DE112018008226T5

DE112018008226T5 - Funkdesign, steuerung und architektur

Info

Publication number: DE112018008226T5
Application number: DE112018008226.1T
Authority: DE
Inventors: Benjamin Jann; Ashoke Ravi; Satwik Patnaik; Elan Banin; Ofir Degani; Nebil Tanzi; Brandon Davis; Igal Kushnir; Jonathan Jensen; Sidharth Dalmia; Peter Pawliuk
Original assignee: Intel Corp
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2018-12-28
Filing date: 2018-12-28
Publication date: 2021-09-09
Also published as: US20210391853A1; CN112368939A; JP2022522552A; JP7350789B2; US11374557B2; WO2020139371A1; KR20210106881A

Abstract

Techniken sind beschrieben, die sich auf digitale Funksteuerung, Trennung und Betrieb beziehen. Die verschiedenen hier beschriebenen Techniken ermöglichen eine Hochfrequenz-Lokaloszillatorsignalerzeugung und Frequenzmultiplikation unter Verwendung von Funkfrequenz (RF)-Digital/Analog-Wandlern (RFDACs). Die Verwendung dieser Komponenten und anderer, die in dieser Offenbarung beschrieben sind, ermöglicht, verschiedene Verbesserungen zu erzielen. Zum Beispiel sind digitale, analoge und hybride Strahlformungssteuerung implementiert und die gerade erst mögliche digitale Funkarchitekturtrennung ermöglicht, dass Funkkomponenten zu dem Radio Head verschoben werden, wodurch Hochfrequenzkabel und/oder Verbinder weggelassen werden können.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Hier beschriebene Aspekte beziehen sich im Allgemeinen auf Funkeinrichtungen und insbesondere auf Funkdesigns, die Frequenzmultiplikation, digitale Steuerung und neuartige Funkarchitekturen implementieren.
STAND DER TECHNIK
Moderne RF-Funkeinrichtungen verwenden im Allgemeinen Lokaloszillatoren (LOs), die zu einer oder mehreren Funkketten (z.B. Empfänger, Sender oder Sender/Empfänger) verteilt werden müssen. Überdies können moderne RF-Funkeinrichtungen Strahlformung implementieren und/oder Hochfrequenzsignalverteilung benötigen. Die Erzeugung, Verteilung und Verarbeitung solcher Signale führt Designkomplexitäten ein, die behandelt werden müssen. Beispielsweise leiden moderne RF-Funkeinrichtungen an Signalverlust, der Verwendung übermäßiger Leistung (und wiederum Wärmeerzeugung) und der Verwendung an teurer und verlustreicher Verkabelung und Verbindern als Zwischenverbindungen zwischen RF-Funkplatten. Derzeitige Versuche, diese und andere Probleme zu lösen, waren unangemessen.
Figurenliste
Die beiliegenden Zeichnungen, die hier eingefügt sind und Teil der Beschreibung bilden, veranschaulichen die Aspekte der vorliegenden Offenbarung und dienen gemeinsam mit der Beschreibung ferner zur Erklärung der Prinzipien der Aspekte und um einem Fachmann auf dem relevanten Gebiet zu ermöglichen, die Aspekte herzustellen und zu verwenden.

1 veranschaulicht ein Beispiel einer Frequenzmultiplikation unter Verwendung mehrerer sub-harmonischer Phasen gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
2 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängerdesigns, das Lokaloszillatorverteilung und -erzeugung implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
3 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Verzögerungsregelkreises (DLL, Delay-Locked Loop), der eine gesteuerte Verzögerungsleitung implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
4 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften interpolierenden Verzögerungsleitung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
5 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften DLL, der eine zweidimensionale Verzögerungsleitung implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
6 veranschaulicht eine beispielhafte M_x-by-M_y Matrix, die die Phase angibt, die für die zweidimensionale Verzögerungsleitung 500 wie in 5 dargestellt, erzeugt wird, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
7 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften LOG-Einheitsarchitektur unter Verwendung von Quadratur-Phasenverschiebung mit kartesischem Kombinieren (Phaseninterpolation) gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
8 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften LOG-Einheitsarchitektur unter Verwendung direkter Quadratur-Erzeugung und Phasenverschiebung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
9A-9C veranschaulichen beispielhafte Phasenmatrizen für drei verschiedene Fälle eines sub-harmonischen Multiplikationsfaktors (2N+1) und Phasenauflösung ηP gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
10 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
11 veranschaulicht ein Beispiel von Signalphasenkombinationen bei einer Grundfrequenz, einer zweiten Harmonischen und einer dritten Harmonischen gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
12 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften polaren Senderdesigns, das FM-RFDACs implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
13 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften FM-RFDAC gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
14 veranschaulicht ein Blockdiagramm beispielhafter Amplitudenkonfigurationskomponenten gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
15 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
16 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Quadratur-Senderdesigns, das FM-RFDACs implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
17 veranschaulicht I/Q-Datenwerte, die auf eine neue 45 Grad-Achse neu abgebildet sind, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
18A veranschaulicht einen Datenpunkt 1802 innerhalb eines Phasenoktanten in Verknüpfung mit der Phase der U(t)- und V(t)-Vektoren gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
18B veranschaulicht einen Datenpunkt 1804 innerhalb eines Phasenoktanten in Verknüpfung mit der Phase der U(t)- und V(t)-Vektoren gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
19 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Implementierung zur Auswahl aus phasenverschobenen Versionen eines Taktsignals basierend auf den Oktantenabbildungsinformationen gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
20 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
21 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Hybrid-Empfängerdesigns gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
22 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften hybriden Empfangspfadimplementierung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
23 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Hybrid-Empfängers, der in einem voll analogen Strahlformungsmodus arbeitet, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
24 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Hybrid-Empfängers, der in einem vollständig digitalen Strahlformungsmodus arbeitet, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
25 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
26 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Sender/Empfängerdesigns gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
27 veranschaulicht ein Blockdiagramm, das zusätzliche Einzelheiten einer beispielhaften Sender/Empfänger-Slice-Implementierung zeigt, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
28A-C veranschaulichen beispielhafte Strahlformungsergebnisse aus einem phasengesteuerten Antennensystem gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
29 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
30 veranschaulicht ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Platte-zu-Platte-Zwischenverbindung zeigt, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
31A-B veranschaulichen beispielhafte Gekoppelte-Induktor-Architektur, die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungen implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
32 veranschaulicht eine äquivalente Schaltungsdarstellung der Gekoppelte-Induktor-Architektur, wie in 31A dargestellt, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
33 veranschaulicht eine Smith-Kurve simulierter Testergebnisse, die eine geteilte Kondensatorschaltungstopologie mit einer gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungstopologie vergleicht, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
34 veranschaulicht eine Filteransprechverhaltenskurve simulierter Testergebnisse die Metall-Oxid-Metall- (MoM) Kondensatoren mit der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungstopologie vergleicht, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
35 veranschaulicht verschiedene Implementierungen der Gekoppelte-Induktor-Architektur und äquivalente Schaltungsdarstellungen gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
36 veranschaulicht eine beispielhafte simulierte Triplexerimplementierung und eine Kurve simulierter Testergebnisse gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
37 veranschaulicht ein Beispiel simulierter Impedanzanpassungsimplementierung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
38 veranschaulicht eine Leistungsverstärkung-gegenüber-Frequenz-Kurve der simulierten Impedanzanpassungsimplementierung, wie in 37 dargestellt, gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
39 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Funkpartitionierung.
40 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Funkpartitionierung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
41 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften zweiseitig gerichteten digitalen Kommunikationskette gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
42 veranschaulicht eine beispielhafte Kabel- und Komponentenschnittstelle gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
43 veranschaulicht eine erste beispielhafte Implementierung von Funkkomponenten unter Verwendung einer Kabelzwischenverbindung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.
44 veranschaulicht eine zweite beispielhafte Implementierung von Funkkomponenten unter Verwendung einer Kabelzwischenverbindung gemäß einem Aspekt der Offenbarung.

Die beispielhaften Aspekte der vorliegenden Offenbarung werden unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Die Zeichnung, in der ein Element zuerst erscheint, ist typischerweise durch die ganz linke(n) Zahl(en) in dem entsprechenden Bezugszeichen angegeben.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
In der folgenden Beschreibung sind zahlreiche spezifische Einzelheiten angegeben, um ein umfassendes Verständnis der Aspekte der vorliegenden Offenbarung zu ermöglichen, Für Fachleute ist jedoch offensichtlich, dass die Aspekte, enthaltend Strukturen, Systeme und Verfahren, ohne diese spezifischen Einzelheiten in die Praxis umgesetzt werden können. Die Beschreibung und Darstellung hierin sind die allgemeinen Mittel, die von jenen, die auf dem Gebiet erfahren oder geschult sind, verwendet werden, um die Substanz ihrer Arbeit wirksam anderen mitzuteilen. In anderen Fällen sind allgemein bekannte Verfahren, Prozeduren, Komponenten und Schaltkreise nicht im Detail beschrieben, um eine unnötige Verschleierung von Aspekten der Offenbarung zu vermeiden.
Abschnitt 1 - LOKALOSZILLATORERZEGUNG UNTER VERWENDUNG VON FREQUENZ MULTIPLIZIERENDEN DACS
Die in diesem Abschnitt beschriebenen Aspekte beziehen sich im Allgemeinen auf Empfänger und insbesondere auf Empfängerdesigns, die Lokaloszillator (LO)-Erzeugung bei mm-Wellenfrequenzen implementieren.
RF-Empfänger benötigen Lokaloszillatoren (LOs) zur Abwärtswandlung und/oder Verarbeitung empfangener Signale. Zum Beispiel müssen ein oder mehrere LO-Signale bei jeder Trägerfrequenz oder jedem Kanal von Interesse erzeugt werden. Für Empfängeranwendungen höherer Frequenz, wie 5G/mm-Wellen-Empfänger, ist das erforderliche LO-Signal typischerweise ein großes (d.h. null zu Versorgung) Signal. Des Weiteren ist mit LO-Strahlformung kein verlustreicher Phasenverschieber im RF-Pfad erforderlich wodurch Fläche und Leistung gespart wird. Infolgedessen ist Erzeugung und Verteilung eines solchen großen mm-Wellen-LO-Signals vorteilhaft, aber auch nicht trivial und erfordert signifikante Leistung. Des Weiteren erfordern solche mm-Wellen-Empfängerdesigns auch Quadratur-LO und ferner, was dieses Problem kompliziert macht, erfordern auf LO Strahlformung-basierte Empfänger auch Mehrphasen-LOs. Daher ist Erzeugung der erforderlichen LO-Signale für solche Empfänger eine komplexe, teure und zeitaufwändige Aufgabe.
Viele RF-Empfängerdesigns, wie 5G/mm-Wellen-Empfänger zum Beispiel, implementieren Quadratur Mehrphasen-LOs. Typische Lösungen zum Erzeugen dieser Signale weisen direkte Mehrfachphasen-Quadratur-LO-Erzeugungstechniken auf, die ausgerichtet sind, direkt mm-Welle LO aus einem Phasenregelkreis unter Verwendung zum Beispiel von Frequenzteilung, 90° Hybridkopplern und Poly-Phasen-Filtern zu erzeugen. Solche Techniken führen jedoch zu Phasenrauschenverschlechterung, verursacht durch Qualitätsfaktorverschlechterung des Kondensators bei mm-Wellenfrequenzen, und benutzen verlustreiche Phasenverschieber, die mm-Wellenverstärkung benötigen, was Designkosten, Fläche und Leistung erhöht. Des Weiteren leiden direkte Multiphasen-Techniken auch an hoher Leistungsstreuung bei mm-Wellenfrequenzen über lange Distanzen, die üblicherweise für praktische Anwendungen unter Verwendung von Mehrkanal-Strahlformungsempfängern erforderlich sind.
Zum Beispiel verdichten sich bei Frequenzteilern die oben erwähnten Probleme, wenn ein 2xLO-Takt erzeugt und für lokale Empfängerfrequenzteilung verteilt werden muss, und Gestaltung von Frequenzteilern bei mm-Wellenfrequenzen ist nicht trivial. Überdies funktionieren die meisten, auf Flip-Flop basierten Teilertechniken bei den geplanten Frequenzen aufgrund von Einschränkungen nicht, die der Geschwindigkeit von CMOS- oder CML-Logik auferlegt sind. Infolgedessen sind die einzigen ausführbaren Optionen die Verwendung injektionssynchronisierter Frequenzteiler oder regenerativer Teiler, aber jede dieser Optionen leidet bei mm-Wellenfrequenzen aufgrund eines niedrigen Qualitätsfaktors von Kondensatoren in LC-Tanks, die hohe Leistung benötigen, wie oben festgehalten wurde.
Zusätzlich werden 90°-Hybridkoppler bei einer spezifischen Frequenz gebaut und sind daher schwer auf Breitbandempfängerverwendung abzustimmen. Und wenn in Breitbandanwendungen verwendet, beginnt die Phasen- und Amplitudenexaktheit der Ausgänge zu leiden, wenn die Frequenz von der Design- (d.h. abgestimmten) Frequenz abweicht. Poly-Phasen-Filter leiden auch an einem ähnlichen Problem wie 90°-Hybridkoppler, da Poly-Phasen-Filter ebenso gestaltet sind, bei einer spezifischen abgestimmten Frequenz zu arbeiten. Abhängig von der Designtopologie leidet somit die Phase oder Amplitude der Quadraturausgänge. Um dies zu kompensieren, wurden mehrstufige Poly-Phasen-Filter vorgeschlagen, aber diese leiden auch an signifikantem Leistungsverlust, da jede Poly-Phase einen Verlust von 3dB hinzufügt. Daher können mm-Wellen-Verstärker verwendet werden, die wertvolle Designfläche verbrauchen und zusätzliche Leistung benötigen.
Andere Lösungen zur Erzeugung von Quadratur Mehrphasen-LOs weisen die Verwendung von injektionssynchronisierter, auf Multiplikation basierender LO-Erzeugung auf. Solche Designs verwenden injektionssynchronisierte Frequenzmultiplikation, um mm-Wellen-LO-Signale zu erzeugen, aber der Grundwelleneingang und seine unerwünschten Harmonischen sind nicht vollständig unterdrückt, was zu Störungen führt. Ebenso erfordert die Mehrfachphasenerzeugung, entweder durch Interpolation oder über direkte Phasenverschieber, Verstärkung einer Post-Phasenverschiebung bei mm-Wellenfrequenzen, was auch eine leistungshungrige Lösung erfordert.
Daher, um den Bedarf zu adressieren, Quadratur Mehrphasen-LOs zu erzeugen, insbesondere für mm-Wellen-Empfänger, aufweisend jene, die Strahlformung implementieren, implementieren die Aspekte hierin eine Kombination aus frequenzmultiplizierenden Digital/Analog-Wandlern (FM-DACs) und einem Niederfrequenzverzögerungsregelkreis (DLL). Wie hier näher besprochen ist, weisen diese Aspekte Verwendung eines RF-PLL auf, um eine Sub-Harmonische der gewünschten LO-Frequenz zu erzeugen, die dann zu verschiedenen RF-Empfängerketten verteilt wird, wobei jede Empfängerkette einen entsprechenden FM-DAC und DLL implementiert. Mit anderen Worten, lokal bei jeder Kette, wird ein DLL verwendet, um mehrere Phasen der LO Sub-Harmonischen für den FM-DAC und für Strahlformung zu erzeugen. Dies eliminiert Verteilung von Mehrfachphasen-mm-Wellen-LO-Signalen über einen vollen Chip. Infolgedessen kann der FM-DAC, lokal bei jeder Kette, Quadratur-LO-Signale großer Schwingung bei mm-Wellenfrequenzen unter Verwendung dieser Eingänge mit einer passenden LO-Phase pro Kette erzeugen, während die Grundwelle (d.h. die LO-Sub-Harmonische) und ihre unerwünschten Harmonischen unterdrückt werden.
