CN115812272B - 低占空比下的迟滞功率转换器的优化控制 - Google Patents

低占空比下的迟滞功率转换器的优化控制 Download PDF

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Abstract

一种用于控制与功率转换器相关联的电流的方法可以包括至少基于用于电流的峰值电流阈值电平和用于电流的谷值电流阈值电平来控制电流，以及进一步基于功率转换器在功率转换器的切换状态下花费的持续时间来控制电路。

Description

低占空比下的迟滞功率转换器的优化控制
技术领域
本公开总体上涉及用于电子设备的电路，包括但不限于个人音频设备，诸如无线电话和媒体播放器，并且更具体地，涉及使用输出电压阈值预测功率转换器中的负载电流和控制电流。
背景技术
个人音频设备，包括无线电话，诸如移动/蜂窝电话、无绳电话、mp3播放器和其它消费类音频设备，都在广泛使用。这种个人音频设备可以包括用于驱动一对耳机或一个或多个扬声器的电路。这种电路通常包括扬声器驱动器，该扬声器驱动器包括用于将音频输出信号驱动到耳机或扬声器的功率放大器。通常，功率转换器可被用于向功率放大器提供电源电压，以便放大被驱动到扬声器、耳机或其它换能器的信号。开关电源转换器是一种将电源从一个直流(DC)电压电平转换到另一个DC电压电平的电子电路。这种开关DC-DC转换器的示例包括但不限于升压转换器、降压转换器、降压-升压转换器、反相降压-升压转换器和其它类型的开关DC-DC转换器。因此，通过使用功率转换器，可以将诸如由电池提供的DC电压转换为被用于为功率放大器供电的另一种DC电压。
功率转换器可以被用于向设备中的一个或多个部件提供电源电压轨。因此，可期望的是在存在时变电流和功率负载的情况下以最小的纹波调节功率转换器的输出电压。
发明内容
根据本公开的教导，与调节功率转换器的输出电压的现有方法相关联的一个或多个缺点和问题可以被减小或消除。
根据本公开的实施例，用于控制与功率转换器相关联的电流的方法可以包括：至少基于用于电流的峰值电流阈值电平和用于电流的谷值电流阈值电平来控制电流，以及进一步基于功率转换器在功率转换器的切换状态中花费的时间的持续时间来控制电流。
根据本公开的这些和其它实施例，用于控制与功率转换器相关联的电流的控制电路可以包括：基于阈值的控制电路，其被配置为至少基于用于电流的峰值电流阈值电平和用于电流的谷值电流阈值电平来控制电流；以及基于定时器的控制电路，其被配置为基于功率转换器在功率转换器的切换状态中花费的时间的持续时间来控制电流。
根据本公开的实施例，一种设备可以包括：功率转换器和用于控制与功率转换器相关联的电流的控制电路。该控制电路可以包括：基于阈值的控制电路，其被配置为至少基于用于电流的峰值电流阈值电平和用于电流的谷值电流阈值电平来控制电流；以及基于定时器的控制电路，其被配置为基于功率转换器在功率转换器的切换状态中花费的时间的持续时间来控制电流。
本公开的技术优点对于本领域技术人员而言可以从本文包括的附图、说明书和权利要求中显而易见。将至少通过权利要求中特别指出的元件、特征和组合来实现和达到实施例的目的和优点。
应当理解，前述总体描述和以下详细描述都是示例和说明性的，并不是对本公开中提出的权利要求的限制。
附图说明
通过参考以下结合附图的描述，可以获得对本实施例及其优点的更完整的理解，其中，相似的附图标记指示相似的特征，并且其中：
图1示出了根据本公开的实施例的示例性移动设备；
图2示出了根据本公开的实施例的移动设备内部的选定部件的框图；
图3A示出了根据本公开的实施例的描绘了在旁路模式下的操作的具有多种操作模式的示例性升压转换器的选定部件的框图；
图3B示出了根据本公开的实施例的描绘了在升压活跃模式(boost active mode)下的操作的具有多种操作模式的示例性升压转换器的选定部件的框图；
图3C示出了根据本公开的实施例的描绘了在升压非活跃模式(boost inactivemode)下的操作的具有多种操作模式的示例性升压转换器的选定部件的框图；
图4示出了根据本公开的实施例的通过升压转换器的相的电感器电流和该相的开关的控制信号对时间的曲线图；
图5示出了根据本公开的实施例的用于升压转换器的示例控制电路的选定部件的框图；
图6示出了根据本公开的由图3A至图3C的升压转换器生成的电源电压对时间的示例曲线图；
图7示出了根据本公开的在一段时间内由功率转换器生成的电源电压的波形和在相同时间段上功率转换器内的电感器电流的波形；
图8示出了根据本公开的实施例的图5所示的电流控制器的外部控制环路子系统的选定部件的框图；
图9示出了根据本公开的实施例的描绘用于升压转换器的外部环路控制的示例的示例波形；
图10示出了根据本公开的实施例的图5所示的电流控制器的内部控制环路子系统的选定部件的框图；
图11示出了根据本公开的实施例的描绘用于升压转换器的内部环路控制的示例的示例波形；
图12示出了根据本公开的实施例的描绘在轻负载场景中用于升压转换器的内部环路控制的示例的示例波形；
图13示出了根据本公开的实施例的用于升压转换器的另一示例控制电路的选定部件的框图；
图14示出了根据本公开的实施例的图13所示的电流控制器的内部控制环路子系统的选定部件的框图；
图15示出了根据本公开的实施例的图13所示的电流控制器的外部控制环路子系统的选定部件的框图；
图16示出了根据本公开的实施例的示例峰值/谷值控制器的选定部件的框图；
图17A示出了根据本公开的实施例的针对用于升压转换器的典型占空比的升压转换器电感器电流的示例波形的曲线图；
图17B示出了根据本公开的实施例的针对用于升压转换器的极低占空比的升压转换器电感器电流的示例波形的曲线图；
图18A示出了根据本公开的实施例的响应于升压转换器的输出电流的阶跃(step)，针对升压转换器的典型占空比的升压转换器的输出电流、升压转换器电感器电流和升压转换器的输出电压的示例波形的曲线图；
图18B示出了根据本公开的实施例的响应于升压转换器的输出电流的阶跃，针对升压转换器的极低占空比的升压转换器的输出电流、升压转换器电感器电流和升压转换器的输出电压的示例波形的曲线图；
图19示出了根据本公开的实施例的具有比图16的示例峰值/谷值控制器进一步的改进的示例峰值/谷值控制器的选定部件的框图；
