CN115668729A - 通过预种子目标电流值使用输出电压阈值来预测功率转换器中的负载电流和控制电流 - Google Patents

通过预种子目标电流值使用输出电压阈值来预测功率转换器中的负载电流和控制电流 Download PDF

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Abstract

一种用于控制被配置为生成输出电压的功率转换器中的电流的系统，该系统可以包括控制回路，其具有多个比较器，每个比较器具有输出电压与之比较的相应参考电压；数字控制器，其被配置为计算电流的一个或多个预种子控制参数；以及模拟状态机，其被配置为基于多个比较器的输出，选择用于控制电流的控制参数。控制参数可以选自预种子控制参数、用于控制电流具有零幅值的控制参数、以及用于控制电流具有最大幅值的控制参数。

Description

通过预种子目标电流值使用输出电压阈值来预测功率转换器 中的负载电流和控制电流
技术领域
本公开总体上涉及用于电子设备的电路，包括但不限于个人音频设备，诸如无线电话和媒体播放器，并且更具体地，涉及使用输出电压阈值预测功率转换器中的负载电流和控制电流。
背景技术
个人音频设备(包括无线电话，诸如移动/蜂窝电话、无绳电话、mp3播放器和其他消费类音频设备)正在广泛使用。这种个人音频设备可以包括用于驱动一对耳机或一个或多个扬声器的电路。这种电路通常包括扬声器驱动器，该扬声器驱动器包括用于将音频输出信号驱动到耳机或扬声器的功率放大器。通常，功率转换器可以被用于向功率放大器提供电源电压，以便放大驱动到扬声器、耳机或其他换能器的信号。开关功率转换器是一种将电源从一个直流(DC)电压电平转换为另一个DC电压电平的电子电路。这种开关DC-DC转换器的示例包括但不限于升压转换器、降压转换器、降压-升压转换器、反相降压-升压转换器以及其它类型的开关DC-DC转换器。因此，使用功率转换器，诸如由电池提供的DC电压可以被转换为用于为功率放大器供电的另一DC电压。
功率转换器可以被用于向设备中的一个或多个部件提供电源电压轨。因此，可能希望在存在时变电流和功率负载的情况下以最小的纹波调节功率转换器的输出电压。
发明内容
根据本公开的教导，与调节功率转换器的输出电压的现有方法相关联的一个或多个缺点和问题可以被减少或消除。
根据本公开的实施例，用于控制功率转换器中的电流的系统可以包括：外部控制回路，其被配置为对由功率转换器生成的输出电压使用外部输出电压阈值集，以便提供对电流的滞后控制；内部控制回路，其被配置为对输出电压使用内部输出电压阈值集，以便提供对电流的连续控制，内部控制回路还被配置为测量输出电压超过内部输出电压阈值集的单对两个输出电压阈值所需的持续时间，以便确定功率转换器的电流负载的输入参考估计，并基于电流负载的输入参考估计设置电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值。
根据本公开的这些和其它实施例，一种系统可以包括：电感功率转换器，其被配置为接收输入电压并生成输出电压；和开关控制器，其用于控制电感功率转换器的切换以定义电感功率转换器的充电状态和传递状态，其中开关控制器包括多个比较器，每个比较器具有与输出电压进行比较的各自参考电压，并且其中多个比较器被用于在滞后控制模式和连续控制模式中的一者或两者中控制电感功率转换器。
根据本公开的这些和其它实施例，一种用于控制功率转换器中的电流的方法可以包括：应用外部控制回路，其被配置为对由功率转换器生成的输出电压使用外部输出电压阈值集以便提供对电流的滞后控制；和应用内部控制回路，其被配置为对输出电压使用内部输出电压阈值集以便提供对电流的连续控制，内部控制回路还被配置为测量输出电压超过内部输出电压阈值集的单对两个输出电压阈值所需的持续时间，以便确定功率转换器的电流负载的输入参考估计，并基于电流负载的输入参考估计设置电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值。
根据本公开的这些和其它实施例，一种方法可以包括控制电感功率转换器的切换以定义电感功率转换器的充电状态和传递状态，其中功率转换器被配置为接收输入电压并生成输出电压，并且其中控制包括使用多个比较器，用于在滞后控制模式和连续控制模式中的一个或两个中控制电感功率转换器，每个比较器具有与输出电压进行比较的各自参考电压。
根据本公开的这些和其它实施例，一种用于控制被配置为生成输出电压的功率转换器中的电流的系统可以包括控制回路，其具有多个比较器，每个比较器具有与输出电压进行比较的各自参考电压，数字控制器，其被配置为计算电流的一个或多个预种子(pre-seeded)控制参数，以及模拟状态机，其被配置为基于多个比较器的输出选择用于控制电流的控制参数。控制参数可以选自预种子控制参数、用于控制电流具有零幅值的控制参数、以及用于控制电流具有最大幅值的控制参数。
根据本公开的这些和其它实施例，一种用于控制被配置为生成输出电压的功率转换器中的电流的方法可以包括使用控制回路：其具有多个比较器，每个比较器具有与输出电压进行比较的各自参考电压，数字控制器，其被配置为计算电流的一个或多个预种子控制参数，以及模拟状态机，其被配置为基于多个比较器的输出选择用于控制电流的控制参数。控制参数可以选自预种子控制参数、用于控制电流具有零幅值的控制参数、以及用于控制电流具有最大幅值的控制参数。
根据本公开的这些和其它实施例，一种在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个中随机化电感器电流的方法可以包括将电感器电流与阈值进行比较以生成比较信号，将比较信号延迟多个延迟量以生成比较信号的多个延迟版本，以及随机选择比较信号的多个延迟版本中的一个，用于在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个的充电状态和传递状态中的一者或两者期间控制电感器电流。
根据本公开的这些和其它实施例，一种在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个中随机化电感器电流的方法可以包括随机选择偏移电流参数，将偏移电流参数添加到参考电流参数以生成修改的参考电流参数，并且将电感器电流与经修改的参考电流参数进行比较，以在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个的充电状态和传递状态中的一者或两者期间控制电感器电流。
根据本公开的这些和其它实施例，一种在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个中随机化电感器电流的系统可以包括：比较器，其被配置为将电感器电流与阈值进行比较以生成比较信号；延迟元件，其被配置为将比较信号延迟多个延迟量以生成比较信号的多个延迟版本；以及选择逻辑，其被配置为随机选择比较信号的多个延迟版本中的一个，用于在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个的充电状态和传递状态中的一者或两者期间控制电感器电流。
根据本公开的这些和其它实施例，一种在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个中随机化电感器电流的系统可以包括：选择逻辑，其被配置为随机选择偏移电流参数；组合器，其被配置为将偏移电流参数添加到参考电流参数以生成修改的参考电流参数；以及比较器，其被配置为将电感器电流与经修改的参考电流参数进行比较，以在多个并联耦合的峰值/谷值电流控制功率转换器中的至少一个的充电状态和传递状态中的一者或两者期间控制电感器电流。
根据本公开的这些和其它实施例，一种系统可以包括：功率转换器，其被配置为接收输入电压并生成输出电压；和控制器，其被配置为基于输出电压与至少一个输出电压阈值的比较来控制功率转换器的操作，以及基于所述输入电压设置至少一个输出电压阈值。
根据本公开的这些和其它实施例，一种方法可以包括控制被配置为接收输入电压并生成输出电压的功率转换器的操作，这种控制基于输出电压与至少一个输出电压阈值的比较；以及基于输入电压设置至少一个输出电压阈值。
根据本公开的这些和其它实施例，一种系统可以包括：功率转换器，其被配置为接收输入电压并生成输出电压；和控制器，其被配置为基于与功率转换器相关联的电流与阈值电流的比较来控制功率转换器的操作，并且根据输入电压控制阈值电流。
根据本公开的这些和其它实施例，一种方法可以包括控制被配置为接收输入电压并生成输出电压的功率转换器的操作，这种控制基于与功率转换器相关联的电流与阈值电流的比较，并且根据输入电压控制阈值电流。