Vorteile, die sich aus den Aspekten wie hier beschrieben ergeben, weisen auf, dass die PLL- und LO-Verteilung bei RF-Frequenzen (nicht mm-Wellenfrequenzen) erfolgen, wodurch signifikante Leistung gespart wird. Der FM-DAC unterdrückt auch unerwünschte Harmonische, wodurch ein reineres Spektrum verglichen mit den oben angeführten früheren Techniken geschaffen wird. Lokaler DLL stellt eine einfache Weise bereit, mehrere Phasen (aufweisend Quadratur) bei LO-sub-harmonischen Frequenzen zu erzeugen, die in dem FM-DAC zu verwenden sind.
1 veranschaulicht ein Beispiel einer Frequenzmultiplikation unter Verwendung mehrerer sub-harmonischer Phasen gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie in 1 dargestellt, kann Frequenzmultiplikation unter Verwendung mehrerer sub-harmonischer Phasen mit kohärenter Hinzufügung gewünschter Harmonischer und der destruktiven Kombination bei unerwünschten Harmonischen erreicht werden. Diese Technik funktioniert besonders gut, wenn die gewünschte Harmonische ungerade ist. In dem in 1 dargestellten und weiter unten beschriebenen Beispiel wird die gewünschte Harmonische als die fünfte Harmonische gewählt, obwohl die hier beschriebenen Aspekte nicht auf eine bestimmte Harmonische begrenzt sind und in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Sub-Harmonischen des LO implementiert werden können.
Wie in 1 dargestellt, sind 5-Phasentakte 102 bei einem Fünftel einer gewünschten LO-Frequenz veranschaulicht, die erzeugt werden soll, dargestellt als LO/5. Die Phasentakte 102 sind im Sinne ihrer Phasenbeziehungen um ein Fünftel eines vollen Taktzyklus oder 2π/5 (d.h. 72 Grad) gleichmäßig voneinander beabstandet. Kombinieren erzeugt eine Löschung bei LO/5 und ihrer ungeraden Harmonischen (3LO/5, 7LO/5 usw.), mit Ausnahme der LO-Harmonischen (LO, 3LO usw.), wie in dem spektralen Leistungsverteilungsdiagramm 104 und dem Phasendiagramm 108 gezeigt. Dieses Konzept kann mathematisch verallgemeinert werden, sodass, wenn eine Anzahl (2N+1) von Phasentakten kombiniert wird, jeder gleichmäßig um 2π/(2N+1) bei einer Frequenz von LO/(2N+1) beabstandet wird, wobei die LO-Signale bei der LO-Frequenz (und Harmonischen von LO) kohärent addiert werden und alle anderen ungeraden Harmonischen von LO/(2N+1) löschen. In diesem Fall stellt N eine ganze Zahl dar. In anderen Frequenzmultiplikationstechniken (z.B. Injektionssynchronisierung oder Selbstmischung) werden die Sub-Harmonischen nicht grundsätzlich gelöscht, wodurch Störungen entstehen, die in einem oder mehreren kritischen Frequenzbändern von Interesse auftreten können. Die Verwendung dieser phasenadditiven Technik, um ein LO-Signal höherer Frequenz unter Verwendung einer viel niedrigeren Frequenz zu erzeugen, ist daher vorteilhaft.
2 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängerdesigns, das Lokaloszillatorverteilung und Erzeugung implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie in 2 dargestellt und hier näher besprochen, weist das Empfängerdesign 200 separate Lokaloszillatorerzeugungs- (LOG) Einheiten 204.1-204.K auf, aufweisend LOG-Schaltkreis, wobei jede entsprechende LOG-Einheit einen Frequenz multiplizierenden Digital/Analog-Wandler (FM-DAC) und Verzögerungsregelkreis (DLL) aufweist.
Wie ferner hier unter Bezugnahme auf 10 besprochen, weisen Aspekte das Empfängerdesign 200 auf, das als Teil eines gesamten Empfängerdesigns implementiert ist, in dem mehrere Komponenten der Kürze und einfachen Erklärung wegen fehlen. Zum Beispiel erlaubt das Empfängerdesign 200, das ein separates Quadratur-LO-Signal für jede entsprechende Empfängerkette RX-1-RX-K erzeugt wird, das dann von jeder entsprechenden Empfängerkette für Abwärtswandlung empfangener Signale und anschließende Signalverarbeitung verwendet werden kann. Und da jede Empfangskette mit ihrem eigenen Quadratur-LO-Signalsatz bereitgestellt ist, können Phasenvariationen unter den verschiedenen Empfängerketten auf diese Weise erleichtert werden. Daher können die hier beschriebenen Aspekte insbesondere für Empfänger nützlich sein, die Strahlformung über mehrere Antennen implementieren, da jede Empfängerkette ihren eigenen zweckbestimmten Satz von Quadratur-LO-Signalen mit einer Phase verwenden kann, die für diese bestimmte Empfängerkette und Antenne abgestimmt ist.
Daher weisen Aspekte auf, dass jede Empfängerkette einen entsprechenden Satz von Quadratur-LO-Signalen für Abwärtswandlung, Demodulation und Signalverarbeitung verwendet. Dazu weisen verschiedene Aspekte auf, dass jede der einzelnen Empfängerketten RX-1 -RX-K zusätzliche Komponenten, Schaltkreise, Prozessoren, Antennen usw. aufweist um sicherzustellen, dass empfangene Signale empfangen und die darin enthaltenen Daten demensprechend verarbeitet werden. Zum Beispiel können diese zusätzlichen Komponenten Mischer, Demodulatoren, Filter, Verstärker, Prozessoren usw. aufweisen, wobei Verarbeitung empfangener Daten zum Beispiel über einen oder mehrere Prozessoren (z.B. Basisbandprozessoren) in Kombination mit beliebigen anderen geeigneten Komponenten implementiert wird. Zum Beispiel, sobald die Quadratur-LO-Signale erzeugt sind, können die Quadratur-LO-Signale in Übereinstimmung mit beliebigen geeigneten Techniken (z.B. bekannten Techniken) verwendet werden, um Daten, die in drahtlos empfangenen Signalen enthalten sind, zu verarbeiten.
In einem Aspekt weist das Empfängerdesign 200 einen allgemeinen Phasenregelkreis (PLL)-Schaltkreis 202 auf, der ein Signal erzeugt, das von jeder der LOG-Einheiten 204.1-204.K als ein Eingangssignal verwendet wird. Dieses Eingangssignal kann bei einer subharmonischen Frequenz eines gewünschten LO-Signals höherer Frequenz erzeugt werden. In Aspekten kann das LO-Signal höherer Frequenz eine Frequenz haben, die mit dem mm-Wellenspektrum verknüpft ist, das für 5G drahtlose Kommunikationen verwendet wird, wie zum Beispiel das vorgeschlagene 24 GHz - 86 GHz Spektrum. Aspekte sind jedoch nicht auf dieses bestimmte Band begrenzt und die hier beschriebenen Aspekte können in Übereinstimmung mit einer beliebigen Frequenz oder einem beliebigen Bereich von Frequenzen implementiert werden, die für eine bestimmte drahtlose Kommunikationsanwendung geeignet sind.
Der allgemeine PLL-Schaltkreis 202 kann unter Verwendung jeder geeigneten und/oder bekannten Schaltungskomponente implementiert werden, um das Eingangssignal zu erzeugen. Wie in 2 dargestellt, erzeugt der allgemeine Phasenregelkreisschaltkreis 202 das Eingangssignal bei einer subharmonischen Frequenz des LO-Signals höherer Frequenz, dargestellt durch LO/(2N+1), wobei LO der Hochfrequenz-Ziel-LO ist und N jede positive Ganzzahlenwert basierend auf der gewünschten Frequenzmultiplikationsskalierung ist, die für eine bestimmte Anwendung verwendet wird. Das Eingangssignal, das bei einer subharmonischen Frequenz des LO-Signals höherer Frequenz erzeugt wird, wird dann an eine geeignete Anzahl K der einzelnen RX-Ketten RX-1-RX-K über ihre entsprechenden LOG-Einheiten 204.1-204.K verteilt.
Wieder wird das Eingangssignal bei einer niedrigeren Frequenz als das Ziel-LO-Signal unter Nutzung von Frequenzmultiplikation erzeugt (z.B. bei RF-Frequenzen gegenüber mm-Wellenfrequenzen). Infolgedessen kann das Eingangssignal zu jeder Empfängerkette RX-1-RX-K unter Verwendung von Leistungsverteilungssystemen verteilt werden, die vorteilhaft Leistung sparen und weniger Designaufwand verglichen mit Implementierungen benötigen, die für höhere Frequenzsignale verwendet werden. Dies kann zum Beispiel besonders vorteilhaft sein, wenn ein Empfänger- oder Sender/Empfängerdesign, in dem der Empfänger 200 implementiert ist, „massiv“ verteilte Sender/Empfänger-Ketten verwendet, wobei die Anzahl K 10, 20, 100 usw. ist. In einem Aspekt implementiert jede Empfängerkette RX-1-RX-K einen entsprechenden LOG-Schaltkreis 204 zur Durchführung von Frequenzmultiplikation und Phasenverschiebung unter Verwendung des Eingangssignals, wie in näherer Einzelheit für Empfängerkette 204.2 dargestellt und unten ausführlicher besprochen ist.
Zum Beispiel ist eine LOG-Einheit 206 in 2 dargestellt, die mit der Empfängerkette RX-2 und der LOG-Einheit 204.2 verknüpft ist. Wieder weisen Aspekte auf, dass jede der Empfängerketten RX-1-RX-K eine separate LOG-Einheit wie LOG-Einheit 206 implementiert, aber hier werden nur die Einzelheiten eines Betriebs der LOG-Einheit 206 der Kürze wegen besprochen. In einem Aspekt weist die LOG-Einheit 206 einen Verzögerungsregelkreis (DLL) 206.1, optionalen Phasenkonfigurationsschaltkreis 206.2, optionalen Amplitudenkonfigurationsschaltkreis 206.3 und eine Resonanzlast 206.4 auf. In einem Aspekt kann die LOG-Einheit 206 das Eingangssignal empfangen, das durch den allgemeinen PLL-Schaltkreis 202 erzeugt wurde, und einen Satz von Quadratur-LO-Signalen als Ausgänge bereitstellen. Diese Quadratur-LO-Taktsignale können zum Beispiel Differential-LO-Quadraturausgänge sein. Obwohl die Aspekte hier vorwiegend unter Bezugnahme auf die LO-Quadraturausgänge beschrieben sind, die an sich differentiell sind, sind die Aspekte nicht darauf begrenzt und können die Erzeugung von LO-Quadraturausgängen mit einem beliebigen Verhältnis in Bezug zueinander aufweisen, das für Signalverarbeitung von empfangenen drahtlosen Signalen geeignet ist.
In jedem Fall weisen Aspekte den erzeugten Satz von Quadratur-LO-Signalen mit einer Frequenz an dem Ziel-LO-Signal (z.B. eine mm-Welle Frequenz) auf, wobei die Quadratur-LO-Signale als eine phasengleiche LO-Signalkomponente bei 0 Grad (I), eine phasengleiche LO-Signalkomponente bei 180 Grad (7), eine Quadratur-LO-Signalkomponente bei 90 Grad (Q) und eine Quadratur-LO-Signalkomponente bei 270 (Q) dargestellt sind. Auf diese Weise kann die Resonanzlast 206.4 in Verbindung mit einem oder mehreren des optionalen Phasenkonfigurationsschaltkreises 206.2 und des optionalen Amplitudenkonfigurationsschaltkreises 206.3 den FM-DAC bilden.
Des Weiteren, obwohl der erzeugte Satz von Quadratur-LO-Signalen die LO-Signalkomponenten mit Phasen bei 0, 90, 180 und 270 Grad in Bezug zueinander aufweist, kann jede von LOG-Einheiten 204.1-204.K ihren eigenen Satz von Quadratur-LO-Signalen erzeugen, die in Bezug zu einem anderen Satz von Quadratur-LO-Signalen phasenverschoben sein können. Zum Beispiel kann LOG-Einheit 204.1 Quadratur-LO-Signale erzeugen, die jeweils 90 Grad voneinander getrennt sind, aber 5, 10, 15, Grad usw. von den Quadratur-LO-Signalen phasenverschoben sind, die durch die LOG-Einheit 204.2 erzeugt werden. Die Einzelheiten bezüglich der Erzeugung der Quadratur-LO-Signale durch jede LOG-Einheit 204.1-204.K sind in der Folge näher besprochen.
In verschiedenen Aspekten kann der DLL 206.1 unter Verwendung verschiedener Architekturen implementiert werden, die jeweils Kompromisse zwischen erhöhter Designkomplexität im Austausch für eine feinere Steuerung über die Phasen bereitstellen, die zum Erzeugen der Quadratur-LO-Signale verwendet werden. In einem Aspekt kann der DLL 206.1 als eine mehrstufige gesteuerte Verzögerungsleitung implementiert sein, von der ein Beispiel in 3 als DLL 300 veranschaulicht ist. In einem Aspekt kann der DLL 300 Mehrphaseneingang zu dem FM-DAC (z.B. der Phasenkonfigurationsschaltkreis 206.2, der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis 206.3 und die Resonanzlast 206.4) erzeugen. Ferner kann in Übereinstimmung mit solchen Aspekten der DLL 300 einen Phasendetektor und Schleifenfilter 302 aufweisen, der zum Beispiel als einer oder mehrere Prozessoren implementiert sein kann, die konfiguriert sind, computerlesbare Anweisungen auszuführen, um einen Zustand eines oder mehrerer einer M Anzahl von Verzögerungselementen 304.1-304.M zu steuern, die in der gesteuerten Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe aufgewiesen sind. Obwohl die gesteuerte Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe in 3 veranschaulicht ist, Inverter als Verzögerungselemente 304.1-304.M zu implementieren, weisen Aspekte auf, dass die gesteuerte Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe mit einer beliebigen geeigneten Art und/oder Kombination von Verzögerungselementen 304.1-304.M, wie zum Beispiel Puffer implementiert ist.
In einem Aspekt können Phasendetektor und Schleifenfilter 302 analoge und/oder digitale Steuerung über die gesteuerte Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe erleichtern, die abgestimmt sein kann um sicherzustellen, dass der Eingang und Ausgang der Verzögerungsleitung durch eine Taktperiode getrennt sind. Das Taktsignal kann beispielsweise das verteilte Eingangssignal aufweisen, das durch den allgemeinen PLL-Schaltkreis 202 erzeugt wird, wie unter Bezugnahme auf 2 besprochen. Überdies können der Phasendetektor und das Schleifenfilter 302 den Zustand der Verzögerungselemente, die durch die gesteuerte Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe implementiert sind, unter Verwendung geeigneter Techniken steuern, wie durch Laststeuerung, Stromeinsparungssteuerung, Leistungsversorgungssteuerung usw.
In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass der DLL 300 dem Phasenkonfigurationsschaltkreis 206.2 einen Satz phasenverschobener Signale bereitstellt. Diese phasenverschobenen Signale, wie in 3 dargestellt, sind durch eine Phase getrennt, die eine Funktion der Anzahl M von Verzögerungselementen 304.1-304.M ist. Daher wird die Phasengranularitätseinheit, die mit einer Menge an Phasenverschiebung zwischen dem Satz phasenverschobener Signale, der durch den DLL 300 bereitgestellt ist (d.h. die „CLK-Phasen“), mit der Anzahl M von Verzögerungselementen 304.1-304.M erhöht. Der DLL 300 ist jedoch dahingehend begrenzt, dass die Phasenverschiebungseinheit- (2π/M) äquivalente Zeitverzögerung, in manchen Fällen, über eine Inverterverzögerungseinheit eines einzelnen Verzögerungselements abnehmen kann. Daher, um eine feinere Granularität einer Einheitsphasenverschiebung zu ermöglichen, weisen Aspekte Implementieren anderer Arten von Verzögerungsleitungen auf, wie unten ausführlicher in Bezug auf 4 und 5 besprochen ist.
4 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften interpolierenden Verzögerungsleitung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. In einem Aspekt kann der DLL 206.1 unter Verwendung der interpolierenden Verzögerungsleitung 400 implementiert sein, wie in 4 veranschaulicht. Zum Beispiel kann der DLL 206.1 als der DLL 300 implementiert sein, wie in 3 dargestellt und oben besprochen. In anderen Aspekten kann die gesteuerte Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe durch andere Verzögerungselementkonfigurationen ersetzt sein, wie die interpolierende Verzögerungsleitung 400, wie in 4 dargestellt. Daher kann in Übereinstimmung mit solchen Aspekten der DLL 206.1 als eine Kombination des Phasendetektors und Schleifenfilters 302, wie in 3 dargestellt, und der interpolierenden Verzögerungsleitung 400, wie in 4 dargestellt, implementiert sein.