图20示出了根据本公开的实施例的响应于升压转换器输出电流的阶跃，使用图19所示的峰值/谷值控制器的针对升压转换器的极低占空比的升压转换器的输出电流、升压转换器电感器电流、定时器计数器和定时器输出信号的示例波形的曲线图；
图21示出了根据本公开的实施例的具有比图16和图19的示例峰值/谷值控制器进一步的改进的示例峰值/谷值控制器的选定部件的框图；以及
图22图示了根据本公开的实施例的具有比图16、图20和图21的示例峰值/谷值控制器进一步的改进的示例峰值/谷值控制器的选定部件的框图。
具体实施方式
图1示出了根据本公开的实施例的示例移动设备1。图1描绘了以一对耳塞扬声器8A和8B的形式被耦接到耳机3的移动设备1。图1中描绘的耳机3仅仅是示例，并且应当理解，移动设备1可以与各种音频换能器连接而被使用，各种音频换能器包括但不限于耳机、耳塞、入耳式耳机和外部扬声器。插头4可以提供耳机3到移动设备1的电气终端的连接。移动设备1可以向用户提供显示器并使用触摸屏2接收用户输入，或者可替选地，标准液晶显示器(liquid crystal display，LCD)可以与被设置在移动设备1的面部和/或侧面上的各种按钮、滑块和/或表盘组合。
图2示出了根据本公开的实施例的与移动设备1集成的选定部件的框图。如图2所示，移动设备1可以包括升压转换器20，其被配置为升压电池电压VBAT以生成到移动设备1的多个下游部件18的电源电压VSUPPLY。移动设备1的下游部件18可以包括移动设备1的任何合适的功能电路或设备，包括但不限于处理器、音频编码器/解码器、放大器、显示设备等。如图2所示，移动设备1还可以包括用于对电池22再充电的电池充电器16。
在移动设备1的一些实施例中，升压转换器20和电池充电器16可以包括被电性耦接到电池22的移动设备1的的唯一部件，并且升压转换器20可以电性连接在电池22和移动设备1的所有下游部件18之间。然而，在移动设备1的其它实施例中，一些下游部件18可以直接被电性耦接到电池22。
图3A示出了根据本公开的实施例的描绘了在旁路模式下的操作的具有多个操作模式的示例升压转换器20的选定部件的框图。如图3A所示，升压转换器20可以包括电池22、多个电感式升压相(inductive boost phase)24、感测电容器26、感测电阻器28、旁路开关30和控制电路40。如图3A所示，每个电感式升压相24可以包括功率电感器32、充电开关34、整流开关36和输出电容器38。
尽管图3A至图3C描绘了具有三个电感式升压相24的升压转换器20，但升压转换器20的实施例可以具有任何合适数量的电感式升压相24。在一些实施例中，升压转换器20可以包括三个或更多个电感式升压相24。在其它实施例中，升压转换器20可包括少于三个相(例如，单相或两相)。
当由升压转换器20生成的电源电压VSUPPLY大于阈值最小电压VMIN时，升压转换器20可以在旁路模式下操作。在一些实施例中，这种阈值最小电压VMIN可以是被监测电流(例如，通过感测电阻器28的电流)的函数。在一些实施例中，这种阈值最小电压VMIN可以根据被监测电流的变化而变化，以便从由电源电压VSUPPLY供电的部件中提供期望的净空。控制电路40可以被配置为感测电源电压VSUPPLY并将电源电压VSUPPLY与阈值最小电压VMIN进行比较。在电源电压VSUPPLY和感测电容器26上的电压VDD_SENSE大于阈值最小电压VMIN的情况下，控制电路40可以激活(例如，使能、闭合、接通)旁路开关30和一个或多个整流开关36并且停用(例如，禁用、断开、关断)充电开关34。在这种旁路模式中，整流开关36、功率电感器32和旁路开关30的电阻可以组合以最小化电池22和电源电压VSUPPLY之间的路径的总有效电阻。
图3B示出了根据本公开的实施例的描绘了在升压活跃模式下的操作的示例升压转换器20的选定部件的框图。在升压活跃模式中，控制电路40可以去激活(例如，禁用、断开、关断)旁路开关30，并且通过生成合适的控制信号P1、P2、/>P3和/>周期性地转换电感式升压相24的充电开关34(例如，在电感式升压相24的充电状态期间)和整流开关36(例如，在电感式升压相24的转变状态期间)的方向，以将电流IBAT和升压电池电压VBAT递送到较高的电源电压VSUPPLY，以便向电源电压VSUPPLY的电气节点提供经编程的(或伺服的)期望电流(例如，平均电流)，同时保持电源电压VSUPPLY高于阈值最小电压VMIN。例如，控制电路40可以在升压活跃模式中操作，以将电感器电流IL(例如，IL1、IL2、IL3)保持在峰值电流和谷值电流之间，如2020年12月11日提交的美国专利申请序列号No.17/119,517中所描述的，并且通过引用将其全部并入本文。在升压活跃模式中，控制电路40可以通过在峰值和谷值检测操作中操作电感式升压相24来操作升压转换器20，如下文更详细地描述的。电感式升压相24的充电开关34和整流开关36的结果开关频率可以由感测电压VDD_SENSE、电源电压VSUPPLY、功率电感器32A的电感和经编程的纹波参数(例如，电感器电流IL的目标电流纹波的配置)来确定。
图3C示出了根据本公开的实施例的描绘了在升压非活跃模式下的操作的升压转换器20的选定部件的框图。当由升压转换器20生成的电源电压VSUPPLY上升到迟滞电压VHYST以上并且感测电压VDD_SENSE保持在电源电压VSUPPLY以下时，升压转换器20可以在升压非活跃模式下操作。在升压非活跃模式中，控制电路40可以去激活(例如，禁用、断开、关断)旁路开关30、充电开关34和整流开关36。因此，当感测电压VDD_SENSE保持低于电源电压VSUPPLY时，控制电路40防止升压转换器20进入旁路模式，以便不从电源电压VSUPPLY向电池22反向供电。此外，如果电源电压VSUPPLY应该降到阈值最小电压VMIN以下，则控制电路40可以使升压转换器20再次进入升压活跃模式，以便将电源电压VSUPPLY保持在阈值最小电压VMIN和迟滞电压VHYST之间。