本公开的技术优势对于本领域技术人员而言可以从本文包括的附图、说明书和权利要求中显而易见。实施例的目的和优点将至少通过权利要求中特别指出的元件、特征和组合被实现和获得。
应当理解，前述总体描述和以下详细描述两者都是示例和解释性的，并不是对本公开中阐述的权利要求的限制。
附图说明
本实施例及其优点的更完整的理解可以通过参考结合附图进行的以下描述被获得，其中类似的参考标记指示类似的特征，并且其中：
图1示出了根据本公开的实施例的示例移动设备；
图2示出了根据本公开的实施例的移动设备内部的选定部件的框图；
图3A示出了根据本公开的实施例的具有多种操作模式的示例升压转换器的选定部件的框图，其描绘了在旁路模式下的操作；
图3B示出了根据本公开的实施例的具有多种操作模式的示例升压转换器的选定部件的框图，其描绘了在升压激活模式下的操作；
图3C示出了根据本公开的实施例的具有多种操作模式的示例升压转换器的选定部件的框图，其描绘了在升压非激活模式下的操作；
图4示出了根据本公开的实施例的穿过升压转换器的相的电感器电流和该相的开关的控制信号随时间的曲线图；
图5示出了根据本公开的实施例的升压转换器的示例控制电路的选定部件的框图；
图6示出了根据本公开的由图3A-图3C的升压转换器产生的电源电压随时间的示例曲线图；
图7示出了根据本公开的在一段时间内由功率转换器产生的电源电压的波形和在同一时间段内功率转换器内的电感器电流的波形；
图8示出了根据本公开的实施例的图5所示的电流控制器的外部控制回路子系统的选定部件的框图；
图9示出了根据本公开的实施例的描绘升压转换器的外部回路控制的示例的示例波形；
图10示出了根据本公开的实施例的图5所示的电流控制器的内部控制回路子系统的选定部件的框图；
图11示出了根据本公开的实施例的描绘升压转换器的内部回路控制的示例的示例波形；
图12示出了根据本公开的实施例的描绘在轻负载情况下升压转换器的内部回路控制的示例的示例波形；
图13示出了根据本公开的实施例的升压转换器的另一示例控制电路的选定部件的框图；
图14示出了根据本公开的实施例的图13所示的电流控制器的内部控制回路子系统的选定部件的框图；
图15示出了根据本公开的实施例的图13所示的电流控制器的外部控制回路子系统的选定部件的框图；
图16示出了根据本公开的实施例的示例峰值/谷值控制器的选定部件的框图；
图17A-图17C示出了根据本公开的实施例的电池电流、升压转换器电感器电流和升压转换器控制信号随时间的各种示例波形的曲线图；
图18示出了根据本公开的实施例的具有用于执行升压转换器中的电感器电流的时域相位随机化的电路的示例峰值/谷值控制器的选定部件的框图；
图19示出了根据本公开的实施例的具有时域相位随机化的升压转换器电感器电流的示例波形的曲线图；
图20示出了根据本公开的实施例的具有用于执行升压转换器中的电感器电流的电平域相位随机化的电路的示例峰值/谷值控制器的选定部件的框图；
图21示出了根据本公开的实施例的具有电平域相位随机化的升压转换器电感器电流的示例波形的曲线图；
图22示出了根据本公开的实施例的从升压转换器递送的负载电流、由升压转换器产生的电源电压、以及升压转换器的相的电感器电流的各种示例波形的曲线图；
图23示出了根据本公开的实施例的从升压转换器递送的负载电流、用于调节由升压转换器产生的电源电压的阈值电压、电源电压和在升压转换器输入端处的感测电压的各种示例波形的曲线图；
图24示出了根据本公开的实施例的提供对阈值电压的电压域滞后控制以调节由升压转换器产生的电源电压的控制子系统的选定部件；
图25示出了根据本公开的实施例的在升压转换器的输入端处的感测电压和用于切换阈值电压以调节由升压转换器产生的电源电压的标志的各种示例波形的曲线图；
图26示出了根据本公开的实施例的提供对阈值电压的时域滞后控制以调节由升压转换器产生的电源电压的控制子系统的选定部件；
图27示出了根据本公开的实施例的在升压转换器的输入端处的感测电压和用于切换阈值电压以调节由升压转换器产生的电源电压的标志的各种示例波形的曲线图；
图28示出了根据本公开的实施例提供对阈值电压的控制以调节由升压转换器产生的电源电压的控制子系统的选定部件；
图29示出了根据本公开的实施例的在升压转换器的输入端处的感测电压、用于切换阈值电压以调节由升压转换器产生的电源电压的标志和电源电压的各种示例波形的曲线图；
图30示出了根据本公开的实施例的由升压转换器产生的电源电压和升压转换器的相的电感器电流的各种示例波形的曲线图；以及
图31示出了根据本公开的实施例的由升压转换器产生的电源电压、升压转换器的相的电感器电流和在升压转换器的输入端处的感测电压的各种示例波形的曲线图。
具体实施方式
图1示出了根据本公开的实施例的示例移动设备1。图1描述了以一对耳塞扬声器8A和8B的形式耦合到耳机3的移动设备1。图1中描述的耳机3仅仅是示例，并且可以理解，移动设备1可以与各种音频换能器连接使用，包括但不限于耳机、耳塞、入耳式耳机和外部扬声器。插头4可以提供耳机3到移动设备1的电气终端的连接。移动设备1可以向用户提供显示器并使用触摸屏2接收用户输入，或者可替代地，标准液晶显示器(LCD)可以与设置在移动设备1的表面和/或侧面上的各种按钮、滑块和/或拨号盘组合。
图2示出了根据本公开的实施例的集成到移动设备1的选定部件的框图。如图2所示，移动设备1可以包括升压转换器20，其被配置为将电池电压VBAT升压以产生对移动设备1的多个下游部件18的电源电压VSUPPLY。移动设备1的下游部件18可以包括移动设备1的任何合适的功能电路或设备，包括但不限于处理器、音频编码器/解码器、放大器、显示设备等。如图2所示，移动设备1还可以包括用于给电池22充电的电池充电器16。
在移动设备1的一些实施例中，升压转换器20和电池充电器16可以包括电气耦合到电池22的移动设备1的唯一部件，并且升压转换器20可以在电池22和移动设备1的所有下游部件之间进行电气对接。然而，在移动设备1的其它实施例中，一些下游部件18可以直接电气耦合到电池22。
图3A示出了根据本公开的实施例的具有多种操作模式的示例升压转换器20的选定部件的框图，其描绘了旁路模式下的操作。如图3A所示，升压转换器20可包括电池22、多个电感升压相(inductive boost phases)24、感测电容器26、感测电阻器28、旁路开关30和控制电路40。如图3A所示，每个电感升压相24可以包括功率电感器32、充电开关34、整流开关36和输出电容器38。
尽管图3A-图3C描绘了具有三个电感升压相24的升压转换器20，但是升压转换器20的实施例可以具有任何合适数量的电感升压相24。在一些实施例中，升压转换器20可以包括三个或更多个电感升压相24。在其它实施例中，升压转换器20可以包括少于三相(例如，单相或两相)。
升压转换器20可以在由升压转换器20产生的电源电压VSUPPLY大于阈值最小电压VMIN时在旁路模式下操作。在一些实施例中，这种阈值最小电压VMIN可以是被监测的电流(例如，通过感测电阻器28的电流)的函数。在一些实施例中，这种阈值最小电压VMIN可以根据监测到的电流的变化而变化，以便从由电源电压VSUPPLY供电的部件中提供期望的净空(headroom)。控制电路40可以被配置为感测电源电压VSUPPLY并将电源电压VSUPPLY与阈值最小电压VMIN进行比较。在电源电压VSUPPLY和跨感测电容器26的电压VDD_SENSE大于阈值最小电压VMIN的情况下，控制电路40可以激活(例如，启用、闭合、接通)旁路开关30和一个或多个整流开关36并且停用(例如，禁用、断开、关断)充电开关34。在这种旁路模式中，整流开关36、功率电感器32和旁路开关30的电阻可以组合以最小化电池22和电源电压VSUPPLY之间的路径的总有效电阻。
图3B示出了根据本公开的实施例的示例升压转换器20的选定部件的框图，其描绘了在升压激活模式下的操作。当电源电压VSUPPLY不足以将电源电压VSUPPLY维持在阈值最小电压VMIN之上时，升压转换器20可以在升压激活模式下操作。在升压激活模式中，控制电路40可以停用(例如，禁用、断开、关断)旁路开关30，并且通过生成适当的控制信号P1、
Figure BDA0003953529580000091
P2、
Figure BDA0003953529580000092
P3和
Figure BDA0003953529580000093