Obwohl die interpolierende Verzögerungsleitung 400 Verzögerungselemente aufweist, die als Inverter in 4 dargestellt sind, weisen Aspekte auf, dass die interpolierende Verzögerungsleitung 400 eine beliebige geeignete Art von Verzögerungselement implementiert. Wie in 4 dargestellt, kann eine Anzahl M von Verzögerungselementen mit einem Taktzyklus verknüpft sein, wobei eine Anzahl k eine beliebige Elementanzahl zwischen 1 und M darstellt. Zum Beispiel kann die Phase bei Knoten, markiert mit (k+1)*(2π/M), mit einem Verzögerungselement 404.k verknüpft sein. Durch Staffeln der Eingänge zwischen jeder der Reihen, wie in 4 dargestellt, kann der Satz phasenverschobener Signale, der durch den DLL 400 bereitgestellt wird, eine Phasenverschiebungseinheit von (k*2π/M), (k+1)*(2π/M), (k+2)*(2π/M) usw. bereitstellen, die einen höheren Grad an Phasengranularität darstellt, verglichen mit dem DLL 300. Mit anderen Worten, der DLL 400 nutzt Interpolation zwischen Sätzen von Verzögerungselementen, um die Einschränkungen zu überwinden, die durch den DLL 300 auferlegt werden, wodurch eine Einheitsphasenverschiebung erreicht wird, die kleiner als jene ist, die mit der Verzögerung eines einzelnen Verzögerungselements verknüpft ist.
Für DLLs 300 und 400, wie in 3 und 4 dargestellt, stellt dementsprechend jeder DLL einen einzelnen DLL dar, der als eine spezifische Konfiguration (z.B. nicht interpolierender DLL 300 gegenüber interpolierendem DLL 400) implementiert ist. In anderen Aspekten, wie unten ausführlicher besprochen, können mehr als ein DLL implementiert sein, um noch feiner Steuerung über die Einheitsphasenverschiebung zu erreichen.
5 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften DLL, der eine zweidimensionale Verzögerungsleitung implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. In einem Aspekt kann der DLL 206.1 als die zweidimensionale Verzögerungsleitung 500 implementiert sein, wie in 5 veranschaulicht. Der zweidimensionale DLL 500 kann zwei separate Verzögerungsleitungssteuersysteme DLL-X Kern 502 und DLL-Y Kern 504 implementieren, die jeweils einen entsprechenden Satz von Verzögerungselementen in ähnlicher Weise wie DLLs 300 und 400 steuern. Ebenso ähnlich den DLLs 300 und 400 kann die zweidimensionale Verzögerungsleitung 500 jede geeignete Art von Steuerung über die Verzögerungselemente (Laststeuerung, Stromsparsteuerung, Leistungsversorgungssteuerung usw.) implementieren, die als jede geeigneten Art von Verzögerungselementen implementiert sein können. Daher, wie DLLs 300 und 400, kann der zweidimensionale DLL 500 bei Eingang 506 das Eingangssignal empfangen, das durch den allgemeinen PLL-Schaltkreis 202 erzeugt wurde, und eine geeignete Anzahl phasenverschobener Versionen des Eingangssignals ausgeben. Diese phasenverschobenen Eingangssignale können dann von dem FM-DAC benutzt werden, wie unten ausführlicher besprochen, um Frequenzmultiplikation eines Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale sicherzustellen, um die Quadratur-LO-Signale bei einer gewünschten Frequenz und Phase zu erzeugen.
Anders als DLLs 300 und 400 jedoch, weisen Aspekte auf, dass der zweidimensionale DLL 500 zwei orthogonale Sätze einer M Anzahl von Verzögerungselementen aufweist, die eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen mit Dimensionen M_x-by-M_y bilden. Aspekte weisen auf, dass die Matrix geeignete Dimensionen hat und nicht symmetrisch sein muss. Auf diese Weise kann die Verzögerungselementmatrix mit dem DLL-X Kern 502, der die M_x Verzögerungselemente steuert, und dem DLL-Y Kern, der die M_y Verzögerungselemente steuert, konfiguriert sein, wie in 5 dargestellt. Des Weiteren kann die zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen verschachtelt sein, wie in dem Detailabschnitt 508 veranschaulicht, sodass jeder Knoten in der zweidimensionalen Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
In einem Aspekt wird jedes der Verzögerungselemente typischerweise durch den DLL- (-X oder -Y) Kernausgang gesteuert. Die Verzögerungselementkette an der „Oberseite“ (d.h. der letzte Inverterausgang geht zu dem DLL-X Kern als ein Eingang zurück) und das Verzögerungselement an der „linken Seite“ (d.h. der letzte Inverterausgang geht zu dem DLL-Y Kern als ein Eingang zurück) werden „vollständig“ gesteuert, d.h. ihre Verzögerung ist durch jeden entsprechenden DLL gesteuert und gebunden. Anders als diese Ketten sind die anderen Verzögerungselemente teilweise durch die DLLs gesteuert. Somit weisen Aspekte Nutzung der Konfiguration des zweidimensionalen DLL 500 zur Verringerung von Verzögerungsvariationen in Stufen auf, die nicht vollständig durch DLLs gesteuert sind. Als ein zusätzlicher Vorteil ermöglicht der zweidimensionale DLL 500 in manchen Aspekten auch eine geordnetere „Bodenplanung“ des Designs, was vorteilhaft eine leichtere Implementierung als DLLs 300 oder 400 erlauben kann. Eine beispielhafte M_x-mal-M_y Matrix, die die Phasen angibt, die durch die zweidimensionale Verzögerungsleitung 500 erzeugt werden, ist in 6 dargestellt und unten ausführlicher besprochen.
In verschiedenen Aspekten können die geeigneten Phasen für den FM-DAC durch jede geeignete Verzögerungsleitungsimplementierung erzeugt werden, wie zum Beispiel einen von DLLs 300, 400 oder 500. Mit anderen Worten, eine entsprechende LOG-Einheit 204 kann die geeigneten Phasen über ihren entsprechenden DLL 206 ausgeben, der von dem FM-DAC-Abschnitt der LOG-Einheit 204 (z.B. der Phasenkonfigurationsschaltkreis 206.2, der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis 206.3 und die Resonanzlast 206.4) verwendet wird, um die gewünschten Quadratur-LO-Signale für jede Empfängerkette bereitzustellen.
In einem Aspekt und wie unten ausführlicher besprochen, können zwei Architekturen in Übereinstimmung mit den LOG-Einheiten 204.1-204.K implementiert sein, um die Quadratur-LO-Signale zu erzeugen. Zur einfachen Erklärung wird ein Frequenzmultiplikationsfaktor von (2N+1) wie auch eine Ausgangsphasenauflösung von 2π/P für beide Fälle angenommen. Die hier beschriebenen Aspekte sind jedoch in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt und können jeden geeigneten Multiplikationsfaktor oder jede Ausgangsphasenauflösung bereitstellen, abhängig von der besonderen Anwendung, der erforderlichen Spezifikation, der Art von verwendetem DLL, der Anzahl von Verzögerungselementen usw.
Überdies können die Phase und Frequenz der LO-Signale auf zwei verschiedene Weisen erzeugt werden, wie unten unter Bezugnahme auf die FM-DAC-Architektur in 7 bzw. 8 besprochen. Insbesondere steuert die LOG-Einheit 700 die Amplitude von Phasensignalen, die durch den DLL erzeugt werden, sodass die kombinierten Signale Quadratur-LO-Signale bei einer gewünschten Frequenz und Phase liefern. Die LOG-Einheit 800 steuert andererseits, welche der Phasen, die durch den DLL erzeugt werden, tatsächlich kombiniert werden, ohne die Amplituden einstellen zu müssen, wobei das Endergebnis dasselbe wie die LOG-Einheit 700 ist - Bereitstellung von Quadratur-LO-Signalen bei einer gewünschten Frequenz und Phase.
7 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften LOG-Einheitsarchitektur unter Verwendung von Quadratur-Phasenverschiebung mit kartesischem Kombinieren (Phaseninterpolation) gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie in 7 dargestellt, weist die LOG-Einheit 700 im Allgemeinen zwei verschiedene Abschnitte auf- einen DLL 702 und einen FM-DAC 704. Der DLL 702 kann zum Beispiel mit dem DLL 206.1 identifiziert werden, wie in 2 dargestellt, und somit als eine geeignete Art von DLL (z.B. DLL 300, DLL 400, zweidimensionale DLL 500) usw. implementiert sein. Wieder, da die LOG-Einheit 700 die Phase der erzeugten LO-Signale über einen Amplitudensteuerblock 210 steuert, der unten ausführlicher besprochen ist, erfordern solche Aspekte nicht die Verwendung des Phasenauswahlschaltkreises 206.2. Stattdessen erzeugt der DLL 702 die Phasen, die notwendig sind, um Frequenzmultiplikation durch den FM-DAC 704 sicherzustellen. Somit weisen Aspekte auf, dass der DLL 702 diese phasenverschobenen Eingangssignale mit einer Phasendifferenz zwischen ihnen in Übereinstimmung mit der implementierten DLL-Architektur erzeugt, die dann über Amplitudensteuerblock 210 gewichtet werden, sodass die gewünschte Phasen durch Interpolation in einer Art einer gewichteten Summe erhalten werden.
Daher kann der FM-DAC 704 zum Beispiel mit dem Amplitudenkonfigurationsschaltkreis 206.3 und der Resonanzlast 206.4 identifiziert werden, wie in 2 dargestellt. In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass die LOG-Einheit 700 die richtigen Phasen nutzt, die durch den DLL 702 bereitgestellt werden, um, für ein bestimmtes Eingangssignal, einen Satz von Quadratur-LO-Signalen bei einer höheren Frequenz und einer gewünschten Phase zu erzeugen, indem Frequenzmultiplikation genutzt wird, da die gewichteten Signale über die Resonanzlast (z.B. das LC-Netzwerk) kombiniert werden. Beispielsweise weisen Aspekte auf, dass der DLL 702 eine Kombination von Phasen basierend darauf erzeugt, welche Kombination von phasenverschobenen Eingangssignalen das größte störungsfreie Signal bei einer gewünschten Frequenz erzeugt. Auf diese Weise werden manche der phasenverschobenen Signalphasen zu dem FM-DAC 704 weitergeleitet und andere phasenverschobene Signale werden nicht verwendet.
In einem Aspekt kombiniert die LOG-Einheit 700 die gewichteten phasenverschobenen Eingangssignale, die durch den DLL 702 erzeugt werden, in einer spezifischen Weise um sicherzustellen, dass die Signale konstruktiv bei der gewünschten Frequenz addiert werden und somit einen Satz von Quadratur-LO-Signalen mit einer gewünschten Frequenz und Phasenverschiebung bereitstellen. Zum Beispiel kann der FM-DAC 704 für die phasenverschobenen Eingangssignale, die entsprechend gewichtet sind, einen Satz von Quadratur-LO-Signalkomponenten, wie oben besprochen, mit einer phasengleichen LO-Signalkomponente bei 0 Grad (I), einer phasengleichen LO-Signalkomponente bei 180 Grad (7), einer Quadratur-LO-Signalkomponente bei 90 Grad (Q) und einer Quadratur-LO-Signalkomponente bei 270 ( Q ) bereitstellen.
Obwohl das sub-harmonische Signal bei verschiedenen Phasen erzeugt werden kann, um Frequenzmultiplikation sicherzustellen, ist die gesamte Phasenverschiebung zwischen der phasengleichen LO-Signalkomponente bei 0 Grad (I) und dem Eingangssignal (z.B. $\frac{f_{L O}}{(2 N + 1)})$
nicht nur von der Frequenzmultiplikation betroffen. Mit anderen Worten, das Eingangssignal und die phasengleiche LO-Signalkomponente bei 0 Grad (I), die von der LOG-Einheit 700 ausgegeben werden, können einander verfolgen, ohne weitere Phasenanpassungen. Es ist jedoch wünschenswert, eine zusätzliche Phasenverschiebung zu erhalten, die unter jeder Empfängerkette eingestellt werden kann (z.B. zur zeitlichen Ausrichtung des LO-Signals mit dem empfangenen Signal für jede Antenne innerhalb eines Multi-Antennenempfängers oder zur Erleichterung von Strahlformung).
Daher weisen Aspekte auf, dass die LOG-Einheit 700 Amplitudenmodulationssteuerung über die Sätze von phasenverschobenen Signalen implementiert, die von dem DLL 702 ausgegeben werden. Dazu kann der FM-DAC 704 Sätze von Invertern, wie in 7 dargestellt, für jede Signalphase implementieren, die durch den DLL 702 bereitgestellt ist. Jeder Inverter kann ferner in Reihe an einen Kondensator gekoppelt sein, um jedes phasenverschobene Eingangssignal an das LC-Netzwerk zu koppeln und Frequenzmultiplikation sicherzustellen. Das LC-Netzwerk kann jede geeignete Anzahl und Art von reaktionsfähigen Elementen aufweisen, die abstimmbar und in jeder Konfiguration sein können, um Frequenzmultiplikation für eine geeignete Frequenz sicherzustellen. Des Weiteren können in Aspekten die Inverter und Kondensatoren unter Verwendung einer geeigneten Anzahl und Art von Logik und mit jeder Anzahl von reaktionsfähigen Elementen implementiert sein (z.B. mehrere Kondensatoren parallel zueinander). Daher kann jedes phasenverschobene Eingangssignal, das durch den DLL 702 erzeugt wird, über Steuerung des Inverter-Kondensator-Paares, an das es gekoppelt ist, amplitudenmoduliert werden und der Zustand des Inverters kann gesteuert werden, um diese Amplitudenmodulation zu erleichtern.
Zum Beispiel, obwohl in 7 der Kürze wegen nicht dargestellt, können die ‚A‘- und ‚B‘-Linien die Amplitude oder Gewichtung darstellen, die mit jedem Inverterausgang verknüpft ist, die als digitale Codewärter ausgeführt sein können, die an ein oder mehrere logische Elemente gekoppelt sind, sodass jeder Inverter separat in einen Schaltmodus gebracht wird, oder einen festgesetzten DC-Ausgang bereitstellt. Zum Beispiel kann jeder Inverter, der in 7 dargestellt ist, durch ein geeignetes logisches Gate (z.B. ein NUND-Gate) ersetzt werden, wobei ein Eingang das phasenverschobene Signal ist, das aus dem DLL 702 ausgegeben wird, und der andere eine digitale Steuerleitung ist, die auf einen gewünschten Spannungswert angetrieben wird. In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass die Amplitude jedes einzelnen Inverterausgangs oder die Gewichtung jedes phasenverschobenen Eingangssignals, das durch den DLL 702 ausgegeben wird, in digitaler Weise gesteuert wird (z.B. über einen Basisbandprozessor oder anderen geeigneten Prozessor, der durch den Empfänger implementiert ist).
In Aspekten stellt der FM-DAC 704 phasenverschobene amplitudengewichtete Eingangssignale 750, 752, 754 und 756 bereit, die an das LC-Netzwerk gekoppelt sind, wie in 7 dargestellt. Die Amplitude der phasenverschobenen Signale, die in jedem von Signalen 750, 752, 754 und 756 enthalten ist, erlaubt, dass Frequenzmultiplikation über das LC-Netzwerk stattfindet, um eine entsprechende Quadratur-LO Komponente mit einer bestimmten Frequenz und Phase zu erzeugen. Beispielsweise können Signale 750, 752, 754 und 756 entsprechende Sätze von phasenverschobenen Eingangssignalen aufweisen, die dementsprechend über Amplitudensteuerung gewichtet sind, um über Kopplung an das LC-Netzwerk die phasengleiche LO-Signalkomponente I, die phasengleiche LO-Signalkomponente I , die Quadratur-LO-Signalkomponente Q bzw. die Quadratur-LO-Signalkomponente Q zu erzeugen.