如上所述，当升压转换器20在升压活跃模式下操作时，控制电路40可以分别通过功率电感器32A、32B和32C提供电感器电流IL1、IL2和IL3的迟滞电流控制。图4示出了根据本公开的实施例的电感器电流IL1和控制信号P1对时间的示例曲线图。如图4所示，控制电路40可以生成电感式升压相24A的控制信号P1和使得：(a)当电感器电流IL1降至谷值电流阈值Ival1以下时，控制电路40可以激活充电开关34A并去激活整流开关36A；以及(b)当电感器电流IL1增加至峰值电流阈值Ipk1以上时，控制电路40可以去激活充电开关34A并激活整流开关36A。因此，控制电路40可以提供电感器电流IL1的迟滞控制，使得电感器电流IL1在近似谷值电流阈值Ival1和近似峰值电流阈值Ipk1之间变化，其中电感器电流IL1具有平均电流Iavg1和纹波电流Iripple，使得：
以及
控制电路40还可生成电感式升压相24B和24C的控制信号P2、P3和/>以提供对电感器电流IL2和IL3的类似或相同的控制。
图5示出了根据本公开的实施例的控制电路40的选定部件的框图。如图5所示，控制电路40可以包括多个比较器42A、42B、42C和42D，每个比较器被配置为将电源电压VSUPPLY与相应的阈值电压V1、V2、V3和V4进行比较，并生成相应的比较信号C1、C2、C3和C4。
基于比较信号C1、C2、C3和C4，控制电路40的负载估计器44可以实施内部控制环路，以估计在升压转换器20的输出处所看到的负载，并且基于此生成针对电池电流IBAT的目标平均电流Iavg。可以说内部控制环路提供了电感器电流IL的连续控制。此外，基于比较信号C1、C2和C4以及目标平均电流Iavg，控制电路40的电流控制器46可以实施外部控制环路。内部控制环路和外部控制环路两者都可以被用于设置谷值电流阈值Ival、峰值电流阈值Ipk以及用于选择性地启用或禁用升压转换器20的升压活跃模式的控制信号ENABLE。在操作中，内部控制环路可以最大化升压转换器20的效率并且最小化电压VSUPPLY上的纹波，而外部控制环路可以为电源电压VSUPPLY的最大纹波加界限。基于谷值电流阈值Ival和峰值电流阈值Ipk，控制电路40的峰值/谷值控制器48可以生成用于控制升压转换器20的控制信号。
图6示出了根据本公开的电源电压VSUPPLY对时间的示例曲线图。如图6所示，阈值电压V1、V2、V3和V4可以将电源电压VSUPPLY的幅值划分为五个不同的区域A、B、C、D和E。图6演示了负载估计器44如何在这五个不同区域A、B、C、D和E的每个中调整目标平均电流Iavg。
区域A可以被称为最大(MAX)区域。在这个区域中，电源电压VSUPPLY低于由阈值电压V1表示的欠压阈值。因此，在区域A中，负载估计器44可以将目标平均电流Iavg设置为其最大值，以便引起尽可能多的电感器电流IL(例如，IL1、IL2、IL3)的生成，从而最小化电源电压VSUPPLY的下降。
区域B可以被称为增量(INCREMENT)区域。在阈值电压V1和V2之间的该区域中，负载估计器44可以递归地递增目标平均电流Iavg以便增加由升压转换器20输送的电流，从而增加电源电压VSUPPLY。负载估计器44可以使用乘法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)x a1，其中a1>1)、加法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)+a2，其中a2>0)或任何其它递归方法来递增目标平均电流Iavg。
区域C可被称为测量(MEASURE)区域，其中VSUPPLY在阈值电压V2和V3之间。在区域C中，负载估计器44可以测量其中电源电压VSUPPLY跨越阈值电压V2和V3所花费的时间并且可以相应地更新目标平均电流Iavg，如下文更详细地描述的。
区域D可以被称为递减(DECREMENT)区域。在阈值电压V3和V4之间的该区域中，负载估计器44可以递归地递减目标平均电流Iavg以便减小由升压转换器20输送的电流，从而减小电源电压VSUPPLY。负载估计器44可以使用乘法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)x a1，其中a1<1)、加法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)+a2，其中a2<0)或任何其它递归方法来递减目标平均电流Iavg。
区域E可以被称为保持(HOLD)区域。在高于阈值电压V4的该区域中，负载估计器44可以保持或维持目标平均电流Iavg的递减的值(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i))。
如以上所讨论的，当在区域C中时，负载估计器44测量电源电压VSUPPLY跨越阈值电压V2和V3所花费的时间，并且可以使用这样的测量值来更新目标平均电流Iavg。为了说明，参考图7，其中描绘了一段时间内电源电压VSUPPLY的波形和在相同的时间段上电感器电流IL(例如电感器电流IL1、IL2、IL3之一)的波形。如图7所示，负载估计器44可以测量使电源电压VSUPPLY从阈值电压V2增加到阈值电压V3所花费的时间Δt1。电压从阈值电压V2到阈值电压V3的改变除以时间Δt1可以定义斜率s1。类似地，负载估计器44可以测量使电源电压VSUPPLY从阈值电压V3减小到阈值电压V2所花费的时间Δt2。电压从阈值电压V3到阈值电压V2的改变除以时间Δt2可以定义斜率s2。在上升的电源电压VSUPPLY期间通过单个功率电感器32的平均电感器电流Iavg(i)可以被定义为上升电流IR，而在下降的电源电压VSUPPLY期间通过单个功率电感器32的平均电感器电流Iavg(i)可以被定义为下降电流IF。
通过使用用于被耦接到电源电压VSUPPLY的输出电容器38的电荷平衡关系，负载估计器44可以更新从电池22中涉取的目标平均电流Iavg。例如，通过使用针对上升电流IR的测量值，目标平均电流Iavg可以根据以下来更新：
其中D′i等于1减去电感器电流IL的占空比，并且Cout是输出电容器38的电容。商可以是未知的或不确定的，但可以被估计。例如，在一些实施例中，负载估计器44可以使用固定值来估计商/>然而，如果输入电压(例如，电压VDD_SENSE)是已知的，则D′i的倒数可以近似等于电源电压VSUPPLY除以这种输入电压的商。因此，用于更新目标平均电流Iavg的前述等式可以被写为：