周期性地使电感升压相24的充电开关34(例如在相24的充电状态期间)和整流开关36(例如在相24的传递状态期间)换向(commutate)(如下文更详细描述的)，以将电流IBAT和升压电池电压VBAT递送到更高的电源电压VSUPPLY，以便向电源电压VSUPPLY的电气节点提供编程的(或伺服的)期望电流(例如，平均电流)，同时维持电源电压VSUPPLY高于阈值最小电压VMIN。在升压激活模式下，电压VDD_SENSE可能会下降至低于阈值最小电压VMIN。此外，在升压激活模式中，升压转换器20可以作为单相升压转换器或多相升压转换器进行操作。
在升压激活模式中，控制电路40可以通过在峰值和谷值检测操作中操作电感升压相24来操作升压转换器20，如更详细地描述的。电感升压相24的充电开关34和整流开关36的产生的开关频率可以由感测电压VDD_SENSE、电源电压VSUPPLY、功率电感器32A的电感和编程的纹波参数(例如，功率电感器32A中的目标电流纹波的配置)被确定。
图3C示出了根据本公开的实施例的升压转换器20的选定部件的框图，其描绘了在升压非激活模式下的操作。当由升压转换器20产生的电源电压VSUPPLY上升到高于阈值最小电压VMIN和滞后电压VHYST之和，并且感测电压VDD_SENSE保持低于阈值最小电压VMIN时，升压转换器20可以在升压非激活模式中操作。在升压非激活模式中，控制电路40可以停用(例如，禁用、断开、关断)旁路开关30、充电开关34和整流开关36。因此，当感测电压VDD_SENSE保持低于阈值最小电压VMIN时，控制电路40阻止升压转换器20进入旁路模式，以便不从电源电压VSUPPLY为电池22恢复供电。此外，如果电源电压VSUPPLY应该下降至低于阈值最小电压VMIN，则控制电路40可以使升压转换器20再次进入升压激活模式，以便将电源电压VSUPPLY增加到阈值最小电压VMIN和滞后电压VHYST之和。
如上所述，当升压转换器20在升压激活模式下操作时，控制电路40可以分别通过功率电感器32A、32B和32C提供对电感器电流IL1、IL2和IL3的滞后电流控制。图4示出了根据本公开的实施例的电感器电流IL1和控制信号P1随时间的示例曲线图。如图4所示，控制电路40可以产生相24A的控制信号P1和
Figure BDA0003953529580000101
使得：(a)当电感器电流IL1下降至低于谷值电流阈值Ival1时，控制电路40可以激活充电开关34A并停用整流开关36A；以及(b)当电感器电流IL1增加至高于峰值电流阈值Ipk1时，控制电路40可以停用充电开关34A并激活整流开关36A。因此，控制电路40可以提供对电感器电流IL1的滞后控制，使得电感器电流IL1在近似谷值电流阈值Ival1和近似峰值电流阈值Ipk1之间变化，其中电感器电流IL1具有平均电流Iavg1和纹波电流Iripple，使得：
Figure BDA0003953529580000111
和
Figure BDA0003953529580000112
控制电路40还可以产生相24B和24C的控制信号P2、
Figure BDA0003953529580000113
P3和
Figure BDA0003953529580000114
以提供对电感器电流IL2和IL3的类似或相同的控制。
图5示出了根据本公开的实施例的控制电路40的选定部件的框图。如图5所示，控制电路40可以包括多个比较器42A、42B、42C和42D，每个比较器被配置为将电源电压VSUPPLY与各自的阈值电压V1、V2、V3和V4进行比较，并且生成各自的比较信号C1、C2、C3和C4。
基于比较信号C1、C2、C3和C4，控制电路40的负载估计器44可以实施内部控制回路，以估计在升压转换器20的输出端处看到的负载，并且基于其，生成电池电流IBAT的目标平均电流Iavg。内部控制回路可以说是提供对电感器电流IL的连续控制。此外，基于比较信号C1、C2和C4以及目标平均电流Iavg，控制电路40的电流控制器46可以实施外部控制回路。内部控制回路和外部控制回路两者可以被用于设置谷值电流阈值Ival、峰值电流阈值Ipk以及用于选择性地启用或禁用升压转换器20的升压激活模式的控制信号ENABLE。在操作中，内部控制回路可以最大化升压转换器20的效率并且最小化电压VSUPPLY上的纹波，而外部控制回路可以限制电源电压VSUPPLY的最大纹波。基于谷值电流阈值Ival和峰值电流阈值Ipk，控制电路40的峰值/谷值控制器48可以生成用于控制功率转换器20的控制信号。
图6示出了根据本公开的电源电压VSUPPLY随时间的示例曲线图。如图6所示，阈值电压V1、V2、V3和V4可以将电源电压VSUPPLY的大小划分为五个不同的区域A、B、C、D和E。图6展示了负载估计器44如何可以调节这五个不同区域A、B、C、D和E中的每一个的目标平均电流Iavg。
区域A可以被称为最大(MAX)区域。在该区域，电源电压VSUPPLY低于由阈值电压V1表示的欠压阈值。因此，在区域A中，负载估计器44可以将目标平均电流Iavg设置为其最大值，以导致产生尽可能多的电感器电流IL(例如，IL1、IL2、IL3)，以最小化电源电压VSUPPLY的下降。
区域B可以被称为递增(INCREMENT)区域。在阈值电压V1和V2之间的该区域中，负载估计器44可以递归地递增目标平均电流Iavg，以增加升压转换器20递送的电流，以便增加电源电压VSUPPLY。负载估计器44可以使用乘法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)x a1，其中a1>1)、加法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)+a2，其中a2>0)或任何其它递归方法来递增目标平均电流Iavg。
区域C可以被称为测量(MEASURE)区域，其中VSUPPLY在阈值电压V2和V3之间。在区域C中，负载估计器44可以测量其中电源电压VSUPPLY超过阈值电压V2和V3所花费的时间，并且可以相应地更新目标平均电流Iavg，如下文更详细地描述的。
区域D可以被称为递减(DECREMENT)区域。在阈值电压V3和V4之间的该区域中，负载估计器44可以递归地递减目标平均电流Iavg，以减小由升压转换器20递送的电流，以便减小电源电压VSUPPLY。负载估计器44可以使用乘法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)x a1，其中a1<1)、加法递归(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i)+a2，其中a2<0)或任何其它递归方法来递减目标平均电流Iavg。
区域E可以被称为保持(HOLD)区域。在高于阈值电压V4的该区域中，负载估计器44可以保持或维持递减目标平均电流Iavg的值(例如，Iavg(i+1)＝Iavg(i))。
如上所讨论的，当在区域C中时，负载估计器44测量电源电压VSUPPLY超过阈值电压V2和V3所花费的时间，并且可以使用这种测量来更新目标平均电流Iavg。为了说明，参考图7，其描绘了一时间段内电源电压VSUPPLY的波形和同一时间段内电感器电流IL(例如电感器电流IL1、IL2、IL3之一)的波形。如图7所示，负载估计器44可以测量电源电压VSUPPLY从阈值电压V2增加到阈值电压V3所花费的时间Δt1。电压从阈值电压V2到阈值电压V3的变化除以时间Δt1可以定义斜率s1。类似地，负载估计器44可以测量电源电压VSUPPLY从阈值电压V3降低到阈值电压V2所花费的时间Δt2。电压从阈值电压V3到阈值电压V2的变化除以时间Δt2可以定义斜率s2。在电源电压VSUPPLY上升期间，通过单个功率电感器32的平均电感器电流Iavg(i)可以被定义为上升电流IR，而在电源电压VSUPPLY下降期间，通过单个功率电感器32的平均电感器电流Iavg(i)可以被定义为下降电流IF。
使用耦合到电源电压VSUPPLY的输出电容器38的电荷平衡关系，负载估计器44可以更新从电池22汲取的目标平均电流Iavg。例如，使用上升电流IR的测量，目标平均电流Iavg可以根据以下被更新：
Figure BDA0003953529580000131
其中D′i等于1减去电感器电流IL的占空比，并且Cout是输出电容器38的电容。商
Figure BDA0003953529580000132
可以是未知的或不确定的，但是可以被估计。例如，在一些实施例中，负载估计器44可以使用固定值估计商
Figure BDA0003953529580000133
