CN114424440A - 开关功率转换器中的能量的有效使用 - Google Patents

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Abstract

一种系统可以包括：功率转换器，该功率转换器具有从电源汲取的最大允许输入功率；能量存储元件，该能量存储元件在能量存储元件的顶板处耦接到功率转换器的输出，其中能量存储元件被配置为存储多余能量；以及控制电路系统，该控制电路系统被配置为当功率转换器的输入功率超过最大允许输入功率时，导致存储在能量存储元件中的多余能量被耦接到功率转换器的输出的电路系统消耗，并且为了保持耦接到功率转换器的输出的电路系统的正电压余量，选择性地将能量存储元件的底板耦接到电源，使得当功率转换器的输入功率超过最大允许输入功率时，由耦接到功率转换器的输出的电路系统存储的多余能量从能量存储设备被消耗。

Description

开关功率转换器中的能量的有效使用
技术领域
本公开总体上涉及用于电子设备的电路，包括但不限于个人音频设备，诸如无线电话和媒体播放器，并且更具体地，涉及峰值控制升压转换器中的受限平均电流。
背景技术
个人音频设备(包括无线电话，诸如移动/蜂窝电话、无绳电话、mp3播放器和其他消费音频设备)被广泛使用。这种个人音频设备可以包括用于驱动一对头戴式受话器或一个或多个扬声器的电路系统。这种电路系统通常包括扬声器驱动器，该扬声器驱动器包括用于将音频输出信号驱动到头戴式受话器或扬声器的功率放大器。通常，功率转换器可以用于向功率放大器提供供电电压，以便放大被驱动到扬声器、耳机或其他换能器的信号。开关功率转换器是一种将电源从一个直流(DC)电压电平转换成另一DC电压电平的电子电路。这种开关DC-DC转换器的示例包括但不限于升压转换器、压降转换器、压降-升压转换器、反相压降-升压转换器以及其他类型的开关DC-DC转换器。因此，使用功率转换器，诸如由电池提供的DC电压的DC电压可以被转换成用于给功率放大器供电的另一DC电压。
通常，升压转换器作为峰值电流控制升压转换器操作，其中控制系统的主控制回路用于确定关于升压转换器的每个开关阶段的峰值电流需求，以便生成升压转换器的期望升压输出电压。对于其中占空比(例如，其可以通过从数字1中减去算术比率来确定，其中算术比率等于供应给升压转换器的输入电压除以升压转换器的升压输出电压)的升压占空比，可能需要斜坡补偿电路系统来避免升压转换器的次谐波行为。许多升压转换器控制系统中还存在保护电路系统，以确保升压转换器的电流保持在最大值以下。根据主控制回路的峰值电流的检测和最大可允许电流的检测通常由两个分离的电路(将所测量的电流(例如，升压转换器的功率电感器的所测量的电流)与斜坡补偿的目标峰值电流信号进行比较的第一比较器，以及将所测量的电流与最大电流限制进行比较的第二比较器)来执行。也可称为补偿器的主控制回路可以生成可以由斜坡补偿电路系统修改的目标峰值电流信号，并且这种斜坡补偿的目标峰值电流信号可以由第一比较器与所测量的电流进行比较，以便执行升压转换器的峰值电流控制。然而，因为斜坡补偿可能发生在模拟电路系统中，所以在第一比较器切换的点处可能存在未知校正量。这种误差可以由主控制回路在调节由功率转换器输出的升压电压时移除。
然而，这种未知误差的存在可能导致无法在升压转换器的任何特定开关周期期间直接控制最大电流。发生这种控制缺乏是因为第二比较器允许在没有阈值以上的电感器电流的斜坡补偿的情况下进行测量。如果第二比较器用于直接控制电感器中的电流，则缺乏关于这个测量的斜坡补偿可能导致次谐波行为。为了避免这种次谐波行为同时限制由第二比较器检测到的电流，可以反馈回第二比较器的输出，以允许控制电路系统将期望的限制行为应用于斜坡补偿的目标峰值电流信号。例如，可以存在附加的控制回路，使得当在电流限制条件下操作时，斜坡补偿的目标峰值电流信号被修改以获得期望的电流限制行为。
结果，可以创建控制系统，该控制系统导致将升压转换器的功率电感器的峰值电流限制和控制在最大阈值以下。然而，在许多系统中，峰值电感器电流和平均电感器电流之间的误差可能非常大，并且电感器变化可能导致确定合适的峰值电流限制的巨大挑战。
发明内容
根据本公开的教导，可以减少或消除与操作功率转换器的现有方法相关联的一个或多个缺点和问题。
根据本公开的实施例，一种系统可以包括：功率转换器，该功率转换器具有从电源汲取的最大允许输入功率；能量存储元件，该能量存储元件在能量存储元件的顶板处耦接到功率转换器的输出，其中能量存储元件被配置为存储多余能量；以及控制电路系统，该控制电路系统被配置为当功率转换器的输入功率超过最大允许输入功率时，导致存储在能量存储元件中的多余能量被耦接到功率转换器的输出的电路系统消耗，并且为了保持耦接到功率转换器的输出的电路系统的正电压余量，选择性地将能量存储元件的底板耦接到电源，使得当功率转换器的输入功率超过最大允许输入功率时，由耦接到功率转换器的输出的电路系统存储的多余能量从能量存储设备被消耗。
根据本公开的这些和其他实施例，一种系统可以包括：功率转换器，该功率转换器被配置为在第一供电输出处生成第一供电电压；以及第二供电输出，该第二供电输出被配置为生成低于第一供电电压的第二供电电压，其中第二供电电压跟踪由耦接到功率供应部的放大器生成的输出信号的包络。
根据本公开的这些和其他实施例，一种系统可以包括功率供应部，该功率供应部包括：功率转换器，该功率转换器被配置为在功率供应部的第一供电输出处生成第一供电电压；以及第二供电输出，该第二供电输出被配置为生成低于第一供电电压的第二供电电压。该系统还可以包括放大器，该放大器耦接到功率供应部并被配置为在第一供电电压和第二供电电压之间进行选择以作为到放大器的供电电压。
根据本公开的这些和其他实施例，一种系统可以包括：功率转换器，该功率转换器被配置为在功率供应部的第一供电输出处生成第一供电电压，该功率转换器具有从电源汲取的最大允许输入功率；能量存储元件，该能量存储元件在能量存储元件的顶板处耦接到功率转换器的输出，其中能量存储元件被配置为存储多余能量；以及第二供电输出，该第二供电输出被配置为生成低于第一供电电压的第二供电电压。当放大器消耗来自第二供电输出的功率时，第二供电电压可以跟踪由耦接到功率供应部的放大器生成的输出信号的包络，并且当放大器消耗来自第一供电输出的功率时，第二供电电压可以调节能量存储元件的底板处的电压。
根据本公开的这些和其他实施例，一种方法，在具有带有从电源汲取的最大允许输入功率的功率转换器和在能量存储元件的顶板处耦接到功率转换器的输出的能量存储元件的系统中可以包括，其中能量存储元件被配置为存储多余能量：当功率转换器的输入功率超过最大允许输入功率时，导致存储在能量存储元件中的多余能量被耦接到功率转换器的输出的电路系统消耗，并且为了保持耦接到功率转换器的输出的电路系统的正电压余量，选择性地将能量存储元件的底板耦接到电源，使得当功率转换器的输入功率超过最大允许输入功率时，由耦接到功率转换器的输出的电路系统存储的多余能量从能量存储设备被消耗。
根据本公开的这些和其他实施例，一种方法可以包括利用功率转换器在第一供电输出处生成第一供电电压，并且利用第二供电输出生成低于第一供电电压的第二供电电压，其中第二供电电压跟踪由耦接到功率供应部的放大器生成的输出信号的包络。
根据本公开的这些和其他实施例，一种方法可以包括利用功率转换器在第一供电输出处生成功率供应部的第一供电电压，利用第二供电输出生成低于第一供电电压的功率供应部的第二供电电压，以及由耦接到功率供应部的放大器在第一供电电压和第二供电电压之间进行选择以作为到放大器的供电电压。
根据本公开的这些和其他实施例，可以提供一种用于在以下系统中使用的方法，该系统具有：功率转换器，该功率转换器被配置为在功率供应部的第一供电输出处生成第一供电电压，该功率转换器具有从电源汲取的最大允许输入功率；能量存储元件，该能量存储元件在能量存储元件的顶板处耦接到功率转换器的输出，其中能量存储元件被配置为存储多余能量；以及第二供电输出，该第二供电输出被配置为生成低于第一供电电压的第二供电电压。该方法可以包括当放大器消耗来自第二供电输出的功率时，利用第二供电电压跟踪由耦接到功率供应部的放大器生成的输出信号的包络，并且当放大器消耗来自第一供电输出的功率时，利用第二供电电压调节能量存储元件的底板处的电压。
从本文包括的附图、描述和权利要求中，本公开的技术优点对于本领域技术人员来说是显而易见的。实施例的目的和优点将至少通过权利要求中特别指出的元件、特征和组合来实现和达到。
应当理解的是，前面的整体性描述和下面的详细描述都是示例和说明性的，并不限制本公开中阐述的权利要求。
附图说明
通过结合附图参考以下描述，可以获得对本实施例及其优点的更完整的理解，在附图中相同的附图标记表示相同的特征，并且其中：
图1示出了根据本公开的实施例的示例个人音频设备；
图2示出根据本公开的实施例的个人音频设备的示例集成电路的所选择的组件的框图；