然而，由于输出电容Cout的近似和升压转换器20是无损的假设，这种关系可能具有不确定性。但是，通过使用针对上升电流IR和下降电流IF的两个测量值，可以消除这种不确定性，如由等式给出的：
如果假设从阈值电压V2到阈值电压V3的电压中的增加在量值上等于从阈值电压V3到阈值电压V2的电压中的减小，那么用于更新目标平均电流Iavg的前述等式可以被写为：
上述用于更新目标平均电流Iavg的两种方法可以各自具有它们自己的优点和缺点。例如，基于一个电流测量值的更新可能更好地检测大的、快速的瞬变，但由于对于占空比和输出电容Cout的假设而可能不准确，并且还假设电压和电流测量中的改变是准确已知的。基于两个电流测量值的更新对于电压和电流测量值的改变中的偏移可能更鲁棒，但是这样的方法假设升压转换器20的负载在两个测量值上是固定的，这可能不是这样，特别是在存在大瞬变的情况下。因此，在一些实施例中，可以使用混合方法，其中如果只有一个测量值可用或者如果单测量比双测量大(或小)超过单测量方法的不确定度带，则使用单测量方法，否则使用双测量方法。
图8示出了根据本公开的实施例的电流控制器46的外部环路控制子系统50的选定部件的框图。如图8所示，电流控制器46可以使用逻辑反相器52A和52B、置位-复位锁存器54A和54B以及多路复用器56A和56B来实施。
逻辑反相器52A可以反相比较信号C2并且置位-复位锁存器54A可以迟滞地生成控制信号ENABLE，使得控制信号ENABLE在电源电压VSUPPLY降至低于阈值电压V2时被断言(assert)，并且在电源电压VSUPPLY升至高于阈值电压V4时被解除断言(deassert)。当控制信号ENABLE被解除断言时，控制电路40可以禁用充电开关34和整流开关36并且升压转换器20可以在升压非活跃模式中被操作。
此外，反相器52B可以反相比较信号C1并且置位-复位锁存器54B可以迟滞地生成控制信号MAX_ENABLE，该控制信号MAX_ENABLE指示是否应该由控制电路40生成针对目标接收控制信号Iavg的最大值。控制信号RESET_MAX的接收可以解除断言控制信号MAX_ENABLE，以将峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的控制返回到内部控制环路。多路复用器56A可以基于控制信号MAX_ENABLE、针对峰值电流阈值Ipk的最大值和目标峰值电流阈值Ipk(例如从由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg推导出)，来生成峰值电流阈值Ipk。类似地，多路复用器56B可以基于控制信号MAX_ENABLE、针对谷值电流阈值Ival的最大值和目标谷值电流阈值Ival(例如从由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg推导出)，来生成谷值电流阈值Ival。
为了进一步说明通过电流控制器46进行的外部环路控制，参考图9。如图9所示，在波形的区域I中，电源电压VSUPPLY超过阈值电压V4，并且升压转换器20可以被置于升压非活跃模式，这因为置位-复位锁存器54A可以致使控制信号ENABLE被解除断言，而使升压转换器20具有高阻抗。因此，在区域I中，升压转换器20的负载可以引起电源电压VSUPPLY的减小。
当电源电压VSUPPLY减小到阈值电压V2以下时，置位-复位锁存器54A可以导致控制信号ENABLE被断言，并且升压转换器20可以进入升压活跃模式。在图9所示波形的区域II中，负载估计器44实际上可以通过由负载估计器44执行的目标平均电流Iavg的估计来控制峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival。然而，在图9所示的具体示例中，负载估计器44可能不够快地“调转”电源电压VSUPPLY，并且电源电压VSUPPLY可能继续减小。
因此，电源电压VSUPPLY可以减小到阈值电压V1以下，从而致使置位-复位锁存器54B置位，断言控制信号MAX_ENABLE，迫使峰值电流Ipk和目标谷值电流Ival在图9的区域III中达到它们的最大值(最大峰值电流Ipk-max和最大谷值电流Iavg-max)。在电源电压VSUPPLY的充分增加之后，置位-复位锁存器54B可以复位和解除断言控制信号MAX_ENABLE，并且负载估计器44可以如波形的区域IV所示再次重新获得控制。如果电源电压VSUPPLY再次进一步增加超过阈值电压V4，置位-复位锁存器54A可以再次解除断言控制信号ENABLE，以致使升压转换器20进入升压非活跃模式。
因此，由电流控制器46实施的外部环路可以在最大电流和高阻抗状态之间切换升压转换器20，并且将电源电压VSUPPLY中的纹波界定于大致在阈值电压V1和V4之间，即使当负载估计器44的内部环路控制未能调节电源电压VSUPPLY时。
图10示出了根据本公开的实施例的电流控制器46的内部控制环路子系统60的选定部件的框图。图11示出了根据本公开的实施例的描绘用于升压转换器20的内部环路控制的示例的示例波形。
如图10所示，内部控制环路子系统60可以接收由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg，将这种目标平均电流Iavg除以存在于升压转换器20中的电感式升压相24的数量n，并通过偏移块62A和62B对目标平均电流Iavg/n分别施加正偏移+Δ和负偏移–Δ的每一个。偏移块62A和62B的结果可以通过饱和块64A和64B分别被饱和到最小值，以分别生成上升电流IR和下降电流IF。加法器块68A和68B可以将纹波电流Iripple的二分之一加到上升电流IR和下降电流IF中的每一个，并且加法器块70A和70B可以从上升电流IR和下降电流IF的每一个中减去纹波电流Iripple的二分之一。基于比较信号C2和C3，锁存器66可以选择性地断言和解除断言控制信号TOGGLE以切换对选择多路复用器72A和72B的选择从而：
·如果控制信号TOGGLE由于电源电压VSUPPLY减小到阈值电压V2以下而被断言，生成中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′使得Ipk′＝IR+Iripple/2且Ival′＝IR-Iripple/2，并且平均电感器电流为上升电流IR。
