오프셋 전류 파라미터를 랜덤하게 선택하는 단계, 수정된 참조 전류 파라미터를 생성하기 위해 오프셋 전류 파라미터를 참조 전류 파라미터에 추가하는 단계, 및 복수의 벙렬 결합된 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터들 중 적어도 하나의 충전 상태 및 전송 상태 중 하나 또는 둘 모두 동안 인덕터 전류를 수정된 참조 전류 파라미터와 비교하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 복수의 병렬 결합된 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터들 중 적어도 하나의 인덕터 전류를 랜덤화하는 시스템은 비교 신호를 생성하기 위해 인덕터 전류를 임계치와 비교하도록 구성된 비교기, 비교 신호의 복수의 지연된 버전들을 생성하기 위해 복수의 지연 양들만큼 비교 신호를 지연시키도록 구성된 지연 요소들, 및 복수의 병렬 결합 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터들 중 적어도 하나의 충전 상태 및 전송 상태 중 하나 또는 둘 모두 동안 인덕터 전류를 제어하기 위해 비교 신호의 복수의 지연된 버전들 중 하나를 랜덤하게 선택하도록 구성된 선택 로직을 포함할 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 복수의 병렬 결합된 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터들 중 적어도 하나의 인덕터 전류를 랜덤화하는 시스템은 오프셋 전류 파라미터를 랜덤하게 선택하도록 구성된 선택 로직, 수정된 참조 전류 파라미터를 생성하기 위해 오프셋 전류 파라미터를 참조 전류 파라미터에 추가하도록 구성된 결합기, 및 복수의 병렬 결합된 피크/밸리 전류-제어 전력 컨버터들 중 적어도 하나의 충전 상태 및 전송 상태 중 하나 또는 둘 모두 동안 인덕터 전류를 제어하기 위해 인덕터 전류를 수정된 참조 전류 파라미터와 비교하도록 구성된 비교기를 포함할 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 시스템은 입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터 및 적어도 하나의 출력 전압 임계치와 출력 전압의 비교에 기반하여 전력 컨버터의 동작을 제어하도록 구성되고 입력 전압에 기반하여 적어도 하나의 출력 전압 임계치를 설정하도록 구성된 제어기를 포함할 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 방법은 입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터의 동작을 제어하는 단계로서, 상기 제어하는 단계는 적어도 하나의 출력 전압 임계치와 출력 전압의 비교에 기반하는, 상기 제어하는 단계 및 입력 전압에 기반하여 적어도 하나의 출력 전압 임계치를 설정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 시스템은 입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터 및 임계 전류를 생성하기 위해 전력 컨버터와 연관된 전류의 비교에 기반하여 전력 컨버터의 동작을 제어하고 입력 전압의 함수로서 임계 전류를 제어하도록 구성된 제어기를 포함할 수 있다.
본 개시내용의 이들 및 다른 실시예들에 따르면, 방법은 입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터의 동작을 제어하는 단계로서, 상기 제어하는 단계는 전력 컨버터와 연관된 전류와 임계 전류의 비교에 기반하는, 상기 제어하는 단계 및 입력 전압의 함수로서 임계 전류를 제어하는 단계를 포함할 수 있다.
본 개시내용의 기술적 장점들은 본원에 포함된 도면들, 설명 및 청구범위들로부터 통상의 기술자에게 쉽게 명백할 수 있다. 실시예들의 목적들 및 장점들은 특히 청구범위들에서 지적된 적어도 요소들, 특징들, 및 조합들에 의해 실현되고 달성될 것이다.
전술한 일반적인 설명 및 다음의 상세한 설명 둘 모두가 예들이고 설명적이며 본 개시내용에서 설명된 청구범위들로 제한하지 않는 것이 이해되어야 한다.
본 실시예들 및 이의 장점들의 보다 완전한 이해는 첨부 도면들과 함께 취해진 다음 설명을 참조함으로써 습득될 수 있고, 여기서 유사한 참조 번호들은 유사한 피처(feature)들을 나타낸다.
도 1은 본 개시내용의 실시예들에 따른 예시적인 모바일 디바이스를 예시한다.
도 2는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 모바일 디바이스 내의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 3a는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 바이패스 모드에서의 동작을 도시하는 다수의 동작 모드들을 갖는 예시적인 부스트 컨버터의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 3b는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 활성 모드에서의 동작을 도시하는 다수의 동작 모드들을 갖는 예시적인 부스트 컨버터의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 3c는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 비활성 모드에서의 동작을 도시하는 다수의 동작 모드들을 갖는 예시적인 부스트 컨버터의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 4는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터의 위상을 통한 인덕터 전류 및 위상 대 시간 스위치들의 제어 신호의 그래프를 예시한다.
도 5는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터에 대한 예시적인 제어 회로의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 6은 본 개시내용에 따른, 시간에 대한 도 3a-도 3c의 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압의 예시적인 그래프를 예시한다.
도 7은 본 개시내용에 따른, 동일한 일정 시간 기간 동안 전력 컨버터에 의해 생성된 공급 전압의 파형 및 동일한 시간 동안 전력 컨버터 내 인덕터 전류의 파형을 예시한다.
도 8은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 도 5에 도시된 전류 제어기의 외부 제어 루프 서브시스템의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 9는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터에 대한 외부 루프 제어의 예를 도시하는 예시 파형들을 예시한다.
도 10은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 도 5에 도시된 전류 제어기의 내부 제어 루프 서브시스템의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 11은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터에 대한 내부 루프 제어의 예를 도시하는 예시 파형들을 예시한다.
도 12는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 경부하 시나리오에서 부스트 컨버터에 대한 내부 루프 제어의 예를 도시하는 예시적인 파형들을 예시한다.
도 13은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터를 위한 다른 예시적인 제어 회로의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 14는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 도 13에 도시된 전류 제어기의 내부 제어 루프 서브시스템의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 15는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 도 13에 도시된 전류 제어기의 외부 제어 루프 서브시스템의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 16은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 예시적인 피크/밸리 제어기의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 17a-도 17c는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 배터리 전류, 부스트 컨버터 인덕터 전류들 및 부스트 컨버터 제어 신호들 대 시간에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프들을 예시한다.
도 18은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터의 인덕터 전류들의 시간-도메인 위상 랜덤화를 수행하기 위한 회로를 갖는 예시적인 피크/밸리 제어기의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 19는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 시간-도메인 위상 랜덤화를 갖는 부스트 컨버터 인덕터 전류들에 대한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 20은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터의 인덕터 전류들의 레벨-도메인 위상 랜덤화를 수행하기 위한 회로를 갖는 예시적인 피크/밸리 제어기의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다.
도 21은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 레벨-도메인 위상 랜덤화를 갖는 부스트 컨버터 인덕터 전류들에 대한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 22는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터로부터 전달된 부하 전류, 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압, 및 부스트 컨버터의 위상들에 대한 인덕터 전류들에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 23은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터로부터 전달된 부하 전류, 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압을 조정하기 위한 임계 전압, 공급 전압, 및 부스트 컨버터의 입력에서 감지된 전압에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 24는 본 개시내용의 실시예들에 따른 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압을 조정하기 위해 임계 전압들의 전압-도메인 히스테리시스 제어를 제공하는 제어 서브시스템의 선택된 구성요소들을 예시한다.
도 25는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터의 입력에서 감지된 전압 및 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압을 조정하기 위한 임계 전압들을 토글링(toggling)하기 위한 플래그에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 26은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압을 조정하기 위해 임계 전압들의 시간-도메인 히스테리시스 제어를 제공하는 제어 서브시스템의 선택된 구성요소들을 예시한다.
도 27은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터의 입력에서 감지된 전압 및 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압을 조정하기 위한 임계 전압들을 토글링(toggling)하기 위한 플래그에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 28은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압을 조정하기 위해 임계 전압의 제어를 제공하는 제어 서브시스템의 선택된 구성요소들을 예시한다.
도 29는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터의 입력에서 감지된 전압, 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압을 조정하기 위한 임계 전압들을 토글링하기 위한 플래그, 및 공급 전압에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 30은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압 및 부스트 컨버터의 위상들에 대한 인덕터 전류들에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 31은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터에 의해 생성된 공급 전압, 부스트 컨버터의 위상들에 대한 인덕터 전류들 및 부스트 컨버터의 입력에서 감지된 전압에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다.
도 1은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 예시적인 모바일 디바이스(1)를 예시한다. 도 1은 한 쌍의 이어버드 스피커들(8A 및 8B) 형태로 헤드셋(3)에 결합된 모바일 디바이스(1)를 도시한다. 도 1에 도시된 헤드셋(3)은 단지 예이고, 모바일 디바이스(1)가 헤드폰들, 이어버드들, 인이어 이어폰들 및 외부 스피커들을 포함하지만 이에 제한되지 않는 다양한 오디오 트랜스듀서들과 연결되어 사용될 수 있음이 이해된다. 플러그(4)는 모바일 디바이스(1)의 전기 단자에 헤드셋(3)의 연결을 제공할 수 있다. 모바일 디바이스(1)는 사용자에게 디스플레이를 제공하고 터치 스크린(2)을 사용하여 사용자 입력을 수신할 수 있거나, 대안적으로 표준 액정 디스플레이(LCD)는 모바일 디바이스(1)의 앞면 및/또는 측면에 배치된 다양한 버튼들, 슬라이더들 및/또는 다이얼들과 조합될 수 있다.
도 2는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 모바일 디바이스(1)와 일체인 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 모바일 디바이스(1)는 모바일 디바이스(1)의 복수의 다운스트림 구성요소들(18)에 공급 전압(VSUPPLY)을 생성하기 위해 배터리 전압(VBAT)을 부스팅하도록 구성된 부스트 컨버터(20)를 포함할 수 있다. 모바일 디바이스(1)의 다운스트림 구성요소들(18)은 프로세서들, 오디오 코더/디코더들, 증폭기들, 디스플레이 디바이스들 등을 포함하지 않는 이에 제한되지 않는 모바일 디바이스(1)의 임의의 적합한 기능 회로들 또는 디바이스들을 포함할 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 모바일 디바이스(1)는 또한 배터리(22)를 재충전하기 위한 배터리 충전기(16)를 포함할 수 있다.
모바일 디바이스(1)의 일부 실시예들에서, 부스트 컨버터(20) 및 배터리 충전기(16)는 배터리(22)에 전기적으로 결합된 모바일 디바이스(1)의 구성요소들만을 포함할 수 있고, 부스트 컨버터(20)는 배터리(22)와 모바일 디바이스(1)의 모든 다운스트림 구성요소들 사이에서 전기적으로 인터페이스할 수 있다. 그러나, 모바일 디바이스(1)의 다른 실시예들에서, 일부 다운스트림 구성요소들(18)은 배터리(22)에 직접 전기적으로 결합될 수 있다.
도 3a는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 바이패스 모드에서의 동작을 도시하는 다수의 동작 모드들을 갖는 예시적인 부스트 컨버터(20)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 부스트 컨버터(20)는 배터리(22), 복수의 유도성 부스트 위상들(24), 감지 커패시터(26), 감지 저항기(28), 바이패스 스위치(30) 및 제어 회로(40)를 포함할 수 있다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 각각의 유도성 부스트 위상(24)은 전력 인덕터(32), 충전 스위치(34), 정류 스위치(36) 및 출력 커패시터(38)를 포함할 수 있다.