图3示出了根据本公开的实施例的具有平均电流限制控件的可以用于实施图2中示出的功率供应部的示例混合峰值电流控制升压转换器的所选择的组件的框图；
图4示出了描绘根据本公开的实施例的实际电感器电流和目标平均电感器电流相对于时间的以及目标平均电感器电流和实际电感器电流目标的的量差的数学积分的示例波形的曲线图；
图5示出了描绘根据本公开实施例的图3中示出的示例混合峰值电流控制升压转换器内的所选择的电压的示例波形的曲线图；
图6示出了根据本公开实施例的个人音频设备的另一示例集成电路的所选择的组件的框图；
图7A示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部的示例功率转换器的所选择的组件的框图；
图7B示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部的另一示例功率转换器的所选择的组件的框图；
图7C示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部的又一示例功率转换器的所选择的组件的框图；
图8示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部的另一示例混合功率转换器的所选择的组件的框图；
图9示出了描绘根据本公开实施例的图8中示出的示例混合功率转换器内的所选择的电压的示例波形的曲线图。
具体实施方式
图1示出了根据本公开的实施例的示例个人音频设备1。图1描绘了耦接到呈一对耳塞扬声器8A和8B的形式的耳机3的个人音频设备1。图1中描绘的耳机3仅仅是示例，并且应当理解的是，个人音频设备1可以与各种音频换能器结合使用，包括但不限于头戴式受话器、耳塞、入耳式耳机和外部扬声器。插头4可以提供耳机3到个人音频设备1的电端子的连接。个人音频设备1可以向用户提供显示，并使用触摸屏2接收用户输入，或者替代性地，标准液晶显示器(liquid crystal display，LCD)可以与设置在个人音频设备1的面和/或侧部上的各种按钮、滑动件和/或拨号盘相组合。同样如图1所示，个人音频设备1可以包括音频集成电路(integrated circuit，IC)9，用于生成模拟音频信号以传输到耳机3和/或另一音频换能器。
图2示出根据本公开的实施例的个人音频设备的示例IC 9A的所选择的组件的框图。在一些实施例中，图2中示出的示例IC 9A可以用于实施图1的IC 9。如图2所示，微控制器核18可以向数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)14供应数字音频输入信号DIG_IN，该数模转换器可以将数字输入信号转换成模拟信号VIN。DAC 14可以向放大器16供应模拟信号VIN，该放大器可以放大或衰减输入信号VIN以提供差分输出信号VOUT，该输出信号可以操作扬声器、头戴式受话器换能器、线路电平信号输出和/或其他合适的输出。在一些实施例中，DAC 14可以是放大器16的一体组件。功率供应部10A可以提供放大器16的功率供应轨输入。在一些实施例中，功率供应部10A可以包括开关模式功率转换器，如下文更详细描述的那样。尽管图1和图2设想IC 9A驻留在个人音频设备中，但是本文描述的系统和方法也可以应用于除个人音频设备之外的电气和电子系统和设备，包括用于在比个人音频设备更大的计算设备(诸如汽车、建筑物或其他结构)中使用的系统。进一步，本文描述的系统和方法还可以应用于除音频设备和音频换能器之外的电气和电子系统和设备，诸如振动触觉换能器、压电换能器或其他换能器。
图3示出了根据本公开实施例的具有平均电流限制控制的可以用于实施图2中示出的功率供应部10A的示例混合峰值电流控制升压转换器20A的所选择的组件的框图。如图3所示，升压转换器20A可以包括电池22、功率电感器30、被实施为n型金属氧化物半导体场效应晶体管(NFET)的开关28、被实施为p型金属氧化物半导体场效应晶体管(PFET)的开关29以及控制电路32。图4示出了描绘根据本公开的实施例的实际电感器电流IL和目标平均电感器电流IAVG_LIM相对于时间的以及目标平均电感器电流IAVG_LIM的量和实际电感器电流IL的量的差的数学积分的示例波形的曲线图。
在升压转换器20A的开关周期的第一阶段(在图4中标记为“阶段A”)，控制电路32可以使得开关28被激活(例如，闭合、接通、启用)并且开关29被去激活(例如，断开、关断、禁用)。因此，在第一阶段期间，开关节点(在图3中标记为“SW”)可以有效地短接到地电位，使得电池22将其电压VBAT施加到功率电感器30的端子上。结果，在第一阶段期间，在功率电感器30中流动的电感器电流IL可以增加。如下文更详细描述的那样，控制电路32可以使电感器电流IL增加，直到电感器电流IL达到斜坡补偿峰值电流限制IPK′的点，在该点第一阶段可以结束。
在升压转换器20A的开关周期的第二阶段(在图4中标记为“阶段B”)，控制电路32可以使开关28被去激活并且使开关29激活。结果，在第二阶段期间随着功率电感器30放电到升压电容器26中，电感器电流IL可以减小，从而将供电电压VSUPPLY升压到高于电池电压VBAT的电压。在连续传导模式(continuous conduction mode，CCM)下，第二阶段(阶段B)可以持续到开关周期的结束，在此之后第一阶段(阶段A)再次出现，如图4所示。在不连续传导模式(DCM)中，第二阶段(阶段B)可以继续，直到电感器电流IL达到零，在该点处，开关周期的第三阶段(图4中未示出)可以开始。在第三阶段，如果存在的话，控制电路32可以使开关28和29中的两者被去激活，并且电感器电流IL可以保持处于零，直到下一开关周期的开始，其中第一阶段(阶段A)再次出现。在一些实施例中，控制电路32可以在第二阶段(阶段B)期间去激活开关29，使得实施开关29的PFET的体二极管传导电感器电流IL，直到其达到零。
顾名思义，混合峰值电流控制升压转换器20A可以在在至少两种模式中的一个下操作。在第一模式下，开关62B可以被激活(例如，接通、闭合、启用)并且开关62A可以被去激活(例如，关断、断开、禁用)，使得对应于供电电压VSUPPLY的负端子的升压电容器26的底板耦接到地电压。在第二模式下，开关62A可以被激活，并且开关62B可以被去激活，使得升压电容器26的底板(例如，与存在供电电压VSUPPLY的升压电容器26的顶板相对)耦接到电池电压VBAT。第一模式和第二模式之间的切换可以由混合模式切换控制器60控制。混合模式开关控制器60可以被配置为当升压电容器26上的电压ΔV下降到预定阈值电压VTH以下时，从第一模式下的操作转换到第二模式下的操作。此外，混合模式开关控制器60可以被配置为当升压电容器26上的电压ΔV上升到预定阈值电压VTH以上时，从第二模式下的操作转换到第一模式下的操作。电压ΔV的计算可以是直接测量，或者可以根据供电电压VSUPPLY、开关62A和62B的开关状态的知识、由低压差调节器58提供的可变电压和/或电池电压VBAT来计算。
在一些实施例中，控制电路32可以被配置成以显著小于混合峰值电流控制升压转换器20A的开关28和29被开关的第二切换频率的第一切换频率来选择性地启用和禁用电容器26的底板到电池22的耦接。
在这些和其他实施例中，控制电路32可以被配置为以与被从混合峰值电流控制升压转换器20A供电的放大器(例如，放大器16)驱动到负载的信号的另一频率相关的开关频率来选择性地启用和禁用电容器26的底板与电池22的耦接。在这些和其他实施例中，控制电路32可以被配置为以与由从混合峰值电流控制升压转换器20A供电的放大器(例如，放大器16)驱动到负载的信号的另一频率相关的开关频率来选择性地启用和禁用电容器26的底板与电池22的耦接。
尽管图3中未示出，但是在一些实施例中，混合模式开关控制器60可以在具有滞后的情况下操作，使得用于从第一模式切换到第二模式的阈值电压VTH可以低于用于从第二模式切换到第一模式的阈值电压VTH。
为了进一步示出第一模式和第二模式之间的混合操作，图5示出了根据本公开的实施例的描绘当在第一模式和第二模式之间以及在第二模式和第一模式之间切换时示例混合峰值电流控制升压转换器20A的所选择的电压的示例波形的曲线图。
如图5所示，随着由放大器16生成的输出信号VOUT的幅值增加，给放大器16供电的供电电压VSUPPLY的降压可能出现。这种降压可能出现，因为由混合峰值电流控制升压转换器20A从电池22汲取的电流可能被图3中示出电路系统限制。可能需要这个受限电流来保护电池22和/或避免使用电池22作为能量源的其他设备的掉电。供电电压VSUPPLY的这种降压可能是由于连接到混合峰值电流控制升压转换器20A的输出的负载需要比混合峰值电流控制升压转换器20A能够提供的受限操作更多的功率。由此，当这种降压出现时，电容器26上的所存储的能量可以用于向负载提供必要的功率。