·如果控制信号TOGGLE由于电源电压VSUPPLY增加到阈值电压V3以上而被解除断言，生成中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′，使得Ipk′＝IF+Iripple/2且Ival′＝IF-Iripple/2，并且平均电感器电流为下降电流IF。
如以上图8所示，中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′可以由外部环路控制子系统50使用以生成峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival。
因此，控制信号TOGGLE的切换可以保持VSUPPLY在阈值电压V2和阈值电压V3之间的调节，如图11所示。例如，当控制信号TOGGLE为高时，每相平均电流可以被设置为上升电流IR。因为该电流值从目标平均电流Iavg偏移了正偏移+Δ，所以其可以导致电源电压VSUPPLY上升。另一方面，当控制信号TOGGLE为低时，每相平均电流可以被设置为下降电流IF。因为该电流值从目标平均电流Iavg偏移了负偏移-Δ，所以其可以导致电源电压VSUPPLY下降。
偶尔地，升压转换器20的输出处的负载的改变可以导致目标平均电流Iavg的改变，如图11中的时间t0处所示，在这种情况下负载估计器44可以如上所述修改目标平均电流Iavg。
图12示出了根据本公开的实施例的描绘在轻负载场景中用于升压转换器20的内部环路控制的示例的示例波形。对于轻负载，由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg可以大于由饱和块64A和64B施加的最小目标平均电流Iavg_min。因为上升电流IR和下降电流IF在这种场景中可以饱和，所以电感器电流IL可以大于升压转换器20的稳态操作所需的电流，从而迫使电源电压VSUPPLY在图12的区域I和III中具有正斜率。当电源电压VSUPPLY跨过阈值电压V4时，来自外部环路控制子系统50的置位-复位锁存器54A可以致使升压转换器20进入升压非活跃区域，从而导致电源电压VSUPPLY由于升压转换器20的高阻抗状态而在图12的区域II和IV中具有负斜率。在轻负载条件下，用针对峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的固定饱和阈值在升压活跃状态和升压非活跃状态之间切换可以使功率效率最大化。
在控制电路40的简单实施方式中，控制电路40可以被实施为数字控制系统，其设置用于峰值电流阈值Ipk、谷值电流阈值Ival、控制信号ENABLE、以及被启用的电感式升压相24的数量n的控制参数。然而，由于在这种数字实施方式中可以被采用的采样和保持电路以及现有的处理延迟，在比较器42切换时和新的控制参数被确定时二者之间可能会出现几个时钟周期的延迟。这种延迟可能有助于由升压转换器20生成的电源电压VSUPPLY中的过冲和下冲，这可能导致电源电压VSUPPLY上的不期望的纹波和过度的电压下降。与由控制电路40的全数字实施方式支持的响应相比，这可以期望对电源电压VSUPPLY上的快速负载瞬变具有更快的响应。
图13示出了根据本公开的实施例的控制电路40A的选定部件的框图。控制电路40A在许多方面可以在功能上和/或结构上类似于图5所示的控制电路40，其主要区别在于电流控制器46A被拆分成数字计算块82和模拟电路84。如下面更详细地描述的，模拟电路84可以通过使用由数字计算块82生成的控制参数的预种子值并通过由模拟电路84在这些预种子值中进行选择以便生成被传递给峰值/谷值控制器48和升压转换器20的控制参数，来最小化全数字实施方式中存在的延迟。模拟电路84可以由比较器42直接驱动，使得当比较器42切换时，模拟电路84立即改变状态并为峰值电流阈值Ipk、谷值电流阈值Ival、控制信号ENABLE和被启用的电感式升压相24的数量n选择所生成的新控制参数。改变状态和更新控制参数的这种方式可以创建从比较器42到新的、更新的控制参数的低延迟路径。另一方面，数字计算块82可以被配置为基于比较器42的输出及其内部控制算法来计算预种子参数。
图14示出了根据本公开的实施例的电流控制器46A的内部控制环路子系统60A的选定部件的框图。内部环路控制子系统60A在许多方面可以在功能上和/或结构上类似于图10所示的内部环路控制子系统60，除了多路复用器72A和72B以及模拟状态机80的一部分可以由模拟电路84实施、并且内部环路控制子系统的其它部件可以由数字计算快82实施以外。如图14所示，数字计算块82可以基于所有比较信号C1、C2、C3和C4生成预种子值，并且模拟状态机80可以被配置为，基于比较信号C2和C3，用多路复用器72A和72B控制对这些预种子值的选择，以便生成中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′。
图15示出了根据本公开的实施例的电流控制器46A的外部环路控制子系统50A的选定部件的框图。外部环路控制子系统50A在许多方面可以在功能上和/或结构上类似于图8所示的外部环路控制子系统50，除了多路复用器56A和56B以及模拟状态机86的一部分可以由模拟电路84实施以外。如图15所示，模拟状态机86可以被配置为基于比较信号C1和由数字计算块82生成的控制信号RESET_MAX，一方面在用于最大峰值电流阈值Ipk_max和最大谷值电流阈值Ival_max的预种子值的选择之间进行控制，另一方面控制由内部控制环路子系统60A生成的中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival ′。此外，模拟状态机86可以被配置为基于比较信号C2和C4，控制用于升压转换器20的信号ENABLE。
在具有多个电感式升压相24的升压转换器20中，所有电感式升压相24可以使用用于峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的相同置位点，并且可以使用查找表或其它合适的方法来确定多少电感式升压相24基于目标平均电流Iavg是活跃的。此外，这种查找表或其它合适的方法可以具有迟滞以防止单个电感式升压相24的过度启用和禁用。此外，查找表或另一查找表可以被用于确定在升压转换器20的最大电流状态(例如，电源电压VSUPPLY<阈值电压V1)中多少电感式升压相24要被启用。
