DE102017219315A1 - Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation für Merphasen-Schaltleistungsumsetzer mit Stromabgleich - Google Patents

Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation für Merphasen-Schaltleistungsumsetzer mit Stromabgleich Download PDF

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Abstract

In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst ein Verfahren das Vergleichen einer Ausgangsspannung für einen Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer mit einer Referenzspannung, um eine Fehlerspannung zu erzeugen. Ferner umfasst das Verfahren das Erzeugen eines ersten Doppelrampen-Spannungssignals mit einem ersten DC-Spannungspegel und das Pegelverschieben des ersten Doppelrampen-Spannungssignals, um ein zweites Doppelrampen-Spannungssignal mit einem zweiten DC-Spannungspegel, der von dem ersten DC-Spannungspegel verschieden ist, zu erzeugen, für ein erstes induktives Bauelement. Ferner umfasst das Verfahren das Einschalten eines ersten Leistungsschalters, der mit dem ersten induktiven Bauelement gekoppelt ist, in Übereinstimmung mit einem als Reaktion auf einen Vergleich des zweiten Doppelrampen-Spannungssignals mit der Fehlerspannung bestimmten Tastgrad, wobei die Pegelverschiebung des ersten Doppelrampen-Spannungssignals den Tastgrad des ersten Leistungsschalters in der Weise einstellt, dass ein Strom in dem ersten induktiven Bauelement mit einem Strom in einem zweiten induktiven Bauelement für den Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer abgeglichen wird.

Description

  • GEBIET
  • Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf Schaltleistungsumsetzer und insbesondere auf die Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation für Mehrphasen-Schaltleistungsumsetzer.
  • HINTERGRUND
  • In Mehrphasen-Schaltleistungsumsetzern gibt es mehrere induktive Bauelemente und entsprechende Leistungsschalter. Im Idealfall sind die Ströme über die verschiedenen induktiven Bauelemente alle gleich. Nicht ideale Verhältnisse führen aber zu Stromungleichgewichten für die induktiven Bauelemente. Ein solches Stromungleichgewicht kann veranlassen, dass die induktiven Bauelemente in die Sättigung eintreten. Somit ist es zweckmäßig, in einem Mehrphasen-Schaltleistungsumsetzer Stromabgleichtechniken zu implementieren, um die Ströme über die induktiven Bauelemente abzugleichen.
  • Aktuell arbeiten einige herkömmliche Verfahren zum Abgleich der Ströme induktiver Bauelemente dadurch, dass sie den Anstieg einer Rampenspannungfür einen Pulsbreitenmodulator (PWM) des Leistungsumsetzers ändern. Diese Änderung des Anstiegs der Rampenspannung stellt den Tastgrad der PWM für einen gegebenen Leistungsschalter ein und stellt wiederum den Strom über das entsprechende induktive Bauelement ein. Da diese Verfahren den Anstieg der Rampenspannung ändern, haben diese Verfahren aber den Nachteil, die Regelkreis-Übertragungsfunktion zu beeinträchtigen, was sich auf die Stabilität des Schaltleistungsumsetzers auswirken kann.
  • Dementsprechend besteht im Gebiet ein Bedarf an einem verbesserten Stromabgleichschema für Mehrphasen-Schaltleistungsumsetzer, um die Robustheit der Leistungsumsetzerregelung sicherzustellen.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Die vorliegende Offenbarung bezieht sich auf ein Verfahren, auf ein System und auf eine Vorrichtung für die Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation für Hochfrequenzmehrphasenumsetzer. In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst ein offenbartes Verfahren das Vergleichen einer Ausgangsspannung für einen Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer mit einer Referenzspannung, um eine Fehlerspannung zu erzeugen. Ferner umfasst das Verfahren das Erzeugen eines ersten Doppelrampen-Spannungssignals mit einem ersten DC-Spannungspegel für ein erstes induktives Bauelement in dem Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer und das Pegelverschieben des ersten Doppelrampen-Spannungssignals, um ein zweites Doppelrampen-Spannungssignal mit einem zweiten DC-Spannungspegel, der von dem ersten DC-Spannungspegel verschieden ist, zu erzeugen.
  • Ferner umfasst das Verfahren das Einschalten eines ersten Leistungsschalters, der mit dem ersten induktiven Bauelement gekoppelt ist, in Übereinstimmung mit einem Tastgrad, der als Reaktion auf einen Vergleich des zweiten Doppelrampen-Spannungssignals mit der Fehlerspannung bestimmt wird, wobei die Pegelverschiebung des ersten Doppelrampen-Spannungssignals den Tastgrad des ersten Leistungsschalters so einstellt, dass ein Strom in dem ersten induktiven Bauelement mit einem Strom in einem zweiten induktiven Bauelement für den Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer abgeglichen wird.
  • Die Merkmale, Funktionen und Vorteile können in verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung unabhängig erzielt werden oder können in nochmals anderen Ausführungsformen kombiniert werden.
  • Figurenliste
  • Diese und weitere Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Offenbarung werden besser verständlich mit Bezug auf die folgende Beschreibung, auf die angefügten Ansprüche und auf die beigefügten Zeichnungen; es zeigen:
    • 1 einen Stromlaufplan, der einen beispielhaften Leistungsumsetzer zeigt, der für das offenbarte System und Verfahren für die Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation für Hochfrequenzmehrphasenumsetzer in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden kann;
    • 2 Graphen, die die Zeiteinstellung für normale Operationen eines Doppelflanken-Pulsbreitenmodulators (PWM) in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigen;
    • 3 einen Stromlaufplan, der einen offenbarten Doppelflanken-PWM in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt;
    • 4 einen Stromlaufplan, der eine offenbarte Gleichtakt-Rückkopplungsregelungsschaltung zeigt, die ein AC-gekoppeltes Schema und eine Tiefpassfilterung umfasst, die durch den offenbarten Doppelflanken-PWM aus 3 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden können;
    • 5 einen Stromlaufplan, der eine offenbarte AC-Kopplungsschemaschaltung zeigt, die durch die offenbarte Doppelflanken-PWM aus 3 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden kann;
    • 6 einen Stromlaufplan, der eine offenbarte DC-Kopplungsschemaschaltung zeigt, die durch den offenbarten Doppelflanken-PWM aus 3 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden kann;
    • 7 einen Graphen, der eine Umsetzung einer DC-Pegelverschiebung in einen Tastgradversatz in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellt;
    • 8 einen Graph, der Simulationsergebnisse zeigt, die die Pulsbreitenmodulations-Übertragungsfunktionen mit DC-Einstellung in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung darstellen;
    • 9 einen Stromlaufplan, der ein offenbartes monostabiles Erzeugungsschema zeigt, das durch den offenbarten Doppelflanken-PWM aus 3 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden kann;
    • 10 Graphen, die die Zeiteinstellung für die Schaltung zur Detektion fehlender Impulse aus 9 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigen;
    • 11 einen Graphen, der die zusammengesetzten Doppelflanken-PWM-Ausgangscharakteristiken mit aktiver Pulsbreitenmodulation und nicht monotonen monostabilen Übertragungsfunktionen in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt; und
    • 12 einen Stromlaufplan, der eine offenbarte Pulsbreitendetektionsschaltung zeigt, die für den Pulsbreitendetektor aus 9 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden kann.