Aspekte weisen auf, dass der Frequenzmultiplikationsfaktor für die LOG-Einheit 700 eine ungerade Zahl ist. Dies erlaubt vorteilhaft, dass das Quadraturverhältnis zwischen Takten aufrechterhalten wird, wenn der Multiplikationsfaktor in der Art (4L+1) ist, und nur dann umgekehrt wird, wenn ein Multiplikationsfaktor (4L+3) ist, wobei L eine ganze Zahl ist. Für den letztgenannten Fall stellt dies kein Problem dar, da LO-Takte typischerweise differentiell sind und ein einfacher Tausch von differentiellen Takten die Umkehr fixiert. Durch Interpolieren zwischen den Quadraturphasen unter Verwendung des Amplitudensteuerwegs, d.h. kartesisches Kombinieren am Ausgang t über das LC-Netzwerk, kann jede beliebige Phase erzeugt werden.
Auch hier, für das Beispiel, das in 7 dargestellt ist, ist der DLL 702 konfiguriert, bei (2N+1)-ter Subharmonischen des LO zu arbeiten. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels, falls der DLL 702 als eine einzige DLL-Bank (z.B. DLL 300 oder DLL 400) implementiert ist, ist die erforderliche Anzahl von Verzögerungselementen M = 4*(2N+1). Falls andererseits der DLL 702 als ein zweidimensionaler DLL implementiert ist (z.B. DLL 500), dann (M_x , M_y ) = (4, (2N+1)) oder ((2N+1), 4).
Sobald die phasenverschobenen Signale kombiniert sind, um Frequenzmultiplikation zu liefern, kann somit die kartesische Kombinationsmathematik durch die folgenden Gleichungen angegeben werden, die das Verhältnis zwischen der gestalteten LO-Signalphasenverschiebung φ und den Amplitudengewichtungen A und B wie folgt angeben:
$L O_{I} = A \cdot c o s (ω_{L O} t) - B \cdot s i n (ω_{L O} t) = \sqrt{A^{2} + B^{2}} \cdot c o s (ω_{L O} t + φ)$
$L O_{Q} = B \cdot c o s (ω_{L O} t) + A \cdot s i n (ω_{L O} t) = \sqrt{A^{2} + B^{2}} \cdot s i n (ω_{L O} t + φ)$
Aufgrund der Art der Gleichungen sind die Ausgangsamplituden von L0_I und L0_Q dieselbe, aber abhängig von der Art von ungeradem Multiplikationsfaktor kann ein Wechsel der L0_Q-Ausgänge notwendig sein oder nicht. Da der Multiplikationsfaktor während des Systemdesigns festgelegt wird, ist dies eine triviale Aufgabe. Die Exaktheit einer Phasenerzeugung hängt somit von der digitalen Amplitudeneingangsauflösung ab, um die Amplituden A und B zu steuern. Obwohl das Steuerverhältnis von Phase zu Amplitude nicht linear $(∠ φ = t a n^{- 1} (\frac{B}{A}))$
ist, erlaubt ein Erhöhen der DAC-Auflösung, dass eine beliebig kleine Phasenauflösung erreicht wird.
8 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften LOG-Einheitsarchitektur unter Verwendung direkter Quadratur-Erzeugung und Phasenverschiebung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie in 8 dargestellt, weist die LOG-Einheit 800 im Allgemeinen zwei verschiedene Abschnitte - einen DLL 802 und einen FM-DAC 804 auf, der FM-DAC-Abschnitte 804.A und 804.B aufweist. Der DLL 802 kann zum Beispiel mit dem DLL 206.1, wie in 2 dargestellt, identifiziert werden und somit als eine geeignete Art von DLL (z.B. DLL 300, DLL 400, zweidimensionaler DLL 500) usw. implementiert sein. Da jedoch die LOG-Einheit 800 die Phase der erzeugten LO-Signale über eine selektive Kombination von Phasensignalen steuert, die durch den DLL erzeugt werden, ist keine Amplitudensteuerung erforderlich. Stattdessen wählt der FM-DAC 804 spezifische phasenverschobene Eingangssignale aus jenen, die durch den DLL 802 erzeugt werden, und wechselt selektiv und/oder koppelt die spezifischen phasenverschobenen Eingangssignale an die Resonanzlast (d.h. das LC-Netzwerk), um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen bei einer gewünschten Frequenz und Phase zu erzeugen.
Daher kann der FM-DAC 804 zum Beispiel mit dem Phasenkonfigurationsschaltkreis 206.2 (Phasenumschaltmatrix 804.A) und der Resonanzlast 206.4 (Abschnitt 804.B) identifiziert werden, wie in 2 dargestellt. In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass die LOG-Einheit 800 geeignete Sätze von phasenverschobenen Eingangssignalen, die durch den DLL 802 (über Phasenumschaltmatrix 804.A) bereitgestellt werden, nutzt, um für ein bestimmtes subharmonisches LO-Signal einen Satz von Quadratur-LO-Signalen bei einer höheren Frequenz und einer gewünschten Phase zu erzeugen.
Dazu kann, wie der FM-DAC 704, der mit der LOG-Einheit 700 verknüpft ist, der FM-DAC 804 auch Sätze von Invertern und einer oder mehreren reaktionsfähigen Komponenten (z.B. eine oder mehrere Kondensatoren) implementieren, wie in 8 dargestellt, um ausgewählte phasenverschobene Eingangssignale zwischen dem DLL 802 und dem LC-Netzwerk über die Phasenumschaltmatrix 804.A zu koppeln. Mit anderen Worten, der DLL 802 erzeugt einen „Supersatz“ von Phasen, die notwendig sind, um Frequenzmultiplikation durch den FM-DAC 804 sicherzustellen. Somit weisen Aspekte auf, dass der DLL 802 phasenverschobene Eingangssignale mit einer Phasendifferenz zwischen ihnen in Übereinstimmung mit der implementierten DLL-Architektur für alle gewünschten Strahlwinkelszenarien erzeugt. Dann, durch selektive Kopplung spezifischer Kombinationen von phasenverschobenen Eingangssignalen aus dem Supersatz phasenverschobener Eingangssignale, die durch den DLL802 erzeugt werden (d.h. einen Teilsatz des Supersatzes), wählt die Phasenumschaltmatrix 804.A die richtigen phasenverschobenen Eingangssignale 850 und 852 für Frequenzmultiplikation und Strahllenkung aus und koppelt diese Signale an die Resonanzlast (Abschnitt 804.B). Somit können durch unterscheidendes Auswählen gewisser erzeugter phasenverschobener Eingangssignale 850 und 852 Variationen in den Phasen der ausgegebenen Quadratur-LO-Signale erzielt werden.
Mit anderen Worten, der FM-DAC 804 koppelt Teilsatz phasenverschobener Eingangssignale 850 und 852 des Supersatzes phasenverschobener Signale, die durch den DLL 802 ausgegeben werden, selektiv an das LC-Netzwerk (Abschnitt 804.B), das jede geeignete Anzahl und Art von reaktionsfähigen Elementen enthalten kann und abstimmbar und in jeder Konfiguration sein kann, um Frequenzmultiplikation für eine passende Frequenz sicherzustellen. Die spezifische Kombination des Teilsatzes phasenverschobener Eingangssignale 850 und 852 erlaubt, dass Frequenzmultiplikation über das LC-Netzwerk erfolgt, um die phasengleiche LO-Signalkomponente bei 0 Grad (I), die phasengleiche LO-Signalkomponente bei 180 Grad (7), die Quadratur-LO-Signalkomponente bei 90 Grad (Q) und die Quadratur-LO-Signalkomponente at 270 ( Q ) zu erzeugen.
Mit anderen Worten, die LOG-Einheit 800 nutzt vorteilhaft direkte Quadratur- und Phasenerzeugung in dem DLL 802, um exakte Phasensteuerung aufgrund des inhärenten Designs zu erleichtern. Dies bewirkt jedoch, dass die Anzahl von Verzögerungselementen, die in dem DLL 802 erforderlich ist, proportional mit der Phasenauflösung steigt. Daher weisen, um Hochfrequenz- (z.B. mm-Wellenfrequenz) LO-Phasen mit einer Auflösung von 2π/P zu erzeugen, Aspekte Erzeugen von Phasen mit einer Auflösung von 2π/P(2N+1) bei der (2N+1)-ten Subharmonischen (in diesem Beispiel) auf.
Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass die LOG-Einheit 800 Quadratur-Differentialphasentakte erzeugt. Daher ist bevorzugt, dass P ein Faktor von 4 ist. In einem solchen Fall werden die Quadratur-Differentialtakte bei der subharmonischen Frequenz automatisch erzeugt. Ein allgemeinerer Ausdruck für die Anzahl von Verzögerungselementen die für diese Implementierung erforderlich sind, der für alle Ganzzahlenwerte von P gilt, ist:
$M = P \cdot (2 N + 1) \cdot η; wo:$
$η = 1 + 3 \cdot m o d (P,2) + (1 - m o d (P,2)) \cdot m o d \frac{(P,4)}{2}$
Der detaillierte Phasenerzeugungsmechanismus ist in 8 für einen allgemeinen Fall von P veranschaulicht, d.h. $φ = k \cdot \frac{2 π}{η P},wo k \in {0,1,2 \dots . η P - 1} .$
In Aspekten erzeugt der DLL 802 die Phasen in Schritten von 2π/[η·P·(2N+1)]. Für DLL-Implementierungen unter Verwendung eines einzigen DLL (z.B. DLLs 300 und 400) kann die Anzahl von Verzögerungselementen als M = η·P·(2N+1) festgelegt werden. In Aspekten, in welchen ein zweidimensionaler DLL benutzt wird (z.B. DLL 500), sind unten zusätzliche Berechnungen für zusätzliche Klarheit bereitgestellt.
Insbesondere wird für einen zweidimensionalen DLL mit einer Größe von Verzögerungselementen, definiert als (M_x , M_y ), angenommen, dass die Verzögerungselemente definiert sind als:
$M_{x} . M_{y} = M = η \cdot P \cdot (2 N + 1)$
Aus Gl. 4 werden alle einzigartigen M-Phasen erzeugt, wenn und nur wenn M_x und M_y teilerfremd sind. Wenn diese Bedingung nicht erfüllt ist, hat die zweidimensionale Matrix 600, wie in 6 dargestellt, doppelte Einträge, was bedeutet, dass manche erforderlichen Phasen nicht erzeugt werden. 9A-9C, die drei verschiedene Fälle für die Phasenmatrix veranschaulichen.
Der in 9A dargestellte Fall ist für einen ersten Fall von (2N+1) = 5 und η·P = 12, sodass M_x und M_y als 12 bzw. 5 gewählt werden; M_x und M_y sind teilerfremd.
Der in 9B dargestellte Fall ist für einen zweiten Fall von (2N+1) = 3 und η·P = 12; M_x und M_y sind als 12 bzw. 3 gewählt; M_x und M_y sind nicht teilerfremd.
Der in 9C dargestellte Fall ist für einen dritten Fall von (2N+1) = 3 und η·P = 12 (derselbe wie Fall (b)); M_x und M_y sind als 9 bzw. 4 gewählt; M_x und M_y sind teilerfremd.
Für Fälle, die durch 9A und 9C dargestellt sind, ist gezeigt, dass alle der 60 bzw. 36 einzigartigen Phasen in der Matrix erzeugt werden. Für den Fall jedoch, der in 9B gezeigt wird, gibt es viele duplizierte Phasen und folglich viele andere fehlende Phasen verglichen mit dem Fall in 9C zum Beispiel. Dies zeigt, dass Aspekte aufweisen, dass der DLL 802, wenn als ein zweidimensionaler DLL implementiert, die erforderlichen Phasen erzeugt, wenn M_x und M_y teilerfremd sind.
10 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. In verschiedenen Aspekten kann Vorrichtung 1000 als eine geeignete Art von Vorrichtung implementiert sein, die konfiguriert ist, drahtlose Signale in Übereinstimmung mit einer geeigneten Anzahl und/oder Art von Kommunikationsprotokollen zu senden und/oder zu empfangen. Beispielsweise kann die Vorrichtung 1000 als ein Benutzergerät (UE) wie ein Mobiltelefon, Tablet, Laptop Computer usw. implementiert sein. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 1000 als ein Zugangspunkt oder eine Basisstation implementiert sein. Die Vorrichtung 1000 kann einen oder mehrere Aspekte wie hier beschrieben implementieren, um Empfang drahtloser Signale in Übereinstimmung mit Frequenz oder Band von Frequenzen, wie mm-Wellenfrequenzen, zum Beispiel wie unten näher beschrieben zu erleichtern.
In einem Aspekt kann die Vorrichtung 1000 Prozessorschaltkreis 1002, einen Speicher 1004 und jede geeignete Anzahl N von Empfängerketten 1012.1-1012.N aufweisen, von welchen jede an eine oder mehrere entsprechende Antennen 1014-1-1014.N gekoppelt ist. Die in 10 dargestellten Komponenten sind zur einfachen Erklärung bereitgestellt und Aspekte weisen auf, dass Vorrichtung 1000 zusätzliche, weniger oder alternative Komponenten wie jene aufweist, die in 10 dargestellt sind. Zum Beispiel kann Vorrichtung 1000 eine oder mehrere Leistungsquellen, Anzeigeschnittstellen, periphere Vorrichtungen, Anschlüsse usw. aufweisen. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 1000 ferner einen oder mehrere Sender aufweisen oder die Empfängerketten 1012.1-1012.N können alternativ als Sender/Empfänger implementiert sein, die imstande sind, drahtlose Signale über Antennen 1014.1-1014.N zu empfangen und zu senden.
In einem Aspekt können die verschiedenen Komponenten von Vorrichtung 1000 mit Funktionalität identifiziert sein, die hier unter Bezugnahme auf die Erzeugung von Quadratur-LO-Signalen unter Verwendung eines allgemeinen Eingangssignals bei einer Sub-Harmonischen der LO-Frequenz näher beschrieben ist. Zum Beispiel kann die drahtlose Vorrichtung 1000 konfiguriert sein, drahtlose Signale über eine oder mehrere der Antennen 1014.1-1014.N bei mm-Welle oder anderen geeigneten Frequenzen zu empfangen und Daten, die in den drahtlos empfangenen Signalen enthalten sind, über Empfängerketten 1012.1-1012.N zu demodulieren und zu verarbeiten. Die Empfängerketten 1012.1-1012.N können mit einer entsprechenden der Empfängerketten identifiziert werden, wie zum Beispiel in 2 dargestellt (RX-1-RX-K), und jede weist eine entsprechende LOG-Einheit auf, wie in 2 dargestellt (204.1-204.K). Daher können die Empfängerketten 1012.1-1012.N zusätzliche Komponenten (Mischer, Demodulatoren, Filter, Verstärker usw.) aufweisen, um Quadratur-LO-Signale aus einem allgemeinen PLL zu erzeugen, der bei einer sub-harmonischen LO-Frequenz arbeitet, wie hier besprochen.
Dazu kann Prozessorschaltkreis 1002 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Computerprozessoren konfiguriert sein, die Steuerung der Vorrichtung 1000 erleichtern können, wie hier besprochen. In manchen Aspekten kann Prozessorschaltkreis 1002 mit einem Basisbandprozessor (oder geeigneten Abschnitten davon) identifiziert sein, die durch die Vorrichtung 1000 implementiert werden. In anderen Aspekten kann der Prozessorschaltkreis mit einem oder mehreren Prozessoren identifiziert werden, die durch die Vorrichtung 1000 implementiert werden, die von dem Basisbandprozessor getrennt sind. In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass der Prozessorschaltkreis 1002 konfiguriert ist, Anweisungen auszuführen, um arithmetische, logische und/oder Eingangs-/Ausgangs- (I/O) Operationen durchzuführen und/oder den Betrieb einer oder mehrerer Komponenten der Vorrichtung 1000 zu steuern. Zum Beispiel kann der Prozessorschaltkreis 1002 einen oder mehrere Mikroprozessoren, Speicherregister, Puffer, Takte usw. aufweisen. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass Prozessorschaltkreis 1002 mit Funktionen kommuniziert und/oder diese steuert, die mit dem Speicher 1004 und/oder den Empfängerketten 1012.1-1012.N verknüpft sind. Dies kann zum Beispiel Steuern und/oder Vermitteln von Senden und/oder Empfangen von Funktionen der Vorrichtung 1000, Durchführen einer oder mehrerer Basisbandverarbeitungsfunktionen (z.B. Medienzugriffssteuerung (MAC), Codieren/Decodieren, Modulation/Demodulation, Datensymbolabbildung, Fehlerkorrektur usw.) aufweisen.