然而，如果已知输入电压(例如，电压VDD_SENSE)，则D′i的倒数可以近似等于电源电压VSUPPLY除以这种输入电压的商。因此，用于更新目标平均电流Iavg的前述公式可以被写成：
Figure BDA0003953529580000134
然而，由于输出电容Cout的近似值和升压转换器20是无损的假设，因而这种关系可能具有不确定性。但是，通过使用如由以下公式给出的上升电流IR和下降电流IF这两个测量值，可以消除这种不确定性：
Figure BDA0003953529580000135
如果假设从阈值电压V2到阈值电压V3的电压增加在量值上等于从阈值电压V3到阈值电压V2的电压减少，则用于更新目标平均电流Iavg的前述公式可以被写成：
Figure BDA0003953529580000141
上述用于更新目标平均电流Iavg的两种方法可能各自具有它们自己的优点和缺点。例如，基于一个电流测量值的更新可能更好地检测大的、快速的瞬变，但由于有关占空比和输出电容Cout的假设而可能是不准确的，并且还假设电压变化和电流测量值是确切知道的。基于两个电流测量值的更新可能对电压变化和电流测量值中的偏移更稳健，但是这种方法假设功率转换器20的负载在两个测量值上是固定的，情况可能并非这样，特别是存在大瞬变的情况下。因此，在一些实施例中，可以使用混合方法，其中如果只有一个测量可用，或者如果单测量比双测量大了(或小)超过单测量方法的不确定度范围，则使用单测量方法，并且否则使用双测量方法。
图8示出了根据本公开的实施例的电流控制器46的外部回路控制子系统50的选定部件的框图。如图8所示，电流控制器46可以使用逻辑反相器52A和52B、置位-复位锁存器54A和54B以及多路复用器56A和56B来实施。
逻辑反相器52A可以将比较信号C2反相并且置位-复位锁存器54A可以滞后地生成控制信号ENABLE，使得在电源电压VSUPPLY下降至低于阈值电压V2时，使控制信号ENABLE生效(asserted)，并且在电源电压VSUPPLY上升至高于阈值电压V4时，控制信号ENABLE失效(deasserted)。当控制信号ENABLE失效时，控制电路40可以禁用充电开关34和整流开关36并且功率转换器20可以在升压非激活模式下操作。
此外，反相器52B可以将比较信号C1反相并且置位-复位锁存器54B可以滞后地生成控制信号MAX_ENABLE，该控制信号指示是否应该由控制电路40生成用于目标平均电流Iavg的最大值。接收控制信号RESET_MAX可以使控制信号MAX_ENABLE失效，以将对峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的控制返回到内部控制回路。多路复用器56A可以基于控制信号MAX_ENABLE、峰值电流阈值Ipk的最大值和目标峰值电流阈值Ipk(例如，从由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg导出)，生成峰值电流阈值Ipk。类似地，多路复用器56B可以基于控制信号MAX_ENABLE、谷值电流阈值Ival的最大值和目标谷值电流阈值Ival(例如，从由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg导出)，生成谷值电流阈值Ival。
为了进一步说明通过电流控制器46的外部回路控制，参考图9。如图9所示，在波形的区域I中，电源电压VSUPPLY超过阈值电压V4，并且升压转换器20可以被置于升压非激活模式，因为置位-复位锁存器54A可能导致控制信号ENABLE失效，使升压转换器20具有高阻抗。因此，在区域I中，升压转换器20的负载可能导致电源电压VSUPPLY的降低。
当电源电压VSUPPLY降低到阈值电压V2以下时，置位-复位锁存器54A可以使得控制信号ENABLE生效，并且升压转换器20可以进入升压激活模式。在图9所示波形的区域II中，负载估计器44实际上可以通过由负载估计器44执行的目标平均电流Iavg的估计来控制峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival。然而，在图9所示的具体示例中，负载估计器44可能不能足够快地“调转(turn around)”电源电压VSUPPLY，并且电源电压VSUPPLY可能继续降低。
因此，电源电压VSUPPLY可能下降到阈值电压V1以下，从而导致置位-复位锁存器54B置位，使控制信号MAX_ENABLE生效，迫使峰值电流Ipk和目标谷值电流Ival在图9的区域III中达到它们的最大值(最大峰值电流Ipk-max和最大谷值电流Iavg-max)。在电源电压VSUPPLY的充分增加后，置位-复位锁存器54B可以使控制信号MAX_ENABLE复位和失效，并且负载估计器44可以再次重新获得控制，如波形的区域IV所示。如果电源电压VSUPPLY再次进一步增加超过阈值电压V4，则置位-复位锁存器54A可以再次使控制信号ENABLE失效，导致升压转换器20进入升压非激活模式。
因此，由电流控制器46实施的外部回路可以在最大电流和高阻抗状态之间切换升压转换器20，并且将电源电压VSUPPLY的纹波限制在大约阈值电压V1和V4之间，即使在负载估计器44的内部回路控制无法调节电源电压VSUPPLY时。
图10示出了根据本公开的实施例的电流控制器46的内部控制回路子系统60的选定部件的框图。图11示出了根据本公开的实施例的描绘升压转换器20的内部回路控制的示例的示例波形。
如图10所示，内部控制回路子系统60可接收由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg，将这种目标平均电流Iavg除以升压转换器20中存在的相24的数量n，并且通过偏移块62A和62B分别将正偏移量+Δ和负偏移量–Δ中的每一个应用于目标平均电流Iavg/n。偏移块62A和62B的结果可以通过饱和块64A和64B分别被饱和到最小值，以分别产生上升电流IR和下降电流IF。加法器块68A和68B可以将纹波电流Iripple的二分之一加到上升电流IR和下降电流IF中的每一个，并且加法器块70A和70B可以从上升电流IR和下降电流IF中的每一个中减去纹波电流Iripple的二分之一。基于比较信号C2和C3，锁存器66可以选择性地使控制信号TOGGLE生效和失效，以切换多路复用器72A和72B的选择，以便：
·在由于电源电压VSUPPLY降低至阈值电压V2以下，控制信号TOGGLE生效的情况下，生成中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′，使得Ipk′＝IR+Iripple/2和Ival′＝IR-Iripple/2，并且平均电感器电流为上升电流IR。
·在由于电源电压VSUPPLY增加至阈值电压V3以上，控制信号TOGGLE失效的情况下，生成中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′，使得Ipk′＝IF+Iripple/2和Ival′＝IF-Iripple/2，并且平均电感器电流为下降电流IF。
如上面图8所示，中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′可以由外部回路控制子系统50使用来生成峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival。
因此，控制信号TOGGLE的切换可以保持VSUPPLY在阈值电压V2和阈值电压V3之间的调节。例如，当控制信号TOGGLE为高时，每相电流的平均值可以被设置为上升电流IR。由于该电流值与目标平均电流Iavg偏移了正偏移量+Δ，因此可能导致电源电压VSUPPLY上升。另一方面，当控制信号TOGGLE为低电平时，每相电流的平均值可设置为下降电流IF。由于该电流值与目标平均电流Iavg偏移了负偏移量-Δ，因此可能导致电源电压VSUPPLY下降。
有时，在功率转换器20的输出端处的负载变化可能导致目标平均电流Iavg的变化，如在图11中时间t0处所示，在这种情况下负载估计器44可以如上所述修改目标平均电流Iavg。