  • BESCHREIBUNG
  • Die hier offenbarten Verfahren und Vorrichtungen schaffen ein funktionales System für die Doppelflanken-Pulsbreitenmodulation für Mehrphasen-Schaltleistungsumsetzer mit verbessertem Stromabgleich. Obwohl das System der vorliegenden Offenbarung nicht auf irgendeine bestimmte Schaltfrequenz beschränkt ist, ermöglicht es den Stromabgleich für einen Doppelflanken-pulsbreitemodulierten (Doppelflanken-PWM-) Mehrphasen-Schaltleistungsumsetzer, der mit einer hohen Frequenz (z. B. größer oder gleich 100 Megahertz (MHz)) arbeitet. Es wird eine Stromabgleichvorgehensweise unter Verwendung einer Rampenspannungs-DC-Pegel-Steuerung (d. h. Steuerung der durchschnittlichen Rampenspannung) für die Doppelflanken-PWM-Tastgradeinstellungen offenbart. Da die DC-Rampenspannung pegelverschoben wird, wird die Doppelflanken-PWM-Verstärkung unabhängig von dem Betrag der Pegelverschiebung konstant gehalten. Außerdem ist in das offenbarte System ein monostabiler Generator integriert, um eine zusätzliche Pulsbreitenerzeugung bereitzustellen, falls eine Bedingung eines fehlenden Pulses auftritt.
  • In einer oder mehreren Ausführungsformen umfasst das System der vorliegenden Offenbarung drei Hauptmerkmale. Das erste Hauptmerkmal ist eine Stromabgleichtechnik, die einen gesteuerten DC-Versatz an der Mittenspannung des Doppelflanken-Rampengenerators (Doppelflanken-Ramp-Gen) verwendet. Das zweite Hauptmerkmal ist eine Gleichtaktrückkopplungs-Regelung (CMFB-Regelung) für den Doppelflanken-Rampengenerator. Das dritte Hauptmerkmal ist die Detektion eines fehlenden Pulses mit einem monostabilen Puls, der sowohl bei dem Maximalgrenzwert als auch bei dem Minimalgrenzwert des Doppelflanken-PWM-Tastgrads erzeugt wird, um vor fehlenden Pulsen zu schützen. Dieser Schutz-Pulsbreitenmodulations-Tastgrad weist eine nicht monotone Übertragungscharakteristik auf, die sicherstellt, dass die fehlerverstärkte Spannung (VEA ) nicht auf einem Pegel schwingt, auf dem die Schleifenverstärkung so niedrig ist, dass sie eine Unterbrechung in der Regelschleife veranlasst.
  • In der folgenden Beschreibung sind zahlreiche Einzelheiten dargelegt, um eine gründlichere Beschreibung des Systems zu schaffen. Allerdings ist für den Fachmann auf dem Gebiet offensichtlich, dass das offenbarte System ohne diese spezifischen Einzelheiten verwirklicht werden kann. In den anderen Fällen sind gut bekannte Merkmale nicht ausführlich beschrieben worden, um das System nicht unnötig zu verdecken.
  • Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können hier hinsichtlich Funktions- und/oder Logikkomponenten und verschiedener Verarbeitungsschritte beschrieben sein. Es sollte gewürdigt werden, dass diese Komponenten durch irgendeine Anzahl von Hardware-, Software- und/oder Firmwarekomponenten, die dafür konfiguriert sind, die spezifizierten Funktionen auszuführen, verwirklicht werden können. Zum Beispiel kann eine Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung verschiedene integrierte Schaltungskomponenten (z. B. Speicherelemente, Digitalsignalverarbeitungselemente, Logikelemente, Nachschlagetabellen oder dergleichen) nutzen, die gemäß der Steuerung eines oder mehrerer Prozessoren, Mikroprozessoren oder anderer Steuervorrichtungen eine Vielzahl von Funktionen ausführen können. Außerdem wird der Fachmann auf dem Gebiet würdigen, dass Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung zusammen mit anderen Komponenten verwirklicht werden können und dass das hier beschriebene System lediglich eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ist.
  • Der Kürze halber können herkömmliche Techniken und Komponenten in Bezug auf Mehrphasenleistungsumsetzer und andere funktionale Aspekte des Systems (und der einzelnen Betriebskomponenten der Systeme) hier nicht ausführlich beschrieben sein. Darüber hinaus sollen die in den verschiedenen hier enthaltenen Figuren gezeigten Verbindungslinien beispielhafte Funktionsbeziehungen und/oder physikalische Kopplungen zwischen den verschiedenen Elementen repräsentieren. Es wird angemerkt, dass in einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung viele alternative oder zusätzliche Funktionsbeziehungen oder physikalische Verbindungen vorhanden sein können.
  • 1 stellt einen beispielhaften Mehrphasentiefsetzsteller 100 dar. Allerdings wird angemerkt, dass andere Typen herkömmlicher Mehrphasen-DC-DC-Leistungsumsetzer wie etwa Mehrphasen-Tiefsetzsteller-Hochsetzsteller und Mehrphasen-Hochsetzsteller die hier offenbarten Stromabgleichtechniken nutzen können. In dem Mehrphasentiefsetzsteller 100 weist jede Phase ihren eigenen Leiter auf. Somit enthält eine erste Phase ein erstes induktives Bauelement L1, enthält eine zweite Phase ein zweites induktives Bauelement L2 usw., so dass eine N-te Phase ein N-tes induktives Bauelement LN enthält. Außerdem weist jede Phase ihren eigenen Schaltertreiber 145 und Schalter auf, die zusammen als Element 140 bezeichnet sind. Zur Klarheit der Darstellung sind der Schaltertreiberbei 145 und ein Schalter S1 nur für die erste Phase gezeigt. Wenn ein Schalter durch seinen Schaltertreiber 145 geschlossen ist, fließt ein Strom durch das entsprechende induktive Bauelement. Zum Beispiel fließt ein Strom durch das induktive Bauelement L1, wenn der Schalter S1 geschlossen ist. Die Pulsbreitenmodulation für den Einschaltzeitpunkt ist eine Doppelflanke, so dass sowohl die steigende Flanke für den Einschaltzeitpunkt als auch die fallende Flanke bei dem Ausschaltzeitpunkt in der Weise moduliert werden, dass eine Ausgangsspannung (BUCK_Vout) an einem Ausgangsknoten für den Tiefsetzsteller gesteuert wird. Um die Ausgangsspannung zu regulieren, weist jede Phase ihren eigenen Doppelflanken-Pulsbreitenmodulator 130 auf, der die Pulsbreite für den Leistungseinschaltzeitpunkt der Phase bestimmt. Die Ausgangsspannung steuert eine (durch einen Widerstand RL repräsentierte) Last an und wird durch einen Ausgangskondensator C0 in Reihe mit einem Widerstand RC geglättet. Eine gefilterte Version der Ausgangsspannung wird bei einem Fehlerverstärker (EA) 120 mit einer Referenzspannung von einer Referenzquelle wie etwa mit einem Spannungs-Digital-Analog-Umsetzer (VDAC) 110 verglichen, um eine Fehlerspannung zu erzeugen. Wie hier weiter erläutert wird, vergleicht jeder Doppelflanken-PWM 130 ein Doppelflankenrampensignal mit dem Fehlersignal, um die Pulsbreite für den Leistungseinschaltzeitpunkt seiner Phase zu steuern. Die Fehlerspannung und die Ausgangsspannung werden bei dem Fehlerverstärker 200 durch ein Schleifenfilter, das durch einen Kondensator C1, durch einen Kondensator C2, durch einen Kondensator C3, durch einen Widerstand R1, durch einen Widerstand R2 und durch einen Widerstand R3 gebildet ist, geglättet. Es wird gewürdigt werden, dass die Schleifenfilterung beispielhaft ist und in alternativen Ausführungsformen geändert sein kann.