尽管前面的讨论设想了升压转换器20的电流控制和电压调节，但是应当理解，类似或相同的方法可以被应用于其它类型的基于电感器的功率转换器，包括但不限于降压转换器和降压-升压转换器。
返回参考图3A至图3C，相应电感式升压相24的每个功率电感器32可以汲取相应的电感器电流IL(例如，IL1、IL2和IL3)。此外，因为所有电感式升压相24可以使用如上所述的用于峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的相同置位点，所以在每个电感式升压相24的阻抗相同的情况下，电感器电流IL1、IL2、和IL3都被期望为彼此同相。然而，在实际实施方式中，如果每个电感式升压相24的阻抗不同但值接近，则相应的电感器电流IL1、IL2和IL3可以彼此缓慢地同相或异相漂移。但当两个或更多个电感器电流IL1、IL2和IL3彼此同相时，可能存在相对长的周期。
图16示出了根据本公开的实施例的峰值/谷值控制器48A的选定部件的框图。在一些实施例中，峰值/谷值控制器48A可以被用于实施图5所示的峰值/谷值控制器48。如图16所示，峰值/谷值控制器48A可以包括比较器90A和90B以及锁存器92。比较器90A可以被配置为将电感器电流IL与谷值电流阈值Ival进行比较，而比较器90B可以被配置为将电感器电流IL与峰值电流阈值Ipk进行比较。锁存器92(其可被实施为置位-复位锁存器或其它合适的电路或逻辑器件)可以生成控制信号Px(例如，控制信号P1、P2、P3等)和(例如控制信号/> 等)，以控制如图5所示的升压转换器20的开关。例如，当电感器电流IL下降到谷值电流阈值Ival以下时，锁存器92可以断言控制信号Px和解除断言控制信号/>而当电感器电流IL下降到谷值电流阈值Ival以下时，锁存器92可以解除断言控制信号Px和断言控制信号/>
尽管上文描述和示出的前述迟滞升压转换器20可以有效地克服功率转换器的许多现有方法的缺点，但上文描述的系统和方法对于升压转换器20的极低占空比可能具有不足。为了演示这些潜在不足，图17A示出了根据本公开的实施例的针对用于升压转换器20的典型占空比(例如，当电源电压VSUPPLY与电压VDD_SENSE的比率明显大于1时)的升压转换器电感器电流IL的示例波形的曲线图，而图17B示出了根据本公开的实施例的针对用于升压转换器20的极低占空比(例如，当电源电压VSUPPLY与电压VDD_SENSE的比率接近1时)的升压转换器电感器电流IL的示例波形的曲线图。如图17A和17B所示，在升压转换器20的转移状态期间，电感器电流IL的负斜率(相对于时间)可以由电源电压VSUPPLY和电压VDD_SENSE之间的差确定，并且随着电源电压VSUPPLY到电压VDD_SENSE的比率接近1，负斜率变得越来越平缓(例如，在量值上更小)。这种减小的量值的斜率出现是升压转换器20的占空比变小(例如控制信号Px的占空比变小)的结果，因为随着电源电压VSUPPLY到电压VDD_SENSE的比率接近1，升压转换器20在充电状态中花费的时间量减小，而在转移状态中花费的时间量增加。结果，可能的是对于电压VDD_SENSE的一些值，电感器电流IL可能永远不会减小到谷值电流阈值Ival，导致了潜在的无限转移状态，这可能进一步导致电感器电流IL达到峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival之间的稳态值。
响应于减小的占空比的这种增加的转移状态可以致使电源电压VSUPPLY的不期望的下跌，特别是在升压转换器20的输出处的高负载场景期间。为了演示，图18A示出了根据本公开的实施例的响应于负载电流ILOAD的阶跃，由升压转换器20针对升压转换器20的典型占空比而生成的升压转换器20的输出电流负载电流ILOAD、升压转换器电感器电流IL和输出电压VSUPPLY的示例波形的曲线图。
图18B示出了根据本公开的实施例的响应于负载电流ILOAD的阶跃，由升压转换器20针对升压转换器20的极低占空比而生成的升压转换器20的输出电流负载电流ILOAD、升压转换器电感器电流IL和电源电压VSUPPLY的示例波形的曲线图。
如上所述，负载电流ILOAD的增加可以致使负载估计器44与电流控制器46协同增加负载以增加峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival，如图18A和18B中的每个所示。这种增加典型地增加了被输送到电源电压VSUPPLY的电气节点的平均电流，从而维持电源电压VSUPPLY的调节，如图18A所示。然而，随着电源电压VSUPPLY到电压VDD_SENSE的比率接近1(或者以另一种方式陈述，随着电压VDD_SENSE接近电源电压VSUPPLY)，升压转换器20的占空比的减小可能导致如图18B所示的场景，其中电感器电流IL永远不会减小到谷值电流阈值Ival，这意味着电感器电流IL可能停止要由峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival调节。结果，被输送到电源电压VSUPPLY的电气节点的平均电流在负载电流ILOAD的阶跃增加期间可能不会增加，这意味着升压转换器20可能停止调节电源电压VSUPPLY，导致了电源电压VSUPPLY中的不期望的下跌。
图19示出了根据本公开的实施例的具有比图16的峰值/谷值控制器48A进一步改进的示例峰值/谷值控制器48B的选定部件的框图。在一些实施例中，峰值/谷值控制器48B可以被用于实施图5中所示的峰值/谷值控制器48。此外，图19中所示的峰值/谷值控制器48B可以在许多方面与图16中所示的峰值/谷值控制器48A类似，并且因此下面仅描述峰值/谷值控制器48B和峰值/谷值控制器48A之间的某些差异。峰值谷值控制器48B可以在模拟电路、数字电路或其组合中被实施。
图20示出了根据本公开的实施例的响应于负载电流ILOAD的阶跃，使用峰值/谷值控制器48B的针对升压转换器20的极低占空比的升压转换器20的负载电流ILOAD、升压转换器电感器电流IL、由定时器94内部地保持的计数器、由定时器94生成的迫使信号FORCE和控制信号Px的示例波形的曲线图。