图12示出了根据本公开的实施例的描绘了在轻负载情况下升压转换器20的内部回路控制的示例的示例波形。对于轻负载，由负载估计器44计算的目标平均电流Iavg可以大于由饱和块64A和64B应用的最小目标平均电流Iavg_min。因为上升电流IR和下降电流IF在这种情况下可能被饱和，电感器电流IL可能大于升压转换器20的稳态操作所需的电流，迫使电源电压VSUPPLY在图12的区域I和III中具有正斜率。当电源电压VSUPPLY超过阈值电压V4时，来自外部回路控制子系统50的置位-复位锁存器54A可能导致升压转换器20进入升压非激活区域，从而使得由于升压转换器20的高阻抗状态，而迫使电源电压VSUPPLY在图12的区域II和IV中具有负斜率。在轻负载条件下，利用峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的固定饱和阈值在升压激活状态和升压非激活状态之间的切换可以最大化功率效率。
在控制电路40的简单实施方式中，控制电路40可以被实施为数字控制系统，其设置用于峰值电流阈值Ipk、谷值电流阈值Ival、控制信号ENABLE和启用的相24的数量n的控制参数。然而，由于在这种数字实施方式中可能被采用的采样与保持电路和现有的处理延迟，在比较器42切换时和在新的控制参数被确定时之间可能会出现多个时钟周期的延迟。这种延迟可能有助于由功率转换器20产生的电源电压VSUPPLY中的过冲和下冲，这可能导致电源电压VSUPPLY上的不期望的纹波和过度的电压下降。与控制电路40的全数字实施方式可以支持的相比，可能希望对电源电压VSUPPLY上的快速负载瞬变具有更快的响应。
图13示出了根据本公开的实施例的控制电路40A的选定部件的框图。控制电路40A可以在功能上和/或结构上与图5所示的控制电路40在许多方面类似，其中主要区别在于电流控制器46A被分成数字计算块82和模拟电路84。如下面更详细地描述的，模拟电路84可以通过使用由数字计算块82产生的控制参数的预种子值并通过模拟电路84在这些预种子值中进行选择，以产生传送到峰值/谷值控制器48和升压转换器20的控制参数，来最小化在全数字实施方式中将存在的延迟。模拟电路84可以由比较器42直接驱动，使得当比较器42切换时，模拟电路84立即改变状态并选择峰值电流阈值Ipk、谷值电流阈值Ival、控制信号ENABLE和启用的相24的数量n的产生的新控制参数。这种改变状态和更新控制参数的方式可以创建从比较器42到新的、更新的控制参数的低时延路径。另一方面，数字计算块82可以被配置为基于比较器的输出及其内部控制算法来计算预种子参数。
图14示出了根据本公开的实施例的电流控制器46A的内部控制回路子系统60A的选定部件的框图。内部回路控制子系统60A可以在功能上和/或结构上与图10所示的内部回路控制子系统60在许多方面类似，除了多路复用器72A和72B以及模拟状态机80的一部分可以由模拟电路84实施，并且内部回路控制子系统60A的其它部件可以由数字计算块82实施之外。如图14所示，数字计算块82可以基于所有比较信号C1、C2、C3和C4生成预种子值，并且模拟状态机86可以被配置为：基于比较信号C2和C3，利用多路复用器72A和72B控制对这种预种子值的选择，以便产生中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′。
图15示出了根据本公开的实施例的电流控制器46A的外部回路控制回路子系统50A的选定部件的框图。外部回路控制子系统50A可以在功能上和/或结构上与图8所示的外部回路控制子系统50在许多方面类似，除了多路复用器56A和56B以及模拟状态机86的一部分可以由模拟电路84实施之外。如图15所示，模拟状态机86可以被配置为：基于比较信号C1和由数字计算块82生成的控制信号RESET_MAX，在一方面最大峰值电流阈值Ipk_max和最大谷值电流阈值Ival_max的预种子值以及另一方面由内部控制回路子系统60A产生的中间峰值电流阈值Ipk′和中间谷值电流阈值Ival′的预种子值的选择之间进行控制。此外，模拟状态机86可以被配置为：基于比较信号C2和C4，控制功率转换器20的信号ENABLE。
在具有多相24的升压转换器20中，所有相24可以使用峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的相同设定点，并且查找表或其它合适的方法可以被用于基于目标平均电流Iavg确定有多少相24是激活的。此外，这种查找表或其它合适的方法可以具有滞后以防止单独的相24的过度启用和禁用。另外，查找表或另一查找表可以被用于确定在功率转换器20的最大电流状态(例如，电源电压VSUPPLY<阈值电压V1)下要启用多少相24。
尽管前面的讨论考虑了升压转换器20的电流控制和电压调节，但是可以理解，类似或相同的方法可以被应用于其他类型的基于电感器的功率转换器，包括但不限于降压转换器和降压-升压转换器。
返回参考图3A-图3C，各个相24的每个功率电感器32可以汲取各自的电感器电流IL(例如，IL1、IL2和IL3)。此外，因为所有相24可以如上所述使用峰值电流阈值Ipk和谷值电流阈值Ival的相同设定点，所以在每个相24的阻抗相同的情况下，电感器电流IL1、IL2和IL3都将被期望彼此同相。然而，在实际实施方式中，如果每个相24的阻抗不同但值接近，则相应的电感器电流IL1、IL2和IL3可能彼此缓慢地移进和移出相。但当电感器电流IL1、IL2和IL3中的两个或多个彼此同相时，可能存在相对较长的周期。
图16示出了根据本公开的实施例的峰值/谷值控制器48A的选定部件的框图。在一些实施例中，峰值/谷值控制器48A可以被用于实施图5所示的峰值/谷值控制器48。如图16所示，峰值/谷值控制器48A可以包括比较器90A和90B以及锁存器92。比较器90A可以被配置为将电感器电流IL与谷值电流阈值Ival进行比较，而比较器90B可以被配置为将电感器电流IL与峰值电流阈值Ipk进行比较。锁存器92(其可以被实施为置位-复位锁存器或其它合适的电路或逻辑器件)可以生成控制信号Px(例如，控制信号P1、P2、P3等)和
Figure BDA0003953529580000201
(例如，控制信号
Figure BDA0003953529580000202
等)，用于控制如图5所示的升压转换器20的开关。例如，当电感器电流IL下降至谷值电流阈值Ival以下时，锁存器92可以使控制信号Px生效和使控制信号
Figure BDA0003953529580000203
失效，并且当电感器电流IL下降至谷值电流阈值Ival以下时，锁存器92可以使控制信号Px失效和使控制信号
Figure BDA0003953529580000204
生效。
图17A-图17C示出了根据本公开的实施例的使用峰值/谷值控制器48A，电池电流IBAT、电感器电流IL1和IL2以及控制信号P1和P2随时间的各种示例波形的曲线图。为了清楚和说明的目的，在图17A-图17C中仅示出了两个电感器电流IL1和IL2以及两个控制信号P1和P2，尽管升压转换器20可以包括多于两个的相24与除了17A-图17C中所示的那些之外的其他电感器电流和控制信号。如图17A-图17B所示，当单个电感器电流IL1和IL2彼此同相或几乎同相时，可能会在电池电流IBAT上产生大的纹波(例如，约等于在单个电感器电流IL中存在的纹波电流Iripple的两倍)。如果存在具有同相电感器电流IL的数量为N的多个相24，则电池电流IBAT上的纹波可以是在单个电感器电流IL中存在的纹波电流Iripple的N倍。
出于许多原因，电池电流IBAT上的这种纹波可能会有问题，特别是如果纹波处于高频率。例如，这种纹波可能导致升压转换器20的效率降低，难以感测电池电流IBAT，或者可能寄生地耦合到周围的电路中导致电磁干扰。此外，这种电流纹波可能出现在升压转换器20的输入电压上和电源电压VSUPPLY上，干扰控制电路40对升压转换器20的控制(例如，取决于电源电压VSUPPLY的值的控制电路40的反馈控制的干扰)。
为了克服与同相电感器电流IL相关的问题，峰值/谷值控制器48A可以从图16中所示的那样修改，以便执行时域相位随机化或电平域相位随机化中的一个或两个，如下面更详细地描述的。
图18示出了根据本公开的实施例的具有用于执行升压转换器20中的电感器电流IL的时域相位随机化的电路的示例峰值/谷值控制器48B的选定部件的框图。在一些实施例中，峰值/谷值控制器48B可以被用于实施图5所示的峰值/谷值控制器48。另外，峰值/谷值控制器48B在许多方面可以与图16的峰值/谷值控制器48A类似或相同，其中主要区别在于峰值/谷值控制器48B可以包括在比较器90A和锁存器92的置位输入端之间对接的附加电路，以便相对于电感器电流IL与谷值电流阈值Ival的比较执行时域相位随机化。如图18所示，比较器90A的输出可以由抽头延迟线94接收，抽头延迟线94可以产生一个或多个输出，每个输出将比较器90A的输出延迟相应的延迟量。此外，多路复用器96可以接收比较器90A的未延迟输出和延迟线94的一个或多个输出，并基于随机数nrand选择这些输出中的一个，使得由锁存器92的置位输入端接收的比较器信号被延迟随机时间量。因此，如图19所示，随机数nrand可以随机地延迟锁存器92从Q＝0到Q＝1的输出转变，这可能延迟从相24的传递状态到该相24的充电状态的转变，并且因此也延迟了该相24中电感器电流IL的谷值的出现。还如图19所示，这种延迟还可能导致随机延迟锁存器92从Q＝1到Q＝0的输出转变，这可能延迟从相24的充电状态到该相24的传递状态的转变，并且因此也延迟了该相24中电感器电流IL的峰值的出现。这种随机化可以最小化相24中单个电感器电流IL的相位对准。