  • Da die diskreten induktiven Bauelemente L1, L2, LN üblicherweise einige Vorrichtungsfehlanpassungen wie etwa fehlangepasste Reihenwiderstände aufweisen, können die induktiven Bauelemente L1, L2, LN während ihrer Einschaltzeitpunkte potentiell verschiedene Beträge an Spitzen- oder Durchschnittsströmen leiten. Falls die Stromungleichgewichtsbedingung erheblich wird, können die Leiter L1, L2, LN daraufhin in die Sättigung eintreten. Somit sollte in diese Mehrphasenarchitektur ein Stromabgleichschema integriert sein, um die Robustheit der Tiefsetzregelung sicherzustellen. Um diesen Stromabgleich zu bewirken, werden die Ströme der induktiven Bauelemente in jeder Phase durch Stromsensoren 160 erfasst. Der Fehler (I_Err) für den Strom eines gegebenen induktiven Bauelements im Vergleich zu dem gewünschten abgeglichenen Strom des induktiven Bauelements kann daraufhin durch einen VDAC, wie er durch das Element 150 repräsentiert ist, in eine Stromungleichgewichtsspannung umgesetzt werden. Daraufhin kann das Doppelflankenrampensignal von dem (hier später erläuterten) Doppelrampengenerator in dem entsprechenden Doppelflanken-PWM 130 als Reaktion auf die Stromungleichgewichtsspannung pegelverschoben werden, um den gewünschten Stromabgleich zu bewirken.
  • Die Rampenerzeugung kann anhand von 2, die Graphen für die Zeiteinstellung normaler Operationen eines Doppelflanken-Pulsbreitenmodulators (Doppelflanken-PWM) 130 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt, besser verstanden werden. Durch einen (im Folgenden weiter diskutierten) Doppelflanken-Rampengenerator in dem Doppelflanken-PWM 130 wird eine Rampenspannung 210 erzeugt. Da sowohl die steigende als auch die fallende Flanke der Pulse des Leistungsschalters moduliert werden, besitzt eine Rampenspannung mit Doppelflanken den Vorteil, eine höhere Schleifenverstärkung als eine Rampenspannung mit einer einzelnen Flanke bereitzustellen. Im Gegensatz dazu kann ein Einzelflanken-PWM nur eine dieser Flanken modulieren.
  • Ein Taktsignal 200 schaltet zwischen eins und null. Während des Betriebs erzeugt der Doppelflanken-Rampengenerator in dem Doppelflanken-PWM 130 auf der Grundlage des Taktsignals 200 eine Rampenspannung 210. Zum Beispiel kann der Rampengenerator die Rampenspannung 210 als Reaktion auf die steigende Flanke des Taktsignals 200 zu erhöhen beginnen und als Reaktion auf die fallende Flanke des Taktsignals 200 zu verringern beginnen. Somit erzeugt der Doppelflanken-Rampengenerator eine Rampenspannung 210 mit einem positiven Anstieg (d. h. eine steigende Rampe), wenn das Taktsignal 200 binär hoch ist; und erzeugt der Doppelflanken-Rampengenerator eine Rampenspannung 210 mit einem negativen Anstieg (d. h. einer fallenden Rampe), wenn das Taktsignal 200 binär null ist. Die Rampenspannung 210 weist bei der fallenden Flanke des Taktsignals 200 eine Spitzenspannung (Vpk) auf.
  • Der Doppelflanken-PWM 130 enthält einen (im Folgenden weiter diskutierten) Komparator, der die Rampenspannung 210 mit der Fehlerspannung von dem Fehlerverstärker 120 vergleicht (wobei die Fehlerspannung ebenfalls als eine Steuerspannung, Vctrl, bezeichnet sein kann). Somit löst der Komparator aus, dass der Treiber 145 den entsprechenden Schalter schließt, um einen Leistungs-Einschalt-Zeitpuls 220 zu beginnen, wenn die Rampenspannung 210 über Vctrl steigt. Die Periode für das Taktsignal 200 ist als Ts bezeichnet. Somit ist die Pulsbreite für den Einschalt-Zeitpuls 220 d · Ts, wobei d der Tastgrad ist. Es wird angemerkt, dass das Taktsignal in einigen Ausführungsformen so moduliert sein kann, dass es keine 50:50-Aufteilung zwischen gepulsten Hoch-Zuständen und gepulsten Tief-Zuständen aufweist. Für solche Ausführungsformen ist die Doppelflanken-PWM-Modulation der steigenden und fallenden Flanken für das Pulsen des Leistungsschalters asymmetrisch.
  • 3 ist ein Stromlaufplan 300, der zusätzliche Einzelheiten für den Doppelflanken-PWM 130 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt. Wie zuvor erwähnt wurde, können die induktiven Bauelemente L1, L2, LN eines Mehrphasenumsetzers potentiell unterschiedliche Beträge an Strömen leiten, so dass ein oder mehrere der induktiven Bauelemente L1, L2, LN in die Sättigung eintreten können, falls die Stromungleichgewichtsbedingung erheblich wird. Der Doppelflanken-PWM 130 bietet eine Lösung für den Stromabgleich zwischen den induktiven Bauelementen L1, L2, LN eines Mehrphasenumsetzers. Somit kann der Doppelflanken-PWM 130 aus 3 in jeder der Phasen für den Tiefsetzsteller 100 aus 1 genutzt werden, um die Robustheit der Mehrphasenumsetzerregulierung sicherzustellen. Der offenbarte Doppelflanken-PWM 130 aus 3 führt eine DC-Pegelverschiebung seiner erzeugten Rampenspannung aus, um den Tastgrad des Doppelflanken-PWM 130 einzustellen, was wiederum den Strom des induktiven Bauelements einstellt.
  • In 3 ist der Doppelflanken-PWM 130 in der Weise gezeigt, dass er vier Hauptfunktionsblöcke umfasst. Der erste Hauptfunktionsblock umfasst einen Doppelflanken-Rampengenerator (Doppelflanken-Ramp-Gen) 320 mit einer Stromlenkungstopologie. Der zweite Hauptfunktionsblock umfasst einen schnellen Komparator 330 mit einer spezifizierten kurzen Ausbreitungsverzögerung. Der dritte Hauptfunktionsblock umfasst ein Widerstands-Kondensator-Wechselstromgekoppeltes Netz (RC-AC-gekoppeltes Netz) mit einem resistiven Analog/DigitalUmsetzer (RDAC) 340 (wobei alternativ ein VDAC genutzt sein kann), um die Rampenmittenspannung (Vcenter) zu erzeugen, und eine Gleichtaktrückkopplungs-Regelschaltung (CMFB-Regelschaltung) 350. Der vierte Hauptfunktionsblock umfasst einen monostabilen Generator 360 und eine zugeordnete Detektionsschaltung 370 fehlender Pulse und einen Multiplexer (MUX) 380.