In einem Aspekt speichert der Speicher 1004 Daten und/oder Anweisungen, sodass, wenn die Anweisungen von dem Prozessorschaltkreis 1002 ausgeführt werden, der Prozessorschaltkreis 1002 die verschiedenen hier beschriebenen Funktionen durchführt. Der Speicher 1004 kann als ein allgemein bekannter flüchtiger und/oder nicht flüchtiger Speicher implementiert sein, aufweisend zum Beispiel Nur-Lese-Speicher (ROM), Direktzugriffsspeicher (RAM), Flash-Speicher, eine magnetisches Speichermedium, eine Bildplatte, einen löschbaren programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM), programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM) usw. Der Speicher 1004 kann nicht entfernbar, entfernbar oder eine Kombination von beiden sein.
Zum Beispiel kann der Speicher 1004 als ein nicht transitorisches computerlesbares Medium implementiert sein, das eine oder mehrere ausführbare Anweisungen speichert, wie zum Beispiel Logik, Algorithmen, Code usw. Wie unten ausführlicher besprochen, sind die Anweisungen, Logik, Code usw., die im Speicher 1004 gespeichert sind, durch die verschiedenen Module dargestellt, wie in 10 dargestellt, die ermöglichen, dass die hier offenbarten Aspekte funktionell umgesetzt werden. Die in 10 dargestellten Module sind zur einfachen Erklärung in Bezug auf die funktionelle Verknüpfung zwischen Hardware- und Software-Komponenten bereitgestellt. Somit weisen Aspekte auf, dass der Prozessorschaltkreis 1002 die Anweisungen, die in diesen entsprechenden Modulen gespeichert sind, in Verbindung mit einer oder mehreren Hardware-Komponenten ausführt, um die verschiedenen Funktionen in Verknüpfung mit den Aspekten, wie hier weiter besprochen, durchzuführen.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die in Phasenerzeugungsmodul 1006 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Prozessorschaltkreis 1002, das Erzeugen von Phasen über jede geeignete Art von DLL (z.B. DLLs 300, 400, 500 usw.) erleichtern. Zum Beispiel können die ausführbaren Anweisungen, die in Phasenerzeugungsmodul 1006 gespeichert sind, die Funktionalität bereitstellen, die mit dem Phasendetektor und Schleifenfilter 302 verknüpft ist, wie in 3 dargestellt, um Steuerung der gesteuerten Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe für den DLL 300 oder DLL 400 bereitzustellen, abhängig von der besonderen Implementierung, die von der Vorrichtung 1000 verwendet wird. Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels können die ausführbaren Anweisungen, die in Phasenerzeugungsmodul 1006 gespeichert sind, die Funktionalität bereitstellen, die mit jedem des DLL-X Kerns 502 und des DLL Y-Kerns 504 verknüpft sind, wie in 5 dargestellt, um die Phasen zu steuern, die durch den zweidimensionalen DLL 500 erzeugt werden.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die in Phasensteuermodul 1008 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Prozessorschaltkreis 1002 die Auswahl von Phasen erleichtern, die durch den DLL erzeugt werden, der durch die Vorrichtung 1000 implementiert ist. Zum Beispiel können die ausführbaren Anweisungen, die in Phasensteuermodul 1008 gespeichert sind, die Funktionalität bereitstellen, die mit dem Phasensteuerblock 208 verknüpft ist, wie in 2 dargestellt. Somit ermöglicht Phasensteuermodul 1008 die Auswahl eines Teilsatzes phasenverschobener Eingangssignale, die durch den implementierten DLL erzeugt werden, um sicherzustellen, dass Frequenzmultiplikation stattfindet und dass die Quadratur-LO-Signale bei den geeigneten Phasen für jede von Empfängerketten 1012.1-1012.N erzeugt werden. Zum Beispiel kann das Phasensteuermodul 1008 für eine FM-DAC-Architektur, die direkte Quadratur-Erzeugung und Phasenverschiebung verwendet, benutzt werden, wie in 8 dargestellt und in Bezug auf LOG-Einheit 800 besprochen. Somit kann das Phasensteuermodul 1008 für Quadratur-Phasenverschiebung mit kartesischem Kombinieren nicht notwendig sein, wie in 7 dargestellt und in Bezug auf LOG-Einheit 700 besprochen.
Wenn implementiert, kann Phasensteuermodul 1008 Anweisungen aufweisen, wie gewisse Frequenzen und Phasen aus subharmonischen Frequenz-Phase-Kombinationen erzeugt werden. Zum Beispiel können ausführbare Anweisungen, die in Phasensteuermodul 1008 gespeichert sind, eine Nachschlagtabelle und/oder Anweisungen bezüglich Berechnungen aufweisen, die durchzuführen sind, um einen spezifischen Satz von Phasen zu bestimmen, die einen gewünschten Satz von Quadratur-LO-Signalen bei einer Zielfrequenz und optionaler Phasenverschiebung erzeugen (z.B. wie in Bezug auf die LOG-Einheit 800 und die Verwendung von Gl. 3 und 4 besprochen). Diese Anweisungen erlauben daher jeder entsprechenden Empfängerkette 1012.1-1012.N, Teilsätze DLL-erzeugter Phasen auszuwählen, um die gewünschten LO-Signalkomponenten I, I , Q und Q für FM-DAC Architekturen unter Verwendung direkter Quadratur-Erzeugung und Phasenverschiebung zu erzeugen.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 1010 gespeichert sind, ebenso in Verbindung mit dem Prozessorschaltkreis 1002 die Auswahl von Phasen erleichtern, die durch den DLL erzeugt werden, der durch die Vorrichtung 1000 implementiert ist. Zum Beispiel können die ausführbaren Anweisungen die in Amplitudensteuermodul 1010 gespeichert sind, die Funktionalität bereitstellen, die mit dem Amplitudensteuerblock 210 verknüpft ist, wie in 2 dargestellt. Daher ermöglicht Amplitudensteuermodul 1010 die Auswahl eines Teilsatzes von Phasen, die durch den implementierten DLL erzeugt werden, durch Steuern der Amplitude jedes phasenverschobenen Eingangssignals, wie in Bezug auf die LOG-Einheit 700 besprochen, wie in 7 dargestellt. Zum Beispiel kann das Amplitudensteuermodul 1010 für eine FM-DAC-Architektur unter Verwendung von Quadratur-Phasenverschiebung mit kartesischem Kombinieren verwendet werden, wie in 7 dargestellt und in Bezug auf LOG-Einheit 700 besprochen. Somit kann das Amplitudensteuermodul 1010 für eine FM-DAC-Architektur, die direkte Quadratur-Erzeugung und Phasenverschiebung verwendet, nicht notwendig, sein wie in 8 dargestellt und in Bezug auf LOG-Einheit 800 besprochen.
Wenn implementiert, kann Amplitudensteuermodul 1010 Anweisungen aufweisen, wie gewisse Frequenzen und Phasen aus subharmonischen Frequenz-Phase-Kombinationen erzeugt werden. Zum Beispiel können ausführbare Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 1010 gespeichert sind, eine Nachschlagtabelle und/oder Anweisungen bezüglich durchzuführender Berechnungen aufweisen, um einen spezifischen Satz von Amplitude- und Phase-Kombinationen zu bestimmen, die einen gewünschten Satz von Quadratur-LO-Signalen bei einer Zielfrequenz und optionaler Phasenverschiebung erzeugen (z.B. wie in Bezug auf die LOG-Einheit 700 und die Verwendung von Gl. 1 und 2 besprochen). Diese Anweisungen erlauben daher jeder entsprechenden Empfängerkette 1012.1-1012.N, Teilsätze DLL-erzeugter phasenverschobener Eingangssignale auszuwählen, um die gewünschten LO-Signalkomponenten I, I , Q und Q für FM-DAC Architekturen unter Verwendung Quadratur-Phasenverschiebung mit kartesischem Kombinieren zu erzeugen.
Abschnitt II - POLARER SENDERFREOUENZMULTIPLIKATIONS-RFDAC FÜR PHASENGESTEUERTE ARRAYS
Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, beziehen sich im Allgemeinen auf Sender und insbesondere auf Senderdesigns, die phasengesteuerte Arrays bei mm-Wellenfrequenzen implementieren.
Entwicklungen in 5G drahtloser Technologie hat Sender/Empfängerdesigns zur Verwendung von mm-Wellenfrequenzen gebracht, die zum Beispiel Frequenzen in dem vorgeschlagenen 24 GHz - 86 GHz Spektrum entsprechen können. Solche Designs implementieren typischerweise mehrere Antennen, um phasengesteuerte Arrays und Strahlformungsmuster zu erreichen, um Kanalbedingungen anzupassen. Derzeit erfordert ein Implementierung von mm-Wellensignalen in phasengesteuerten Array-Designs eine große Die-Fläche und hohen Leistungsverbrauch, der mit Aufwärtsmischern, mm-Welle Lokaloszillator (LO)-Erzeugung und -verteilung, Teilern, passiven Phasenverschiebern, mm-Welle-Kabelübertragung und den Verstärkern verbunden ist, die zum Ausgleichen des Verlusts all dieser Komponenten notwendig sind.
Des Weiteren muss in derzeitigen Lösungen digitale Vorverzerrung, die typischerweise in das Basisbandsignal eingeführt wird, um nicht ideale Zustände und/oder Ungleichgewichte auszugleichen, gleichförmig bei allen Sendeketten in dem phasengesteuerten Array angewendet werden, da das mm-Wellensignal einer Quelle entspringt. Daher hat jede Fehlanpassung in Sendeketten, die in dem phasengesteuerten Array implementiert sind, eine Auswirkung auf Vorverzerrungsleistung, was zu einer niedrigeren Fehlervektorgröße (EVM) oder Effizienz führt. Infolgedessen sind derzeitige Designs zum Erzeugen und Verteilen von mm-Wellensignalen für Sender, die phasengesteuerte Arrays und/oder mehrere Senderketten implementieren, komplex, benötigen große Mengen an Leistung für einen Betrieb und sind teuer und ineffizient.
Wieder können mm-Wellen-Sender/Empfängerdesigns phasengesteuerte Arrays implementieren, um Strahlformung zur Anpassung an Kanalbedingungen zu erleichtern. Derzeitige Designs sind entweder auf digitale oder analoge Strahlformung in Übereinstimmung mit solchen Systemen gerichtet. Analoge Strahlformungslösungen weisen typischerweise einen Digital/Analog-Wandler (DAC) hoher Bandbreite auf, der ein Bildunterdrückungsbasisbandfilter antreibt, dem Mischen mit einem mm-Welle-Frequenz LO folgt. Der Ausgang des Mischers wird dann verstärkt und über ein Kabel an ein Frontend gekoppelt, wo zusätzliche Verstärkung notwendig ist, um Kabelverluste auszugleichen. In manchen solcher typischen Strahlformungslösungen kann der verstärkte Ausgang auch an einen Diplexer verteilt werden, um mehrere Ströme aufzunehmen. Teiler können dann mehrere Versionen des Signals schaffen, um diese über parallele RF-Ketten in dem phasengesteuerten Array zu verteilen. Jede dieser RF-Ketten verwendet jedoch einen unabhängigen Phasenverschieber, der zusätzliche Verstärkung in jeder RF-Kette benötigt, um den Verlust der Teiler und Phasenverschieber zu beheben.
Somit erfordern herkömmliche analoge Strahlformungstechniken eine große Anzahl von Komponenten und RF-Verteilungskomponenten wie Verkabelung, Teiler, Diplexer usw., erfordern die Verwendung zusätzlicher Verstärker, um ihre Verluste auszugleichen. Die Verwendung dieser Verstärker verbraucht wiederum zusätzliche Leistung und nimmt signifikante Die-Fläche ein. Zusätzlich erfordern herkömmliche analoge Strahlformungslösungen einen extra Sender/Empfänger-Chip und Vorverzerrung kann nicht unabhängig pro RF-Kette angewendet werden, was zu einer geringeren Senderleistungseffizienz führt. Die passiven Phasenverschieber weisen auch Amplitudenvariationen mit Phasenverschiebung auf, was eine Verstärkungskompensation mit zusätzlichen Komponenten erfordert, um Arbeitsleistungsverschlechterung zu vermeiden.
Digitale Strahlformungslösungen vermeiden die Notwendigkeit, mm-Wellen-Frequenzsignale über Kabel zu verteilen, oder nutzen stattdessen digitale Signale hoher Bandbreite. Digitale Strahlformungsdesigns vermeiden auch die Verwendung von Teilern. Solche Designs erfordern jedoch immer noch einen DAC, Filter, Mischer und mm-Welle-LO für jede RF-Kette, was zu einer Flächen- und Leistungs-Penalty führt. Daher erfordern digitale Strahlformungslösungen zusätzliche DACs, verbrauchen mehr Leistung in den LO-Verteilungsstufen und verwenden digitale Verbindungen, die eine relativ hohe Datenrate (~50-1 100Gbps) benötigen.
Daher weisen Aspekte zur Behandlung von Problemen, die in derzeitigen analogen und digitalen Strahlformungslösungen für mm-Welle-Designs bestehen, die Verwendung eines gesamten mm-Wellen-, phasengesteuerten Array-Senders innerhalb eines einzelnen „Blocks“ auf, der hier als ein Frequenz multiplizierender Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC) bezeichnet wird. Wie unten ausführlicher besprochen, implementiert der FM-RFDAC Kondensatorverhältnisse, um eine Amplitude oder ein Gewichteines Signals einzustellen, aber die Signale, die zu jedem FM-RFDAC verteilt werden, sind ein SubVielfaches (z.B. sub-harmonisch, ein Viertel, ein Achtel usw.) der mm-Welle, die aufgrund der Frequenzmultiplikation ausgegeben wird. Wie unten ausführlicher besprochen, werden phasenverschobene Niederfrequenzsignale kombiniert, die konstruktiv addiert werden, um ein Signal höherer Frequenz (z.B. ein mm-Wellen-Frequenzsignal) zu erzeugen, während die Signalmodulation bewahrt wird, die dem Signal bei einer niedrigeren Frequenz hinzugefügt wurde.
Verglichen mit bestehenden Lösungen erfordern die hier beschriebenen Aspekte weniger Die-Fläche und verbrauchen weniger Leistung, da mm-Wellen-Signalerzeugung in einem einzigen Block oder einer einzigen Stufe erfolgt und die LO-Erzeugung und Verteilung bei einer niedrigeren subvielfachen Frequenz der ausgegebenen mm-Wellen-Frequenz erfolgt. Des Weiteren erlauben die Aspekte eine Umsetzung von Vorverzerrung auf Basis einer einzelnen Sendekette, wodurch verbesserte Leistungsverstärker (PA)-Linearisierung bereitgestellt wird. Dies erlaubt wiederum einen geringeren Leistungsverbrauch oder aber höhere übertragene Ausgangsleistung. Des Weiteren, da jede Sendekette unabhängig vorverzerrt werden kann, ermöglichen Aspekte, dass der PA tiefer in Kompression und daher bei einer höheren Effizienz als bestehende Designs arbeitet. Überdies, da die hier beschriebenen Aspekte erlauben, dass Amplituden- und Phasenanpassungen mit hoher Granularität bei mm-Wellenfrequenzen vorgenommen werden, kann eine Feinsteuerung über Strahlen, die über ein gekoppeltes phasengesteuertes Antennen-Array erzeugt werden, erzielt werden.
11 veranschaulicht ein Beispiel von Signalphasenkombinationen bei einer Grundfrequenz, einer zweiten Harmonischen und einer dritten Harmonischen gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Der Ausgang eines nicht linearen Blocks, wie eines Digitalinverters zum Beispiel, erzeugt ungerade Harmonische der Grundfrequenz des Eingangssignals. Wenn daher das Signal dann phasenverschoben und summiert wird, ist es möglich, dass die phasenverschobenen Signale bei manchen Frequenzen konstruktiv addiert werden und einander destruktiv stören. Das Beispiel in 1 zeigt 3 Taktsignale 1102, die in einer gleichen Phasenverteilung (120 Grad zueinander) phasenverschoben sind. Die Taktsignale 1102 sind mit einer Grundfrequenz ƒ₀ verknüpft, mit Harmonischen wie in dem Spektraldiagramm 1104 gezeigt. Die phasenverschobenen Taktsignale 1102 summieren sich zu null bei der Grundfrequenz und der zweiten harmonischen Frequenz. Bei der dritten harmonischen Frequenz jedoch wird die Phase dreimal „herumgeschlungen“, wodurch die phasenverschobenen Signale 1102 veranlasst werden, sich konstruktiv zu summieren, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, das die dreifache Größe eines der Eingangssignale 1102 bei der Grundfrequenz hat. Dieses Konzept ermöglicht eine Frequenzmultiplikation eines Eingangssignals, wie unten ausführlicher besprochen.