도 3a-도 3c는 3개의 유도성 부스트 위상들(24)을 갖는 부스트 컨버터(20)를 도시하지만, 부스트 컨버터(20)의 실시예들은 임의의 적합한 수의 유도성 부스트 위상들(24)을 가질 수 있다. 일부 실시예들에서, 부스트 컨버터(20)는 3개 이상의 유도성 부스트 위상들(24)을 포함할 수 있다. 다른 실시예들에서, 부스트 컨버터(20)는 3개 미만의 위상들(예를 들어, 단상 또는 2상들)을 포함할 수 있다.
부스트 컨버터(20)는 부스트 컨버터(20)에 의해 생성된 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 최소 전압(VMIN)보다 클 때 바이패스 모드에서 동작할 수 있다. 일부 실시예들에서, 이러한 임계 최소 전압(VMIN)은 모니터링된 전류(예를 들어, 감지 저항기(28)를 통과하는 전류)의 함수일 수 있다. 일부 실시예들에서, 그러한 임계 최소 전압(VMIN)은 공급 전압(VSUPPLY)으로부터 공급되는 구성요소로부터 원하는 헤드룸(headroom)을 제공하기 위해, 모니터링되는 전류의 변동들에 따라 변화될 수 있다. 제어 회로(40)는 공급 전압(VSUPPLY)을 감지하고 공급 전압(VSUPPLY)을 임계 최소 전압(VMIN)과 비교하도록 구성될 수 있다. 감지 커패시터(26) 양단의 공급 전압(VSUPPLY) 및 전압(VDD_SENSE)이 임계 최소 전압(VMIN)보다 큰 경우, 제어 회로(40)는 바이패스 스위치(30) 및 하나 이상의 정류 스위치들(36)을 활성화(예를 들어, 인에이블, 폐쇄, 턴온)하고 충전 스위치들(34)을 비활성화( 예를 들어, 디스에이블, 개방, 턴오프)할 수 있다. 그러한 바이패스 모드에서, 정류 스위치(36), 전력 인덕터(32) 및 바이패스 스위치(30)의 저항은 결합하여 배터리(22)와 공급 전압(VSUPPLY) 사이의 경로의 총 유효 저항을 최소화할 수 있다.
도 3b는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 활성 모드에서의 동작을 도시하는 예시적인 부스트 컨버터(20)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 부스트 컨버터(20)는 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 최소 전압(VMIN)보다 높은 공급 전압(VSUPPLY)을 유지하기에 불충분할 때 부스트 활성 모드에서 동작할 수 있다. 부스트 활성 모드에서, 제어 회로(40)는 바이패스 스위치(30)를 비활성화(예를 들어, 디스에이블, 개방, 턴오프)하고, 공급 전압(VSUPPLY)을 임계 최소 전압(VMIN) 초과로 유지하면서, 프로그래밍된(또는 서보드(servoed)) 원하는 전류(예를 들어, 평균 전류)를 공급 전압(VSUPPLY)의 전기 노드에 제공하기 위해 전류(IBAT) 및 부스트 배터리 전압(VBAT)을 더 높은 값으로 전달하도록 적절한 제어 신호들(
Figure pct00001
)을 생성함으로써 유도성 부스트 위상(24)(아래에 더 상세히 설명됨)의 충전 스위치들(34)(예를 들어, 위상(24)의 충전 상태 동안) 및 정류 스위치들(36)(예를 들어, 위상(24)의 전송 상태 동안)을 주기적으로 정류(commutate)할 수 있다. 부스트 활성 모드에서, 전압(VDD_SENSE)은 임계 최소 전압(VMIN) 미만으로 떨어질 수 있다. 또한, 부스트 활성 모드에서, 부스트 컨버터(20)는 단상 부스트 컨버터 또는 다상 부스트 컨버터로 동작할 수 있다.
부스트 활성 모드에서, 제어 회로(40)는 더 상세히 설명되는 바와 같이, 피크 및 밸리 검출 동작에서 유도성 부스트 위상(24)을 동작시킴으로써 부스트 컨버터(20)를 동작시킬 수 있다. 유도성 부스트 위상(24)의 충전 스위치들(34) 및 정류 스위치들(36)의 결과적인 스위칭 주파수는 감지 전압(VDD_SENSE), 공급 전압(VSUPPLY), 전력 인덕터(32A)의 인덕턴스 및 프로그래밍된 리플 파라미터(예를 들어, 전력 인덕터(32A)의 타겟 전류 리플의 구성)에 의해 결정될 수 있다.
도 3c는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 비활성 모드에서의 동작을 도시하는 부스트 컨버터(20)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 부스트 컨버터(20)는 부스트 컨버터(20)에 의해 생성된 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 최소 전압(VMIN)과 히스테리시스 전압(VHYST)의 합을 초과하여 상승하고 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 최소 전압(VMIN) 미만으로 유지될 때 부스트 비활성 모드에서 동작할 수 있다. 부스트 비활성 모드에서, 제어 회로(40)는 바이패스 스위치(30), 충전 스위치들(34) 및 정류 스위치들(36)을 비활성화(예를 들어, 디스에이블, 개방, 턴오프)할 수 있다. 따라서, 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 최소 전압(VMIN) 미만으로 유지될 때, 제어 회로(40)는 공급 전압(VSUPPLY)으로부터 배터리(22)를 백파워(backpower)하지 않기 위해 부스트 컨버터(20)가 바이패스 모드에 진입하는 것을 방지한다. 또한, 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 최소 전압(VMIN) 미만으로 떨어지면, 제어 회로(40)는 공급 전압(VSUPPLY)을 임계 최소 전압(VMIN)과 히스테리시스 전압(VHYST)의 합으로 증가시키기 위해 부스트 컨버터(20)가 다시 부스트 활성 모드에 진입하게 할 수 있다.
위에서 설명된 바와 같이, 부스트 컨버터(20)가 부스트 활성 모드에서 동작할 때, 제어 회로(40)는 각각 전력 인덕터들(32A, 32B, 및 32C)을 통해 인덕터 전류들(IL1, IL2, IL3)의 히스테리시스 전류 제어를 제공할 수 있다. 도 4는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 시간에 대한 인덕터 전류(IL1) 및 제어 신호(P1)의 예시적인 그래프를 예시한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 제어 회로(40)는 (a) 인덕터 전류(IL1)가 밸리 전류 임계치(Ival1) 미만으로 떨어질 때, 제어 회로(40)가 충전 스위치(34A)를 활성화하고 정류 스위치(36A)를 비활성화하고; (b) 인덕터 전류(IL1)가 피크 전류 임계치(Ipk1) 초과로 증가할 때, 제어 회로(40)가 충전 스위치(34A)를 비활성화하고 정류 스위치(36A)를 활성화할 수 있도록, 위상(24A)의 제어 신호들(P1 및
Figure pct00002
)을 생성할 수 있다: 따라서, 제어 회로(40)는 인덕터 전류(IL1)가 대략적인 밸리 전류 임계치(Ival1) 및 대략적인 피크 전류 임계치(Ipk1) 사이에서 변화하도록 인덕터 전류(IL1)의 히스테리시스 제어를 제공할 수 있고, 인덕터 전류(IL1)는 평균 전류(Iavg1) 및 리플 전류(Iripple)를 가지며, 따라서:
Figure pct00003
; 및
Figure pct00004
.
제어 회로(40)는 또한 인덕터 전류들(IL2 및 IL3)의 유사하거나 동일한 제어를 제공하기 위해 위상들(24B 및 24C)의 제어 신호들(
Figure pct00005
)을 생성할 수 있다.
도 5는 본 개시내용의 실시예들에 따른, 제어 회로(40)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 제어 회로(40)는 복수의 비교기들(42A, 42B, 42C 및 42D)을 포함할 수 있으며, 각각의 비교기들은 공급 전압(VSUPPLY)을 각각의 임계 전압(V1, V2, V3, 및 V4)과 비교하고, 각각의 비교 신호들(C1, C2, C3, 및 C4)을 생성하도록 구성된다.
비교 신호들(C1, C2, C3 및 C4)에 기반하여, 제어 회로(40)의 부하 추정기(44)는 부스트 컨버터(20)의 출력에서 보이는 부하를 추정하기 위해 내부 제어 루프를 구현할 수 있고, 이에 기반하여 배터리 전류(IBAT)에 타겟 평균 전류(Iavg)를 생성할 수 있다. 내부 제어 루프는 인덕터 전류(IL)의 연속적인 제어를 제공한다고 말할 수 있다. 또한, 비교 신호들(C1, C2 및 C4) 및 타겟 평균 전류(Iavg)에 기반하여, 제어 회로(40)의 전류 제어기(46)는 외부 제어 루프를 구현할 수 있다. 내부 제어 루프 및 외부 제어 루프 둘 모두는 밸리 전류 임계치(Ival), 피크 전류 임계치(Ipk) 및 부스트 컨버터(20)의 부스트 활성 모드를 선택적으로 인에이블링 또는 디스에이블링하기 위한 제어 신호(ENABLE)를 설정하는 데 사용될 수 있다. 동작 시, 내부 제어 루프는 부스트 컨버터(20)의 효율성을 최대화하고 전압(VSUPPLY)에 대한 리플을 최소화할 수 있는 반면, 외부 제어 루프는 공급 전압(VSUPPLY)의 최대 리플을 제한할 수 있다. 밸리 전류 임계치(Ival) 및 피크 전류 임계치(Ipk)에 기반하여, 제어 회로(40)의 피크/밸리 제어기(48)는 전력 컨버터(20)를 제어하기 위한 제어 신호들을 생성할 수 있다.
도 6은 본 개시내용에 따른, 공급 전압(VSUPPLY) 대 시간의 예시적인 그래프를 예시한다. 도 6에 도시된 바와 같이, 임계 전압들(V1, V2, V3, 및 V4)은 공급 전압(VSUPPLY)의 크기를 5개의 별개의 영역들(A, B, C, D 및 E)로 나눌 수 있다. 도 6은 부하 추정기(44)가 이 5개의 개별 영역들(A, B, C, D 및 E) 각각에서 타겟 평균 전류(Iavg)를 조정할 수 있는 방법을 나타낸다.
영역(A)은 최대(MAX) 영역으로 지칭될 수 있다. 이 영역에서, 공급 전압(VSUPPLY)은 임계 전압(V1)으로 표시되는 부족전압 임계치 미만이다. 따라서, 영역(A)에서, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)의 강하를 최소화하기 위해 가능한 한 많은 인덕터 전류(IL)(예를 들어, IL1, IL2, IL3)의 생성을 야기하기 위해 타겟 평균 전류(Iavg)를 최대치로 설정할 수 있다.
영역(B)은 증분(INCREMENT) 영역으로 지칭될 수 있다. 임계 전압들(V1과 V2) 사이의 이 영역에서, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)을 증가시키기 위해 부스트 컨버터(20)에 의해 전달되는 전류를 증가시키기 위해 타겟 평균 전류(Iavg)를 재귀적으로 증가시킬 수 있다. 부하 추정기(44)는 곱셈 재귀(예를 들어, Iavg (i+1) = Iavg(i) x a1, 여기서 a1 > 1), 가산 재귀(예를 들어, Iavg (i+1) = Iavg (i) + a2, 여기서 a2 > 0), 또는 임의의 다른 재구 접근법을 사용하여 타겟 평균 전류(Iavg)를 증분시킬 수 있다.
영역(C)은 VSUPPLY가 임계 전압들(V2와 V3) 사이에 있는 MEASURE 영역으로 지칭될 수 있다. 영역(C)에서, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압들(V2 및 V3)을 교차하는 데 걸리는 시간을 측정할 수 있고 이에 따라 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이 타겟 평균 전류(Iavg)를 업데이트할 수 있다.