如果这种降压将导致供电电压VSUPPLY下降到输出信号VOUT的幅值以下，则在输出信号VOUT中可能出现削波或其他失真。因此，当供电电压VSUPPLY下降到阈值电压VTH以下时，在图5中标记为t1的时间，混合模式开关控制器60可以引起第一模式(其中升压电容器26的底板耦接到接地)到第二模式(其中升压电容器26的底板耦接到电池电压VBAT)之间的转换。结果，升压电容器26的底板处的底板电压VBOT可以从零上升到电池电压VBAT。另外，因为升压电容器26上的电压ΔV不能瞬时改变，所以底板电压VBOT的增加可能导致供电电压VSUPPLY的类似增加(例如，VSUPPLY＝VBOT+ΔV)，从而通过允许混合峰值电流控制升压转换器20A从升压电容器26向放大器16传递比在峰值电流控制升压转换器20A仅在第一模式下利用耦接到接地的升压电容器26的底板操作的情况下可能的更多的能量，来确保供电电压VSUPPLY保持在输出信号VOUT之上。事实上，在特定实施方式中，与在峰值电流控制升压转换器20A仅在第一模式下利用耦接到接地的升压电容器26的底板操作的情况相比，本文描述的两种模式之间的混合操作可以允许混合峰值电流控制升压转换器20A利用多1.8倍的能量(或者将允许在少1.8倍的升压电容器的情况下利用相同量的能量)。
如图3所示，混合峰值电流控制升压转换器20A可以包括耦接在电池22和开关62A之间的低压差调节器58。在操作中，当将混合操作从第一模式切换到第二模式时，混合模式开关控制器60可以控制低压差调节器58上的电压，以允许底板电压VBOT在零和电池电压VBAT之间受控斜升，反之亦然，以便消除由于供电电压VSUPPLY的突然变化而可能在输出信号VOUT中出现的高频开关假象。
同样如图3所描绘的那样，混合峰值电流控制升压转换器20A可以包括电流传感器电路56，以感测流经升压电容器26的电流IBOT。电流传感器电路56可以使用具有电阻RBOT的感测电阻器来测量电流IBOT。在一些实施例中，RBOT可以具有大约10mΩ的电阻。如下文更详细描述的那样，可以由控制电路32使用所测量的电流IBOT。
回到图3，控制电路32可以包括补偿器34、电流平均限制控制块35、多路复用器37、电流传感器电路36、数模转换器(DAC)38、DAC 40、斜坡发生器42、峰值电流比较器44、时钟(CLK)发生器46、锁存器48、开关块控件50、积分器52、积分器比较器54和锁存器56。
在CCM和DCM两者的操作中，开关28的占空比(例如，第一阶段(阶段A)的持续时间)可以确定供电电压VSUPPLY相对于电池电压VBAT的幅值。例如，在CCM中，提供所期望的供电电压VSUPPLY所需的占空比D可以由D＝1-VBAT/VSUPPLY给出。因此，对于期望电平的供电电压VSUPPLY(例如，其可以基于放大器的输出信号的包络)，控制电路32可以基于所测量的供电电压VSUPPLY和所测量的电感器电流IL(其可以由电流传感器电路36测量(例如，使用具有电阻RSENSE的感测电阻器；在一些实施例中，RSENSE可以具有大约10mΩ的电阻))实施反馈控制回路(其可以在补偿器34内部)。因此，控制电路32可以监控实际供电电压VSUPPLY，将其与期望的供电电压VSUPPLY进行比较，并通过增加或减少电感器电流IL的峰值来增加或减少实际供电电压VSUPPLY。这样，补偿器34可以生成指示期望峰值电流的数字信号，并且当选择多路复用器37来输出补偿器34的输出时，DAC 38可以将这种数字信号转换成模拟等效峰值电流信号IPK。进一步，如图3所示，可以从峰值电流信号IPK中减去通过升压电容器26的测量电流IBOT，以补偿来自电池22的对升压电容器26充电的电流，而不是对升压电容器26充电的电感器电流IL。
斜坡发生器42可以生成斜坡补偿信号。在一些实施例中，斜坡发生器42可以以三角形或锯齿波形的形式生成斜坡补偿信号。斜坡补偿信号可以与峰值电流信号IPK组合，以生成经斜坡补偿的峰值电流信号IPK′。峰值电流比较器44可以在第一阶段(阶段A)期间比较所测量的电感器电流IL(例如，由电流传感器电路36测量的)，从而响应于该比较生成控制信号。比较器44的输出、时钟发生器46和锁存器48可以一起如图所示布置，或者以另一种合适的方式布置，以生成到开关控制块50的控制信号。例如，时钟发生器46可以生成指示开关周期的开始(例如，第一阶段/阶段A的开始)的时钟信号，并且比较器44可以基于所测量的电感器电流IL达到峰值电流IPK的点，生成指示第一阶段(阶段A)的结束的信号。基于指示升压转换器20A的开关周期和开关阶段的定时的这些信号，锁存器48可以生成到开关控制块50的(多个)适当的控制信号，该开关控制块又可以生成适当的控制信号给开关28和29，从而选择性地激活和去激活开关28和29。
此外，电流平均限制控制块35可以生成指示目标平均电流限制的数字信号，DAC40可以将该数字信号转换成表示流经功率电感器30的最大平均电流的等效模拟目标平均电流信号IAVG_LIM。这种目标平均电流信号IAVG_LIM可以基于功率电感器30的最大电流限制来设置，该最大电流限制可以在由平均限制控制块35接收的参数当中。由平均限制控制块35接收的其他参数可以包括电池电压VBAT和/或被编程为指示作为电池电压VBAT的函数的最大电流的参数。附加或替代性参数可以包括供电电压VSUPPLY、数字音频输入信号DIG_IN和/或模拟信号VIN。
平均限制控制块35还可以基于目标平均电流信号IAVG_LIM生成其自己版本的峰值电流IPK(其可以不同于由补偿器34生成的峰值电流)，使得电感器电流IL不超过基于包括积分器52、积分器比较器54和锁存器56的控制回路的最大电流限制。如图3所示，多路复用器37可以基于从多路复用器选择块39传送的控制信号来选择由补偿器34和平均限制控制块35生成的峰值电流信号中的一个。
多路复用器选择块39可以被配置成使得，如果由补偿器34确定的峰值电流小于由平均限制控制块35确定的峰值电流，多路复用器选择块39可以使多路复用器37选择由补偿器34确定的峰值电流。另一方面，如果由补偿器34确定的峰值电流大于由平均限制控制块35确定的峰值电流，则多路复用器选择块39可以使多路复用器37选择由平均限制控制块35确定的峰值电流。
在一些实施例中，功率电感器30的最大电流限制可以通过分析锁存器48的输出和锁存器56的输出的定时信息来确定。因为补偿器34的输出可以具有加到其上的斜坡补偿值，所以电感器电流IL的峰值电流的实际值可以不同于由补偿器34的输出所表示的值。由此，当施加电流限制行为时(例如，通过多路复用器选择块39使多路复用器37选择由平均限制控制块35确定的峰值电流)，补偿器34在该时间点的值可以由平均限制控制块35记录，并用作用于确定补偿器34是否已经将其值降低到由目标平均电流信号IAVG_LIM表示的受控限制电流的值以下的参考。
因此，平均限制控制块35可以操作来维持在升压转换器20A的多个开关周期上测量的电感器电流IL，以在由平均限制控制块35对到DAC 40的输入设置的平均电流限制下操作。因此，升压转换器20A可以增加被递送到DAC 38的输入的峰值电流的值，直到电感器电流IL的平均值大于被递送到DAC 40的输入的峰值电流的值。一旦发生这种情况，平均限制控制块35可以操作来降低被递送到DAC 38的输入的峰值电流的值，直到电感器电流IL的平均值小于被递送到DAC 40的输入的峰值电流的值。这种操作可以随着时间将平均电感器电流保持在由DAC 40的输出表示的电流IAVG_LIM值。
为了进一步说明，考虑图4中示出的测量电流IL和目标平均电流信号IAVG_LIM的波形。因为升压转换器20A必须在伏秒平衡的情况下操作，所以当处于稳定状态时，CCM中的第二阶段(阶段B)期间的平均电流必须等于第一阶段(阶段A)期间的平均电流。简单的分析可以表明，在第一阶段(阶段A)期间，如果功率电感器30的平均电流等于期望的平均电流Iavg_desired，则在第一阶段(阶段A)期间实际电感器电流IL的数学积分将等于在第一阶段期间期望的平均电流的数学积分。因此，如果第一阶段具有时间T1的持续时间，则已知：
Figure BDA0003545426130000121
因此：
Figure BDA0003545426130000122
以及
Figure BDA0003545426130000123
因此：
Figure BDA0003545426130000124
如上面的等式所示，如果在第一阶段(阶段A)内对所测量的电感器电流IL和期望的平均电流Iavg_desired之间的差进行积分，积分的结果将为零(0)。上面的等式表明，如果对T1时段上的值进行积分，则该值将为零。同样地，如果对差进行积分，当积分的结果为零(0)时，可以找到T1值。图4还示出了所测量的电感电流IL和所期望的平均电流Iavg_desired之差的积分的值。减法的顺序并不重要，因为关键检测点是积分何时等于零。