  • Während des Betriebs des Doppelflanken-PWM 130 wird in den RDAC 340 ein binäres N-Bit-Steuersignal eingegeben, um den Gleichspannungspegel (DC-Spannungspegel) (VDC) eines resultierenden pegelverschobenen Doppelrampen-Spannungssignals 390 einzustellen. Es wird angemerkt, dass in einer oder mehreren Ausführungsformen für den RDAC 340 des Doppelflanken-PWM 130 verschiedene Typen von Digital/Analog-Umsetzern (DACs) genutzt werden können. Während des Betriebs erzeugt der Doppelflanken-Rampengenerator 320 ein erstes Rampensignal, das nicht pegelverschoben ist. Diese erste Rampenspannung wird über einen Kondensator C AC-gekoppelt und mit der DC-Spannung von dem RDAC 340 kombiniert, um ein pegelverschobenes Doppelrampen-Spannungssignal 390 zu erzeugen. Der Komparator 330 vergleicht das pegelverschobene Doppelrampen-Spannungssignal 390 mit der Fehlerspannung (VEA_OUT) von dem Fehlerverstärker 120, um den entsprechenden Leistungsschalter für den in Bezug auf 2 diskutierten Tastgrad d auf ein zu pulsen. Es wird angemerkt, dass kein Puls erzeugt würde, falls die Fehlerspannung höher als die Spitzenspannung für das pegelverschobene Doppelrampen-Spannungssignal 390 steigt. Ein Detektor 370 fehlender Pulse fungiert dafür, einen solchen fehlenden Puls zu detektieren. Umgekehrt wird der Leistungsschalter in jeder Periode des Taktsignals 200 auf ein gepulst, falls die Fehlerspannung kleiner als diese Spitzenspannung ist. Ein monostabiler Generator 360 fungiert dafür, einen Puls mit einer bestimmten minimalen Pulsbreite zu erzeugen, falls der Detektor 370 fehlender Pulse einen fehlenden Puls detektiert. Ein Multiplexer (MUX) 380 fungiert dafür, zwischen der Ausgabe des Komparators 330 und der des monostabilen Generators 360 auszuwählen. Während des normalen Betriebs des Doppelflanken-PWM 130 wählt der MUX 380 die Ausgabe des Komparators 330 aus, um das Pulsen des entsprechenden Leistungsschalters zu steuern. Dagegen wählt der MUX 380 die Ausgabe des monostabilen Generators 360 aus, um den entsprechenden Leistungsschalter auf ein zu pulsen, wenn die Detektionsschaltung 370 fehlender Pulse in der von dem Komparator 330 ausgegebenen Pulsfolge wenigstens einen fehlenden Puls detektiert. Ein Graph 395 zeigt eine graphische Darstellung der fehlerverstärkten Spannung (VEA ) bei verschiedenen Spannungspegeln (1 bis 4) im Vergleich zu dem Rampenspannungssignal 390. Der Pegel der Fehlerverstärkerausgangsspannung (VEA_out ) schreibt die Pulsbreite der durch den Doppelflanken-PWM 130 ausgegebenen Pulse vor. Da die Fehlerspannung (VEA ) in dem Graphen 395 das Doppelrampen-Spannungssignal 390 sowohl bei dem Wert des Pegels 1 als auch bei dem des Pegels 4 nicht schneidet, bestimmt die Detektionsschaltung 370 fehlender Pulse daraufhin für diese beiden Fälle, dass in der Folge der durch den Komparator 330 ausgegebenen Pulse ein Puls fehlt. Umgekehrt würden Pulse erzeugt, wenn die Fehlerspannung gleich den Werten des Pegels 2 oder des Pegels 3 ist. Wenn die Detektionsschaltung 370 fehlender Pulse bestimmt, dass ein Puls fehlt, wählt der MUX 380 die Ausgabe des monostabilen Generators aus, um den entsprechenden Leistungsschalter zu steuern. Wie hier weiter erläutert wird, gibt es zwei Typen durch den monostabilen Generator 360 erzeugter monostabiler Pulse. Insbesondere wird angemerkt, dass die Pulse immer schmaler werden, während die Fehlerspannung zu dem Spitzenwert für die Doppelflanken-Rampenspannung 390 ansteigt. Wenn die Fehlerspannung den Spitzenwert übersteigt, bleibt die Ausgabe des Komparators 330 tief und wird sie nicht über die Zyklen des Taktsignals 200 auf hoch umgeschaltet. Der Detektor 370 fehlender Pulse detektiert den konstant tiefen Zustand der Komparatorausgabe und löst aus, dass der monostabile Generator 360 einen minimal breiten Puls (Hi-Seiten-Puls) erzeugt. Umgekehrt bleibt das Komparatorausgangssignal hoch und wird nicht über die Zyklen des Taktsignals 200 tief umgeschaltet, während die Fehlerspannung unter den Minimalwert für die Doppelflanken-Rampenspannung 390 fällt. Der Detektor 370 fehlender Pulse detektiert diesen konstant hohen Zustand für die Komparatorausgabe und löst aus, dass der monostabile Generator 360 einen maximal breiten Puls (Lo-Seiten-Puls) erzeugt.
  • Es wird gewürdigt werden, dass die Gleichtakt-Rückkopplungsregelungsschaltung 350 aus 3 optional ist. Ihre Funktion ist es, den DC-Pegel für das durch den Doppelflanken-Rampengenerator 320 erzeugte nicht verschobene Doppelrampen-Spannungssignal so einzustellen, dass eine Sättigung des nicht verschobenen Doppelrampen-Spannungssignals verhindert wird. Zum Beispiel würde das nicht verschobene Rampensignal bei der Leistungsversorgungsspannung für Abschnitte jedes Taktzyklus sättigen, falls der DC-Pegel (Vorg) des nicht verschobenen Doppelrampen-Spannungssignals zu dicht an die Leistungsversorgungsspannung steigen würde. 4 zeigt zusätzliche Einzelheiten für die Gleichtaktrückkopplungs-Regelung unter Verwendung eines AC-gekoppelten Schemas und einer Tiefpassfilterung, die durch den Doppelflanken-PWM 130 genutzt werden können. In 4 ist die Gleichtaktrückkopplungs-Regelung (CMFB-Regelung) mit einer Fehler-zu-Strom-Gleichtaktrückkopplungs-Korrekturschaltung (Fehler-zu-I-CMFB-Korrekturschaltung) 410 implementiert. Außerdem sind zwei Spannungs-zu-Strom- (V-zu-I-) und Tiefpassfilterschaltungen (LPF-Schaltungen) 420a, 420b, jeweils mit einer Spannungs-zu-Strom-Umsetzung zusammen mit einer Tiefpassfilterung, gezeigt. Außerdem sind der Doppelflanken-Rampengenerator (Doppelflanken-Ramp-Gen) 320 und der RDAC 340 enthalten (wobei alternativ ein VDAC genutzt werden kann).
  • Während des Betriebs erzeugt der Doppelflanken-Rampengenerator 320 eine Rampenspannung mit einem nicht verschobenen Gleichspannungspegel (DC-Spannungspegel) gleich der ursprünglichen Spannung (Vorg). Der RDAC 440 stellt den Gleichspannungspegel (DC-Spannungspegel) der erzeugten Rampenspannung auf eine Mittenspannung (Vcenter) ein, die im Idealfall um die Differenz der Gleichtaktspannung (ΔVcm) von Vorg versetzt ist. Diese Verschiebung des DC-Pegels der erzeugten Rampenspannung von Vorg auf Vcenter stellt den Tastgrad für den zyklischen Durchlauf des durch den Doppelflanken-PWM 130 modulierten Leistungsschalters ein.