영역(D)은 감분(DECREMENT) 영역으로 지칭될 수 있다. 임계 전압들(V3과 V4) 사이의 이 영역에서, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)을 감소시키기 위해 부스트 컨버터(20)에 의해 전달되는 전류를 감소시키기 위해 타겟 평균 전류(Iavg)를 재귀적으로 감분시킬 수 있다. 부하 추정기(44)는 곱셈 재귀(예를 들어, Iavg (i+1) = Iavg(i) x a1, 여기서 a1 < 1), 가산 재귀(예를 들어,Iavg(i+1) = Iavg (i) + a2, 여기서 a2 < 0), 또는 임의의 다른 재귀 접근법을 사용하여 타겟 평균 전류(Iavg)를 감분시킬 수 있다.
영역(E)은 홀딩(HOLD) 영역으로 지칭될 수 있다. 임계 전압(V4) 위의 이 영역에서, 부하 추정기(44)는 감분 타겟 평균 전류(Iavg)(예를 들어,Iavg(i+1) = Iavg (i))의 값을 홀딩하거나 유지할 수 있다.
위에서 논의된 바와 같이, 영역(C)에 있을 때, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압들(V2 및 V3)을 교차하는 데 걸리는 시간을 측정하고, 이러한 측정을 사용하여 타겟 평균 전류(Iavg)를 업데이트할 수 있다. 예시를 위해, 일정 기간 동안의 공급 전압(VSUPPLY)의 파형 및 동일한 시간 기간 동안의 인덕터 전류(IL)(예를 들어, 인덕터 전류들(IL1, IL2, IL3 중 하나)의 파형을 도시하는 도 7이 참조된다. 도 7에 도시된 바와 같이, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V2)에서 임계 전압(V3)으로 증가하는 데 걸리는 시간(Δt1)을 측정할 수 있다. 시간(Δt1)으로 나누어진 임계 전압(V2)에서 임계 전압(V3)까지의 전압 변화는 기울기(s1)를 정의할 수 있다. 유사하게, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V3)에서 임계 전압(V2)으로 감소하는 데 걸리는 시간(Δt2)을 측정할 수 있다. 시간(Δt2)으로 나누어진 임계 전압(V3)에서 임계 전압(V2)까지의 전압 변화는 기울기(s2)를 정의할 수 있다. 상승 공급 전압(VSUPPLY) 동안 개별 전력 인덕터(32)를 통과하는 평균 인덕터 전류(Iavg (i))는 상승 전류(IR)로 정의될 수 있는 반면, 하강 공급 전압(VSUPPLY) 동안 개별 전력 인덕터(32)를 통과하는 평균 인덕터 전류(Iavg (i))는 하강 전류(IF)로 정의된다.
공급 전압(VSUPPLY)에 결합된 출력 커패시터(38)에 대한 전하 균형 관계를 사용하여, 부하 추정기(44)는 배터리(22)로부터 인출된 타겟 평균 전류(Iavg)를 업데이트할 수 있다. 예를 들어, 상승 전류(IR)에 대한 측정을 사용하여, 타겟 평균 전류(Iavg)는 다음에 따라 업데이트될 수 있다:
Figure pct00006
여기서
Figure pct00007
는 1에서 인덕터 전류(IL)의 듀티 사이클을 뺀 값이고 Cout은 출력 커패시터(38)의 커패시턴스이다. 몫(
Figure pct00008
)은 알 수 없거나 불확실할 수 있지만, 추정될 수 있다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 부하 추정기(44)는 고정된 값들을 사용하여 몫(
Figure pct00009
)을 추정할 수 있다. 그러나, 입력 전압(예를 들어, 전압(VDD_SENSE))이 알려진 경우,
Figure pct00010
의 역수는 이러한 입력 전압으로 나눈 공급 전압(VSUPPLY)의 몫과 거의 같을 수 있다. 따라서 타겟 평균 전류(Iavg)를 업데이트하기 위한 전술한 방정식은 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
Figure pct00011
그러나, 그러한 관계는 출력 커패시턴스(Cout)의 근사치 및 부스트 컨버터(20)가 무손실이라는 가정으로 인해 불확실성을 가질 수 있다. 그러나, 이러한 불확실성은 다음 방정식으로 주어진 상승 전류(IR) 및 하강 전류(IF)에 대한 둘 모두의 측정들을 사용하여 제거될 수 있다.
Figure pct00012
임계 전압(V2)에서 임계 전압(V3)으로의 전압 증가가 임계 전압(V3)에서 임계 전압(V2)으로의 전압 감소와 크기가 동일하다고 가정하면, 타겟 평균 전류(Iavg)를 업데이트하기 위한 전술한 방정식은 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
Figure pct00013
타겟 평균 전류(Iavg)를 업데이트하기 위한 위의 2개의 접근법은 각각 장단점들을 갖는다. 예를 들어, 하나의 전류 측정에 기반한 업데이트는 크고 빠른 과도상태를 검출하는 데 더 나을 수 있지만, 듀티 사이클 및 출력 커패시턴스(Cout)에 대한 가정들로 인해 부정확할 수 있고, 또한 전압 및 전류 측정의 변화가 정확히 알려져 있다고 가정할 수 있다. 2개의 전류 측정에 기반한 업데이트는 전압 및 전류 측정의 변화에 대한 오프셋에 대해 더 강력할 수 있지만, 그러한 접근법은 전력 컨버터(20)의 부하가 둘 모두의 측정들에 걸쳐 고정되어 있다고 가정하고, 이는 특히 큰 과도상태가 존재하는 경우에는 그렇지 않을 수 있다. 따라서, 일부 실시예들에서, 하나의 측정만이 이용가능하거나 단일 측정이 단일-측정 접근법의 불확실성 대역보다 더 큼으로써 이중 측정보다 더 큰(또는 더 작은) 경우 단일-측정 접근법이 사용되고, 그렇지 않으면 사용될 수 이중-측정 접근법이 사용되는 하이브리드 접근법이 사용될 수 있다.
도 8은 본 개시내용의 실시예들에 따른 전류 제어기(46)의 외부 루프 제어 서브시스템(50)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 전류 제어기(46)는 로직 인버터들(52A 및 52B), 세트-리셋 래치들(54A 및 54B) 및 멀티플렉서들(56A 및 56B)을 사용하여 구현될 수 있다.
로직 인버터(52A)는 비교 신호(C2)를 반전시킬 수 있고, 세트-리셋 래치(54A)는 제어 신호(ENABLE)를 이력적으로 생성하여 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V2) 아래로 떨어질 때 제어 신호(ENABLE)가 어서팅(assert)되고 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V4) 위로 상승할 때 디어서팅될 수 있다. 제어 신호(ENABLE)가 디어서팅되면, 제어 회로(40)는 충전 스위치들(34)을 디스에이블할 수 있고 정류 스위치들(36) 및 전력 컨버터(20)는 부스트 비활성 모드에서 동작될 수 있다.
또한, 인버터(52B)는 비교 신호(C1)를 반전시킬 수 있고 세트-리셋 래치(54B)는 타겟 평균 전류(Iavg)에 대한 최대치가 제어 회로(40)에 의해 생성되어야 하는지 여부를 나타내는 제어 신호(MAX_ENABLE)를 이력적으로 생성할 수 있다. 제어 신호(RESET_MAX)의 수신은 제어 신호(MAX_ENABLE)를 디어서팅하여, 피크 전류 임계치(Ipk) 및 밸리 전류 임계치(Ival)의 제어를 내부 제어 루프로 리턴할 수 있다. 멀티플렉서(56A)는 제어 신호(MAX_ENABLE), 피크 전류 임계치(Ipk)의 최대치 및 타겟 피크 전류 임계치(Ipk)(예를 들어, 부하 추정기(44)에 의해 계산된 타겟 평균 전류(Iavg)로부터 도출됨)에 기반하여, 피크 전류 임계치(Ipk)를 생성할 수 있다. 유사하게, 멀티플렉서(56B)는 제어 신호(MAX_ENABLE), 밸리 전류 임계치(Ival)의 최대치 및 타겟 밸리 전류 임계치(Ival)(예를 들어, 부하 추정기(44)에 의해 계산된 타겟 평균 전류(Iavg)로부터 도출됨)에 기반하여, 밸리 전류 임계치(Ival)를 생성할 수 있다.
전류 제어기(46)에 의한 외부 루프 제어를 추가로 예시하기 위해, 도 9가 참조된다. 도 9에 도시된 바와 같이, 파형들의 영역(I)에서, 공급 전압(VSUPPLY)은 임계 전압(V4)을 초과하고, 세트-리셋 래치(54A)가 제어 신호(ENABLE)를 디어서팅되게 할 수 있어, 부스트 컨버터(20)를 높은 임피던스로 남겨둘 수 있기 때문에 부스트 컨버터(20)는 부스트 비활성 모드에 배치될 수 있다. 따라서, 영역(I)에서, 부스트 컨버터(20)의 부하는 공급 전압(VSUPPLY)의 감소를 야기할 수 있다.
공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V2) 아래로 감소할 때, 세트-리셋 래치(54A)는 제어 신호(ENABLE)가 어서팅되게 할 수 있고, 부스트 컨버터(20)는 부스트 활성 모드에 진입할 수 있다. 도 9에 도시된 파형들의 영역(II)에서, 부하 추정기(44)는 사실상 부하 추정기(44)에 의해 수행된 타겟 평균 전류(Iavg)의 추정을 통해 피크 전류 임계치(Ipk) 및 밸리 전류 임계치(Ival)를 제어할 수 있다. 그러나, 도 9에 도시된 특정 예에서, 부하 추정기(44)는 공급 전압(VSUPPLY)을 충분히 빠르게 "전환"하지 못할 수 있고, 공급 전압(VSUPPLY)은 계속해서 감소할 수 있다.
따라서, 공급 전압(VSUPPLY)은 임계 전압(V1) 아래로 감소할 수 있고, 따라서 세트-리셋 래치(54B)가 세트되게 하고, 제어 신호(MAX_ENABLE)를 어서팅하게 하고, 피크 전류 듀런트(durrent)(Ipk) 및 도 9의 영역(III)에서 타겟 밸리 전류(Ival)를 그들의 최대값들(최대 피크 전류(Ipk -max) 및 최대 밸리 전류(Iavg -max)로 강제하게 할 수 있다. 공급 전압(VSUPPLY)의 충분한 증가 후에, 세트-리셋 래치(54B)는 제어 신호(MAX_ENABLE)를 리셋 및 디어서팅할 수 있고, 부하 추정기(44)는 파형들의 영역(IV)에 도시된 바와 같이 다시 제어를 회복할 수 있다. 공급 전압(VSUPPLY)이 다시 임계 전압(V4)를 초과하여 더 증가하면, 세트-리셋 래치(54A)는 다시 제어 신호(ENABLE)를 디어서팅하여, 부스트 컨버터(20)가 부스트 비활성 모드에 진입하게 할 수 있다.
따라서, 전류 제어기(46)에 의해 구현된 외부 루프는 최대 전류와 높은 임피던스 상태 사이에서 부스트 컨버터(20)를 토글할 수 있고, 부하 추정기(44)의 내부 루프 제어가 작동하는 경우에도 공급 전압(VSUPPLY)을 조절하지 못하는 경우에도 공급 전압(VSUPPLY)의 리플이 임계 전압들(V1과 V4) 사이로 제한되게 할 수 있다.
도 10은 본 개시내용의 실시예들에 따른 전류 제어기(46)의 내부 제어 루프 서브시스템(60)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 도 11은 본 개시내용의 실시예들에 따른 부스트 컨버터(20)에 대한 내부 루프 제어의 예를 도시하는 예시 파형들을 예시한다.