Wie hier näher besprochen, nutzen Aspekte das oben angeführte Konzept einer Frequenzmultiplikation durch Nutzung von Inverter-basierten Frequenzmultiplikatoren in Verbindung mit Amplitudenmodulation unter Verwendung kapazitiver Spannungsteilung, um manche Inverter in einem Schaltmodus und andere bei einem fixierten DC pro jeder Eingangsphase freizugeben. Ein Anpassungsnetzwerk (z.B. eine resonante LC-Last) resoniert mit den Kondensatoren, um die multiplizierte Frequenz zu verstärken, während andere Harmonischen gedämpft werden, aufweisend die eingegebene Grundfrequenz. Da die Stärke jeder Eingangsphase digital gesteuert werden kann, kann ein weiter Bereich verschiedener Frequenzmultiplikationsverhältnisse programmiert werden.
12 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften polaren Senderdesigns, das FM-RFDACs implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie ferner hier unter Bezugnahme auf 15 besprochen, weisen Aspekte auf, dass das Senderdesign 1200 als ein Abschnitt eines gesamten Senderdesigns implementiert ist, in dem mehrere Komponenten der Kürze und einfachen Erklärung wegen fehlen. Zum Beispiel erlaubt das Senderdesign 1200, das ein separates phasen- und amplitudenmoduliertes Signal für jede entsprechende Senderkette über die FM-RFDACs 1210.0-1210.K erzeugt wird. Somit können die hier beschriebenen Aspekte besonders für Empfänger nützlich sein, die Strahlformung über mehrere Antennen implementieren, da jede Sendekette ihr eigenes Signal koppeln kann, das amplitudengewichtet und für ein bestimmtes Antennenelement (oder eine Gruppe von Antennenelementen) innerhalb eines phasengesteuerten Arrays phasenabgestimmt ist.
Wie in 12 dargestellt und hier näher besprochen, weist das Senderdesign 1200 jede geeignete Anzahl K von FM-RFDACs 1210.1-1210.K auf, von welchen jeder mit einer entsprechenden Sendekette verknüpft ist. Wie unten ausführlicher besprochen, weisen Aspekte auf, dass jeder FM-RFDAC 1210.0-1210.K Teil einer individuellen Sendekette bildet, die amplitudenmodulierte und phasenmodulierte Daten empfängt und wiederum an jedem entsprechenden FM-RFDAC-Ausgang ein frequenzmultipliziertes Ausgangssignal bereitstellt. Jeder Sendekette, die einen FM-RFDAC 1210.0-1210.K aufweist, bildet daher die einzelnen Signalpfade für jede Antenne(n) in dem phasengesteuerten Array. Das Signal, das von jedem FM-RFDAC 1210.0-1210.K ausgegeben wird, kann eine spezifische Frequenz, Amplitude und Phasenverschiebung in Bezug zu anderen FM-RFDACs 1210.0-1210.K haben. Infolgedessen, wenn die Signale, die durch jeden einzelnen FM-RFDAC 1210.0-1210.K erzeugt werden, über ein entsprechendes resonantes Anpassungsnetzwerk 1220.0-1220.K an Antenne(n) gekoppelt sind, haben die Signale unabhängig gewichtete amplituden- und phasenverschobene Werte in Bezug zueinander. Diese unabhängige Steuerung jeder Sendekette kann daher genutzt werden, um gewünschte Strahlformungsmuster zu erzeugen, wenn sie an einzelnen Antennenelementen innerhalb eines phasengesteuerten Antennen-Arrays angewendet wird.
In einem Aspekt kann jeder FM-RFDACs 1210.0-1210.K andere Komponenten ersetzen, die traditionell in Strahlformungssenderdesigns mit mehreren Sendeketten implementiert sind, um in Verbindung mit phasengesteuerten Array-Antennenelementen zu arbeiten. Im Speziellen weisen Aspekte auf, dass jeder der RFDACs 1210.0-1210.K, anstelle von DACs-Filtern, Mischer, RF-Teiler und Phasenverschiebern verwendet wird, die typischerweise in traditionellen Senderarchitekturen implementiert sind. Wie oben festgehalten wurde, werden zum Kompensieren von Verlusten von den Teilern, Phasenverschiebern und der RF-Signalisierung über Kabel mehrere Verstärkungsstufen auch in traditionellen Architekturen verwendet, die vorteilhaft in den vorliegenden Aspekten nicht mehr benötigt werden.
Des Weiteren, im Gegensatz zu typischen mm-Wellen-Senderarchitekturen, die ein allgemeines Hochfrequenz-mm-Wellen-Signal an mehrere Sendeketten verteilen, verteilen stattdessen die vorliegenden Aspekte ein Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz, das ein Subvielfaches eines gewünschten Signals höherer Frequenz (z.B. mm-Welle) ist. Dies behandelt viele der oben angeführte Probleme bezüglich Kabelverlust und anderen Komplexitäten, die eingeführt werden, wenn mm-Welle Signale verteilt werden, da Verteilung von Signalen niedrigerer Frequenz auf diese Weise nicht unbedingt Verkabelungslösungen erfordert und stattdessen Signalrouting auf der Platte bei diesen niedrigeren Frequenzen implementiert werden kann. Jeder der FM-RFDACs 1210.0-1210.K kann dann kombinierte und gewichtete Ausgangssignale ausgeben, die, wenn an jedes entsprechende resonante Anpassungsnetzwerk 1220.0-1220.K gekoppelt, das verteilte Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz zu einem Ausgangssignal höherer Frequenz multiplizieren. Auch hier kann dieses Ausgangssignal höherer Frequenz amplituden- und phasenmoduliert sein und einzelnen phasengesteuerten Array-Antennenelementen (oder Gruppen von Antennenelementen) eingespeist werden, um ein gewünschtes Antennenstrahlmuster zu erreichen.
Dazu kann das Senderdesign 1200 ein digitales Frontend (DFE) 1206 implementieren, das dazu dient, Phasen- (φ) und Amplituden- (p) Daten aus digitalen Basisbandsignalen zu extrahieren, die phasengleiche (I) und Quadraturphasen- (Q) Datenströme darstellen. Mit anderen Worten, das DFE 1206 dient als ein I/Q-zu-polar-Wandler, der die phasengleichen und Quadratur-Phasensignale in dem digitalen Basisband als einen Datenstrom empfängt und eine passende repräsentative Amplitude und Phase als Ausgänge bereitstellt. Wie unten ausführlicher besprochen, können die Amplituden- und Phasendaten, die aus den digitalen I/Q-Basisbandsignalen extrahiert werden, dann zum Phasenmodulieren und Amplitudenmodulieren der Ausgangssignale der FM-RFDACs 1210.0-1210.K verwendet werden.
In verschiedenen Aspekten kann das DFE 1206 jede geeignete Anzahl, Art und Kombination von Komponenten aufweisen, um die Amplituden- und Phasendaten aus den digitalen I/Q-Basisbandsignalen zu extrahieren. Zum Beispiel, wie in 12 dargestellt, kann das DFE 1206 einen Aufwärtsabtastungsblock 1206.1 aufweisen, der das digitale phasengleiche Signal und das digitale Quadratur-Phasensignal aufwärts abtastet und die aufwärts abgetasteten Daten einem Bruchabtastratenwandler und Nulldurchgangsberechnungsblock (FRSC/ZC) 1206.2 bereitstellt. Der Ausgang des FRSC/ZC 1206.2 wird wiederum an einen Abwärtsabtastungsblock 1206.3 gekoppelt, der die Phasen- und Amplitudendaten bereitstellt. Das in 12 dargestellte DFE 1206 ist nur ein Beispiel der Art von digitalem Frontend, die implementiert werden kann, um Phasen- und Amplitudendaten zu extrahieren. Aspekte sind nicht auf dieses eine bestimmte Beispiel begrenzt und es kann jede geeignete Art von digitalem Frontend als Teil eines Senderdesigns 1200 implementiert werden, um polare Daten zu extrahieren.
Des Weiteren, da die I/Q-zu-polar-Umwandlung des digitalen Basisbandsignals nicht bei mm-Wellenfrequenzen durchgeführt werden muss, sondern bei einer niedrigeren subvielfachen Frequenz, kann die Geschwindigkeit der digitalen Verbindungen, die für die Umwandlung verwendet werden, viel geringer sein als im Allgemeinen für traditionelle digitale Strahlformungslösungen erforderlich ist. Beispielhafte Aspekte weisen die Geschwindigkeit auf, bei der die I/Q-Datenabtastungen empfangen werden, und die extrahierten Phasen- und Amplitudendaten können bei einer sub-abgetasteten Rate relativ zu der mm-Wellen-Trägerfrequenz sein. Und für traditionelle polare Senderarchitekturen kann auch digitale Vorverzerrung an der Stufe des digitalen Frontend 1206 angewendet werden, die normalerweise jede Sendekette zwingen würde, dasselbe vorverzerrte Signal zu verwenden, das zu jeder verteilt wird. Die in 12 dargestellte Konfiguration erlaubt jedoch vorteilhaft, dass eine Vorverzerrung bei jeder Senderkette durch Amplituden- und Phasenmodulation angewendet wird, die durch jeden FM-RFDAC 1210.0-1210.K erleichtert wird.
In einem Aspekt weist das Senderdesign 1200 einen allgemeinen digitalen Phasenregelkreis (DPLL) 1202 auf, der konfiguriert ist, ein synthetisiertes Frequenzsignal 1201 zu erzeugen, das hier auch als ein „Taktsignal“ bezeichnet werden kann. Aspekte weisen auf, dass das Senderdesign 1200 die Phasendaten verwendet, die aus dem DFE 1206 extrahiert wurden, um das Taktsignal 1201 zu modulieren, um dadurch das Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz zu erzeugen, das eine digitale Wellenform sein kann, die dann an die FM-RFDACs 1210.0-1210.K verteilt wird. In einem Aspekt wird die Phasenmodulation des Taktsignals 1201 über einen Digital/Zeit-Wandler (DTC) 1204 durchgeführt, der einen Multi-Modulus-Teiler (MMD) aufweist, der an einen digital gesteuerten Zwei-Punkt-Kanten-Interpolator (DCEI² ) gekoppelt ist. Der DTC 1204 stellt somit sicher, dass die Phasen- und Amplitudensignale zu den korrekten Zeitpunkten (d.h. zeitlich ausgerichtet mit phasenmoduliertem Ausgang) aus den phasengleichen und Quadraturphasen-Basisbandsignalen fixierter Rate extrahiert werden, die in das DFE 1206 eingespeist werden. Obwohl DTC 1206 in 12 dargestellt ist, eine Phasenmodulation des Taktsignals 1201 durchzuführen, sind die Aspekte nicht auf dieses eine bestimmte Beispiel begrenzt und jede geeignete Anzahl, Art und Kombination von Komponenten kann als Teil von Senderdesign 1200 implementiert werden, um das Taktsignal 1201 in Phase zu modulieren.
In Aspekten kann das Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz bei einem Bruchteil der LO-Signalrate (z.B. einem Bruchteil einer mm-Welle-LO-Signalfrequenz) erzeugt werden. Beispielsweise kann das Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz bei einer Eingangstaktrate jedes FM-RFDAC 1210.0-1210.K oder in manchen Aspekten bei einem noch weiteren Subvielfachen erzeugt werden. Wie in 12 dargestellt, weisen Aspekte optional auf, dass der Ausgang des DTC 1204 an einen Block 1208 gekoppelt ist, der erlaubt, dass 90-Grad Phasen leichter über einen Frequenzteiler erzeugt werden. In verschiedenen Aspekten kann die Frequenzteilung zusätzlich oder alternativ innerhalb jedes FM-RFDAC 1210.0-1210.K durchgeführt werden.
In verschiedenen Aspekten kann jede geeignete Anzahl oder Art von Techniken implementiert werden, um die Phasenmodulationsdaten einer Subabtastung zu unterziehen (z.B. über einen oder mehrere Algorithmen, die über den Basisbandprozessor oder separaten Prozessorschaltkreis ausführbar sind), um EVM und Spektralemissionen zu minimieren. Erneut ist ein Vorteil der Aspekte wie hier beschrieben, dass das Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz leichter zu jeder Sendekette zu verteilen ist. Zusätzlich, da das Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz durch Phasenmodulieren des Taktsignals 1201 niedrigerer Frequenz erzeugt wird, kann das Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz in einer Weise erzeugt und moduliert werden, die ein weniger komplexes Design und eine weniger komplexe Implementierung benutzt.
Ein zusätzlicher Nutzen dieses Schemas ist, dass die Phasenmodulation nur einen Bereich von 2π/N für einen Multiplikationsfaktor von N abdecken müsste, wodurch Design und Implementierung des DTC 1204 vereinfacht und ferner Leistung gespart wird. Und da die hier beschriebenen Aspekte auch Amplitudenmodulationssteuerungen verwenden, die bei einer niedrigeren Frequenz als die Signale höherer Frequenz arbeiten, die aus den resonanten Anpassungsnetzwerken 1220.0-1220.K ausgegeben werden, können die Designüberlegungen der hier beschriebenen Aspekte deutlich gelockert und weniger komplex sein, verglichen mit Designs höherer Frequenz, wie jenen, die traditionell in mm-Wellensystemen implementiert werden.
Wieder wird das phasenmodulierte Eingangssignal 1211 niedrigerer Frequenz zu jeder einzelnen Sendekette über entsprechende FM-RFDACs 1210.0-1210.K verteilt. Jeder der FM-RFDACs 1210.0-1210.K erzeugt, aus einem spezifischen Satz phasenverschobener Versionen des empfangenen Eingangssignals 1211 gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignale 11213.0-1213.K. Infolge der Resonanzlastkopplung bewirkt jedes resonante Anpassungsnetzwerk 1220.0-1220.K, dass jedes entsprechende gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignal 11213.0-1213.K frequenzmultipliziert wird und eine Phase und Amplitude hat, die unabhängig von den anderen FM-RFDACs 1210.0-1210.K ist. Die Einzelheiten dieses Prozesses sind unten unter Bezugnahme auf 13 näher beschrieben, die ein Beispiel eines ausführlichen Blockdiagramms veranschaulicht, das mit einem der FM-RFDACs 1210.0-1210-K verknüpft ist.
Im Speziellen veranschaulicht der FM-DAC 1300, wie in 13 dargestellt, ein beispielhaftes Blockdiagramm von FM-RFDAC 1210.0 gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie in 13 dargestellt, empfängt der FM-RFDAC 1300 das Eingangssignal 1211, das an einen Phasenerzeugungsblock 1304 gekoppelt ist. In verschiedenen Aspekten kann der Phasenerzeugungsblock 1304 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Schaltungskomponenten implementiert sein, die konfiguriert sind, jede geeignete Anzahl von phasenverschobenen Versionen des Eingangssignals 1211 bereitzustellen. Der Phasenerzeugungsblock 1304 ist in 13 veranschaulicht, eine M Anzahl von Verzögerungselementen 1302.1-1302.M aufzuweisen, die in Reihe miteinander gekoppelt sind. Die Verzögerungselemente 1302.1-1302.M sind in 13 dargestellt, als Digitalpuffer implementiert zu sein, obwohl Aspekte die Verzögerungselemente 1302.1-1302.M aufweisen können, die als jede geeignete Anzahl und Art von Verzögerungselementen implementiert sind. Zum Beispiel können die Verzögerungselemente 1302.1-1302.M alternativ als Digitalinverter implementiert sein. In verschiedenen Aspekten kann der Phasenerzeugungsblock 1304 unter Verwendung gesteuerter Verzögerungsleitungen der M-Stufe implementiert sein, die hier unter Bezugnahme auf die Erzeugung von Quadratur-LO-Signalen besprochen ist. Zum Beispiel kann der Phasenerzeugungsblock 1304 mit der gesteuerten Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe, der interpolierenden Verzögerungsleitung 400 und zweidimensionalen Verzögerungsleitung 500 implementiert sein, wie in 3, 4 bzw. 5 dargestellt, in Übereinstimmung mit einem entsprechenden Verzögerungsregelkreis (DLL) jeder Verzögerungsleitung.