用于提供时域相位随机化的附加电路(例如，延迟线94和多路复用器96)可以被实施为延迟电感器电流IL与谷值电流阈值Ival的比较结果(例如，如图18所示)，以延迟电感器电流IL与峰值电流阈值Ipk的比较结果，或两者。这种附加的随机化电路可以被复制用于一些或全部相24。换句话说，在一些实施例中，一个或多个相24可以各自由相应的峰值/谷值控制器48A控制，而一个或多个其它相24可以各自由在一些但不是全部相24中提供对电感器电流IL的时域随机化的相应的峰值/谷值控制器48B控制；并且在其它实施例中，相24可以各自由在所有相24中提供对电感器电流IL的时域随机化的相应的峰值/谷值控制器48B控制。
图20示出了根据本公开的实施例的具有用于执行升压转换器20中的电感器电流IL的电平域相位随机化的电路的示例峰值/谷值控制器48C的选定部件的框图。在一些实施例中，峰值/谷值控制器48C可以被用于实施图5所示的峰值/谷值控制器48。另外，峰值/谷值控制器48C在许多方面可以与图16的峰值/谷值控制器48A类似或相同，其中主要区别在于峰值/谷值控制器48C可以包括在谷值电流阈值Ival路径中对接的附加电路，以便执行一个或多个单独的电感器电流IL的电平域相位随机化。如图20所示，多路复用器98可以接收多个电平调整(例如，-Δ、0、+Δ等)，用于修改谷值电流阈值Ival的电平并且基于随机数nrand选择这种输出之一。继而，组合器99可以将这种选择的电平调整与谷值电流阈值Ival组合，使得由锁存器92接收的经修改的谷值电流阈值Ival包括随机电平调整。结果，如图21所示，随机数nrand可以随机地延迟(或提前)锁存器92从Q＝0到Q＝1的输出转变，这可以延迟从相24的传递状态到该相24的充电状态的转变，并且因此也延迟了该相24中电感器电流IL的谷值的出现。还如图21所示，这种延迟还可能导致随机延迟锁存器92从Q＝1到Q＝0的输出转变，这可能延迟从相24的充电状态到该相24的传递状态的转变，并且因此也延迟了该相24中电感器电流IL的峰值的出现。这种随机化可以最小化相24中单个电感器电流IL的相位对准。
用于提供电平域相位随机化的附加电路(例如，多路复用器98和组合器99)可以被实施为对谷值电流阈值Ival应用电平调整(例如，如图20所示)、对峰值电流阈值Ipk应用电平调整，或两者。这种附加的随机化电路可以被复制用于一些或全部相24。换句话说，在一些实施例中，一个或多个相24可以各自由相应的峰值/谷值控制器48A控制，而一个或多个其它相24可以各自由在一些但不是全部相24中的提供对电感器电流IL的电平域随机化的相应的峰值/谷值控制器48C控制；并且在其它实施例中，相24可以各自由在所有相24中的提供对电感器电流IL的时域随机化的相应的峰值/谷值控制器48C控制。
在许多实例中，前述描述可以提供电源电压VSUPPLY的合适调节。然而，在从升压转换器20汲取的负载电流ILOAD大量增加的情况下，电源电压VSUPPLY可能过度下降到低于阈值电压V1，如图22所示。图22示出了在t1时刻负载电流ILOAD的大阶跃变化。在稍后的时间t2，电源电压VSUPPLY可以降到阈值电压V1以下，这可能导致控制电路40启用升压转换器20的附加相24(例如，将启用相24的数量从一个增加到多于一个)。当这种附加相24被启用时，它们可以在它们各自的充电状态下开始。在充电状态下，新启用的相24的电感器电流IL可能增加，但在充电状态期间，没有电流可以从这些相传递到负载电流ILOAD，因此电源电压VSUPPLY可能降低。每个新启用的相24可以保持在其充电状态，直到它们的电感器电流IL达到目标峰值电流Ipk为止。因此，每个新启用的相24达到目标峰值电流Ipk所花费的时间越长，电源电压VSUPPLY可能下降得越多。电感器电流IL的电流增加率可以由下式给出：
Figure BDA0003953529580000231
其中L是功率电感器32的电感。值得注意的是，由于电池22的内部阻抗、感测电阻器28的电阻以及电池22和升压转换器20之间的电迹线的寄生阻抗，根据欧姆定律，感测电压VDD_SENSE可能随着电池电流IBAT的增加而从电池电压VBAT下降。
图22示出了在以下两种情况下新启用的相24的电源电压VSUPPLY和电感器电流IL：(i)在波形上用标签“A”标记的情况，其中感测电压VDD_SENSE相对较高；以及(ii)在波形上用标签“B”标记的情况，其中感测电压VDD_SENSE相对较低。在情况A中，新启用的相24的充电状态的时间可能由于较高的感测电压VDD_SENSE而较短，而在情况B中，新启用的相24的充电状态的时间可能由于较低的感测电压VDD_SENSE而较长。
为了克服这个问题，控制电路40或升压转换器20或电力递送系统1的另一部件可以在感测电压VDD_SENSE被认为足够低(例如，低于阈值感测电压VTHRESH)时，选择性地增加电压阈值V1、V2、V3和V4，如图23所示。如图23所示，响应于感测电压VDD_SENSE降低到阈值感测电压VTHRESH以下，控制电路40可以使电压阈值V1、V2、V3和V4增加相同的量(例如，以如图23所示的受控斜坡方式)，如图23中点A所示。因此，如果在图23所示的点B发生负载电流ILOAD的大的阶跃，而感测电压VDD_SENSE较低，则电源电压VSUPPLY可以下降至图23所示的点C，但由于电压阈值V1和V2已升高，这种下降可能最小。并且如果感测电压VDD_SENSE再次增加到阈值感测电压VTHRESH以上(在图23所示的点D处)或者如果升压转换器20进入其旁路模式，则控制电路40可以导致电压阈值V1、V2、V3和V4降低到其原始水平(例如，以如图23所示的受控斜坡方式)。布尔标志RAISE_Vx_FLAG如图23所示，其可以指示电压阈值V1、V2、V3和V4的状态(例如，在默认状态下，RAISE_Vx_FLAG＝0，在电压阈值V1、V2、V3和V4增加时RAISE_Vx_FLAG＝1)。
使用图23所示的技术，电源电压VSUPPLY的绝对下降可以被最小化，但是升压转换器20在其旁路模式下花费的时间量不受影响，从而保持效率。
为了防止响应于接近阈值感测电压VTHRESH的感测电压VDD_SENSE而频繁切换电压阈值V1、V2、V3和V4，控制电路40可以包括滞后控制以执行图23所示的技术。例如，图24示出了根据本公开的实施例的提供对阈值电压V1、V2、V3和V4的电压域滞后控制的控制子系统100的选定部件(例如，其可以由控制电路40整体或部分实施)。如图24所示，比较器102可以将感测电压VDD_SENSE与阈值感测电压VTHRESH进行比较，并且这种比较的结果可以由置位-复位锁存器108的置位输入端接收，当感测电压VDD_SENSE下降至阈值感测电压VTHRESH以下时，导致标志RAISE_Vx_FLAG生效，如图25所示。此外，比较器104可以将感测电压VDD_SENSE与较高的阈值感测电压VTHRESH-HI进行比较，并且这种比较的结果可以与升压转换器20是否处于其旁路模式的指示，通过OR门106进行逻辑OR运算。OR门106的输出可以由置位-复位锁存器108的复位输入端接收，当感测电压VDD_SENSE增加至较高的阈值感测电压VTHRESH-HI以下时，或如果升压转换器20进入其旁路模式，则导致标志RAISE_Vx_FLAG被丢弃，如图25所示。反过来，标志RAISE_Vx_FLAG可以由多路复用器110的选择输入端接收，其可以基于标志RAISE_Vx_FLAG的值选择一个量(例如，0或ΔV)添加到阈值电压V1、V2、V3和V4中的每一个。因此，当感测电压VDD_SENSE增加到较高的阈值感测电压VTHRESH-HI以上时，阈值电压V1、V2、V3和V4可以被降低到它们的默认值V1′、V2′、V3′和V4′，并且当感测电压VDD_SENSE降低至阈值感测电压VTHRESH-HI以下时，阈值电压V1、V2、V3和V4可以分别被增加到V1′+ΔV、V2′+ΔV、V3′+ΔV和V4′+ΔV。