도 10에 도시된 바와 같이, 내부 제어 루프 서브시스템(60)은 부하 추정기(44)에 의해 계산된 타겟 평균 전류(Iavg)를 수신하고, 이러한 타겟 평균 전류(Iavg)를 부스트 컨버터(20)에 존재하는 위상(24)의 수(n)으로 나누고, 각각의 양의 오프셋(+Δ) 및 음의 오프셋(-Δ)을 각각 오프셋 블록들(62A 및 62B)에 의한 타겟 평균 전류(Iavg/n)에 적용할 수 있다. 오프셋 블록들(62A 및 62B)의 결과들은 각각 상승 전류(IR) 및 하강 전류(IF)를 생성하기 위해 포화 블록들(64A 및 64B)에 의해 각각 최소값으로 포화될 수 있다. 가산기 블록들(68A 및 68B)은 각각의 상승 전류(IR) 및 하강 전류(IF)에서 리플 전류(Iripple)의 절반을 더할 수 있고, 가산기 블록들(70A 및 70B)은 각각의 상승 전류(IR) 및 하강 전류(IF)로부터 리플 전류(Iripple)의 절반을 뺄 수 있다. 비교 신호들(C2 및 C3)에 기반하여, 래치(66)는 다음을 위해 멀티플렉서(72A 및 72B)의 선택을 토글하기 위해 제어 신호(TOGGLE)를 선택적으로 어서팅 및 디어서팅할 수 있다:
● 제어 신호(TOGGLE)가 임계 전압(V2) 아래로 감소하는 공급 전압(VSUPPLY)으로 인해 어서팅되는 경우, Ipk ' = IR + Iripple/2 및 Ival ' = IR - Iripple/2이도록 중간 피크 전류 임계치(Ipk') 및 중간 밸리 전류 임계치(Ival')를 생성하고, 평균 인덕터 전류는 상승 전류(IR)이다.
● 제어 신호(TOGGLE)가 임계 전압(V3)을 초과하여 증가하는 공급 전압(VSUPPLY)으로 인해 디어서팅되는 경우, Ipk ' = IF + Iripple/2 및 Ival ' = IF - Iripple/2이도록 중간 피크 전류 임계치(Ipk') 및 중간 밸리 전류 임계치(Ival')를 생성하고, 평균 인덕터 전류는 하강 전류(IF)이다.
위의 도 8에 도시된 바와 같이, 중간 피크 전류 임계치(Ipk') 및 중간 밸리 전류 임계치(Ival')는 피크 전류 임계치(Ipk) 및 밸리 전류 임계치(Ival)를 생성하기 위해 외부 루프 제어 서브시스템(50)에 의해 사용될 수 있다.
따라서, 제어 신호(TOGGLE)의 토글링은 임계 전압(V2)과 임계 전압(V3) 사이에서 VSUPPLY의 조절을 유지할 수 있다. 예를 들어, 제어 신호(TOGGLE)가 하이일 때, 상 전류별 평균은 상승 전류(IR)로 설정될 수 있다. 이 전류 값이 양의 오프셋(+Δ)만큼 타겟 평균 전류(Iavg)에서 오프셋되기 때문에, 공급 전압(VSUPPLY)이 상승하게 할 수 있다. 다른 한편, 제어 신호(TOGGLE)가 로우일 때, 상 전류당 평균은 하강 전류(IF)로 설정될 수 있다. 이 전류 값이 음의 오프셋(-Δ)만큼 타겟 평균 전류(Iavg)에서 오프셋되기 때문에, 공급 전압(VSUPPLY)이 떨어질 수 있다.
때때로, 전력 컨버터(20)의 출력에서의 부하의 변화는 도 11의 시간(t0)에 도시된 바와 같이 타겟 평균 전류(Iavg)의 변화를 초래할 수 있고, 이 경우 부하 추정기(44)는 위에서 설명된 바와 같이 타겟 평균 전류(Iavg)를 수정할 수 있다.
도 12는 본 개시내용의 실시예들에 따른 경부하 시나리오들에서 부스트 컨버터(20)에 대한 내부 루프 제어의 예들을 도시하는 예시적인 파형들을 예시한다. 경부하들에 대해, 부하 추정기(44)에 의해 계산된 타겟 평균 전류(Iavg)는 포화 블록들(64A 및 64B)에 의해 인가된 최소 타겟 평균 전류(Iavg _min)보다 클 수 있다. 상승 전류(IR) 및 하강 전류(IF)가 이 시나리오에서 포화될 수 있기 때문에, 인덕터 전류(IL)는 부스트 컨버터(20)의 정상 상태 동작에 필요한 것보다 클 수 있고, 공급 전압(VSUPPLY)이 도 12의 영역들(I 및 III)에서 양의 기울기를 갖도록 강제한다. 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V4) 위로 교차할 때, 외부 루프 제어 서브시스템(50)으로부터의 세트-리셋 래치(54A)는 부스트 컨버터(20)가 부스트 비활성 영역에 진입하게 하여, 공급 전압(VSUPPLY)이 부스트 컨버터(20)의 높은 임피던스 상태로 인해 도 12의 영역들(II 및 IV)에서 음의 기울기를 갖게 강제할 수 있다. 경부하 조건들에서, 피크 전류 임계치(Ipk) 및 밸리 전류 임계치(Ival)에 대한 고정 포화 임계치들을 사용하여 부스트 활성 상태와 부스트 비활성 상태 사이에서 토글링하는 것은 전력 효율을 최대화할 수 있다.
제어 회로(40)의 간단한 구현에서, 제어 회로(40)는 피크 전류 임계치(Ipk), 밸리 전류 임계치(Ival), 제어 신호(ENABLE) 및 인에이블된 위상들(24)의 수(n)에 대한 제어 파라미터들을 설정하는 디지털 제어 시스템으로 구현될 수 있다. 그러나, 그러한 디지털 구현 및 필요한 프로세싱 지연에 이용될 수 있는 샘플 앤 홀드(sample-and-hold) 회로로 인해, 비교기(42)가 토글할 때와 새로운 제어 파라미터들이 결정될 때 사이에 여러 클럭 사이클들의 지연이 발생할 수 있다. 이러한 지연은 전력 컨버터(20)에 의해 생성된 공급 전압(VSUPPLY)의 오버슈트 및 언더슈트에 기여할 수 있고, 이는 공급 전압(VSUPPLY)에서 바람직하지 않은 리플 및 과도한 전압 강하를 유도할 수 있다. 제어 회로(40)의 완전한 디지털 구현에 의해 지원될 수 있는 것과 비교하여 공급 전압(VSUPPLY)에 대한 빠른 부하 과도현상들에 대해 더 빠른 응답을 갖는 것이 바람직할 수 있다.
도 13은 본 개시내용의 실시예들에 따른 제어 회로(40A)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 제어 회로(40A)는 기능적으로 및/또는 구조적으로 도 5에 도시된 제어 회로(40)와 많은 면들에서 유사할 수 있고, 주된 차이점은 전류 제어기(46A)가 디지털 계산 블록(82) 및 아날로그 회로(84)로 분할된다는 것이다. 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 아날로그 회로(84)는 피크/밸리 제어기(48) 및 부스트 컨버터(20)에 통신되는 제어 파라미터들을 생성하기 위해 디지털 계산 블록(82)에 의해 생성된 제어 파라미터들에 대해 미리-시딩된 값들을 사용하고 아날로그 회로(84)에 의해 이러한 미리-시딩된 값들 중에서 선택함으로써 완전한-디지털 구현에서 존재할 지연들을 최소화할 수 있다. 아날로그 회로(84)는 비교기들(42)에 의해 직접 구동되어, 비교기들(42)이 토글될 때, 아날로그 회로(84)는 즉시 상태를 변경하고 피크 전류 임계치(Ipk), 밸리 전류 임계치(Ival), 제어 신호(ENABLE) 및 인에이블된 위상들(24)의 수(n)에 대해 생성된 새로운 제어 파라미터들을 선택할 수 있다. 상태들을 변경하고 제어 파라미터들을 업데이트하는 이러한 방식은 비교기들(42)에서 새롭고 업데이트된 제어 파라미터들까지 작은-레이턴시 경로를 생성할 수 있다. 다른 한편, 디지털 계산 블록(82)은 비교기들의 출력들 및 그 내부 제어 알고리즘에 기반하여 미리-시딩된 파라미터들을 계산하도록 구성될 수 있다.
도 14는 본 개시내용의 실시예들에 따른 전류 제어기(46A)의 내부 제어 루프 서브시스템(60A)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 내부 루프 제어 서브시스템(60A)은, 멀티플렉서들(72A 및 72B)과 아날로그 상태 머신(80)의 일부가 아날로그 회로(84)에 의해 구현될 수 있다는 것을 제외하고 도 10에 도시된 내부 루프 제어 서브시스템(60)과 기능적으로 및/또는 구조적으로 유사할 수 있고, 내부 루프 제어 서브시스템(60A)의 다른 구성요소들은 디지털 계산 블록(82)에 의해 구현될 수 있다. 도 14에 도시된 바와 같이, 디지털 계산 블록(82)은 모든 비교 신호들(C1, C2, C3 및 C4)에 기반하여 미리-시딩된 값들을 생성할 수 있고, 아날로그 상태 머신(86)은 비교 신호들(C2 및 C3)에 기반하여, 중간 피크 전류 임계치(Ipk)' 및 중간 밸리 전류 임계치(Ival')를 생성하기 위해 멀티플렉서들(72A 및 72B)로 그러한 미리-시딩된 값들의 선택을 제어하도록 구성될 수 있다.
도 15는 본 개시내용의 실시예들에 따른 전류 제어기(46A)의 외부 루프 제어 루프 서브시스템(50A)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 외부 루프 제어 서브시스템(50A)은, 멀티플렉서들(56A 및 56B)과 아날로그 상태 머신(86)의 일부가 아날로그 회로(84)에 의해 구현될 수 있다는 것을 제외하고, 도 8에 도시된 외부 루프 제어 서브시스템(50)과 기능적으로 및/또는 구조적으로 유사할 수 있다. 도 15에 도시된 바와 같이, 아날로그 상태 머신(86)은, 비교 신호(C1) 및 디지털 계산 블록(82)에 의해 생성된 제어 신호(RESET_MAX)에 기반하여, 한편으로는 최대 피크 전류 임계치(Ipk _max) 및 최대 밸리 전류 임계치(Ival _max)의 선택과 다른 한편으로는 내부 제어 루프 서브시스템(60A)에 의해 생성된 중간 피크 전류 임계치(Ipk') 및 중간 밸리 전류 임계치(Ival')의 선택 사이를 제어하도록 구성될 수 있다. 또한, 아날로그 상태 머신(86)은 비교 신호들(C2 및 C4)에 기반하여, 전력 컨버터(20)에 대한 신호(ENABLE)를 제어하도록 구성될 수 있다.
다중 위상들(24)을 갖는 부스트 컨버터(20)에서, 모든 위상들(24)은 피크 전류 임계치(Ipk) 및 밸리 전류 임계치(Ival)에 대해 동일한 설정 포인트들을 사용할 수 있고, 룩업 테이블 또는 다른 적합한 접근법은 얼마나 많은 위상들(24)이 타겟 평균 전류(Iavg)에 기반하여 활성화되는지를 결정하는 데 사용될 수 있다. 또한, 그러한 룩업 테이블 또는 다른 적합한 접근법은 개별 위상(24)의 과도한 인에이블링 및 디스에이블링을 방지하기 위해 히스테리시스를 가질 수 있다. 또한, 룩업 테이블 또는 다른 룩업 테이블은 전력 컨버터(20)의 최대 전류 상태(예를 들어, 공급 전압(VSUPPLY) < 임계 전압(V1))에서 얼마나 많은 위상들(24)이 인에이블되어야 하는지를 결정하는 데 사용될 수 있다.