In einem Aspekt werden die Knoten zwischen jedem der gekoppelten Verzögerungselemente hier als „Abgriffe“ bezeichnet, von welchen jeder das Eingangssignal 1211 um ein Ausmaß, das zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement 1302.1-1302.M eingeführt wird, in Phase verschiebt, während sich das Eingangssignal 1211 durch den Phasenerzeugungsblock 1304 ausbreitet. Infolgedessen stellt der Phasenerzeugungsblock 1304 eine Anzahl M-1 (d.h. gleich eins weniger als die Anzahl von Verzögerungselementen 1302.1-1302.M in der in 12 dargestellten Konfiguration) phasenverschobener Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 dem Phasenauswahlblock 1306 bereit. Somit kann die Granularität der Phasenverschiebung zwischen jedem der phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 durch Erhöhen oder Senken der Anzahl M von Verzögerungselementen 1302.1-1302.M gesteuert werden, sodass eine geeignete Anzahl von Verzögerungselementen 1302.1-1302.M für eine besondere Anwendung gewählt werden kann.
In einem Aspekt kann der Phasenauswahlblock 1306 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Hardware-Komponenten implementiert sein, die über eine Phasenverschiebungssteuerleitung 1310 gesteuert werden. Zum Beispiel kann der Phasenauswahlblock unter Verwendung von Wechselschaltkreis und/oder Multiplexerschaltkreis implementiert sein, der konfiguriert ist, selektiv einen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 an jeden der Amplitudenkonfigurationsblöcke 1308.1-1308.M als phasenverschobene Eingangssignale 1305.1-1305.N zu koppeln. Wie unter Bezugnahme auf 15 näher besprochen ist, kann die Phasenverschiebungssteuerleitung 1310 eine oder mehrere Signalleitungen darstellen, die Datensignale tragen, die den Phasenauswahlblock 1306 anweisen, einen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 (z.B. eine Anzahl N der phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1) auszuwählen. Basierend auf dieser Auswahl kann der Phasenauswahlblock 1306 phasenverschobene Ausgangssignale 1305.1-1305.N bereitstellen. Die Auswahl eines spezifischen Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1, die zum Erzeugen der phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N verwendet werden, kann berechnet werden, um sicherzustellen, dass ein passendes Phasenverhältnis zwischen ihnen besteht, um Frequenzmultiplikation bei einer gewünschten harmonischen Frequenz bereitzustellen.
Es sollte festgehalten werden, dass Frequenzmultiplikation eintritt, jedoch nachdem die phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N über einen entsprechenden Amplitudenkonfigurationsblock 1308.1-1308.M in Verbindung mit der Resonanzlastkopplung kombiniert und gewichtet wurden, wie unten ausführlicher besprochen. Daher teilen sich die phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N dieselbe (niedrigere) Frequenz wie das Eingangssignal 1211 in dieser Stufe innerhalb des FM-RFDAC 1210.0. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass der Phasenauswahlblock 1306 die passenden phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 auswählt, um jedes der phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N mit der geeigneten Phasenverschiebung relativ zueinander bereitzustellen. Dies stellt Frequenzmultiplikation bei der geeigneten harmonischen Frequenz des Eingangssignals 1211 bereit. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels unter Bezugnahme auf 1 kann der Phasenauswahlblock 1306 phasenverschobene Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 auswählen, sodass die phasenverschobenen Signale 1305.1, 1305.2 und 305.3 (aus den phasenverschobenen Signalen 1305.1-1305.N) 120 Grad auseinander sind, wodurch sie bei einer dritten Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals 1211 nach Resonanzlastkopplung konstruktiv addiert werden.
Verschiedene zusätzliche Techniken können jedoch implementiert werden, um eine zusätzliche Phasenverschiebung Ψ₀, Ψ₁,... Ψ_k an dem frequenzmultiplizierten Signal bereitzustellen, das durch Kombinieren der phasenverschobenen Signale 1305.1-1305.N erzeugt wird. Mit anderen Worten, die Phasenverschiebung Ψ, wie in 12 dargestellt, stellt eine zusätzliche Phasenverschiebung zwischen dem Signal höherer Frequenz dar, das durch jede Sendekette über Kopplung mit jedem entsprechenden resonanten Anpassungsnetzwerk 1220.0-1220.K ausgegeben wird. Es ist diese zusätzliche Phasenverschiebung, die die phasengesteuerten Antennenstrahlformungstechniken in Verbindung mit Amplitudengewichtung erleichtert, wie unten ausführlicher besprochen ist. In verschiedenen Aspekten kann die Phasenverschiebung zwischen Sendeketten unter Verwendung verschiedener Techniken implementiert werden.
Zum Beispiel, unter Bezugnahme auf 12, kann jeder von FM-RFDACs 1210.0-1210.K einen Phasenauswahlblock ähnlich oder identisch mit dem Phasenauswahlblock 1306 aufweisen, von welchen jeder über eine unabhängige Phasenverschiebungssteuerleitung wie zum Beispiel Phasenverschiebungssteuerleitung 1310 gesteuert wird, wie in 13 dargestellt. Jede entsprechende Phasenverschiebungssteuerleitung kann Datensignale tragen, die jeden unabhängigen Phasenauswahlblock, der mit jedem entsprechenden FM-RFDAC 1210.0-1210.K verknüpft ist, anweisen, einen anderen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 auszuwählen. Beispielsweise kann jeder Phasenauswahlblock, der mit jedem entsprechenden FM-RFDAC 1210.0-1210.K gestaltet ist, die Auswahl von Abgriffen in Bezug auf den Phasenerzeugungsblock „drehen“, der mit anderen FM-RFDACs 1210.1-1210.K verknüpft ist.
Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels kann FM-RFDAC 1210.0 das phasenverschobene Eingangssignal 1307.1, das mit dem ersten Abgriff aus den Abgriffen, die in 13 dargestellt sind, verknüpft ist, als das niedrigste Phasensignal auswählen und andere phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1 aus anderen Abgriffen auswählen, sodass die ausgewählten phasenverschobenen Eingangssignale 1305.1-305.3 120 Grad auseinander sind. Der FM-RFDAC 1210.1 kann jedoch (als das niedrigste Phasensignal) den zweiten Abgriff aus den Abgriffen, die in 13 dargestellt sind, der mit dem phasenverschobenen Eingangssignal 1307.2 verknüpft ist, auswählen und andere Abgriffe auswählen, sodass die übrigen phasenverschobenen Eingangssignale auch 120 Grad auseinander sind. Dieser Prozess kann somit wiederholt werden, sodass, für jeden entsprechenden FM-RFDAC 1210.1-1210.K die phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N lokal dieselbe Phasenverschiebung relativ zueinander (d.h. 120 Grad in diesem Beispiel) haben und in Frequenz multiplizieren, aber in Bezug auf andere FM-RFDACs 1210.0-1210.K phasenverschoben (um Ψ) sind.
In anderen Aspekten kann jeder der FM-RFDACs 1210.0-1210.K einen Phasenauswahlblock ähnlich dem Phasenauswahlblock 1306 aufweisen und die Phasenverschiebung zwischen FM-RFDACs 1210.0-1210.K kann durch digitales Wählen von Abgriffsgewichtungen für eine gewünschte Phasenverschiebung erzielt werden. Zum Beispiel kann die Phasenverschiebungssteuerleitung (z.B. Phasenverschiebungssteuerleitung 1310) jeden entsprechenden Phasenauswahlblock der FM-RFDACs anweisen, ein geeignetes Gewicht an jedem der ausgewählten phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-1307.M anzuwenden. Durch Modifizieren der Abtastgewichtungen unter den FM-RFDACs 1210.0-1210.K haben die phasenverschobenen Ausgangssignale eine Phase (Ψ), die unter FM-RFDACs verschoben ist. Beispielsweise können Abtastgewichtungen unter Verwendung eines Mux oder RF-Schalters implementiert sein, um auszuwählen welcher Abgriff verwendet wird, und dann mit dem entsprechenden FM-RFDAC 1210.0-1210.K verbunden werden. Jeder Abgriff kann zum Beispiel auch an einen geeigneten Steuerschalter gekoppelt sein, sodass sämtliche unbenutzten Abgriffe in den Aus-Zustand geschaltet werden können. Diese zusätzlichen Einzelheiten sind der Kürze wegen in 13 nicht dargestellt.
In einem zusätzlichen Aspekt kann das polare Senderdesign 1200 eine Phasenverschiebung Ψ zwischen FM-RFDACs 1210.0-1210.K durch Verschieben des Eingangstakts bei niedrigen Frequenzen erzielen. In einem weiteren zusätzlichen Aspekt kann das polare Senderdesign 1200 die Phase des digitalen Basisbandsignals verschieben, das dem DFE bereitgestellt wird.
Infolge dieser verschiedenen Weisen, in welchen die Phasenverschiebung zwischen den FM-RFDACs 1210.0-1210.K durchgeführt werden kann, stellen die hier beschriebenen Aspekte Flexibilität für Implementierung bereit. Und unabhängig von der verwendeten Technik, da die Phase digital in einer hochauflösenden Weise gesteuert wird, kann die Phasenverschiebung gut über Prozess-, Spannungs- und Temperaturvariationen gesteuert werden.
In jedem Fall, sobald die phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N über den Phasenauswahlblock 1306 ausgewählt sind, um Frequenzmultiplikation sicherzustellen, kann ferner die Amplitude der phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N gesteuert werden, um eine passende Signalamplitudengewichtung bereitzustellen, die unten unter Bezugnahme auf 14 ausführlicher besprochen ist.
14 veranschaulicht ein Blockdiagramm beispielhafter Amplitudenkonfigurationskomponenten gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Die Amplitudenkonfigurationskomponenten 1400, wie in 14 dargestellt, weisen auch die Amplitudenkonfigurationskomponenten 1308.1-1308.M, wie in 13 dargestellt, auf. Die Amplitudenkonfigurationskomponenten 1400 wie in 14 dargestellt, veranschaulichen jedoch weitere zusätzliche Einzelheiten, wie die Amplitudensteuerung der phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N implementiert ist. Wie in 14 dargestellt, können die Amplitudenkonfigurationskomponenten 1400 einen Amplitudensteuerblock 1402 aufweisen. Aspekte weisen auf, dass jeder FM-RFDACs 1210.0-1210.K ähnlich einen Amplitudensteuerblock 1402 implementiert, wie in 14 dargestellt. In verschiedenen Aspekten kann der Amplitudensteuerblock 1402 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Hardware-Komponenten implementiert sein, um Steuerung eines Betriebszustands jedes Amplitudensteuerungselements 1404 zu erleichtern, wie unten ausführlicher besprochen ist. Zum Beispiel kann der Amplitudensteuerblock 1402 mit Demultiplexer- und/oder Decodiererschaltkreis implementiert sein, der über eine Amplitudensteuerleitung 1312 gesteuert wird, wie in 13 dargestellt.
Wie unter Bezugnahme auf 15 näher besprochen ist, kann die Amplitudensteuerleitung 1312 eine oder mehrere Signalleitungen darstellen, die Datensignale tragen, die den Amplitudensteuerblock 1402 anweisen, eine spezifische Amplitudengewichtung an den phasenverschobenen Ausgangssignalen 1305.1-1305.N anzuwenden. Diese Amplitudengewichtung kann zum Beispiel in Übereinstimmung mit den Amplitudendaten ρ durchgeführt werden, die aus den digitalen Basisbandsignalen extrahiert wurden, wie in 12 dargestellt. Zum Beispiel kann der Amplitudensteuerblock 1402 die Amplitudendaten ρ empfangen und ein Codewort erzeugen, das verwendet wird, um manche Amplitudensteuerungselemente 1404, die in jedem entsprechenden Amplitudenkonfigurationsblock 1308.1-1308.M bereitgestellt sind, in einen Schaltmodus zu bringen und andere bei einem fixierten DC pro jedem Eingang zu platzieren.
Dazu kann die Codewortleitung, die in 14 dargestellt ist, als ein Bus oder eine Sammlung digitaler und/oder analoger Signalsteuerleitungen implementiert sein, von welchen jede an ein Amplitudensteuerungselement 1404 in jedem von Amplitudenkonfigurationsblöcken 1308.1-1308.M gekoppelt ist. Aspekte weisen auf, dass jeder der Amplitudenkonfigurationsblöcke 1308.1-1308.M eine geeignete Anzahl von Amplitudensteuerungselementen 1404 in Reihe an einen oder mehrere Kondensatoren in jeder entsprechenden Kondensatorbank 1-N gekoppelt aufweist. Jede Reihenkombination aus Amplitudensteuerungselement 1404 und Kondensator(en) kann parallel mit jeder geeigneten Anzahl von anderen Amplitudenelementen und Kondensatoren konfiguriert sein, was ebenso in 13 dargestellt ist. Jede geeignete Anzahl von Amplitudensteuerungselementen 1404 und Kondensatoren kann in verschiedenen Aspekten implementiert sein, um die geeignete Menge an Amplitudensteuerungsgranularität für eine besonderen Anwendung sicherzustellen.
Überdies, obwohl in 14 als Digitalinverter gezeigt, können die einzelnen Amplitudensteuerungselemente 1404 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Amplitudensteuerungselementen implementiert sein, wie beispielsweise Puffer. Zusätzlich kann jeder der Amplitudenkonfigurationsblöcke 1308.1-1308.M zusätzliche Komponenten aufweisen, die der Kürze wegen in 14 nicht dargestellt sind, die jedem der einzelnen Amplitudensteuerungselemente 1404 erlauben können, über Signale gesteuert zu werden, die von der Codewortleitung getragen werden. Zum Beispiel kann jedes einzelne Amplitudensteuerungselement 1404, wie in 14 dargestellt, durch ein geeignetes logisches Gate (z.B. ein NUND-Gate) ersetzt werden, wobei ein Eingang des logischen Gates an eines der phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N gekoppelt ist und der andere Eingang des logischen Gates an die Codewortleitung gekoppelt ist, die auf einen gewünschten Spannungswert getrieben wird. In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass jedes einzelne Amplitudensteuerungselement 1404 in einen Schaltmodus gebracht wird oder bei einem fixierten DC-Wert basierend auf den Steuersignalen arbeitet, die von der Codewortleitung getragen werden.
Aspekte weisen auf, dass jedes einzelne Amplitudensteuerungselement 1404 und gekoppelter Kondensator, wenn in einen Schaltmodus gebracht, mit den Signalen addiert werden, die von anderen Amplitudensteuerungselementen 1404 und gekoppelten Kondensatoren bereitgestellt werden, die auch in einem geschalteten Modus arbeiten. Die summierte Spannung von jedem dieser Signale kann basierend auf dem Verhältnis von Kondensatorwerten innerhalb jeder entsprechenden Kondensatorbank 1-N berechnet werden, die an die Amplitudensteuerungselemente gekoppelt ist, die ein einem geschalteten Modus arbeiten, gegenüber jenen, die in einem fixierten DC-Modus arbeiten. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass das resonante Anpassungsnetzwerk 1220.0 (z.B. ein abstimmbares LC-Netzwerk), das mit den Kondensatoren resoniert, die mit den Amplitudensteuerungselemente 1404 verknüpft sind, in einem geschalteten Modus arbeitet.
Infolgedessen werden die phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N kombiniert, um gewichtetes und kombiniertes phasenverschobenes Ausgangssignal 11213.0 bereitzustellen. Aspekte weisen auf, dass die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale 11213.0, wenn sie an das resonante Anpassungsnetzwerk 1220.0 gekoppelt sind, Frequenzmultiplikation als einen konstruktiven Zusatz jedes der gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale 11213.0 erzeugen. Auf diese Weise wird ein Ausgangssignal 1410 höherer Frequenz erzeugt (z.B. bei mm-Wellenfrequenzen), das an ein phasengesteuertes Array-Antennenelement gekoppelt ist, während anderen Harmonische (aufweisend die Eingangsgrundfrequenz) gedämpft sind. Daher weisen Aspekte auf, dass die amplitudenmodulierenden Komponenten 1308.1-1308.M, in Verbindung mit dem gekoppelten resonanten Anpassungsnetzwerk 1220.0 phasenmodulierte und amplitudenmodulierte frequenzmultiplizierte Signale aus den phasenverschobenen Ausgangssignalen niedrigerer Frequenz 1305.1-1305.N bereitstellen.