为了利用上述分析，积分器52可以计算实际电感器电流IL和目标平均电流信号IAVG_LIM之间的差的数学积分，并且积分器比较器54可以将结果与零进行比较，使得锁存器56可以生成指示由积分器52执行的积分何时为零的输出。作为这种输出的结果，数字补偿和电流平均限制控制块34可以为升压转换器20A的后续开关周期适当地修改目标平均电流信号IAVG_LIM和峰值电流IPK。
因此，为了减轻关于电感器变化的问题并完全消除在控制峰值电流的同时确定平均电流时相关联的误差，可以在电流平均比较器之前提供积分器电路，以允许确定升压转换器的平均输入电流何时越过阈值电路。可以提供消隐电路系统(未示出)以允许电流平均比较器不指示在第一阶段(阶段A)启动时穿过阈值，因为积分器可以在第一阶段的开始时被设置为零。
图6示出根据本公开的实施例的个人音频设备的示例IC 9B的所选择的组件的框图。在一些实施例中，图6中示出的示例IC 9B可以用于实施图1的IC 9。如图6所示，微控制器核18可以向数模转换器(digital-to-analog converter，DAC)14供应数字音频输入信号DIG_IN，该数模转换器可以将数字输入信号转换成模拟信号VIN。DAC 14可以向放大器16供应模拟信号VIN，该放大器可以放大或衰减输入信号VIN以提供差分输出信号VOUT，其可以操作扬声器、头戴式受话器换能器、线路电平信号输出和/或其他合适的输出。在一些实施例中，DAC 14可以是放大器16的一体组件。功率供应部10B可以向放大器16提供多个功率供应(例如，供电电压VSUPPLY_HI和VSUPPLY_LO)。在一些实施例中，功率供应部10B可以包括开关模式功率转换器，如下文更详细描述的那样。尽管图6设想IC 9B驻留在个人音频设备中，但是本文描述的系统和方法也可以应用于除个人音频设备之外的电气和电子系统和设备，包括用于在比个人音频设备更大的计算设备(诸如汽车、建筑物或其他结构)中的系统。进一步，本文描述的系统和方法还可以应用于除音频设备和音频换能器之外的电气和电子系统和设备，诸如振动触觉换能器、压电换能器或其他换能器。
如以上描述并在图6中示出的那样，功率供应部10B可以提供较高的供电电压VSUPPLY_HI和较低的供电电压VSUPPLY_LO。因此，放大器16可以被配置为G类放大器，该G类放大器可以根据输出信号VOUT的幅值在较高供电电压VSUPPLY_HI和较低供电电压VSUPPLY_LO之间进行选择。在这些和其他实施例中，一种系统可以包括多个设备(例如，放大器16或其他设备)，这些设备中的每一个可以在特定的供电电压下操作，在这种情况下，这些设备中的一些可以使用从功率供应部10B供应的较高的供电电压VSUPPLY_HI，而其他设备可以使用从功率供应部10B供应的较低的供电电压VSUPPLY_LO。
图7A示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部10B的示例功率转换器20B的所选择的组件的框图。在许多方面，功率转换器20B可以在结构和功能上类似于图3中描绘的升压转换器20A(包括例如控制电路32的类似组件，其细节从图7A中省略)。如图7A所示，功率转换器20B可以包括这样的升压转换器，该升压转换器包括功率电感器30以及在控制电路32的控制下的开关28和29，以便在升压电容器26上生成供电电压VSUPPLY_HI，其中供电电压VSUPPLY_HI高于电池22的电池电压VBAT。在一些实施例中，电池22可以包括多单元电池。
为了以更高的功率效率操作(例如，仅供应供电电压VSUPPLY_HI的功率转换器20B相比)，功率转换器20B还可以供应低于供电电压VSUPPLY_HI的供电电压VSUPPLY_LO。因此，为了降低功耗(包括放大器16或从功率转换器20B供电的其他电路的空闲功耗)，这种放大器16或其他电路(或用于这种放大器或其他电路系统的控制电路系统)可以基于这种放大器16或其他电路的实际功率供应需求(例如，由放大器16驱动的输出信号VOUT的幅值)在供电电压VSUPPLY_LO和供电电压VSUPPLY_HI之间进行选择。因此，如图7A所示，功率转换器20B可以提供电池22的电池电压VBAT作为较低的供电电压VSUPPLY_LO。
然而，对于较高的电池电压值VBAT，如当电池22包括多单元电池时的情况那样，使用电池电压VBAT作为较低的供电电压VSUPPLY_LO可以提供最小的功率节省，特别是对于由放大器16驱动的低电平的输出信号VOUT。
为了克服这种限制，图7B示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部10B的另一示例功率转换器20C的所选择的组件的框图。与图7A的功率转换器20B相比，图7B的功率转换器20C之间的主要区别在于，不是电池22的电池电压VBAT被供应作为较低的供电电压VSUPPLY_LO，而是功率转换器20C可以提供低于功率转换器20C外部的电池电压VBAT的电压供应作为较低的供电电压VSUPPLY_LO。然而，使用低于电池电压VBAT的电压供应可以为由放大器16驱动的中等电平的输出信号VOUT提供最小的功率节省。
为了克服功率转换器20B和功率转换器20C的限制，图7C示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部10B的又一示例功率转换器20D的所选择的组件的框图。如图7C所示，功率转换器20D可以实施这样的升压转换器，该升压转换器包括功率电感器30以及在控制电路32的控制下的开关28和29，以便在升压电容器26上生成供电电压VSUPPLY_HI，其中供电电压VSUPPLY_HI高于电池22的电池电压VBAT。此外，功率转换器20D可以实施H类包络跟踪压降转换器，该H类包络跟踪压降转换器包括功率电感器70、降压电容器76以及在H类降压控制电路72的控制下的开关78和79，以便在升压电容器26上生成供电电压VSUPPLY_LO，其中供电电压VSUPPLY_LO低于电池22的电池电压VBAT，并且跟踪输出信号VOUT的信号包络。有利的是，功率转换器20D的拓扑可以能够使用升压电容器26的与功率转换器20B相同量的所存储的能量，但是功率转换器20D中H类跟踪压降转换器的存在以及提供更高供电电压VSUPPLY_HI和更低供电电压VSUPPLY_LO的能力可能导致与功率转换器20B的空闲功耗和功率效率相比，功率转换器20D的显著更低的空闲功耗和更高的功率效率。
为了利用功率转换器20A和20D两者的优点，图8示出了根据本公开实施例的可以用于实施图6中示出的功率供应部10B的示例混合功率转换器20E的所选择的组件的框图。如图8所示，混合功率转换器20E可以实施这样的升压转换器，该升压转换器包括功率电感器30以及在控制电路32的控制下的开关28和29，以便在升压电容器26上生成供电电压VSUPPLY_HI，其中供电电压VSUPPLY_HI高于电池22的电池电压VBAT。此外，混合功率转换器20E可以实现包括功率电感器70、压降电容器76以及在H类降压控制电路72的控制下的开关78和79的H类包络跟踪压降转换器，以便在升压电容器26上生成产生供电电压VSUPPLY_LO，其中供电电压VSUPPLY_LO低于电池22的电池电压VBAT，并且跟踪输出信号VOUT的信号包络。此外，混合动力转换器20E可以以至少两种模式中的一个操作。在第一模式下，开关62B可以被激活(例如，接通、闭合、启用)并且开关62A可以被去激活(例如，关断、断开、禁用)，使得对应于供电电压VSUPPLY的负端子的升压电容器26的底板耦接到地电压。在第二模式下，开关62A可以被激活，并且开关62B可以被去激活，使得升压电容器26的底板(例如，与存在供电电压VSUPPLY的升压电容器26的顶板相对)耦接到供电电压VSUPPLY_LO。第一模式和第二模式之间的切换可以由混合模式开关控制器60拉力控制。混合模式开关控制器60可以被配置为当供电电压VSUPPLY_HI下降到预定阈值电压VTH以下时，从第一模式下的操作转换到第二模式下的操作。此外，混合模式开关控制器60可以被配置为当供电电压VSUPPLY_HI上升到预定阈值电压VTH以上时，从第二模式下的操作转换到第一模式下的操作。尽管图8中未示出，但是在一些实施例中，混合模式开关控制器60可以在具有滞后的情况下操作，使得用于从第一模式切换到第二模式的阈值电压VTH可以低于用于从第二模式切换到第一模式的阈值电压VTH。
为了进一步示出第一模式和第二模式之间的混合操作，图9示出了根据本公开的实施例的描绘当在第一模式和第二模式之间以及在第二模式和第一模式之间切换时示例混合功率转换器20E的所选择的电压的示例波形的曲线图。如图9所示，在时间t0，混合模式开关控件60可以将混合功率转换器20E的操作模式设置为第一模式，并且放大器16的G类控件可以选择供电电压VSUPPLY_LO作为其供电电压。在输出信号VOUT增加时，H类压降控制电路72可以使供电电压VSUPPLY_LO跟踪输出信号VOUT。在时间t1，输出信号VOUT可以增加到H类压降控制电路72不能再跟踪输出信号VOUT所处的电平，并且因此，在这个时间t1，放大器16的G类控件可以选择供电电压VSUPPLY_HI作为其供电电压，并且供电电压VSUPPLY_HI可以开始向这个放大器16供应电流。