  • Die ursprüngliche und die pegelverschobene Rampenspannung werden in die V-zu-I- und LPF-Schaltung 420a, 420b eingegeben, um resultierende Signale zu erzeugen. Insbesondere setzen der V-zu-I- und das LPF 420a das nicht verschobene Rampensignal in ein Signal mit einem DC-Pegel gleich Vorg um. Ähnlich setzen der V-zu-I und das LPF 420b das pegelverschobene Rampensignal in ein Signal mit einem DC-Pegel gleich VCenter um. Daraufhin werden die resultierenden Signale in die Fehler-zu-I-CMFB-Korrekturschaltung 410 eingegeben. Die Fehler-zu-I-CMFB-Korrekturschaltung 410 bestimmt die Differenz (ΔVcm) zwischen den DC-Spannungssignalen der resultierenden Signale und erzeugt auf der Grundlage der bestimmten Differenz einen Korrekturstrom (Corr_I). Der Corr_I wird in den Doppelflanken-Rampengenerator 430 eingegeben, um Vorg dementsprechend einzustellen.
  • Wie oben angemerkt wurde, ist die Gleichtaktrückkopplungs-Regelung optional. 5 zeigt ein AC-Kopplungsschema, das durch den Doppelflanken-PWM 130 genutzt werden kann. Während des Betriebs erzeugt der Doppelflanken-Rampengenerator 320 ein nicht verschobenes Rampenspannungssignal mit einem Gleichspannungspegel (DC-Spannungspegel) bei der ursprünglichen Spannung (Vorg). Der VDAC 340 stellt den Gleichspannungspegel (DC-Spannungspegel) der erzeugten Rampenspannung auf die Mittenspannung (Vcenter) ein. Diese Verschiebung des DC-Pegels der pegelverschobenen Rampenspannung von Vorg auf Vcenter stellt den Tastgrad für den durch den Doppelflanken-PWM 130 gesteuerten Leistungsschalter ein.
  • Wie in 6 gezeigt ist, kann die Pegelverschiebung des Rampenspannungssignals ohne irgendeine AC-Kopplung ausgeführt werden. Somit ist der Kondensator C aus 3 beseitigt, so dass das pegelverschobene Rampenspannungssignal direkt durch den Rampengenerator 320 erzeugt wird. Eine Spannungs-zu-Strom- (V-zu-I-) und Tiefpassfilter- (LPF-) Schaltung 620 setzt das pegelverschobene Rampenspannungssignal in ein Signal mit dem DC-Wert (Vorg) des pegelverschobenen Rampenspannungssignals um. Zwischen Vorg und dem gewünschten Wert Vcenter gibt es einen Gleichtaktfehler. Um diesen Gleichtaktfehler zu detektieren, steuert der VDAC 340 seine DC-Spannungsausgabe Vcenter in eine Fehler-zu-I-CMFB-Korrekturschaltung 610 an, die ebenfalls die Ausgabe der V-zu-I- und LPF-Schaltung 620 empfängt. Somit wird der Gleichtaktfehler in einen Fehlerstrom Corr_I umgesetzt, der den Rampengenerator 320 drängt, an dem DC-Wert für sein pegelverschobenes Rampenspannungssignal eine Pegelverschiebung auf den gewünschten Wert (Vcenter) auszuführen.
  • Unabhängig davon, ob die AC- oder die DC-Kopplung verwendet wird, um an dem Rampenspannungssignal von dem Rampengenerator 320 eine Pegelverschiebung auszuführen, ist die resultierende Pegelverschiebung recht vorteilhaft dabei, die Ströme induktiver Bauelemente ohne die den Techniken des Standes der Technik zugeordneten Probleme abzugleichen. Dies Vorteile können besser anhand von 7 gewürdigt werden, die die Pulsbreiten zeigt, die sich aus dem Schnittpunkt zweier verschiedener Fehlerspannungen (VCM 1 und VCM 2) mit einem ersten Rampenspannungssignal 700 ergeben. Die Differenz zwischen den Fehlerspannungen ist durch ΔV gegeben. Da VCM 2 tiefer als VCM 1 ist, ist die Pulsbreite, die sich aus VCM 2 ergibt, größer als die Pulsbreite, die sich aus VCM 1 ergibt. Insbesondere ist die Pulsbreite, die sich aus VCM 2 ergibt, durch D2 · T gegeben, wobei D2 der Tastgrad ist, der sich aus VCM 2 ergibt, und T die Taktperiode ist. Ähnlich ist die Pulsbreite, die sich aus VCM 1 ergibt, durch D1 · T gegeben, wobei D1 der Tastgrad ist, der sich aus VCM 1 ergibt. Somit ist die Differenz der Pulsbreiten durch D2 · T - D1 · T gegeben, was gleich dem Produkt von ΔV mit dem Verhältnis T/VRamp_Amplitude ist, wobei VRamp_Amplitude gleich der Tal-zu-Spitze-Amplitude für das Rampenspannungssignal 700 ist. Die Pulsbreite, die sich aus der Fehlerspannung VCM 2 ergibt, kann durch die Fehlerspannung VCM 1 erzeugt werden, falls das Rampenspannungssignal 700 um ΔV pegelverschoben wird, um das pegelverschobene Spannungsrampensignal 705 zu erzeugen. Somit erzeugt die Pegelverschiebung von dem Rampenspannungssignal 700 zu 705 einen Tastgradversatz, der gleich der Pegelverschiebung (ΔV) mal dem Verhältnis des Tastgrads zu der Rampenamplitude ist. Es ist festzustellen, wie vorteilhaft dieses Ergebnis ist: Die Verstärkung bei der Tastgradänderung ist konstant und hängt lediglich von dem Verhältnis der Taktperiode zu der Rampenamplitude ab. Im Gegensatz dazu änderte die Technik des Standes der Technik des Änderns des Rampenanstiegs die PWM-Verstärkung, um einen Stromabgleich zu bewirken.
  • 8 zeigt einen Graphen 800 von Simulationsergebnissen, die die Pulsbreitenmodulations-Übertragungsfunktionen mit Pegelverschiebung des Doppelrampen-Spannungssignals in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellen. In diesem Graphen bezeichnet die x-Achse die fehlerverstärkte Ausgangsspannung (VEA_out ) in Volt (V) und bezeichnet die y-Achse den D-Faktor (d. h. den Tastgrad, dividiert durch 100). Dieser Graph 800 zeigt die Übertragungsfunktionen für einen offenbarten Doppelflanken-PWM mit verschiedenen Vorspannungen (d. h. -100, 0 und +100 Millivolt (mV)). Wie in diesem Graphen 800 gezeigt ist, bleibt die Übertragungsfunktionsverstärkung (TF-Verstärkung) unabhängig von dem Betrag der an den offenbarten Doppelflanken-PWM angelegten Vorspannung konstant.
  • 9 ist ein Stromlaufplan 900, der ein offenbartes monostabiles Erzeugungsschema zeigt, das durch den offenbarten Doppelflanken-PWM 130 aus 3 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden kann. In dieser Figur sind ein Doppelflanken-Rampengenerator (Doppelflanken-Ramp-Gen) 930, ein Komparator 940, eine Detektionsschaltung 910 fehlender Pulse, ein Pulsbreitendetektor 920, ein Multiplexer (MUX) 950 und ein monostabiler Generator 960 gezeigt.
  • Während des Betriebs wird in den Doppelflanken-Rampengenerator 930 ein Taktsignal (CK_0°) mit einer Periode, die bei null (0) Grad beginnt, eingegeben. Der Doppelflanken-Rampengenerator 930 erzeugt eine Rampenspannung (siehe z. B. den Graphen 390 in 3, der eine Rampenspannung mit einem DC-Spannungspegel bei VDC zeigt). Die erzeugte Rampenspannung und eine Steuerspannung (Vctrl) (die die fehlerverstärkte Ausgangsspannung (VEA_out ) ist) werden in den Komparator 940 eingegeben. Der Komparator 940 setzt die Steuerspannung (Vctrl) in eine Pulsbreite um, die mit einem Tastgrad für den Doppelflanken-PWM 130 zusammenhängt. Der Komparator 940 gibt eine Folge von Pulsen aus, die in den Pulsbreitendetektor 920 und in die Detektionsschaltung 910 fehlender Pulse eingegeben werden.