峰值/谷值控制器48B与峰值/谷值控制器48A的一个差异在于峰值/谷值控制器48B可以包括定时器94，其被配置为在控制信号Px被断言时(例如，当控制信号Px为高电平时)保持处于复位。当控制信号Px被解除断言时(即，当升压转换器20进入其转移状态时)，定时器94可以开始对转移状态的持续时间进行计时。如果转移状态超过预定的最大持续时间，定时器94可以断言迫使信号FORCE。
还如图19所示，峰值/谷值控制器48B可以包括逻辑或(OR)门96，该逻辑或门96用迫使信号FORCE执行比较器90A的输出的逻辑或运算。结果，如果在升压转换器20的转移状态开始之后，电感器电流IL未能在定时器94的预定最大持续时间内减小到谷值电流阈值Ival，则定时器94可以断言迫使信号FORCE，以迫使转移状态的结束并开始新的充电状态。因此，即使电感器电流IL未能减小到谷值电流阈值Ival，升压转换器20仍能够周期性地增加电感器电流IL，并且因此，致使电感器电流IL周期性地达到峰值电流Ipk，使得电感器电流IL可以由峰值电流阈值Ipk调节，这进而允许升压转换器20维持电源电压VSUPPLY的调节和电流控制。
峰值/谷值控制器48B的一个潜在缺点可能发生在峰值/谷值控制器48B的一些或所有部件的数字实施方式中。为了演示，在峰值/谷值控制器48B中，控制信号Px可以使用零阶保持电路(例如同步器、一系列锁存器等)而被转换为离散时间信号。在这种数字实施方式中，如果控制信号Px的脉冲宽度小于一个数字采样周期，则实施了峰值/谷值控制器48B的数字电路可能无法检测到这种脉冲。
图21示出了根据本公开的实施例的具有比图19的峰值/谷值控制器48B进一步改进的示例峰值/谷值控制器48C的选定部件的框图。在一些实施例中，峰值/谷值控制器48C可以被用于实施图5中所示的峰值/谷值控制器48。此外，图21中所示的峰值/谷值控制器48C可以在许多方面与图19中所示的峰值/谷值控制器48B类似，并且因此下面仅描述峰值/谷值控制器48C和峰值/谷值控制器48B之间的某些差异。
如图21所示，除了峰值/谷值控制器48B的那些部件之外，峰值/谷值控制器48C还可以包括第二置位-复位锁存器98和零阶保持电路99。在操作中，置位-复位锁存器98的置位输入可以接收控制信号Px。即使控制信号Px具有短持续时间，置位-复位锁存器98也可以断言其输出Q，直到置位-复位锁存器98被复位为止。一旦置位-复位锁存器98的输出Q被断言，包括定时器94和零阶保持电路99的数字子系统可以在其下一个时钟周期期间使用零阶保持电路99测量置位-复位锁存器98的输出Q。零阶保持电路99的采样输出可以由定时器94接收以便复位定时器94，并且这种采样输出也可以由置位-复位锁存器98的复位输入接收以便充当确认信号ACK来复位置位-复位锁存器98。因此，包含第二置位-复位锁存器98和零阶保持电路99可以确保定时器94不会错过控制信号Px的任何脉冲。作为由图21表示的实施例的可能变形例，在一些实施例中，置位-复位锁存器98可以被配置为置位-主导锁存器，以防止在控制信号Px保持被断言达超过一个数字周期时其输出的不必要切换。
峰值/谷值控制器48C的一个潜在缺点可能起因于处理延迟，该处理延迟可以通过一个或多个数字时钟信号延迟迫使信号FORCE和确认信号ACK。由于这种延迟，控制信号Px可能被断言达太长时间，潜在地致使了电感器电流IL的过冲远高于峰值电流阈值Ipk。这种过冲可能导致电感器饱和并损坏升压转换器20的电路。
图22示出了根据本公开的实施例的具有比图21的峰值/谷值控制器48C进一步改进的示例峰值/谷值控制器48D的选定部件的框图。在一些实施例中，峰值/谷值控制器48D可以被用于实施图5所示的峰值/谷值控制器48。此外，图22中所示的峰值/谷值控制器48D可以在许多方面与图21中所示的峰值/谷值控制器48C类似，并且因此下面仅描述峰值/谷值控制器48D和峰值/谷值控制器48C之间的某些差异。
如图22所示，除了峰值/谷值控制器48C的那些部件之外，峰值/谷值控制器48D还可以包括逻辑与(AND)门97。逻辑与门97可以执行迫使信号FORCE与由反相器95逻辑反相的置位-复位锁存器98的互补输出Q的逻辑与运算。结果，逻辑与门97可以屏蔽迫使信号FORCE的任何错误断言，其可能起因于被用于实施峰值/谷值控制器48D的任何数字电路的数字处理延迟。
如本文所用，当两个或更多个元件被称为彼此“耦接”时，该术语表示这样的两个或更多个元件处于电子通信或机械通信中，如适用，无论是间接连接还是直接连接，有或没有中间元件。
本公开涵盖本领域普通技术人员将理解的对本文示例性实施例的所有改变、替换、变化、变更和修改。类似地，在适当的情况下，所附的权利要求涵盖本领域普通技术人员将理解的对本文示例性实施例的所有改变、替换、变化、变更和修改。此外，在所附权利要求中对装置或者系统或者装置或系统的部件的引用适于、被布置为、能够、被配置为、启用、可操作为或有效执行特定功能，涵盖该装置、系统或部件，无论它或该特定功能是否被激活、接通或解锁，只要该装置、系统或部件如此适配、布置、能够、配置、启用、可操作或有效的。因此，可以对本文描述的系统、装置和方法做出修改、添加或省略，而不背离本公开的范围。例如，系统和装置的部件可以被集成或分离。此外，可以由更多、更少或其它部件执行本文公开的系统和装置的操作，并且所描述的方法可以包括更多、更少或其它步骤。此外，可以以任何合适的顺序执行步骤。如本文件中所使用的，“每个”是指集合的每个成员或集合子集的每个成员。
尽管在附图中示出了示例性实施例并且在下文进行了描述，但是可以使用任何数量的技术来实施本公开的原理，无论当前是否已知。本公开不应以任何方式限制于附图中所示和上面所描述的示例性实施方式和技术。
除非另有特别说明，否则附图中描绘的物品不一定按比例绘制。
本文中引用的所有示例和条件语言旨在用于教学目的，以帮助读者理解发明人为推进本领域而贡献的本公开的内容和概念，并且被解释为不受这些具体叙述的示例和条件的限制。尽管已经详细描述了本公开的实施例，但是应当理解，可以对其做出各种改变、替换和变更，而不背离本公开的精神和范围。