在时间t2，由于输出信号VOUT的进一步增加，可以达到混合功率转换器20E的升压转换器的升压电流限制，并且升压电容器26上的电压ΔV可以开始降低。在电容器26上的电压ΔV下降到阈值电压VTH以下所处的时间t3，H类压降控制电路72可以将供电电压VSUPPLY_LO的目标设置为供电电压VSUPPLY_HI和阈值电压VTH之间的差，并且混合模式开关控件60可以将混合功率转换器20E的操作模式设置为第二模式，从而将升压电容器26的底板耦接到供电电压VSUPPLY_LO。
因此，一旦压降电容器76上的供电电压VSUPPLY_LO在时间t4放电到供电电压VSUPPLY_HI的最大值(例如，20V)减去阈值电压VTH，H类压降控制器72和混合功率转换器20E的压降转换器可以调节升压电容器26的底板处的电压VBOT。随着加载了混合功率转换器20E的放大器16继续汲取电流，H类压降控制器72和混合功率转换器20E的压降转换器可以试图通过增加电压VBOT将供电电压VSUPPLY_HI调节到其最大电压(例如，20V)，从而允许升压电容器26放电并使用其存储的能量向加载了混合功率转换器20E的放大器16供应电流。
在输出信号VOUT降低时，供电电压VSUPPLY_HI可以在时间t5增加回到其最大电压(例如，20V)，并且可以通过H类压降控制器72和混合功率转换器20E的降低电压VBOT的压降转换器而保持处于这个最大电压。在时间t6，当电压VBOT已经降低到零时，混合模式开关控件60可以将混合功率转换器20E的操作模式设置为第一模式，从而将升压电容器26的底板耦接到接地。在这一点上，H类压降控制器72和混合功率转换器20E的压降转换器可以将供电电压VSUPPLY_LO增加到其最大电压(例如，9V)，使得当输出信号VOUT降低到供电电压VSUPPLY_LO的这一最大电压以下时，它准备好被选择作为用于放大器16的供电电压。
如本文所使用的那样，当两个或更多个元件被称为彼此“耦接”时，这个术语指示这两个或更多个元件处于电子连通或机械连通(如适用的的话)，无论是间接连接还是直接连接、具有中间元件或没有中间元件。
本公开涵括本领域普通技术人员将理解的对本文中的示例实施例的所有改变、替换、变化、变更和修改。类似地，在适当的情况下，所附权利要求涵括本领域普通技术人员将理解的对本文中的示例实施例的所有改变、替换、变化、变更和修改。此外，在所附权利要求中对适配成、布置成、能够、配置成、使其能够、能够操作或可操作以执行特定功能的装置或系统或装置或系统的组件的引用涵括该装置、系统或组件，无论其或该特定功能是否被激活、开启或解锁，只要该装置、系统或组件如此适配、布置、能够、配置、使其能够、能够操作或可操作即可。因此，在不脱离本公开的范围的情况下，可以对本文描述的系统、装置和方法进行修改、添加或省略。例如，系统和装置的组件可以是集成的或分离的。而且，本文公开的系统和装置的操作可以由更多、更少或其他组件来执行，并且所描述的方法可以包括更多、更少或其他步骤。附加地，步骤可以以任何合适的顺序执行。如本文所用，“每一个”是指集合的每一个成员或集合的子集的每一个成员。
尽管示例性实施例在附图中示出并在下面描述，但是本公开的原理可以使用任何数量的技术(无论当前是否已知)来实施。本公开不应以任何方式限于附图中示出的和上文描述的示例性实施方式和技术。
除非另有特别说明，附图中描绘的物品不一定按比例绘制。
本文所引述的所有示例和条件性语言都是为了教学目的以帮助读者理解发明人为推进本领域所贡献的公开内容和构思，并且被解释为不限于这些具体引述的示例和条件。尽管已经详细描述了本公开的实施例，但是应当理解的是，在不脱离本公开的精神和范围的情况下，可以对其进行各种改变、替换和变更。
虽然上面已经列举了具体的优点，但是各种实施例可以包括列举的优点中的一些、不包括列举的优点或者包括列举的优点中的全部。附加地，在阅读了前述附图和描述之后，其他技术优点对于本领域普通技术人员来说将变得显而易见。
为了有助于专利局和在本申请中发布的任何专利的任何读者解释所附权利要求，申请人希望注意，除非在特定权利要求中明确使用了词语“用于……装置”或“用于……步骤”，否则他们不意在所附权利要求或权利要求元素中的任何一个触发35U.S.C.§112(f)。

Claims (26)

1.一种系统，包括：
功率转换器，具有从电源汲取的最大允许输入功率；
能量存储元件，在所述能量存储元件的顶板处耦接到所述功率转换器的输出，其中所述能量存储元件被配置为存储多余能量；以及
控制电路系统，被配置为：
当所述功率转换器的输入功率超过所述最大允许输入功率时，使得存储在所述能量存储元件中的多余能量被耦接到所述功率转换器的输出的电路系统消耗；并且
为了保持耦接到所述功率转换器的输出的所述电路系统的正电压余量，选择性地将所述能量存储元件的底板耦接到所述电源，从而当所述功率转换器的输入功率超过所述最大允许输入功率时，由耦接到所述功率转换器的输出的所述电路系统存储的多余能量从所述能量存储设备被消耗。
2.根据权利要求1所述的系统，其中所述最大允许输入功率由所述功率转换器的输入电流限制来限定。
3.根据权利要求1所述的系统，其中所述电源是电池。
4.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制电路系统被配置为以显著小于所述功率转换器的开关被开关的第二开关频率的第一开关频率来选择性地启用和禁用所述能量存储元件的底板到所述电源的耦接。
5.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制电路系统被配置为以与从所述功率转换器供电的放大器驱动到负载的信号的第二开关频率相关的第一开关频率来选择性地启用和禁用所述能量存储元件的底板到所述电源的耦接。
6.一种系统，包括：
功率转换器，被配置为在第一供电输出处生成第一供电电压；以及
第二供电输出，被配置为生成低于所述第一供电电压的第二供电电压，其中所述第二供电电压跟踪由耦接到功率供应部的放大器生成的输出信号的包络。
7.根据权利要求6所述的系统，其中所述放大器被配置为在所述第一供电电压和所述第二供电电压之间进行选择以作为到所述放大器的供电电压。
8.一种系统，包括：
功率供应部，包括：
功率转换器，被配置为在所述功率供应部的第一供电输出处生成第一供电电压；以及
第二供电输出，被配置为生成低于所述第一供电电压的第二供电电压；以及
放大器，耦接到所述功率供应部并被配置为在所述第一供电电压和所述第二供电电压之间进行选择以作为到所述放大器的供电电压。
9.根据权利要求8所述的系统，其中所述第二供电电压跟踪由所述放大器生成的输出信号的包络。
10.根据权利要求8所述的方法，其中所述第二供电电压由开关模式功率转换器外部的固定电压供应来提供。
11.根据权利要求8所述的方法，其中所述第二供电电压由耦接到功率供应部的输入的电源来提供。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述电源是电池。
13.一种系统，包括：
功率转换器，被配置为在所述功率供应部的第一供电输出处生成第一供电电压，所述功率转换器具有从电源汲取的最大允许输入功率；
能量存储元件，在所述能量存储元件的顶板处耦接到所述功率转换器的输出，其中所述能量存储元件被配置为存储多余能量；以及
第二供电输出，被配置为生成低于所述第一供电电压的第二供电电压；其中：
当所述放大器消耗来自所述第二供电输出的功率时，所述第二供电电压跟踪由耦接到所述功率供应部的放大器生成的输出信号的包络；以及
当所述放大器消耗来自所述第一供电输出的功率时，所述第二供电电压调节所述能量存储元件的底板处的电压。
14.一种方法，在具有带有从电源汲取的最大允许输入功率的功率转换器和在能量存储元件的顶板处耦接到所述功率转换器的输出的能量存储元件的系统中，其中所述能量存储元件被配置为存储多余能量，所述方法包括：
当所述功率转换器的输入功率超过所述最大允许输入功率时，使得存储在所述能量存储元件中的多余能量被耦接到所述功率转换器的输出的电路系统消耗，并且
为了保持耦接到所述功率转换器的输出的所述电路系统的正电压余量，选择性地将所述能量存储元件的底板耦接到所述电源，从而当所述功率转换器的输入功率超过所述最大允许输入功率时，由耦接到所述功率转换器的输出的所述电路系统存储的多余能量从所述能量存储设备被消耗。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述最大允许输入功率由所述功率转换器的输入电流限制来限定。