  • Der Pulsbreitendetektor 920 bestimmt, ob die von dem Komparator 940 ausgegebene Folge von Pulsen einer tiefen fehlerverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die kleiner als eine vorgegebene VA ist) oder einer hohen fehlerverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die höher als eine vorgegebene VB ist) entspricht. Anhand von 11 wird angemerkt, dass die fehlerverstärkte Spannung (VEA ) gleich einem Bereich (d. h. VEA_min bis VEA_max ) der fehlerverstärkten Ausgangsspannung (VEA_out ) ist; und dass das Gebiet von VA bis VB innerhalb der fehlerverstärkten Spannung (VEA) dort liegt, wo in der von dem Komparator 940 ausgegebenen Pulsfolge kein Puls fehlt.
  • Wieder anhand von 9 schaltet der Pulsbreitendetektor 920 einen Schalter 970 (wobei der Pulsbreitendetektor 920 z. B. ein Signal an den Schalter 970 sendet, um den Schalter 970 dementsprechend umzuschalten), um die Verbindung von dem MUX 950 zu einer hohen Seite des monostabilen Generators 960 zu schalten, falls der Pulsbreitendetektor 920 bestimmt, dass die von dem Komparator 940 ausgegebene Pulsfolge einer tiefen fehlerverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die kleiner als eine vorgegebene VA ist) entspricht. Dagegen schaltet der Pulsbreitendetektor 920 den Schalter 970 (wobei der Pulsbreitendetektor 920 z. B. ein Signal an den Schalter 970 sendet, um den Schalter 970 dementsprechend umzuschalten), um die Verbindung von dem MUX 950 zu einer tiefen Seite des monostabilen Generators 960 zu schalten, falls der Pulsbreitendetektor 920 bestimmt, dass die von dem Komparator 940 ausgegebene Pulsfolge einer hohen fehlerverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die höher als eine vorgegebene VB ist) entspricht. Sowohl anhand von 9 als auch von 11 wird angemerkt, dass der monostabile Generator 960 wenigstens einen Puls mit einer Pulsbreite, die einem monostabilen hohen Tastgradpegel (1-Shot-Hi-Tastgradpegel) entspricht, erzeugt und den bzw. die Pulse an seinem Ausgang der hohen Seite ausgibt. Außerdem erzeugt der monostabile Generator 960 wenigstens einen Puls mit einer Pulsbreite, die einem monostabilen tiefen Tastgradpegel (1-Shot-Lo-Tastgradpegel) entspricht, und gibt den bzw. die Pulse an seinem Ausgang der tiefen Seite aus.
  • Anhand von 9 bestimmt die Bestimmungsschaltung 910 fehlender Pulse, ob in der von dem Komparator 940 ausgegebenen Pulsfolge wenigstens ein Puls fehlt. Wie gezeigt ist, umfasst die Detektionsschaltung 910 fehlender Pulse zwei Verzögerungsflipflops (D-Flipflops) 980, 985, die hintereinandergeschaltet sind. Während des Betriebs der Detektionsschaltung 910 fehlender Pulse werden die von dem Komparator 940 ausgegebene Pulsfolge und eine Drain-Versorgungsspannung (Vdd) in das erste D-Flipflop 980 eingegeben. Außerdem wird ein Taktsignal (CK_270°) mit einer bei 270 Grad beginnenden Periode in das erste D-Flipflop 980 und in das zweite D-Flipflop 985 eingegeben. Es wird angemerkt, dass das Taktsignal mit einer Verzögerung von 270 Grad genutzt wird, da der Komparator 940 inhärent eine Verzögerung aufweist und das Taktsignal mit einer Verzögerung von 270 Grad somit verwendet wird, um die verzögerte Ausgabe von dem Komparator 940 zu kompensieren.
  • Wenn die von dem Komparator 940 ausgegebene Pulsfolge während des Betriebs des ersten D-Flipflops 980 nicht wenigstens einen fehlenden Puls enthält, gibt das erste D-Flipflop 980 einen Puls Q1 aus, der in das zweite D-Flipflop 980 eingegeben wird. Wenn während des Betriebs des zweiten D-Flipflops 985 in das zweite D-Flipflop 985 ein Puls Q1 eingegeben wird, gibt das zweite D-Flipflop 985 einen Puls Q2 aus, der in den MUX 950 eingegeben wird. Wenn der MUX 950 von der Detektionsschaltung 910 fehlender Pulse einen Puls Q2 empfängt, wählt der MUX 950 aus (SEL), die Folge von dem Komparator 940 ausgegebener Pulse zu empfangen, und gibt der MUX 950 diese Folge von Pulsen (PWM_Output) aus. Dagegen wählt der MUX 950 aus (SEL), den bzw. die von dem monostabilen Generator 960 ausgegebenen Pulse zu empfangen, und gibt er den bzw. die Pulse aus (PWM_Output), wenn der MUX 950 keinen Puls Q2 von der Detektionsschaltung 910 fehlender Pulse empfängt. Die durch den MUX 950 ausgegebene Folge von Pulsen (PWM_Output) gibt den Tastgrad für den Doppelflanken-PWM 130 an.
  • 10 umfasst die Graphen 1000,1010,1020, die die Zeiteinstellung für die Detektionsschaltung 910 fehlender Pulse aus 9 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigen. In dieser Figur zeigt der Graph 1000 eine beispielhafte Folge von Pulsen, die von dem Komparator ausgegeben wird, zeigt der Graph 1010 einen beispielhaften Puls Q1, der von dem ersten D-Flipflop der Detektionsschaltung fehlender Pulse ausgegeben wird, und zeigt der Graph 1020 ein Gebiet innerhalb eines Taktzyklus, in dem von dem zweiten D-Flipflop der Detektionsschaltung fehlender Pulse ein beispielhafter Puls Q2 ausgegeben wird.
  • In dem Graphen 1000 sind die von dem Komparator ausgegebenen Pulse von drei verschiedenen Taktzyklen gezeigt. Außerdem bezeichnet To in dem Graphen 1000 die Dauer eines Taktzyklus, der zum Zeitpunkt tk beginnt und zum Zeitpunkt tk + To endet. In diesem Graphen sind vier beispielhafte Breiten für den zweiten Puls gezeigt.
  • In dem Graphen 1010 ist ein beispielhafter Puls Q1 gezeigt. In diesem Graphen 1010 sind vier beispielhafte Pulsbreiten für den Puls Q1, die den vier beispielhaften Breiten für den zweiten Puls des Komparators aus dem Graphen 1000 entsprechen, gezeigt.
  • In dem Graphen 1020 sind beispielhafte Pulse Q2, die das Gebiet des Taktzyklus angeben, in dem von dem zweiten D-Flipflop der Detektionsschaltung fehlender Pulse ein Puls Q2 ausgegeben werden kann, gezeigt.