尽管上面已经列举了具体的优点，但是各种实施例可以包括一些、没有或所有列举的优点。此外，在阅读了前述附图和描述之后，其它技术优势对于本领域普通技术人员而言可能变得显而易见。
为了帮助专利局和根据本申请发布的任何专利的任何读者解释本申请所附的权利要求，申请人希望注意，他们不打算任何所附权利要求或权利要求要素引用35 U.S.C.§112(f)，除非在特定权利要求中明确使用词语“手段”或“步骤”。

Claims (20)

1.一种用于控制与功率转换器相关联的电流的方法，包括：
至少基于用于所述电流的峰值电流阈值电平和用于所述电流的谷值电流阈值电平来控制所述电流；
基于所述功率转换器在所述功率转换器的切换状态中花费的持续时间来控制所述电流；
用定时器测量所述功率转换器在所述功率转换器的切换状态中花费的持续时间，其中，所述切换状态是其中所述电流减小的所述功率转换器的转移状态；
在所述切换状态的开始处复位所述定时器；以及
在其中所述电流增加的所述功率转换器的充电状态的持续时间期间保持所述定时器处于复位。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括：在其中所述电流增加的充电状态和其中所述电流减小的转移状态之间切换所述功率转换器。
3.根据权利要求2所述的方法，还包括：基于所述持续时间在所述转移状态和所述充电状态之间切换所述功率转换器。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，所述持续时间包括所述转移状态的持续时间，并且所述方法还包括：如果所述持续时间超过阈值持续时间，则将所述功率转换器从所述转移状态切换到所述充电状态。
5.根据权利要求1所述的方法，还包括：保持所述定时器处于复位，直到生成及接收到指示所述定时器已登记了所述功率转换器的切换状态的改变的确认信号为止。
6.根据权利要求5所述的方法，还包括：补偿所述定时器的数字分量的信号延迟，其影响了所述确认信号和被用于响应于所述定时器超过阈值持续时间而迫使改变切换状态的信号中的一个或两者。
7.一种用于控制与功率转换器相关联的电流的方法，包括：
至少基于用于所述电流的峰值电流阈值电平和用于所述电流的谷值电流阈值电平来控制所述电流；
基于所述功率转换器在所述功率转换器的切换状态中花费的持续时间来控制所述电流；
用定时器测量所述功率转换器在所述功率转换器的切换状态中花费的持续时间，其中，所述切换状态是其中所述电流减小的所述功率转换器的转移状态；
在所述切换状态的开始处复位所述定时器；以及
在生成及接收到指示所述定时器已登记了所述功率转换器的切换状态的改变的确认信号时复位所述定时器。
8.根据权利要求7所述的方法，还包括：在其中所述电流增加的充电状态和其中所述电流减小的转移状态之间切换所述功率转换器。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括：基于所述持续时间在所述转移状态和所述充电状态之间切换所述功率转换器。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述持续时间包括所述转移状态的持续时间，并且所述方法还包括：如果所述持续时间超过阈值持续时间，则将所述功率转换器从所述转移状态切换到所述充电状态。
11.一种用于控制与功率转换器相关联的电流的控制电路，所述控制电路包括：
基于阈值的控制电路，其被配置为至少基于用于所述电流的峰值电流阈值电平和用于所述电流的谷值电流阈值电平来控制所述电流；以及
基于定时器的控制电路，其被配置为：
基于所述功率转换器在所述功率转换器的切换状态中花费的持续时间来控制所述电流，其中，所述切换状态是其中所述电流减小的所述功率转换器的转移状态；
用定时器测量所述持续时间；
在所述切换状态的开始处复位所述定时器；以及
在其中所述电流增加的所述功率转换器的充电状态的持续时间期间保持所述定时器处于复位。
12.根据权利要求11所述的控制电路，其中，所述控制电路被配置为在其中所述电流增加的充电状态和其中所述电流减小的转移状态之间切换所述功率转换器。
13.根据权利要求12所述的控制电路，其中，所述基于定时器的控制电路被配置为基于所述持续时间在所述转移状态和所述充电状态之间切换所述功率转换器。
14.根据权利要求13所述的控制电路，其中，所述持续时间包括所述转移状态的持续时间，并且所述基于定时器的控制电路被配置为如果持续时间超过阈值持续时间，则将所述功率转换器从所述转移状态切换到所述充电状态。
15.根据权利要求11所述的控制电路，其中，所述基于定时器的控制电路还被配置为：保持所述定时器处于复位，直到生成及接收到指示所述定时器已登记了所述功率转换器的切换状态的改变的确认信号为止。
16.根据权利要求15所述的控制电路，还包括补偿电路，其被配置为：补偿所述定时器的数字分量的信号延迟，其影响了所述确认信号和被用于响应于所述定时器超过阈值持续时间而迫使改变切换状态的信号中的一个或两者。
17.一种用于控制与功率转换器相关联的电流的控制电路，所述控制电路包括：
基于阈值的控制电路，其被配置为至少基于用于所述电流的峰值电流阈值电平和用于所述电流的谷值电流阈值电平来控制所述电流；以及
基于定时器的控制电路，其被配置为：
基于所述功率转换器在所述功率转换器的切换状态中花费的持续时间来控制所述电流，其中，所述切换状态是其中所述电流减小的所述功率转换器的转移状态；
用定时器测量所述持续时间；
在所述切换状态的开始处复位所述定时器；以及
在生成及接收到指示所述定时器已登记了所述功率转换器的切换状态的改变的确认信号时复位所述定时器。
18.根据权利要求17所述的控制电路，其中，所述控制电路被配置为在其中所述电流增加的充电状态和其中所述电流减小的转移状态之间切换所述功率转换器。
19.根据权利要求18所述的控制电路，其中，所述基于定时器的控制电路被配置为基于所述持续时间在所述转移状态和所述充电状态之间切换所述功率转换器。
20.根据权利要求19所述的控制电路，其中，所述持续时间包括所述转移状态的持续时间，并且所述基于定时器的控制电路被配置为如果持续时间超过阈值持续时间，则将所述功率转换器从所述转移状态切换到所述充电状态。
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