16.根据权利要求14所述的方法，其中所述电源是电池。
17.根据权利要求14所述的方法，其中所述控制电路系统被配置为以显著小于所述功率转换器的开关被开关的第二开关频率的第一开关频率来选择性地启用和禁用所述能量存储元件的底板到所述电源的耦接。
18.根据权利要求14所述的方法，其中所述控制电路系统被配置为以与从所述功率转换器供电的放大器驱动到负载的信号的第二开关频率相关的第一开关频率来选择性地启用和禁用所述能量存储元件的底板到所述电源的耦接。
19.一种方法，包括：
利用功率转换器在第一供电输出处生成第一供电电压；以及
利用第二供电输出生成低于所述第一供电电压的第二供电电压，其中所述第二供电电压跟踪由耦接到所述功率供应部的放大器生成的输出信号的包络。
20.根据权利要求19所述的方法，还包括由所述放大器在所述第一供电电压和所述第二供电电压之间进行选择以作为所述放大器的供电电压。
21.一种方法，包括：
利用功率转换器在第一供电输出处生成功率供应部的第一供电电压；
利用第二供电输出生成低于所述第一供电电压的所述功率供应部的第二供电电压；以及
由耦接到所述功率供应部的放大器在所述第一供电电压和所述第二供电电压之间进行选择以作为所述放大器的供电电压。
22.根据权利要求21所述的方法，还包括由所述第二供电电压跟踪由所述放大器生成的输出信号的包络。
23.根据权利要求21所述的方法，包括从所述开关模式功率转换器外部的固定电压供应来供应所述第二供电电压。
24.根据权利要求21所述的方法，包括从耦接到功率供应部的输入的电源供应所述第二供电电压。
25.根据权利要求24所述的方法，其中所述电源是电池。
26.一种用于在系统中使用的方法，所述系统具有：功率转换器，被配置为在功率供应部的第一供电输出处生成第一供电电压，所述功率转换器具有从电源汲取的最大允许输入功率；能量存储元件，在所述能量存储元件的顶板处耦接到所述功率转换器的输出，其中所述能量存储元件被配置为存储多余能量；以及第二供电输出，被配置为生成低于所述第一供电电压的第二供电电压，所述方法包括：
当所述放大器消耗来自所述第二供电输出的功率时，利用所述第二供电电压跟踪由耦接到所述功率供应部的放大器生成的输出信号的包络；以及
当所述放大器消耗来自所述第一供电输出的功率时，利用所述第二供电电压调节所述能量存储元件的底板处的电压。
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Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2587639A (en) * 2019-10-02 2021-04-07 Raytheon Systems Ltd A peak current mode controller
US11469661B2 (en) 2019-10-25 2022-10-11 Cirrus Logic, Inc. Multiphase inductive boost converter with multiple operational phases
US11463008B2 (en) 2019-11-22 2022-10-04 Cirrus Logic, Inc. Decreasing output droop in a power converter via an energy storage capacitor
US11682961B2 (en) * 2020-03-02 2023-06-20 Texas Instruments Incorporated Current regulator system
US11658559B2 (en) 2020-05-20 2023-05-23 Cirrus Logic, Inc. Minimizing voltage droop in a power converter
US11953531B2 (en) 2020-05-20 2024-04-09 Cirrus Logic Inc. Sense resistor and method for forming same
CN115668721B (zh) 2020-05-20 2023-08-15 思睿逻辑国际半导体有限公司 功率转换器中的电流的随机化
US11522460B2 (en) 2020-07-24 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Optimizing the control of a hysteretic power converter at low duty cycles
US11735942B2 (en) 2020-07-29 2023-08-22 Cirrus Logic Inc. Maintaining operation within a stable region of a power curve of a power converter
US11522440B2 (en) 2020-07-29 2022-12-06 Cirrus Logic, Inc. Use of shared feedback among two or more reactive schemes
US11183849B1 (en) 2020-07-29 2021-11-23 Cirrus Logic, Inc. Control of power converter based on dynamic constraint factors
CN116210134A (zh) 2020-08-14 2023-06-02 思睿逻辑国际半导体有限公司 具有双向电池理想化的电源架构
US11843317B2 (en) 2021-08-25 2023-12-12 Cirrus Logic Inc. Pseudo-bypass mode for power converters
US11876493B2 (en) * 2022-02-04 2024-01-16 Qualcomm Incorporated Hybrid class-H/predictive class-G switching amplifier architecture

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090016549A1 (en) * 2006-01-23 2009-01-15 French John B Power supply for limited power sources and audio amplifier using power supply
US20140265560A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Levant Power Corporation System and method for using voltage bus levels to signal system conditions
US20180115246A1 (en) * 2016-10-20 2018-04-26 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Efficient boost converter
CN109039068A (zh) * 2017-06-08 2018-12-18 福特全球技术公司 用于电气化车辆的堆叠式电压转换器
US10283989B1 (en) * 2018-01-30 2019-05-07 Apple Inc. Electrical power converter and detachable energy storage reservoir
US20190214951A1 (en) * 2018-01-09 2019-07-11 Biamp Systems, LLC Audio power source with improved efficiency

Family Cites Families (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5248524A (en) 1992-01-27 1993-09-28 Paragon Trade Brands Method and apparatus for zoned application of particles in fibrous material with dual dispensing nozzles
IT1268472B1 (it) 1993-10-22 1997-03-04 St Microelectronics Srl Convertitore buck a modalita' di funzionamento automaticamente determinata dal livello di carico