  • 11 ist ein Graph 1100, der die zusammengesetzten Doppelflanken-PWM-Ausgangscharakteristiken mit aktiver Pulsbreitenmodulation und nicht monotonen monostabilen Übertragungsfunktionen in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zeigt. In dem Graphen 1100 bezeichnet die x-Achse die fehlerverstärkte Ausgangsspannung (VEA_out ) und bezeichnet die y-Achse den Tastgrad des Doppelflanken-PWM 130. Außerdem ist die fehlerverstärkte Spannung (VEA ) gleich einem Bereich (d. h. VEA_min bis VEA_max ) der fehlerverstärkten Ausgangsspannung (VEA_out ). Das Gebiet von VA bis VB innerhalb der fehlerverstärkten Spannung (VEA ) ist dort, wo in der von dem Komparator ausgegebenen Pulsfolge kein Puls fehlt. Außerdem sind das Gebiet von VEA_min bis VA und das Gebiet von VEA_max bis VB dort, wo in der von dem Komparator ausgegebenen Pulsfolge wenigstens ein Puls fehlt.
  • Wenn der Doppelflanken-PWM 130 während des Betriebs des Doppelflanken-PWM 130 in dem in dem Graphen bezeichneten Gebiet 1 arbeitet, fehlt in der von dem Komparator ausgegebenen Pulsfolge kein Puls. Für dieses Gebiet wird die von dem Komparator ausgegebene Pulsfolge von dem Doppelflanken-PWM 130 ausgegeben.
  • Wenn der Doppelflanken-PWM 130 in dem in dem Graphen bezeichneten Gebiet 2 arbeitet, fehlt in der von dem Komparator ausgegebenen Pulsfolge wenigstens ein Puls und ist die fehlerverstärkte Spannung (VEA ) höher als VB . Für dieses Gebiet wird von dem Doppelflanken-PWM 130 der Puls bzw. werden die Pulse, die von dem Ausgang der hohen Seite des monostabilen Generators ausgegeben werden, ausgegeben. Außerdem ist für dieses Gebiet der Tastgrad des Doppelflanken-PWM 130 niedriger als der PWM-Hoch-Grenzwert-Tastgrad (PWM-Hi-Limit-Tastgrad), um die Operation des Doppelflanken-PWM 130 in das Gebiet 1 (d. h. in das aktive Gebiet) zurückzubringen.
  • Außerdem fehlt in der von dem Komparator ausgegebenen Pulsfolge wenigstens ein Puls und ist die fehlerverstärkte Spannung (VEA ) kleiner als VA , wenn der Doppelflanken-PWM 130 in dem in dem Graphen bezeichneten Gebiet 3 arbeitet. Für dieses Gebiet wird bzw. werden von dem Doppelflanken-PWM 130 die Pulse, die von dem Ausgang der tiefen Seite des monostabilen Generators ausgegeben werden, ausgegeben. Außerdem ist für dieses Gebiet der Tastgrad des Doppelflanken-PWM 130 höher als der PWM-Tief-Grenzwert-Tastgrad (PWM-Lo-Limit-Tastgrad), um die Operation des Doppelflanken-PWM 130 in das Gebiet 1 (d. h. in das aktive Gebiet) zurückzubringen.
  • 12 ist ein Stromlaufplan 1200, der eine offenbarte Pulsbreitendetektionsschaltung zeigt, die für den Pulsbreitendetektor 920 aus 9 in Übereinstimmung mit wenigstens einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung genutzt werden kann. In dieser Figur sind acht (8) Flipflops 1210a - 1210h miteinander verbunden gezeigt. Die in dieser Figur gezeigte Schaltung umfasst Logik zum Bestimmen, ob die von dem Komparator 940 (siehe 9) ausgegebene Folge von Pulsen (PWM_out) einer tiefen fehlerverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die kleiner als eine vorgegebene VA ist) oder einer hohen fehlerverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die höher als eine vorgegebene VB ist) entspricht.
  • Während des Betriebs der Pulsbreitendetektionsschaltung wird in die Pulsbreitendetektionsschaltung ein Taktsignal (CK_2X) eingegeben, das die doppelte Rate des Taktsignals (CK_0°), das in den Doppelflanken-Rampengenerator 930 eingegeben wird, aufweist (siehe 9). Außerdem wird die Folge der von dem Komparator 940 ausgegebenen Pulse (PWM_out) in die Pulsbreitendetektionsschaltung eingegeben. Die vier Flipflops 1210a - 1210d in der oberen Reihe erzeugen viermal pro Taktzyklus Abtastzeitpunkte. Die vier Flipflops 1210e- 1210h in der unteren Reihe lesen bei diesen vier Abtastzeitpunkten einen Puls (der Folge von Pulsen), wobei jedes der vier Flipflops 1210e - 1210h in dieser Reihenfolge einen Messwert b0, b1, b2, b3 ausgibt, wobei jedes b einem Messwert bei einer der vier Abtastzeitpunkte entspricht. Falls b3 + b2 + b1 + b0 größer oder gleich drei (3) ist, bestimmt die Pulsbreitendetektionsschaltung, dass die Folge von von dem Komparator 940 ausgegebenen Pulsen (PWM_out) einer tiefen fehlerverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die kleiner als eine vorgegebene VA ist) entspricht, und gibt die Pulsbreitendetektionsschaltung eine tiefe Ausgabe (Lo_En) frei. Dagegen bestimmt die Pulsbreitendetektionsschaltung, dass die von dem Komparator 940 ausgegebene Folge von Pulsen (PWM_out) einer hohen feh-Ierverstärkten Spannung (VEA ) (d. h. einer VEA , die höher als eine vorgegebene VB ist) entspricht, und gibt die Pulsbreitendetektionsschaltung eine hohe Ausgabe (Hi_En) frei, falls b3 + b2 + b1 + b0 kleiner oder gleich eins (1) ist.
  • Obwohl bestimmte Ausführungsformen gezeigt und beschrieben worden sind, soll die obige Diskussion den Schutzumfang dieser Ausführungsformen selbstverständlich nicht beschränken. Obwohl hier Ausführungsformen und Änderungen der vielen Aspekte der Erfindung offenbart und beschrieben worden sind, ist diese Offenbarung nur zur Erläuterung und Veranschaulichung gegeben. Somit können verschiedene Änderungen und Abwandlungen vorgenommen werden, ohne von dem Schutzumfang der Ansprüche abzuweichen.
  • Wo oben beschriebene Verfahren angeben, dass bestimmte Ereignisse in einer bestimmten Reihenfolge auftreten, erkennt der Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet unter Nutzung dieser Offenbarung, dass die Reihenfolge geändert werden kann und dass diese Abwandlungen in Übereinstimmung mit den Änderungen der vorliegenden Offenbarung stehen. Zusätzlich können Teile von Verfahren, wenn möglich, in einem Parallelprozess gleichzeitig ausgeführt werden sowie aufeinanderfolgend ausgeführt werden. Außerdem können mehr Teile oder weniger Teile der Verfahren ausgeführt werden. Dementsprechend sollen Ausführungsformen beispielhaft Alternativen, Abwandlungen und Entsprechungen darstellen, die im Schutzumfang der Ansprüche liegen.