전술한 논의가 부스트 컨버터(20)의 전류 제어 및 전압 조정을 고려하지만, 벅 컨버터들 및 벅-부스트 컨버터들을 포함하지만 이에 제한되지 않는 다른 유형들의 인덕터-기반 전력 컨버터들에 유사하거나 동일한 접근법들이 적용될 수 있음이 이해되어야 한다.
도 3a-도 3c를 다시 참조하면, 각각의 위상들(24)의 각각의 전력 인덕터(32)는 각각의 인덕터 전류(IL)(예를 들어, IL1, IL2 및 IL3)를 인출할 수 있다. 또한, 모든 위상들(24)이 위에서 설명한 바와 같이 피크 전류 임계치(Ipk) 및 밸리 전류 임계치(Ival)에 대해 동일한 설정 포인트들을 사용할 수 있기 때문에, 인덕터 전류들(IL1, IL2 및 IL3)은 각 위상(24)의 임피던스들이 동일한 경우 서로 동위상 일 것으로 예상될 것이다. 그러나, 실제 구현에서, 각 위상(24)의 임피던스들이 상이하지만 그 값이 가깝다면, 각각의 인덕터 전류들(IL1, IL2, 및 IL3)은 천천히 서로의 위상 안팎으로 드리프트할 수 있다. 그러나 각각의 인덕터 전류들(IL1, IL2, IL3) 중 2개 이상이 서로 동위상인 경우 상대적으로 긴 주기가 존재할 수 있다.
도 16은 본 개시내용의 실시예들에 따른 피크/밸리 제어기(48A)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 일부 실시예들에서, 피크/밸리 제어기(48A)는 도 5에 도시된 피크/밸리 제어기(48)를 구현하는 데 사용될 수 있다. 도 16에 도시된 바와 같이, 피크/밸리 제어기(48A)는 비교기들(90A 및 90B) 및 래치(92)를 포함할 수 있다. 비교기(90A)는 인덕터 전류(IL)를 밸리 전류 임계치(Ival)와 비교하도록 구성될 수 있는 반면, 비교기(90B)는 인덕터 전류(IL)를 피크 전류 임계치(Ipk)와 비교하도록 구성될 수 있다. 래치(92)(세트-리셋 래치 또는 다른 적합한 회로 또는 로직 디바이스로 구현될 수 있음)는 도 5에 도시된 바와 같은 부스트 컨버터(20)의 스위치들을 제어하기 위해 제어 신호들(Px)(예를 들어, 제어 신호들(P1, P2, P3) 등) 및
Figure pct00014
(예를 들어, 제어 신호들(
Figure pct00015
, ..., 등)을 생성할 수 있다. 예를 들어, 인덕터 전류(IL)가 밸리 전류 임계치(Ival) 아래로 떨어질 때, 래치(92)는 제어 신호(Px)를 어서팅하고 제어 신호(
Figure pct00016
)를 디어서팅할 수 있고, 인덕터 전류(IL)가 밸리 전류 임계치(Ival) 아래로 떨어지면, 래치(92)는 제어 신호(Px)를 디어서팅하고 제어 신호(
Figure pct00017
)를 어서팅할 수 있다.
도 17a-도 17c는 본 개시내용의 실시예들에 따라, 피크/밸리 제어기(48A)를 사용하여 배터리 전류(IBAT), 인덕터 전류들(IL1 및 IL2), 제어 신호들(P1 및 P2) 대 시간에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프들을 예시한다. 명료함과 설명을 위해, 2개의 인덕터 전류들(IL1 및 IL2)과 2개의 제어 신호들(P1 및 P2)만이 도 17a-도 17c에 도시되어 있지만, 부스트 컨버터(20)는 도 17a-도 17c에 도시된 것과 다른 인덕터 전류들 및 제어 신호들과 함께 2개 이상의 위상들(24)을 포함할 수 있다. 도 17a-도 17b에 도시된 바와 같이, 개별 인덕터 전류들(IL1 및 IL2)이 서로 동위상이거나 거의 동위상일 때, 큰 리플(예를 들어, 단일 인덕터 전류(IL)에 존재하는 리플 전류(Iripple)의 대략 2배와 같음)이 배터리 전류(IBAT)에 발생할 수 있다. 동위상 인덕터 전류(IL)를 갖는 N개의 다중 위상들(24)이 존재하면, 배터리 전류(IBAT)의 리플은 단일 인덕터 전류(IL)에 존재하는 리플 전류(Iripple)의 N배일 수 있다.
배터리 전류(IBAT)의 이러한 리플은 다수의 이유들로 문제가 될 수 있고, 특히 리플이 높은 주파수에 있는 경우에 문제가 될 수 있다. 예를 들어, 그러한 리플은 부스트 컨버터(20)의 효율 감소, 배터리 전류(IBAT) 감지의 어려움을 초래할 수 있거나, 전자기 간섭을 야기하는 주변 회로에 기생 결합될 수 있다. 또한, 그러한 전류 리플은 부스트 컨버터(20)에 대한 입력 전압 및 공급 전압(VSUPPLY)에 나타날 수 있어, 제어 회로(40)에 의한 부스트 컨버터(20)의 제어를 방해한다(예를 들어, 공급 전압(VSUPPLY)의 값에 의존하는 제어 회로(40)의 피드백 제어와의 간섭).
동위상 인덕터 전류들(IL)과 연관된 문제들을 극복하기 위해, 피크/밸리 제어기(48A)는 도 16에 도시된 것으로부터 수정되어 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 시간-도메인 위상 랜덤화 또는 레벨-도메인 위상 랜덤화 중 하나 또는 둘 모두를 수행할 수 있다.
도 18은 본 개시내용의 실시예들에 따른, 부스트 컨버터(20)의 인덕터 전류들(IL)의 시간-도메인 위상 랜덤화를 수행하기 위한 회로를 갖는 예시적인 피크/밸리 제어기(48B)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 일부 실시예들에서, 피크/밸리 제어기(48B)는 도 5에 도시된 피크/밸리 제어기(48)를 구현하는 데 사용될 수 있다. 또한, 피크/밸리 제어기(48B)는 도 16의 피크/밸리 제어기(48A)와 많은 면에서 유사하거나 동일할 수 있고, 주요 차이점은 피크/밸리 제어기(48B)가 밸리 전류 임계치(Ival)에 인덕터 전류(IL)의 비교에 관하여 시간-도메인 위상 랜덤화를 수행하기 위해 비교기(90A)와 래치(92)의 세트 입력 사이에 인터페이스되는 추가 회로를 포함할 수 있다. 도 18에 도시된 바와 같이, 비교기(90A)의 출력은 각각의 지연량만큼 비교기(90A)의 출력을 지연시키는 하나 이상의 출력들을 생성할 수 있는 탭핑된 지연 라인(94)에 의해 수신될 수 있다. 또한, 멀티플렉서(96)는 비교기(90A)의 지연되지 않은 출력과 지연 라인(94)의 출력(들)을 수신하고 난수(nrand)에 기반하여 그러한 출력들 중 하나를 선택할 수 있어서, 래치(92)의 세트 입력에 의해 수신된 비교기 신호는 임의의 시간량만큼 지연된다. 결과적으로, 도 19에 도시된 바와 같이, 난수(nrand)는 Q=0에서 Q=1로의 래치(92)의 출력 전이를 랜덤하게 지연시킬 수 있고, 이는 위상(24)의 전송 상태로부터 그러한 위상(24)의 충전 상태로의 전이를 지연시킬 수 있고, 따라서 이러한 위상(24)에서 인덕터 전류(IL)의 밸리 발생을 지연시킬 수 있다. 또한 도 19에 도시된 바와 같이, 그러한 지연은 또한 Q=1에서 Q=0으로의 래치(92)의 출력 전이를 랜덤하게 지연시키는 것을 초래할 수 있고, 이는 위상(24)의 충전 상태로부터 이러한 위상(24)의 전송 상태로의 전이를 지연시킬 수 있고, 따라서 또한 그러한 위상(24)에서 인덕터 전류(IL)의 피크의 발생을 지연시킬 수 있다. 이러한 랜덤화는 위상들(24)에서 개별 인덕터 전류(IL)의 위상 정렬을 최소화할 수 있다.
시간-도메인 위상 랜덤화를 제공하기 위해 사용되는 추가 회로(예를 들어, 지연 라인(94) 및 멀티플렉서(96))는 인덕터 전류(IL)와 밸리 전류 임계치(Ival)의 비교 결과를 지연시켜(예를 들어, 도 18에 도시된 바와 같음), 인덕터 전류(IL)와 피크 전류 임계치(Ipk)의 비교 결과를 지연시키거나, 둘 모두의 비교 결과를 지연시킬 수 있다. 이 추가 랜덤화 회로는 위상들(24)의 일부 또는 전체에 대해 복제될 수 있다. 즉, 일부 실시예들에서, 하나 이상의 위상들(24)은 각각의 피크/밸리 제어기(48A)에 의해 각각 제어될 수 있는 반면, 하나 이상의 다른 위상들(24)은 위상들(24)의 전부가 아닌 일부에서의 인덕터 전류(IL)의 시간-도메인 랜덤화를 제공하는 각각의 피크/밸리 제어기(48B)에 의해 각각 제어될 수 있고; 다른 실시예들에서, 위상들(24)은 모든 위상들(24)에서 인덕터 전류(IL)의 시간-도메인 랜덤화를 제공하는 각각의 피크/밸리 제어기(48B)에 의해 각각 제어될 수 있다.
도 20은 본 개시내용의 실시예들에 따라 부스트 컨버터(20)에서 인덕터 전류들(IL)의 레벨-도메인 위상 랜덤화를 수행하기 위한 회로를 갖는 예시적인 피크/밸리 제어기(48C)의 선택된 구성요소들의 블록도를 예시한다. 일부 실시예들에서, 피크/밸리 제어기(48C)는 도 5에 도시된 피크/밸리 제어기(48)를 구현하는 데 사용될 수 있다. 또한, 피크/밸리 제어기(48C)는 도 16의 피크/밸리 제어기(48A)와 많은 면들에서 유사하거나 동일할 수 있고, 주된 차이점은 피크/밸리 제어기(48C)가 하나 이상의 개별 인덕터 전류들(IL)의 레벨-도메인 위상 랜덤화를 수행하기 위해 밸리 전류 임계치(Ival)의 경로에서 인터페이스되는 추가 회로를 포함할 수 있다는 것이다. 도 20에 도시된 바와 같이, 멀티플렉서(98)는 밸리 전류 임계치(Ival)의 레벨을 수정하기 위해 복수의 레벨 조정들(예를 들어, -Δ, 0, +Δ 등)을 수신하고 난수(nrand)에 기반하여 이러한 출력들 중 하나를 선택할 수 있다. 차례로, 결합기(99)는 래치(92)에 의해 수신된 수정된 밸리 전류 임계치(Ival)가 랜덤 레벨 조정을 포함하도록 밸리 전류 임계치(Ival)와 그러한 선택된 레벨 조정을 결합할 수 있다. 결과적으로, 도 21에 도시된 바와 같이, 난수(nrand)는 Q=0에서 Q=1로의 래치(92)의 출력 전이를 랜덤하게 지연(또는 앞당김)시킬 수 있고, 이는 위상(24)의 전송 상태로부터 그러한 위상(24)의 충전 상태로의 전이를 지연시킬 수 있고, 따라서 이러한 위상(24)에서 인덕터 전류(IL)의 밸리 발생을 지연시킬 수 있다. 또한 도 21에 도시된 바와 같이, 그러한 지연은 또한 Q=1에서 Q=0으로의 래치(92)의 출력 전이를 랜덤하게 지연시키는 것을 초래할 수 있고, 이는 위상(24)의 충전 상태로부터 이러한 위상(24)의 전송 상태로의 전이를 지연시킬 수 있고, 따라서 또한 그러한 위상(24)에서 인덕터 전류(IL)의 피크의 발생을 지연시킬 수 있다. 이러한 랜덤화는 위상들(24)에서 개별 인덕터 전류(IL)의 위상 정렬을 최소화할 수 있다.