为了清楚和说明的目的，在图24中未描绘用于引起阈值电压V1、V2、V3和V4的斜坡(例如，如图23所示)的部件(例如滤波器、斜坡发生器等)，但其仍然可以存在于控制子系统100中。
作为另一示例，图26示出了根据本公开的实施例的提供对阈值电压V1、V2、V3和V4的时域滞后控制的控制子系统120的选定部件(例如，其可以由控制电路40整体或部分实施)。如图26所示，比较器122可以将感测电压VDD_SENSE与阈值感测电压VTHRESH进行比较，并且这种比较的结果可以由即时-置位的延迟-释放定时器124的输入端接收，当感测电压VDD_SENSE下降至阈值感测电压VTHRESH以下时，导致标志RAISE_Vx_FLAG生效，如图27所示。定时器124然后可以保持标志RAISE_Vx_FLAG生效，直到感测电压VDD_SENSE增加到阈值感测电压VTHRESH以上达到编程的最小持续时间为止。例如，如图27所示的周期A可以短于编程的最小持续时间，因此对于周期A的感测电压VDD_SENSE高于阈值感测电压VTHRESH的增加可能不足以针对定时器124使标志RAISE_Vx_FLAG失效。然而，如图27所示的周期B可以等于编程的最小持续时间，因此对于周期B的感测电压VDD_SENSE高于阈值感测电压VTHRESH的增加可能足以针对定时器124使标志RAISE_Vx_FLAG失效。此外，如果升压转换器20进入其旁路模式，定时器124可以复位并导致标志RAISE_Vx_FLAG的失效。反过来，标志RAISE_Vx_FLAG可以由多路复用器130的选择输入端接收，其可以基于标志RAISE_Vx_FLAG的值选择一个量(例如，0或ΔV)添加到阈值电压V1、V2、V3和V4中的每一个。因此，当感测电压VDD_SENSE降低至阈值感测电压VTHRESH-HI以下时，阈值电压V1、V2、V3和V4可以分别被增加到V1′+ΔV、V2′+ΔV、V3′+ΔV和V4′+ΔV，响应于升压转换器20进入其旁路模式或者响应于感测电压VDD_SENSE增加至阈值感测电压VTHRESH以上持续编程的最小持续时间，降低到默认值V1′，V2′，V3′和V4′。
为了清楚和说明的目的，在图26中未描绘用于引起阈值电压V1、V2、V3和V4的斜坡(例如，如图23所示)的部件(例如滤波器、斜坡发生器等)，但其仍然可以存在于控制子系统120中。
作为另一示例，图28示出了根据本公开的实施例的提供对阈值电压V1、V2、V3和V4的控制的控制子系统140的选定部件(例如，其可以由控制电路40整体或部分实施)。如图28所示，比较器142可以将感测电压VDD_SENSE与阈值感测电压VTHRESH进行比较，并且这种比较的结果可以由逻辑AND门146的第一输入端接收。另外，比较器144可以将电源电压VSUPPLY与阈值电压V3进行比较，并且这种比较的结果可以由逻辑AND门146的第二输入端接收。因此，逻辑AND门146可以触发置位-复位锁存器147的置位输入，使得在VDD_SENSE<VTHRESH且VSUPPLY>V3时，置位-复位锁存器147使标志RAISE_Vx_FLAG生效，如图29所示。另外，比较器142的输出可以被逻辑反相器149反相，并触发置位-复位锁存器147的复位输入，使得在VDD_SENSE>VTHRESH时，使标志RAISE_Vx_FLAG失效。
反过来，标志RAISE_Vx_FLAG可以由多路复用器150的选择输入端接收，其可以基于标志RAISE_Vx_FLAG的值选择一个量(例如，0或ΔV)添加到阈值电压V1、V2、V3和V4中的每一个。因此，当VDD_SENSE<VTHRESH且VSUPPLY>V3时，阈值电压V1、V2、V3和V4可以分别被增加到V1′+ΔV、V2′+ΔV、V3′+ΔV和V4′+ΔV，以及否则可能被降低到它们的默认值V1′，V2′，V3′和V4′。
希望的优点是，随着阈值电压V1、V2、V3和V4被增加，它可以最大限度地降低电源电压VSUPPLY电源下降到阈值电压V1和V2以下的风险。为了说明，如果电源电压VSUPPLY低于阈值电压V2，则控制电路40可以迅速增加由升压转换器20递送的负载电流ILOAD。此外，如果电源电压VSUPPLY低于阈值电压V1，则控制电路40可以将负载电流ILOAD设置为其最大值。这些事件中的任何一个都可能导致电池电流IBAT上的不期望的扰动和尖峰。然而，由控制子系统140实现的控制可以减少或消除这种缺点。
为了清楚和说明的目的，在图28中未描绘用于引起阈值电压V1、V2、V3和V4的斜坡(例如，如图23所示)的部件(例如滤波器、斜坡发生器等)，但其仍然可以存在于控制子系统140中。
在一些实施例中，控制电路40可以实施控制子系统100、控制子系统120和控制子系统140中的一个以控制阈值电压V1、V2、V3和V4。在其它实施例中，控制电路40可以以任何合适的组合将控制子系统100、控制子系统120和控制子系统140中的两个或更多个组合在一起，以控制阈值电压V1、V2、V3和V4。
如上所述，从升压转换器20汲取的负载电流ILOAD的大量增加可能导致电源电压VSUPPLY的下降。图30示出了根据本公开的实施例的各种示例波形的曲线图，示例波形示出了响应于负载电流ILOAD的阶跃的电源电压VSUPPLY的不同程度的下降，并且还描绘了升压转换器20的相24的电感器电流IL。如先前所述，当发生这种下降时，电源电压VSUPPLY可能降至阈值电压V1以下，这可能导致控制电路40启用升压转换器20的附加相24(例如，将启用相24的数量从一个增加到多于一个)。当这种附加相24被启用时，它们可以在它们各自的充电状态下开始。在充电状态下，新启用的相24的电感器电流IL可能增加，但在充电状态期间，没有电流可以从这些相传递到负载电流ILOAD，因此电源电压VSUPPLY可能降低。每个新启用的相24可以保持在其充电状态，直到它们的电感器电流IL达到目标峰值电流Ipk为止。因此，每个新启用的相24达到目标峰值电流Ipk所花费的时间越长，电源电压VSUPPLY可能下降得越多。还如上所述，电感器电流IL的电流增加率可以由下式给出：
Figure BDA0003953529580000281
图30描绘了用于相24的目标峰值电流Ipk的设置的三种可能情况。在第一种情况下，目标峰值电流Ipk可以处于值Ipk-lo，在该值Ipk-lo处，新启用的相24的电感器电流IL快速地达到目标峰值电流Ipk，并且因此开始快速地向升压转换器20的负载供应电流。然而，目标峰值电流值Ipk-lo可能不足以克服电源电压VSUPPLY的下降，其可能具有由波形VSUPPLY-LO所示的特性。
在第二种情况下，目标峰值电流Ipk可以处于最佳值Ipk-opt，其可以表示足以支持负载的目标峰值电流Ipk的最小值。在这种情况下，新启用的一个或多个相24的电感器电流IL可能快速地达到目标峰值电流Ipk，并且也足以支持负载，从而允许电源电压VSUPPLY(其可能具有由波形VSUPPLY-OPT所示的特性)有效地克服下降。
在第三种情况下，目标峰值电流Ipk可以处于值Ipk-hi，在该值Ipk-hi处，新启用的一个或多个相24的电感器电流IL缓慢地达到目标峰值电流Ipk，并且因此开始缓慢地向升压转换器20的负载供应电流。因此，虽然目标峰值电流值Ipk-hi可能足以克服电源电压VSUPPLY(其可能具有由波形VSUPPLY-HI所示的特性)随时间的下降，但可能会出现过多的下降量，直到新启用的一个或多个相24开始递送电流的时刻为止。
因此，可能希望使用最佳值Ipk-opt，其足够大以支持给定的最大负载电流ILOAD，同时足够小以使新添加的一个或多个相24的充电状态的持续时间最小化，并因此使电源电压VSUPPLY的下降幅度最小化。然而，这种最佳值可以随时间变化，这取决于升压转换器20的状态和其中存在升压转换器20的电力递送系统。因此，选择这种最佳值Ipk-opt可能证明具有挑战性。
为了生成目标峰值电流Ipk(以及谷值峰值电流Ival)的最佳值，控制电路40(或其部件，诸如负载估计器44或电流控制器46)可以基于感测电压VDD_SENSE设置目标平均电流Iavg。为了说明，假设来自升压转换器20的输出的已知最大功率消耗PMAX，则功率消耗PMAX的瞬时目标平均电流Iavg-max可以被给出为：
Figure BDA0003953529580000291
其中n是升压转换器20的功率效率的近似值。最大目标峰值电流Ipk-max和最大目标谷值电流Ival-max可以如下被计算：
Figure BDA0003953529580000292