Claims (20)

  1. Verfahren, das Folgendes umfasst: Vergleichen einer Ausgangsspannung für einen Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer mit einer Referenzspannung, um eine Fehlerspannung zu erzeugen; Erzeugen eines ersten Doppelrampen-Spannungssignals mit einem ersten DC-Spannungspegel für ein erstes induktives Bauelement in dem Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer; Pegelverschieben des ersten Doppelrampen-Spannungssignals, um ein zweites Doppelrampen-Spannungssignal mit einem zweiten DC-Spannungspegel, der von dem ersten DC-Spannungspegel verschieden ist, zu erzeugen; und Einschalten eines ersten Leistungsschalters, der mit dem ersten induktiven Bauelement gekoppelt ist, in Übereinstimmung mit einem Tastgrad, der als Reaktion auf einen Vergleich des zweiten Doppelrampen-Spannungssignals mit der Fehlerspannung bestimmt wird, wobei die Pegelverschiebung des ersten Doppelrampen-Spannungssignals den Tastgrad des ersten Leistungsschalters in der Weise einstellt, dass ein Strom in dem ersten induktiven Bauelement mit einem Strom in einem zweiten induktiven Bauelement für den Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer abgeglichen wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer ein Tiefsetzsteller oder ein Tiefsetz-Hochsetz-Steller oder ein Hochsetzsteller ist.
  3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Pegelverschiebung des ersten Doppelrampen-Spannungssignals, um das zweite Doppelrampen-Spannungssignal zu erzeugen, durch einen steuerbaren Digital-Analog-Umsetzer (DAC) ausgeführt wird.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei der steuerbare DAC ein Spannungs-Digital-Analog-Umsetzer (VDAC) oder ein resistiver Digital-Analog-Umsetzer (RDAC) ist.
  5. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei der Vergleich des zweiten Doppelrampen-Spannungssignals mit der Fehlerspannung durch einen Komparator ausgeführt wird.
  6. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei das Verfahren ferner umfasst: Erzeugen eines Korrekturstroms auf der Grundlage einer Differenz zwischen dem ersten DC-Spannungspegel und dem zweiten DC-Spannungspegel durch eine Gleichtaktrückkopplungs-Korrekturschaltung (CMFB-Korrekturschaltung) eines Doppelflanken-Pulsbreitenmodulators (Doppelflanken-PWM) des Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzers; und Eingeben des Korrekturstroms in einen Rampengenerator des Doppelflanken-PWM, um den ersten DC-Spannungspegel einzustellen.
  7. Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei das Verfahren ferner umfasst: Umsetzen des zweiten Doppelrampen-Spannungssignals in eine Folge von Pulsen durch einen Komparator eines Doppelflanken-PWM.
  8. Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Verfahren ferner umfasst: Bestimmen, ob Pulse in der Folge von Pulsen einer tiefen fehlerverstärkten Spannung oder einer hohen fehlerverstärkten Spannung entsprechen, mit einem Pulsbreitendetektor des Doppelflanken-PWM.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Verfahren ferner umfasst: Auswählen wenigstens eines Pulses mit einer Pulsbreite, die einem monostabilen hohen Tastgradpegel entspricht, zur Ausgabe von einem monostabilen Generator des Doppelflanken-PWM, wenn der Pulsbreitendetektor bestimmt, dass die Pulse der hohen fehlerverstärkten Spannung entsprechen; und Auswählen wenigstens eines Pulses mit einer Pulsbreite, die einem monostabilen niedrigen Tastgradpegel entspricht, zur Ausgabe von dem monostabilen Generator, wenn der Pulsbreitendetektor bestimmt, dass die Pulse der tiefen fehlerverstärkten Spannung entsprechen.
  10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, wobei das Verfahren ferner umfasst: Verwenden mehrerer Flipflops, um zu bestimmen, ob die Pulse in der Folge von Pulsen der tiefen fehlerverstärkten Spannung oder der hohen fehlerverstärkten Spannung entsprechen.
  11. Verfahren nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei das Verfahren ferner umfasst: Bestimmen, ob wenigstens ein Puls von der Folge von Pulsen von der Folge von Pulsen fehlt, durch eine Detektionsschaltung fehlender Pulse des Doppelflanken-PWM.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Verfahren ferner umfasst: Verwenden zweier Verzögerungs-Flipflops (D-Flipflops), um zu bestimmen, ob der wenigstens eine Puls von der Folge von Pulsen fehlt.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Verfahren ferner umfasst: Eingeben eines Taktsignals mit einer Verzögerung in wenigstens einen der zwei D-Flipflops.
  14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Verfahren ferner umfasst: Auswählen des Doppelflanken-PWM, um die Folge von Pulsen von dem Komparator auszugeben, wenn die Detektionsschaltung fehlender Pulse bestimmt, dass keine Pulse von der Folge von Pulsen fehlen; und Auswählen des Doppelflanken-PWM zum Ausgeben wenigstens eines durch einen monostabilen Generator des Doppelflanken-PWM erzeugten Pulses, wenn die Detektionsschaltung fehlender Pulse bestimmt, dass der wenigstens eine Puls von der Folge von Pulsen fehlt.
  15. System für einen Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer, der umfasst: ein erstes induktives Bauelement; ein zweites induktives Bauelement; einen Doppelflanken-Pulsbreitenmodulator (PWM), der dem ersten induktiven Bauelement zugeordnet ist, wobei der Doppelflanken-PWM einen Doppelflanken-Rampengenerator enthält, der dafür konfiguriert ist, ein erstes Doppelrampen-Spannungssignal mit einem ersten DC-Spannungspegel zu erzeugen, wobei der Doppelflanken-PWM ferner zum Pegelverschieben des ersten Doppelrampen-Spannungssignals, um ein zweites Doppelrampenspannungssignal mit einem zweiten DC-Spannungspegel zu erzeugen, der von dem ersten DC-Spannungspegel verschieden ist, konfiguriert ist, wobei der Doppelflanken-PWM einen Komparator enthält, der dafür konfiguriert ist, das zweite Doppelrampen-Spannungssignal mit einer Fehlerspannung zu vergleichen, und einen ersten Leistungsschalter, der mit dem ersten induktiven Bauelement gekoppelt ist, der dafür betreibbar ist, in Übereinstimmung mit einem als Reaktion auf ein Ausgangssignal von dem Komparator bestimmten Tastgrad geschaltet zu werden, wobei die Pegelverschiebung des ersten Doppelrampen-Spannungssignals den Tastgrad des ersten Leistungsschalters dafür einstellt, einen Strom in dem ersten induktiven Bauelement mit einem Strom in einem zweiten induktiven Bauelement für den Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer abzugleichen.
  16. System nach Anspruch 15, wobei der Mehrphasen-DC-DC-Schaltleistungsumsetzer ein Tiefsetzsteller oder ein Tiefsetz-Hochsetz-Steller oder ein Hochsetzsteller ist.
  17. System nach Anspruch 15 oder 16, wobei das System ferner einen steuerbaren Digital-Analog-Umsetzer (DAC) umfasst, der dafür betreibbar ist, die Pegelverschiebung des ersten Doppelrampen-Spannungssignals auszuführen, um das zweite Doppelrampen-Spannungssignal zu erzeugen.
  18. System nach Anspruch 17, wobei der steuerbare DAC ein Spannungs-Digital-Analog-Umsetzer (VDAC) oder ein resistiver Digital-Analog-Umsetzer (RDAC) ist.
  19. System nach einem der Ansprüche 15 bis 18, wobei das System ferner einen Fehlerverstärker umfasst, der dafür konfiguriert ist, die Fehlerspannung als Reaktion auf einen Vergleich einer Ausgangsspannung mit einer Referenzspannung zu erzeugen.
  20. System nach Anspruch 19, wobei das System ferner einen Pulsbreitendetektor des Doppelflanken-PWM umfasst, der dafür betreibbar ist zu bestimmen, ob Pulse in der Folge von Pulsen einer tiefen fehlerverstärkten Spannung oder einer hohen fehlerverstärkten Spannung entsprechen.
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