레벨-도메인 위상 랜덤화를 제공하는 데 사용되는 추가 회로(예를 들어, 멀티플렉서(98) 및 결합기(99))는 밸리 전류 임계치(Ival)(예를 들어, 도 20에 도시된 바와 같음)에 레벨 조정을 적용하거나, 피크 전류 임계치(Ipk)에 레벨 조정을 적용하거나, 둘 모두에 적용하도록 구현될 수 있다. 이 추가 랜덤화 회로는 위상들(24)의 일부 또는 전체에 대해 복제될 수 있다. 즉, 일부 실시예들에서, 하나 이상의 위상들(24)은 각각의 피크/밸리 제어기(48A)에 의해 각각 제어될 수 있는 반면, 하나 이상의 다른 위상들(24)은 위상들(24)의 전부가 아닌 일부에서의 인덕터 전류(IL)의 시간-도메인 랜덤화를 제공하는 각각의 피크/밸리 제어기(48C)에 의해 각각 제어될 수 있고; 다른 실시예들에서, 위상들(24)은 모든 위상들(24)에서 인덕터 전류(IL)의 시간-도메인 랜덤화를 제공하는 각각의 피크/밸리 제어기(48C)에 의해 각각 제어될 수 있다.
전술한 설명은 많은 경우들에서 공급 전압(VSUPPLY)의 적절한 조정을 제공할 수 있다. 그러나, 부스트 컨버터(20)로부터 인출된 부하 전류(ILOAD)의 큰 증가의 경우, 공급 전압(VSUPPLY)은 도 22에 도시된 바와 같이 임계 전압(V1) 아래로 과도하게 강하할 수 있다. 도 22는 시간(t1)에서 부하 전류(ILOAD)의 큰 단계 변화를 예시한다. 나중 시간(t2)에서, 공급 전압(VSUPPLY)은 임계 전압(V1) 아래로 떨어질 수 있고, 이는 제어 회로(40)가 부스트 컨버터(20)의 추가 위상들(24)을 인에이블하게 할 수 있다(예를 들어, 인에이블된 위상들(24)의 수를 하나에서 하나 초과로 증가). 이러한 추가 위상들(24)이 인에이블되면, 추가 위상들(24)은 개별 충전 상태들에서 시작할 수 있다. 충전 상태에서, 새롭게-인에이블된 위상들(24)의 인덕터 전류들(IL)은 증가할 수 있지만, 충전 상태 동안 이러한 위상들에서 부하 전류(ILOAD)로 전류가 전달되지 않으므로, 공급 전압(VSUPPLY)은 감소할 수 있다. 각각의 새롭게-인에이블된 위상(24)은 인덕터 전류들(IL)이 타겟 피크 전류(Ipk)에 도달할 때까지 충전 상태를 유지할 수 있다. 따라서, 각각의 새롭게-인에이블된 위상(24)이 타겟 피크 전류(Ipk)에 도달하는 데 더 오래 걸릴수록, 더 많은 공급 전압(VSUPPLY)이 강하할 수 있다. 인덕터 전류들(IL)에 대한 전류 증가율은 다음과 같이 주어질 수 있다:
Figure pct00018
여기서 L은 전력 인덕터(32)의 인덕턴스이다. 특히, 배터리(22)의 내부 임피던스들, 감지 저항기(28)의 저항 및 배터리(22)와 부스트 컨버터(20) 사이의 전기 트레이스들의 기생 임피던스들로 인해, 옴의 법칙에 따라, 배터리 전류(IBAT)가 증가함에 따라 감지 전압(VDD_SENSE)은 배터리 전압(VBAT)에서 감소할 수 있다.
도 22는 2개의 시나리오들 하에서 새롭게-인에이블된 위상들(24)의 공급 전압(VSUPPLY) 및 인덕터 전류들(IL)을 예시한다: (i) 감지 전압(VDD_SENSE)이 상대적으로 높은 파형들에서 레이블 "A"로 표시된 시나리오; 및 (ii) 감지 전압(VDD_SENSE)이 상대적으로 낮은 파형들에서 레이블 "B"로 표시된 시나리오. 시나리오 A에서, 새롭게-인에이블된 위상들(24)의 충전 상태 시간은 더 높은 감지 전압(VDD_SENSE)으로 인해 짧을 수 있는 반면, 시나리오 B에서, 새롭게-인에이블된 위상들(24)의 충전 상태 시간은 더 낮은 감지 전압(VDD_SENSE)으로 인해 더 길수 있다.
이 문제를 극복하기 위해, 제어 회로(40) 또는 부스트 컨버터(20)의 다른 구성요소 또는 전력 전달 시스템(1)은 도 23에 도시된 바와 같이, 감지 전압(VDD_SENSE)이 충분히 낮은 것으로 간주될 때(예를 들어, 임계 감지 전압(VTHRESH) 아래), 전압 임계치들(V1, V2, V3 및 V4)을 선택적으로 증가시킬 수 있다. 도 23에 도시된 바와 같이, 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 감지 전압(VTHRESH) 미만으로 감소하는 것에 응답하여, 제어 회로(40)는 도 23의 포인트(A)에 도시된 바와 같이, 전압 임계치(V1, V2, V3, V4)가 동일한 양만큼(예를 들어, 도 23에 도시된 바와 같이 제어된 램핑 방식으로) 증가하게 할 수 있다. 따라서, 감지 전압(VDD_SENSE)이 낮을 때 부하 전류(ILOAD)의 큰 단계가 도 23에 도시된 포인트(B)에서 발생하는 경우, 공급 전압(VSUPPLY)은 강하하지만, 전압 임계치(V1 및 V2)가 상승되었기 때문에, 그러한 강하는 최소화될 수 있고, 이는 도 23에서 포인트(C)이다. 감지 전압(VDD_SENSE)이 다시 임계 감지 전압(VTHRESH)(도 23에 도시된 포인트(D)에서) 초과로 증가하거나 부스트 컨버터(20)가 바이패스 모드에 진입하면, 제어 회로(40)는 전압 임계치들(V1, V2, V3 및 V4)이 (예를 들어, 도 23에 도시된 바와 같이 제어되고 램핑 방식으로) 자신의 원래 레벨들을 감소시키게 할 수 있다. 부울 플래그(RAISE_Vx_FLAG)가 도 23에 도시되고, 이것은 전압 임계치들(V1, V2, V3 및 V4)의 상태를 나타낼 수 있다(예를 들어, 디폴트 상태에서 RAISE_Vx_FLAG = 0, 전압 임계치들(V1, V2, V3 및 V4)이 증가될 때 RAISE_Vx_FLAG = 1).
도 23에 예시된 기법을 사용하여, 공급 전압(VSUPPLY)의 절대 강하가 최소화될 수 있지만, 부스트 컨버터(20)가 그 바이패스 모드에서 소비하는 시간 양은 영향을 받지 않으며, 따라서 효율을 보존한다.
임계치 감지 전압(VTHRESH) 근처의 감지 전압(VDD_SENSE)에 응답하여 전압 임계치들(V1, V2, V3 및 V4)의 빈번한 토글링을 방지하기 위해, 제어 회로(40)는 도 23에 예시된 기법을 수행하기 위해 히스테리시스 제어를 포함할 수 있다. 예를 들어, 도 24는 본 개시내용의 실시예들에 따라 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)의 전압-도메인 히스테리시스 제어를 제공하는 제어 서브시스템(100)(예를 들어, 제어 회로(40)에 의해 전체적으로 또는 부분적으로 구현될 수 있음)의 선택된 구성요소들을 예시한다. 도 24에 도시된 바와 같이, 비교기(102)는 감지 전압(VDD_SENSE)을 임계 감지 전압(VTHRESH)에 비교할 수 있고 그러한 비교의 결과는 세트-리셋 래치(108)의 세트 입력에 의해 수신될 수 있고, 이는 도 25에 도시된 바와 같이, 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 감지 전압(VTHRESH) 아래로 감소할 때 플래그(RAISE_Vx_FLAG)가 어서팅되게 한다. 또한, 비교기(104)는 감지 전압(VDD_SENSE)을 더 높은 임계 감지 전압(VTHRESH -HI)과 비교할 수 있고 그러한 비교의 결과는 부스트 컨버터(20)가 자신의 바이패스 모드에 있는지 여부의 표시와 함께 OR 게이트(106)에 의해 논리적으로 OR될 수 있다. OR 게이트(106)의 출력은 세트-리셋 래치(108)의 리셋 입력에 의해 수신될 수 있고, 이는, 도 25에 도시된 바와 같이, 감지 전압(VDD_SENSE)이 더 높은 임계 감지 전압(VTHRESH -HI) 아래로 증가할 때, 또는 부스트 컨버터(20)가 자신의 바이패스 모드에 진입할 때, 플래그(RAISE_Vx_FLAG)가 디어서팅되게 한다. 이어서, 플래그(RAISE_Vx_FLAG)는 멀티플렉서(110)의 선택 입력에 의해 수신될 수 있고, 이는 플래그(RAISE_Vx_FLAG)의 값에 기반하여 각각의 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)에 더할 양(예를 들어, 0 또는 ΔV)을 선택할 수 있다. 따라서, 감지 전압(VDD_SENSE)이 더 높은 임계 감지 전압(VTHRESH -HI) 초과로 증가하면, 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)은 디폴트 값들(V1', V2', V3' 및 V4')로 감소될 수 있고, 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 감지 전압(VTHRESH) 아래로 감소하면, 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)은 각각 V1' + ΔV, V2' + ΔV, V3' + ΔV 및 V4' + ΔV로 증가될 수 있다.
명료함과 설명을 위해, 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)(예를 들어, 도 23에 도시된 바와 같음)의 램핑을 야기하기 위한 구성요소들(예를 들어, 필터들, 램프 생성기들 등)은 도 24에 도시되지 않았지만, 그럼에도 불구하고 제어 서브시스템(100)에 존재할 수 있다.