Figure BDA0003953529580000293
最大目标峰值电流Ipk-max和最大谷值电流Ival-max的这些值可以如图8和图15所示以及如上所述被用于计算目标峰值电流Ipk和谷值电流Ival。图31示出了根据本公开的实施例的由升压转换器20产生的电源电压VSUPPLY、新启用的一个或多个相24的电感器电流IL以及感测电压VDD_SENSE的各种示例波形的曲线图。特别地，图31描绘了通过控制电路40的控制，根据感测电压VDD_SENSE改变最大目标峰值电流Ipk-max。在图31中，电源电压VSUPPLY可以在点A下降至阈值电压V1以下，这可以触发控制电路40启用一个或多个附加相24。此外，电源电压VSUPPLY降低到低于阈值电压V1可以导致控制电路40将目标峰值电流Ipk设置为最大目标峰值电流Ipk-max(并且将目标谷值电流Ival设置为最大目标谷值电流Ipk-val)。此外，随着感测电压VDD_SENSE的降低，最大目标峰值电流Ipk-max(和最大目标谷值电流Ipk-val)可以根据感测电压VDD_SENSE而增加。因此，升压转换器20可以利用图31中的点B所示的较低初始峰值电流要求，以便升压转换器20可以更快地开始将电流传递到其输出端，从而防止电源电压VSUPPLY的过度下降。最大目标峰值电流Ipk-max(和最大目标谷值电流Ipk-val)可以增加到稳态水平，如图31中的点C所示。
如本文所用，当两个或更多个元件被称为彼此“耦合”时，该术语指示这种两个或更多个元件处于电子通信或机械通信中，如果适用的话，无论是间接连接还是直接连接，有或没有中间元件。
本公开涵盖本领域普通技术人员将理解的对本文示例实施例的所有改变、替换、变化、更改和修改。类似地，在适当的情况下，所附的权利要求涵盖本领域普通技术人员将理解的对本文示例实施例的所有改变、替换、变化、更改和修改。此外，在所附权利要求中对装置或者系统或者装置或系统的部件的引用适于、被布置为、能够、被配置为、启用、可操作为或有效执行特定功能，其涵盖了该装置、系统或部件，无论它或该特定功能是否被激活、接通或解锁，只要该装置、系统或部件如此适配、布置、能够、配置、启用、可操作或有效的。因此，可以对本文描述的系统、装置和方法做出修改、添加或省略，而不背离本公开的范围。例如，系统和装置的部件可以被集成或分离。此外，本文公开的系统和装置的操作可以由更多、更少或其它部件执行，并且所描述的方法可以包括更多、更少或其它步骤。另外，可以按照任何合适的顺序执行步骤。如本文件中所使用的，“每个”是指集合的每个成员或集合子集的每个成员。
尽管示例性实施例在附图中被示出并且在下文被描述，但是本公开的原理可以使用任何数量的技术被实施，无论当前是否已知。本公开不应以任何方式限制于附图中所示和上面所描述的示例性实施方式和技术。
除非另有特别说明，否则附图中描绘的物品不一定按比例绘制。
本文中所述的所有示例和条件语言旨在用于教学目的，以帮助读者理解发明人为推进本领域而贡献的本公开的内容和概念，并且被解释为不限于这些具体叙述的示例和条件。尽管已经详细描述了本公开的实施例，但是应当理解，可以对其做出各种改变、替换和更改，而不会背离本公开的精神和范围。
尽管上面已经列举了具体的优点，但是各种实施例可以包括一些、没有或所有列举的优点。另外，在阅读了前述附图和描述之后，其它技术优势对于本领域普通技术人员而言可能变得显而易见。
为了帮助专利局和根据本申请发布的任何专利的任何读者解释在此所附的权利要求，申请人希望注意，他们不打算使任何所附权利要求或权利要求要素引用35U.S.C.§112(f)，除非在特定权利要求中明确使用词语“手段”或“步骤”。

Claims (14)

1.一种用于控制被配置为生成输出电压的功率转换器中的电流的系统，所述系统包括控制回路，所述控制回路具有：
多个比较器，每个比较器具有与所述输出电压进行比较的相应参考电压；
数字控制器，所述数字控制器被配置为计算所述电流的一个或多个预种子控制参数；以及
模拟状态机，所述模拟状态机被配置为基于所述多个比较器的输出，选择用于控制所述电流的控制参数，所述控制参数选自：
所述预种子控制参数；
用于控制所述电流以具有零幅值的控制参数；以及
用于控制所述电流以具有最大幅值的控制参数。
2.根据权利要求1所述的系统，其中，所述数字控制器被配置为基于电流负载的输入参考估计来设置所述电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值。
3.根据权利要求2所述的系统，其中，所述模拟状态机还被配置为与所述数字控制器协作：
如果所述输出电压低于第一阈值，则将所述电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值设置为第一预计算值，其中，所述第一预计算值高于所述电流负载的输入参考估计；和
如果所述输出电压高于所述第一阈值，则将所述电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值设置为第二预计算值，其中，所述第二预计算值低于所述电流负载的输入参考估计。
4.根据权利要求1所述的系统，其中，所述模拟状态机被配置为当所述输出电压高于第一阈值时禁用所述功率转换器，和当所述输出电压低于第二阈值时启用所述功率变换器，其中所述第二阈值低于所述第一阈值。
5.根据权利要求4所述的系统，其中，所述数字控制器还被配置为如果所述输出电压小于第三阈值，则将所述电流设置为最大值，其中所述第三阈值低于所述第二阈值。
6.根据权利要求5所述的系统，其中，所述数字控制器被配置为当所述输出电压在所述第一阈值和所述第二阈值之间时，基于电流负载的输入参考估计来设置所述电流。
7.根据权利要求5所述的系统，其中：
所述功率转换器包括多相功率转换器，其包括多个相；
每个相包括单独相功率转换器；并且
所述模拟状态机被配置为：当所述输出电压低于所述第三阈值时，基于每相的电流的最大值来确定被启用的单独相功率转换器的数量。
8.一种用于控制被配置为生成输出电压的功率转换器中的电流的方法，所述方法包括使用控制回路，所述控制回路具有：
多个比较器，每个比较器具有与所述输出电压进行比较的相应参考电压；
数字控制器，所述数字控制器被配置为计算所述电流的一个或多个预种子控制参数；以及
模拟状态机，所述模拟状态机被配置为基于所述多个比较器的输出，选择用于控制所述电流的控制参数，所述控制参数选自：
所述预种子控制参数；
用于控制所述电流以具有零幅值的控制参数；以及
用于控制所述电流以具有最大幅值的控制参数。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述数字控制器被配置为基于电流负载的输入参考估计来设置所述电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述模拟状态机还被配置为与所述数字控制器协作：
如果所述输出电压低于第一阈值，则将所述电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值设置为第一预计算值，其中，所述第一预计算值高于所述电流负载的输入参考估计；和
如果所述输出电压高于所述第一阈值，则将所述电流的峰值电流阈值和谷值电流阈值设置为第二预计算值，其中，所述第二预计算值低于所述电流负载的输入参考估计。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，所述模拟状态机被配置为当所述输出电压高于第一阈值时禁用所述功率转换器，和当所述输出电压低于第二阈值时启用所述功率变换器，其中所述第二阈值低于所述第一阈值。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，所述数字控制器还被配置为如果所述输出电压小于第三阈值，则将所述电流设置为最大值，其中所述第三阈值低于所述第二阈值。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，所述数字控制器被配置为当所述输出电压在所述第一阈值和所述第二阈值之间时，基于所述电流负载的输入参考估计来设置所述电流。
14.根据权利要求12所述的方法，其中：
所述功率转换器包括多相功率转换器，其包括多个相；
每个相包括单独相功率转换器；并且
所述模拟状态机被配置为：当所述输出电压低于所述第三阈值时，基于每相的电流的最大值来确定被启用的单独相功率转换器的数量。
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