US5757167A (en) 1996-07-12 1998-05-26 Cardiac Pacemakers, Inc. Voltage regulator
JP3863273B2 (ja) 1997-12-26 2006-12-27 富士通株式会社 電源装置
US6177783B1 (en) 1999-09-13 2001-01-23 Adc Telecommunications, Inc. Current balancing for voltage regulator having inputs from multiple power supplies
US6597158B2 (en) 2001-01-29 2003-07-22 Seiko Epson Corporation Adjustable current consumption power supply apparatus
US7102340B1 (en) 2003-01-21 2006-09-05 Microsemi Corporation Dual-mode PFM boost converter
FR2851091B1 (fr) 2003-02-07 2005-03-11 Commissariat Energie Atomique Convertisseur electrique pour pile a combustible
JP4306534B2 (ja) 2004-05-25 2009-08-05 株式会社デンソー 乗員保護装置
US7629709B2 (en) 2004-12-29 2009-12-08 Freescale Semiconductor, Inc. Regulation of a DC to DC converter
JP2008529177A (ja) * 2005-02-02 2008-07-31 キャップ−エックス・エックス・リミテッド 電源装置
US20110121653A1 (en) 2005-02-18 2011-05-26 O2Micro International Limited Parallel powering of portable electrical devices
US7190150B2 (en) 2005-02-28 2007-03-13 Freescale Semiconductor, Inc. DC—DC converter for power level tracking power amplifiers
TW200733523A (en) * 2005-10-25 2007-09-01 Koninkl Philips Electronics Nv Power converter
US20080100143A1 (en) 2006-11-01 2008-05-01 O2Micro Inc. Power management system with charger/boost controller
TW200838109A (en) 2007-03-02 2008-09-16 Richtek Techohnology Corp Soft shutdown circuit of voltage regulator and corresponding method thereof
FI20075322A0 (fi) 2007-05-07 2007-05-07 Nokia Corp Teholähteitä RF-tehovahvistimelle
US20090266397A1 (en) 2008-04-23 2009-10-29 Gm Global Technology Operations, Inc. Solar battery charging system and optional solar hydrogen production system for vehicle propulsion
US7977898B2 (en) 2008-07-21 2011-07-12 GM Global Technology Operations LLC Current sensing for a multi-phase DC/DC boost converter
US7977816B2 (en) 2008-12-19 2011-07-12 Silicon Laboratories Inc. DC/DC boost converter with bypass feature
US20110075446A1 (en) 2009-09-30 2011-03-31 Imec Circuit for Converting a Pulsed Input Voltage to a DC Voltage
US8362649B2 (en) * 2010-06-18 2013-01-29 R2 Semiconductor, Inc. Multi-use voltage regulator
TW201228201A (en) 2010-12-24 2012-07-01 Hon Hai Prec Ind Co Ltd A detecting device for detecting an output current of a buck circuit
US8716999B2 (en) 2011-02-10 2014-05-06 Draker, Inc. Dynamic frequency and pulse-width modulation of dual-mode switching power controllers in photovoltaic arrays
US9252661B2 (en) 2011-04-01 2016-02-02 Qualcomm Inc. Methods and devices for power supply control
EP2515422B1 (en) 2011-04-22 2017-09-27 Dialog Semiconductor GmbH Analog current limit adjustment for linear and switching regulators
TWI445293B (zh) 2011-08-26 2014-07-11 Richtek Technology Corp Ｐｆｍ電源供應器的頻率抖動控制電路及方法
JP5786655B2 (ja) 2011-11-02 2015-09-30 ソニー株式会社 制御システム、制御装置および制御方法
US9069365B2 (en) * 2012-02-18 2015-06-30 R2 Semiconductor, Inc. DC-DC converter enabling rapid output voltage changes
US9372492B2 (en) 2013-01-11 2016-06-21 Qualcomm Incorporated Programmable frequency range for boost converter clocks
US9088247B2 (en) 2013-02-15 2015-07-21 St-Ericsson Sa Method and apparatus for a multi-standard, multi-mode, dynamic, DC-DC converter for radio frequency power amplifiers
US9639102B2 (en) 2013-02-19 2017-05-02 Nvidia Corporation Predictive current sensing
EP2775599B1 (en) 2013-03-04 2018-09-05 Nxp B.V. Boost converter
WO2015056041A1 (en) 2013-10-18 2015-04-23 Freescale Semiconductor, Inc. Voltage supply circuit with an auxiliary voltage supply unit and method for starting up electronic circuitry
WO2015119958A1 (en) * 2014-02-04 2015-08-13 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for controlling common mode voltage of multi-mode power converter