다른 예로서, 도 26은 본 개시내용의 실시예들에 따라 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)의 시간-도메인 히스테리시스 제어를 제공하는 제어 서브시스템(120)(예를 들어, 제어 회로(40)에 의해 전체적으로 또는 부분적으로 구현될 수 있음)의 선택된 구성요소들을 예시한다. 도 26에 도시된 바와 같이, 비교기(122)는 감지 전압(VDD_SENSE)을 임계 감지 전압(VTHRESH)에 비교할 수 있고 그러한 비교의 결과는 인스턴트-세트, 지연-릴리스 타이머(124)의 세트 입력에 의해 수신될 수 있고, 이는 도 27에 도시된 바와 같이, 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 감지 전압(VTHRESH) 아래로 감소할 때 플래그(RAISE_Vx_FLAG)가 어서팅되게 한다. 이어서, 타이머(124)는 프로그래밍된 최소 시간 지속기간 동안 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 감지 전압(VTHRESH)을 위로 증가할 때까지 플래그(RAISE_Vx_FLAG)가 어서트팅되게 유지할 수 있다. 예를 들어, 도 27에 도시된 기간(A)은 프로그래밍된 최소 시간 지속기간보다 짧을 수 있으므로, 기간(A)에 대한 임계 감지 전압(VTHRESH)보다 위로 감지 전압(VDD_SENSE)의 증가는 타이머(124)가 플래그(RAISE_Vx_FLAG)를 디어서팅하기에 불충분할 수 있다. 그러나, 도 27에 도시된 기간(B)은 프로그래밍된 최소 시간 지속기간과 동일할 수 있으므로, 기간(B) 동안 임계 감지 전압(VTHRESH) 위로 감지 전압(VDD_SENSE)의 증가는 타이머(124)가 플래그(RAISE_Vx_FLAG)를 디어서팅하기에 충분할 수 있다. 또한, 부스트 컨버터(20)가 자신의 바이패스 모드에 진입하면, 타이머(124)는 리셋되어 플래그(RAISE_Vx_FLAG)의 디어서테이션을 야기할 수 있다. 이어서, 플래그(RAISE_Vx_FLAG)는 멀티플렉서(130)의 선택 입력에 의해 수신될 수 있고, 이는 플래그(RAISE_Vx_FLAG)의 값에 기반하여 각각의 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)에 더할 양(예를 들어, 0 또는 ΔV)을 선택할 수 있다. 따라서, 감지 전압(VDD_SENSE)이 임계 감지 전압(VTHRESH) 미만으로 감소하면, 임계 전압들(V1, V2, V3, V4)은 각각 V1'+ΔV, V2'+ΔV, V3'+ΔV, 및 V4'+ΔV로 증가될 수 있어서, 부스트 컨버터(20)가 바이패스 모드에 진입하는 것에 응답하여 또는 프로그래밍된 최소 시간 지속기간 동안 임계 감지 전압(VTHRESH) 초과로 증가하는 감지 전압(VDD_SENSE)에 응답하여 디폴트 값들(V1', V2', V3' 및 V4')로 감소한다.
명료함과 설명을 위해, 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)(예를 들어, 도 23에 도시된 바와 같음)의 램핑을 야기하기 위한 구성요소들(예를 들어, 필터들, 램프 생성기들 등)은 도 26에 도시되지 않았지만, 그럼에도 불구하고 제어 서브시스템(120)에 존재할 수 있다.
다른 예로서, 도 28은 본 개시내용의 실시예들에 따라 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)의 제어를 제공하는 제어 서브시스템(140)(예를 들어, 제어 회로(40)에 의해 전체적으로 또는 부분적으로 구현될 수 있음)의 선택된 구성요소들을 예시한다. 도 28에 도시된 바와 같이, 비교기(142)는 감지 전압(VDD_SENSE)을 임계 감지 전압(VTHRESH)과 비교할 수 있고 이러한 비교의 결과는 논리 AND 게이트(146)의 제1 입력에 의해 수신될 수 있다. 또한, 비교기(144)는 공급 전압(VSUPPLY)을 임계 전압 V3과 비교할 수 있고 이러한 비교의 결과는 논리 AND 게이트(146)의 제2 입력에 의해 수신될 수 있다. 따라서, 논리 AND 게이트(146)는 도 29에 도시된 바와 같이 VDD_SENSE < VTHRESH 및 VSUPPLY > V3일 때 세트-리셋 래치(147)가 플래그(RAISE_Vx_FLAG)를 어서팅하도록 세트-리셋 래치(147)의 세트 입력을 트리거할 수 있다. 또한, 비교기(142)의 출력은 논리 인버터(149)에 의해 반전될 수 있고 플래그(RAISE_Vx_FLAG)가 VDD_SENSE > VTHRESH일 때 디어서팅되도록 세트-리셋 래치(147)의 리셋 입력을 트리거할 수 있다.
이어서, 플래그(RAISE_Vx_FLAG)는 멀티플렉서(150)의 선택 입력에 의해 수신될 수 있고, 이는 플래그(RAISE_Vx_FLAG)의 값에 기반하여 각각의 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)에 더할 양(예를 들어, 0 또는 ΔV)을 선택할 수 있다. 따라서, VDD_SENSE < VTHRESH 및 VSUPPLY > V3인 경우, 임계 전압들(V1, V2, V3, V4)은 각각 V1' + ΔV, V2' + ΔV, V3' + ΔV, 및 V4 ' + ΔV)로 증가할 수 있고, 그렇지 않으면 디폴트 값들(V1', V2', V3' 및 V4')로 감소된다.
대기의 장점은 임계 전압들(V1, V2, V3, 및 V4)이 증가함에 따라 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압들(V1, V2) 아래로 강하하는 위험을 최소화할 수 있다는 것이다. 예시를 위해, 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V2) 미만인 경우, 제어 회로(40)는 부스트 컨버터(20)에 의해 전달되는 부하 전류(ILOAD)를 급속히 증가시킬 수 있다. 또한, 공급 전압(VSUPPLY)이 임계 전압(V1) 미만인 경우, 제어 회로(40)는 부하 전류(ILOAD)를 최대치로 설정할 수 있다. 이러한 이벤트 중 하나는 배터리 전류(IBAT)에서 바람직하지 않은 교란들 및 스파이크들을 유발할 수 있다. 그러나, 제어 서브시스템(140)에 의해 구현되는 제어는 그러한 단점들을 감소시키거나 제거할 수 있다.
명료함과 설명을 위해, 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)(예를 들어, 도 23에 도시된 바와 같음)의 램핑을 야기하기 위한 구성요소들(예를 들어, 필터들, 램프 생성기들 등)은 도 28에 도시되지 않았지만, 그럼에도 불구하고 제어 서브시스템(140)에 존재할 수 있다.
일부 실시예들에서, 제어 회로(40)는 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)을 제어하기 위해 제어 서브시스템(100), 제어 서브시스템(120) 및 제어 서브시스템(140) 중 하나를 구현할 수 있다. 다른 실시예들에서, 제어 회로(40)는 제어 서브시스템(100), 제어 서브시스템(120) 및 제어 서브시스템(140) 중 2개 이상을 임의의 적절한 조합으로 조합하여 임계 전압들(V1, V2, V3 및 V4)을 제어할 수 있다.
위에서 언급된 바와 같이, 부스트 컨버터(20)로부터 인출된 부하 전류(ILOAD)의 큰 증가는 공급 전압(VSUPPLY)의 강하를 야기할 수 있다. 도 30은 본 개시내용의 실시예들에 따라 부하 전류(ILOAD)의 단계에 응답하여 공급 전압(VSUPPLY)에 대한 강하의 변화 정도를 도시하는 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시하고 또한 부스트 컨버터(20)의 위상(24)에 대한 인덕터 전류들(IL)을 도시한다. 이미 언급된 바와 같이, 그러한 강하가 발생할 때, 공급 전압(VSUPPLY)은 임계 전압(V1) 아래로 떨어질 수 있고, 이는 제어 회로(40)가 부스트 컨버터(20)의 추가 위상들(24)을 인에이블하게 할 수 있다(예를 들어, 인에이블된 위상들(24)의 수를 하나에서 하나 초과로 증가). 이러한 추가 위상들(24)이 인에이블되면, 추가 위상들(24)은 개별 충전 상태들에서 시작할 수 있다. 충전 상태에서, 새롭게-인에이블된 위상들(24)의 인덕터 전류들(IL)은 증가할 수 있지만, 충전 상태 동안 이러한 위상들에서 부하 전류(ILOAD)로 전류가 전달되지 않으므로, 공급 전압(VSUPPLY)은 감소할 수 있다. 각각의 새롭게-인에이블된 위상(24)은 인덕터 전류들(IL)이 타겟 피크 전류(Ipk)에 도달할 때까지 충전 상태를 유지할 수 있다. 따라서, 각각의 새롭게-인에이블된 위상(24)이 타겟 피크 전류(Ipk)에 도달하는 데 더 오래 걸릴수록, 더 많은 공급 전압(VSUPPLY)이 강하할 수 있다. 또한 위에서 언급된 바와 같이, 인덕터 전류들(IL)에 대한 전류 증가율은 다음과 같이 주어질 수 있다:
Figure pct00019
도 30은 위상들(24)에 대한 타겟 피크 전류(Ipk)의 설정들에 대한 3개의 가능한 시나리오들을 도시한다. 제1 경우에서, 타겟 피크 전류(Ipk)는 새롭게-인에이블된 위상(24)의 인덕터 전류(IL)가 타겟 피크 전류(Ipk)에 빠르게 도달하여 부스트 컨버터(20)의 부하에 빠르게 전류를 공급하기 시작하는 값(Ipk -lo)일 수 있다. 그러나, 타겟 피크 전류 값(Ipk -lo)은 파형(VSUPPLY -LO)으로 도시된 특성을 가질 수 있는 공급 전압(VSUPPLY)의 강하를 극복하기에 불충분할 수 있다.
제2 경우에, 타겟 피크 전류(Ipk)는 부하를 지원하기에 충분한 타겟 피크 전류(Ipk)에 대한 최소 값을 나타낼 수 있는 최적 값(Ipk -opt)에 있을 수 있다. 이 경우, 새롭게-인에이블된 위상(들)(24)의 인덕터 전류(IL)는 타겟 피크 전류(Ipk)에 빠르게 도달할 수 있고 또한 부하를 지원하기에 충분할 수 있어, 파형(VSUPPLY -OPT)으로 도시되는 특성을 가질 수 있는 공급 전압(VSUPPLY)이 강하를 효율적으로 극복하게 한다.
제3 경우에서, 타겟 피크 전류(Ipk)는 새롭게-인에이블된 위상(들)(24)의 인덕터 전류(IL)가 타겟 피크 전류(Ipk)에 느리게 도달하여 부스트 컨버터(20)의 부하에 느리게 전류를 공급하기 시작하는 값(Ipk -hi)일 수 있다. 따라서, 타겟 피크 전류 값(Ipk -hi)은 시간에 따른 공급 전압(VSUPPLY)(파형(VSUPPLY -HI)으로 도시되는 특성을 가질 수 있음)의 강하를 극복하기에 충분할 수 있지만, 과도한 양의 강하는 새롭게-인에이블된 위상(들)(24)이 전류를 전달하기 시작하는 시간까지 발생할 수 있다.
따라서, 주어진 최대 부하 전류(ILOAD)를 지원하기에 충분히 큰 반면 새롭게-추가된 위상(들)(24)의 충전 상태의 지속기간을 최소화하여 공급 전압(VSUPPLY)의 강하 크기를 최대화하기에 충분히 작은 최적 값(Ipk -opt)을 사용하는 것이 바람직할 수 있다. 그러나, 이러한 최적값은 부스트 컨버터(20)의 상태 및 부스트 컨버터(20)가 존재하는 전력 전달 시스템에 따라 시간이 지남에 따라 변할 수 있다. 따라서, 이러한 최적 값(Ipk-opt)을 선택하는 것은 어려울 수 있다.
타겟 피크 전류(Ipk)(및 밸리 피크 전류(Ival))에 대한 최적 값을 생성하기 위해, 제어 회로(40)(또는 부하 추정기(44) 또는 전류 제어기(46)와 같은 그 구성요소)는 감지 전압(VDD_SENSE)에 기반하여 타겟 평균 전류(Iavg)를 설정할 수 있다. 예시를 위해, 부스트 컨버터(20)의 출력으로부터 알려진 최대 전력 인출(PMAX)가 주어지면, 전력 인출(PMAX)에 대한 순간 타겟 평균 전류(Iavg -max)는 다음과 같이 주어질 수 있다:
Figure pct00020
여기서 n은 부스트 컨버터(20)의 전력 효율의 근사치이다. 최대 타겟 피크 전류(Ipk-max) 및 최대 타겟 밸리 전류(Ival -max)는 다음과 같이 계산할 수 있다:
Figure pct00021
Figure pct00022
최대 타겟 피크 전류(Ipk -max) 및 최대 밸리 전류(Ival -max)에 대한 이들 값들은 도 8 및 도 15에 예시된 바와 같이 그리고 타겟 피크 전류(Ipk) 및 밸리 전류(Ival)를 계산하기 위해 전술한 바와 같이 사용될 수 있다. 도 31은 본 개시내용의 실시예들에 따른 부스트 컨버터(20)에 의해 생성된 공급 전압(VSUPPLY), 새롭게-인에이블링된 위상(들)(24)에 대한 인덕터 전류(들IL), 및 감지 전압(VDD_SENSE)에 대한 다양한 예시적인 파형들의 그래프를 예시한다. 특히, 도 31은 감지 전압(VDD_SENSE)의 함수로서 최대 타겟 피크 전류(Ipk -max)를 변경하기 위한 제어 회로(40)에 의한 제어를 도시한다. 도 31에서, 공급 전압(VSUPPLY)은 포인트(A)에서 임계 전압(V1) 아래로 떨어질 수 있고, 이는 하나 이상의 추가 위상들(24)을 인에이블하도록 제어 회로(40)를 트리거할 수 있다. 또한, 공급 전압(VSUPPLY)의 임계 전압(V1) 미만으로의 감소는 제어 회로(40)가 타겟 피크 전류(Ipk)를 최대 타겟 피크 전류(Ipk -max)로 설정(및 타겟 밸리 전류(Ival)를 최대 타겟 밸리 전류(Ipk -val)로 설정)하게 할 수 있다. 또한, 감지 전압(VDD_SENSE)이 감소함에 따라, 최대 타겟 피크 전류(Ipk -max)(및 최대 타겟 밸리 전류(Ipk -val))는 감지 전압(VDD_SENSE)의 함수로 증가할 수 있다. 따라서, 부스트 컨버터(20)는 도 31의 포인트(B)에 도시된 더 낮은 초기 피크 전류 요건을 이용할 수 있어서 부스트 컨버터(20)는 전류를 자신의 출력으로 더 빨리 전달하기 시작할 수 있고, 이에 의해 공급 전압(VSUPPLY)의 과도한 강하를 방지할 수 있다. 최대 타겟 피크 전류(Ipk -max)(및 최대 타겟 밸리 전류(Ipk -val))는 도 31의 포인트(C)에 도시된 정상-상태 레벨들로 증가할 수 있다.
본원에 사용된 바와 같이, 2개 이상의 요소들이 서로 "결합된" 것으로 언급될 때, 그러한 용어는 그러한 2개 이상의 요소들이 개재 요소들에 의해 간접적으로 연결되든 개재 요소들 없이 직접적으로 연결되든 적용가능한 경우 전자 통신 또는 기계적 통신하는 것을 나타낸다.
본 개시내용은 통상의 기술자가 이해할 수 있는 본원의 예시적인 실시예들에 대한 모든 변화들, 대체들, 변형들, 변경들, 및 수정들을 포함한다. 유사하게, 적절한 경우, 첨부된 청구범위들은 통상의 기술자가 이해할 수 있는 본원의 예시적인 실시예들에 대한 모든 변경들, 대체들, 변형들, 변경들 및 수정들을 포함한다. 또한, 특정 기능을 수행하도록 적응, 배열, 가능, 구성, 활성, 동작가능 또는 동작하는 장치 또는 시스템 또는 장치 또는 시스템의 구성요소에 대한 첨부된 청구항들의 참조는, 해당 장치, 시스템, 또는 구성요소가 그렇게 적응, 배열, 가능, 구성, 활성화, 동작가능, 또는 동작되는 한, 특정 기능이 활성화되든, 턴 온 되든, 또는 잠금해제되든 아니든, 해당 장치, 시스템, 구성요소를 포함한다. 따라서, 본 개시내용의 범위를 벗어나지 않고 본원에 설명된 시스템들, 장치들, 및 방법들에 수정들, 추가들, 또는 생략들이 이루어질 수 있다. 예를 들어, 시스템들 및 장치들의 구성요소들은 통합되거나 분리될 수 있다. 또한, 본원에 개시된 시스템들 및 장치들의 동작들은 더 많거나 더 적은 또는 다른 구성요소들에 의해 수행될 수 있고 설명된 방법들은 더 많거나 더 적거나 다른 단계들을 포함할 수 있다. 또한, 단계들은 임의의 적합한 순서로 수행될 수 있다. 이 문서에서 사용된 바와 같이, "각각"은 세트의 각각의 구성원 또는 세트의 서브세트의 각각의 구성원을 지칭한다.
예시적인 실시예들이 도면들에 예시되고 아래에 설명되지만, 본 개시내용의 원리들은 현재 알려져 있든 알려지지 않았든 임의의 수의 기법들을 사용하여 구현될 수 있다. 본 개시내용은 도면들에 예시되고 위에서 설명된 예시적인 구현들 및 기법들로 결코 제한되어서는 안 된다.
달리 구체적으로 언급되지 않는 한, 도면들에 묘사된 물품들은 반드시 축척대로 그려진 것은 아니다.
본원에 나열된 모든 예들 및 조건부 언어는 독자가 본 개시내용 및 본 발명이 기술을 발전시키기 위해 기여한 개념들을 이해하는 데 도움이 되는 교육적 목적들을 위한 것이고, 구체적으로 나열된 예들 및 조건들로 제한되지 않는 것으로 해석된다. 본 개시내용의 실시예들이 상세히 설명되었지만, 다양한 변화들, 대체들, 및 변경들이 본 개시내용의 사상 및 범위에서 벗어나지 않고 여기에 이루어질 수 있다는 것이 이해되어야 한다.
특정 장점들이 위에서 열거되었지만, 다양한 실시예들은 열거된 장점들의 일부 또는 모두를 포함하거나, 전혀 포함하지 않을 수 있다. 또한, 다른 기술적 장점들은 전술한 도면들 및 설명을 검토한 후에 통상의 기술자에게 쉽게 명백해질 수 있다.
특허청과 본 출원에 대해 발행된 모든 특허 독자들이 본원에 첨부된 청구범위들을 해석하는 것을 돕기 위해, 출원인들은, "~을 위한 수단" 또는 "~을 위한 단계"라는 단어들이 특정 청구범위에서 명시적으로 사용되지 않는 한, 첨부된 청구범위들 또는 청구 요소들 중 임의의 것이 35 U.S.C. § 112(f)를 원용하도록 의도하지 않는 것을 유의하기를 원한다.

Claims (20)

  1. 시스템에 있어서,
    입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터; 및
    제어기를 포함하고, 상기 제어기는:
    상기 전력 컨버터와 연관된 전류와 임계 전류의 비교에 기반하여 상기 전력 컨버터의 동작을 제어하고;
    상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하도록 구성된, 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 임계 전류는 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 피크 전류인, 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하는 것은 상기 피크 전류를, 상기 전력 컨버터로부터 인출된 주어진 최대 전력 부하를 지원할 최소 피크 전류로 제어하는 것을 포함하는, 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 임계 전류는 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 밸리 전류(valley current)인, 시스템.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는 상기 전력 컨버터의 충전 상태 및 전송 상태를 정의하기 위해 상기 전력 컨버터의 스위칭을 제어하는 스위치 제어기를 포함하고, 상기 스위치 제어기는 상기 비교에 기반하여 상기 전력 컨버터의 스위칭을 제어하도록 구성되는, 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는 상기 출력 전압과 복수의 출력 전압 임계치들의 비교에 기반하여 상기 전력 컨버터의 동작을 제어하도록 추가로 구성되는, 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하는 것은 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 피크 전류와 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 밸리 전류 사이의 원하는 리플 전류(ripple current)에 기반하여 임계치를 제어하는 것을 포함하는, 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하는 것은 상기 전력 컨버터의 전력 효율에 기반하여 임계치를 제어하는 것을 포함하는, 시스템.
  9. 제 1 항에 있어서, 상기 제어기는:
    상기 출력 전압과 복수의 출력 전압 임계치들의 비교에 기반하여 상기 전력 컨버터의 동작을 제어하고;
    상기 입력 전압에 기반하여 상기 복수의 출력 전압 임계치들을 설정하도록 구성되는, 시스템.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 전력 컨버터는 바이패스 스위치가 상기 출력 전압을 생성하도록 구성된 상기 전력 컨버터의 출력을 상기 입력 전압이 수신되는 상기 전력 컨버터의 입력에 결합하는 바이패스 모드에서 동작하도록 구성되고;
    상기 제어기는 상기 전력 제어기가 상기 바이패스 모드에 진입하는 것에 응답하여 적어도 하나의 출력 전압 임계치를 제1 크기로 설정하도록 구성되는, 시스템.
  11. 방법에 있어서,
    입력 전압을 수신하고 출력 전압을 생성하도록 구성된 전력 컨버터의 동작을 제어하는 단계로서, 상기 제어는 상기 전력 컨버터와 연관된 전류와 임계 전류의 비교에 기반하는, 상기 제어하는 단계; 및
    상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하는 단계를 포함하는, 방법.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 임계 전류는 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 피크 전류인, 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하는 단계는 상기 피크 전류를, 상기 전력 컨버터로부터 인출된 주어진 최대 전력 부하를 지원할 최소 피크 전류로 제어하는 단계를 포함하는, 방법.
  14. 제 11 항에 있어서, 상기 임계 전류는 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 밸리 전류인, 방법.
  15. 제 11 항에 있어서, 상기 전력 컨버터의 충전 상태 및 전송 상태를 정의하기 위해 상기 전력 컨버터의 스위칭을 제어하는 단계를 더 포함하고, 스위치 제어기는 상기 비교에 기반하여 상기 전력 컨버터의 스위칭을 제어하도록 구성되는, 방법.
  16. 제 11 항에 있어서, 상기 출력 전압과 복수의 출력 전압 임계치들의 비교에 기반하여 상기 전력 컨버터의 동작을 제어하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  17. 제 11 항에 있어서, 상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하는 단계는 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 피크 전류와 상기 전력 컨버터와 연관된 전류에 대한 밸리 전류 사이의 원하는 리플 전류에 기반하여 임계치를 제어하는 단계를 포함하는, 방법.
  18. 제 11 항에 있어서, 상기 입력 전압의 함수로서 상기 임계 전류를 제어하는 단계는 상기 전력 컨버터의 전력 효율에 기반하여 임계치를 제어하는 단계를 포함하는, 방법.
  19. 제 11 항에 있어서,
    상기 출력 전압과 복수의 출력 전압 임계치들의 비교에 기반하여 상기 전력 컨버터의 동작을 제어하는 단계; 및
    상기 입력 전압에 기반하여 상기 복수의 출력 전압 임계치들을 설정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  20. 제 11 항에 있어서,
    상기 전력 컨버터는 바이패스 스위치가 상기 출력 전압을 생성하도록 구성된 상기 전력 컨버터의 출력을 상기 입력 전압이 수신되는 상기 전력 컨버터의 입력에 결합하는 바이패스 모드에서 동작하도록 구성되고;
    상기 방법은 상기 전력 제어기가 상기 바이패스 모드에 진입하는 것에 응답하여 적어도 하나의 출력 전압 임계치를 제1 크기로 설정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
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