US9698732B2 (en) 2014-05-08 2017-07-04 Cirrus Logic, Inc. Switched mode converter with low-voltage turn-around mode
WO2016036430A1 (en) 2014-09-02 2016-03-10 Apple Inc. Multi-phase battery charging with boost bypass
US9438172B2 (en) * 2014-09-29 2016-09-06 Intel IP Corporation Digital multi-level envelope tracking for wide-bandwidth signals
US11239752B2 (en) 2015-08-07 2022-02-01 Cirrus Logic, Inc. Adjusting peak inductor current to limit supply input current
US20170072812A1 (en) 2015-09-16 2017-03-16 Qualcomm Incorporated Battery Management Systems for Autonomous Vehicles
JP6292245B2 (ja) 2016-03-03 2018-03-14 トヨタ自動車株式会社 多相昇圧コンバータの制御方法及び多相昇圧コンバータ
US10033279B2 (en) 2016-04-19 2018-07-24 Mediatek Singapore Pte. Ltd. DC-DC voltage converter and associated control method capable of dynamically adjusting upper boundary of inductor current
US10673423B2 (en) 2016-04-28 2020-06-02 Texas Instruments Incorporated Fast turn-on power switch
GB2555902A (en) 2016-10-20 2018-05-16 Cirrus Logic Int Semiconductor Ltd Efficient boost converter
KR102678308B1 (ko) * 2016-11-02 2024-06-25 삼성전자주식회사 전원 변조기 및 이를 포함하는 통신 장치
JP6763315B2 (ja) 2017-02-02 2020-09-30 Tdk株式会社 スイッチング電源装置
US10720835B2 (en) 2017-09-18 2020-07-21 Cirrus Logic, Inc. Limiting average current in a peak-controlled boost converter
US11031867B2 (en) 2017-12-08 2021-06-08 Cirrus Logic, Inc. Digital-to-analog converter with embedded minimal error adaptive slope compensation for digital peak current controlled switched mode power supply
US10122265B1 (en) 2018-01-03 2018-11-06 Intel Corporation Reducing electromagnetic interference in switching regulators
US10263523B1 (en) 2018-01-25 2019-04-16 Silicon Laboratories Inc. Programmable pulse time limit for switching DC-DC converters
JP6973143B2 (ja) 2018-02-08 2021-11-24 株式会社デンソー 昇圧コンバータ装置
US10734885B2 (en) 2018-06-19 2020-08-04 Cirrus Logic, Inc. Removal of near DC errors in a peak-controlled boost converter using a low-bandwidth secondary control loop
US11728779B2 (en) 2019-01-18 2023-08-15 Cirrus Logic Inc. Signal tracking-based supply voltage generation with over-boosted voltage
US11082021B2 (en) * 2019-03-06 2021-08-03 Skyworks Solutions, Inc. Advanced gain shaping for envelope tracking power amplifiers
CN110784140A (zh) 2019-09-09 2020-02-11 哈尔滨理工大学 一种五相异步电机按定子磁场定向的控制策略
US11463008B2 (en) 2019-11-22 2022-10-04 Cirrus Logic, Inc. Decreasing output droop in a power converter via an energy storage capacitor
US11953531B2 (en) 2020-05-20 2024-04-09 Cirrus Logic Inc. Sense resistor and method for forming same
US11658559B2 (en) 2020-05-20 2023-05-23 Cirrus Logic, Inc. Minimizing voltage droop in a power converter

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090016549A1 (en) * 2006-01-23 2009-01-15 French John B Power supply for limited power sources and audio amplifier using power supply
US20140265560A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Levant Power Corporation System and method for using voltage bus levels to signal system conditions
US20180115246A1 (en) * 2016-10-20 2018-04-26 Cirrus Logic International Semiconductor Ltd. Efficient boost converter
CN109983685A (zh) * 2016-10-20 2019-07-05 思睿逻辑国际半导体有限公司 高效升压转换器
CN109039068A (zh) * 2017-06-08 2018-12-18 福特全球技术公司 用于电气化车辆的堆叠式电压转换器
US20190214951A1 (en) * 2018-01-09 2019-07-11 Biamp Systems, LLC Audio power source with improved efficiency
US10283989B1 (en) * 2018-01-30 2019-05-07 Apple Inc. Electrical power converter and detachable energy storage reservoir

Also Published As

Publication number Publication date
WO2021050239A1 (en) 2021-03-18
US20220286050A1 (en) 2022-09-08
US11387732B2 (en) 2022-07-12
GB202201284D0 (en) 2022-03-16
US20230208303A1 (en) 2023-06-29
GB2600604A (en) 2022-05-04
US11909317B2 (en) 2024-02-20
US20210083578A1 (en) 2021-03-18

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