Und, da die Leistung des digitalen Inverters proportional zu Frequenz ist, sparen Aspekte vorteilhaft signifikante Leistung gegenüber traditionellen Strahlformungslösungen, da die phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N durch die Amplitudenkonfigurationsblöcke 1308.1-1308.M bei einer subvielfachen Frequenz anstatt bei der höheren mm-Wellen-Frequenz gehen. Des Weiteren, da nur das Hochfrequenzsignal bei jedem Ausgang jedes der resonanten Anpassungsnetzwerke 1220.0-1220.K ist, ist nur ein resonanter Knoten erforderlich, wodurch signifikante Die-Fläche gespart wird. Somit ist nur eine spezielle Hochfrequenzsignalbehandlung (z.B. mm-Wellensignalbehandlung) vom Ausgang jedes der FM-RFDACs 1210.0-1210.K zu dem Chip-Ausgang erforderlich. Als ein weiterer Vorteil dieser Architektur kann ein semi-digitales FIR-Filter in manchen Aspekten zusätzlich in einen oder mehrere der FM-RFDACs 1210.0-1210.K eingeführt sein, um sämtliche unerwünschte restliche Harmonischen oder Bilder zu unterdrücken.
Da jede Sendekette in den hier beschriebenen Aspekten ihren eigenen Digitalstrom haben kann (z.B. dargestellt durch die Daten, die in den Signalen enthalten sind, die durch jeden FM-RFDAC 1210.0-1210.K ausgegeben werden, die über jedes entsprechende resonante Anpassungsnetzwerk 1220.0-1220.K kombiniert werden), weisen Aspekte vorteilhaft Anwenden digitaler Vorverzerrung an jeder Kette unabhängig voneinander auf. In einem Aspekt kann dies Verwendung optimierter Koeffizienten für jeden entsprechenden FM-RFDAC 1210.0-1210.K aufweisen. Traditionelle analoge Strahlformer haben im Gegensatz nur einen Strom, der allen Sendeketten gemein ist. Somit stellen die hier beschriebenen Aspekte einen weiteren Vorteil gegenüber traditionellen analogen Systemen bereit, in welchen Variationen in Amplitude, Phase und RF-Anpassung, die für Strahlformung verwendet werden, die Wirksamkeit jeder angewendeten digitalen Vorverzerrung deutlich verringern. Zum Beispiel kann jeder entsprechende FM-RFDAC 1210.0-1210.K unabhängige Phasen- und Amplitudenkoeffizienten anwenden. Dazu weisen Aspekte auf, dass z.B. das DFE 1206 den digitalen Code, der mit dem Basisbandsignal verknüpft ist, für jeden von FM-RFDAC 1210.0-1210.K modifiziert, um Amplituden- und Phasenkoeffizienten auf diese Weise zu bewirken.
15 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. In verschiedenen Aspekten kann Vorrichtung 1500 als jede geeignete Art von Vorrichtung implementiert sein, die konfiguriert ist, drahtlose Signale in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von Kommunikationsprotokollen zu senden und/oder zu empfangen. Beispielsweise kann die Vorrichtung 1500 als ein Benutzergerät (UE) wie ein Mobiltelefon, Tablet, Laptop Computer usw. implementiert sein. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 1500 als ein Zugangspunkt oder eine Basisstation implementiert sein. Die Vorrichtung 1500 kann eine oder mehrere Aspekte wie hier beschrieben implementieren, um Senden drahtloser Signale in Übereinstimmung mit Frequenz oder Band von Frequenzen, wie mm-Wellenfrequenzen zu erleichtern, wie zum Beispiel unten näher beschrieben.
In einem Aspekt kann die Vorrichtung 1500 Prozessorschaltkreis 1502, einen Speicher 1504 und jede geeignete Anzahl K von Sendeketten 1512.1-512.K aufweisen, von welchen jede an eine oder mehrere entsprechende Antennen 1514.1-514.N gekoppelt ist. Die in 15 dargestellten Komponenten sind zur einfachen Erklärung bereitgestellt und Aspekte weisen auf, dass Vorrichtung 1500 zusätzliche, weniger oder alternative Komponenten zu jenen, die in 15 dargestellt sind, aufweist. Zum Beispiel kann Vorrichtung 1500 eine oder mehrere Leistungsquellen, Anzeigeschnittstellen, periphere Vorrichtungen, Anschlüsse usw. aufweisen. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 1500 ferner einen oder mehrere Empfänger aufweisen oder die Sendeketten 1512.1-512.K können alternativ als Sender/Empfänger implementiert sein, die imstande sind, drahtlose Signale über Antennen 1514.1-1514.K zu empfangen und zu senden.
In einem Aspekt können die verschiedenen Komponenten von Vorrichtung 1500 mit Funktionalität identifiziert werden, die hier unter Bezugnahme auf die Erzeugung von frequenzmultiplizierten Signalen zur Verwendung in einem phasengesteuerten Antennen-Arraysystem zur Erleichterung von Strahlformung näher beschrieben ist. Zum Beispiel kann die drahtlose Vorrichtung 1500 konfiguriert sein, frequenzmultiplizierte Signale, die modulierte Daten aufweisen, über Sendeketten 1512.1-512.K zu erzeugen, die drahtlos über gekoppelte Antennen 1514.1-1514.K bei mm-Wellen- oder anderen geeigneten Frequenzen gesendet werden. Die Sendeketten 1512.1-512.K können mit einer entsprechenden der Sendeketten identifiziert werden, die zum Beispiel unter Bezugnahme auf jeden von FM-RFDACs 1210.0-1210.K besprochen wurde, wie in 12 dargestellt. Somit können die Sendeketten 1512.1-512.K jede geeignete Anzahl und Art von Komponenten aufweisen (z.B. jene, die mit den FM-RFDACs 1210.0-1210.K identifiziert sind, wie auch zusätzliche oder andere Komponenten), um frequenzmultiplizierte Signale aus einem Eingangssignal zu erzeugen, das eine subvielfache oder subharmonische Frequenz des frequenzmultiplizierten Signals ist, wie hier besprochen.
Dazu kann Prozessorschaltkreis 1502 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Computerprozessoren konfiguriert sein, die Steuerung der Vorrichtung 1500 erleichtern, wie hier besprochen. In manchen Aspekten kann Prozessorschaltkreis 1502 mit einem Basisbandprozessor (oder geeigneten Abschnitten davon) identifiziert sein, der durch die Vorrichtung 1500 implementiert ist. In anderen Aspekten kann der Prozessorschaltkreis 1502 mit einem oder mehreren Prozessoren identifiziert sein, die durch die Vorrichtung 1500 implementiert sind, die von dem Basisbandprozessor getrennt sind. In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass der Prozessorschaltkreis 1502 konfiguriert ist, Anweisungen auszuführen, um arithmetische, logische und/oder Eingangs-/Ausgangs- (I/O) Betriebe durchzuführen und/oder dem Betrieb einer oder mehrerer Komponenten der Vorrichtung 1500 zu steuern. Zum Beispiel kann der Prozessorschaltkreis 1502 einen oder mehrere Mikroprozessoren, Speicherregister, Puffer, Takte usw. aufweisen. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass Prozessorschaltkreis 1502 mit Funktionen kommuniziert und/oder diese steuert, die mit dem Speicher 1504 und/oder den Sendeketten 1512.1-512.K verknüpft sind. Dies kann zum Beispiel Steuern und/oder Vermitteln von Sende- und/oder Empfangsfunktionen der Vorrichtung 1500, Durchführen einer oder mehrerer Basisbandverarbeitungsfunktionen (z.B. Medienzugriffssteuerung (MAC), Codieren/Decodieren, Modulation/Demodulation, Datensymbolabbildung, Fehlerkorrektur usw.) aufweisen.
In einem Aspekt speichert der Speicher 1504 Daten und/oder Anweisungen, sodass, wenn die Anweisungen von dem Prozessorschaltkreis 1502 ausgeführt werden, der Prozessorschaltkreis 1502 die verschiedenen hier beschriebenen Funktionen durchführt. Der Speicher 1504 kann als ein allgemein bekannter flüchtiger und/oder nicht flüchtiger Speicher implementiert sein, aufweisend zum Beispiel Nur-Lese-Speicher (ROM), Direktzugriffsspeicher (RAM), Flash-Speicher, ein magnetisches Speichermedium, eine Bildplatte, einen löschbaren programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM), programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM) usw. Der Speicher 1504 kann nicht entfernbar, entfernbar oder eine Kombination von beiden sein.
Zum Beispiel kann der Speicher 1504 als ein nicht transitorisches computerlesbares Medium implementiert sein, das eine oder mehrere ausführbare Anweisungen speichert, wie zum Beispiel Logik, Algorithmen, Code usw. Wie unten ausführlicher besprochen, sind die Anweisungen, Logik, Code usw., die im Speicher 1504 gespeichert sind, durch die verschiedenen Module gezeigt, wie in 15 dargestellt, die ermöglichen, dass die hier offenbarten Aspekte funktionell umgesetzt werden. Die Module, die in 15 dargestellt sind, sind zur einfachen Erklärung in Bezug auf die funktionelle Verknüpfung zwischen Hardware- und Software-Komponenten bereitgestellt. Somit weisen Aspekte auf, dass der Prozessorschaltkreis 1502 die Anweisungen, die in diesen entsprechenden Modulen gespeichert sind, in Verbindung mit einer oder mehreren Hardware-Komponenten ausführt, um die verschiedenen Funktionen in Verknüpfung mit den Aspekten, wie hier weiter besprochen, durchzuführen.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die im Phasensteuermodul 1508 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Prozessorschaltkreis 1502, die Auswahl von Phasen erleichtern, die durch den Phasenerzeugungsblock 1304, wie in 13 dargestellt, oder ein anderes geeignetes Phasenerzeugungssystem erzeugt werden, das durch die Vorrichtung 1500 implementiert ist. Zum Beispiel können die ausführbaren Anweisungen, die im Phasensteuermodul 1508 gespeichert sind, die Funktionalität bereitstellen, die mit dem Phasenauswahlblock 1306 verknüpft ist, wie in 13 dargestellt. Somit ermöglicht Phasensteuermodul 1508 die Auswahl eines Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale 1307.1-11307.M-1, die durch den Phasenerzeugungsblock 1304 (oder ein anderes geeignetes Phasenerzeugungssystem) erzeugt werden, über den Phasenauswahlblock 1306.
Dazu stellt das Phasensteuermodul 1508 sicher, dass Phasenauswahlblock 1306 die geeigneten phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N erzeugt, um Frequenzmultiplikation bei den gewünschten Phasen relativ zu jeder anderen für jede von Sendeketten 1512.1-512.K bereitzustellen. Das Phasensteuermodul 1508 kann auch dem Phasenauswahlblock 1306 erleichtern, die passenden phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N auszuwählen um sicherzustellen, dass die richtige Phasenverschiebung für die phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N bei jeder von Sendeketten 1512.1-512.K relativ zu einer anderen vorliegt (d.h. die Phasenverschiebung Ψ).
In einem Aspekt kann das Phasensteuermodul 1508 Anweisungen aufweisen, wie gewisse Frequenzen und Phasen aus subvielfachen (z.B. sub-harmonischen) Frequenz-Phase-Kombinationen erzeugt werden. Zum Beispiel können ausführbare Anweisungen, die im Phasensteuermodul 1508 gespeichert sind, eine Nachschlagtabelle und/oder Anweisungen bezüglich Berechnungen aufweisen, die durchzuführen sind, um einen spezifischen Satz von Phasen zu berechnen, die, wenn über jeden FM-RFDACs 1210.0-1210.K kombiniert und multipliziert, das entsprechende resonante Anpassungsnetzwerk 1220.0-1220.K erzeugen.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 1510 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Prozessorschaltkreis 1502, Bereitstellen einer Amplitudengewichtung an jedem der phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N erleichtern, wie ausführlicher in 3 und 4 besprochen ist. Zum Beispiel können die ausführbaren Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 1510 gespeichert sind, die Funktionalität bereitstellen, die mit dem Amplitudensteuerblock 1402 verknüpft ist, wie in 14 dargestellt. Somit gibt Amplitudensteuermodul 1510 frei, welche der einzelnen Amplitudensteuerungselemente 1404 für einen bestimmten Satz von phasenverschobenen Ausgangssignalen 1305.1-1305.N in einen Schaltmodus gebracht werden, und welche in einen fixierten DC-Betriebsmodus gebracht werden. Dabei ermöglicht wieder das Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Invertern, die bei fixiertem DC arbeiten, die Kontrolle des Pegels einer Spannungsaddition innerhalb jedes parallelen Satzes von Invertern und Kondensator(en), was zu dem gewünschten Grad an Amplitudengewichtung für jedes der phasenverschobenen Ausgangssignale 1305.1-1305.N führt. Auf diese Weise weisen Aspekte die Verwendung von Amplitudensteuerung auf, um Verluste am Ausgang der RF-Sendeketten zu kompensieren und/oder eine Amplitudenverjüngung zu den niedrigeren Strahlseitenkeulen bereitzustellen.
Wenn implementiert, kann Amplitudensteuermodul 1510 Anweisungen bezüglich dessen aufweisen, welche spezifischen Sätze von Invertern entweder in einen Schaltmodus oder einen fixierten DC-Betriebsmodus gebracht werden sollen, basierend auf einem gewünschten Endergebnis, d.h. die gewünschte Amplitudengewichtung für die kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale 11213.0-1213.K. Zum Beispiel können ausführbare Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 1510 gespeichert sind, eine Nachschlagtabelle und/oder Anweisungen bezüglich Berechnungen aufweisen, die durchzuführen sind, um einen spezifischen Satz von Inverter-Ein/Aus-Phase-Kombinationen zu bestimmen, die einen gewünschten Satz von gewichteten frequenzmultiplizierten Signalen aus jedem der FM-RFDACs 1210.0-210K erzeugen. Diese Anweisungen erlauben daher, jeder entsprechenden Sendekette 1512.1-512.K, die frequenzmultiplizierten Signale nach Bedarf in Amplitude zu modulieren, was, in Übereinstimmung mit der Phasenverschiebung, die durch das Phasensteuermodul 1508 bereitgestellt wird, eine Hochfrequenz-Strahlformungssteuerung bereitstellt.
Abschnitt III - OUADRATUR-SENDERFREOUENZ MULTIPLIZIERENDER RFDAC FÜR PHASENVGESTEUERTE ARRAYS
Die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, betreffen im Allgemeinen Sender und insbesondere Senderdesigns, die phasengesteuerte Arrays bei mm-Wellenfrequenzen implementieren.
Entwicklungen in 5G drahtloser Technologie hat Sender/Empfängerdesigns zur Verwendung von mm-Wellenfrequenzen gebracht, die zum Beispiel Frequenzen in dem vorgeschlagenen 24 GHz - 86 GHz Spektrum entsprechen können. Solche Designs implementieren typischerweise mehrere Antennen, um phasengesteuerte Arrays und Strahlformungsmuster zu erreichen, um Kanalbedingungen anzupassen. Derzeit erfordert ein Implementierung von mm-Wellensignalen in phasengesteuerten Array-Designs eine große Die-Fläche und hohen Leistungsverbrauch, der mit Aufwärtsmischern, mm-Welle Lokaloszillator (LO)-Erzeugung und -verteilung, Teilern, passiven Phasenverschiebern, mm-Welle-Kabelübertragung und den Verstärkern verbunden ist, die zum Ausgleichen des Verlusts all dieser Komponenten notwendig sind.
Des Weiteren muss in derzeitigen Lösungen digitale Vorverzerrung, die typischerweise in das Basisbandsignal eingeführt wird, um nicht ideale Zustände und/oder Ungleichgewichte auszugleichen, gleichförmig bei allen Sendeketten in dem phasengesteuerten Array angewendet werden, da das mm-Wellensignal einer Quelle entspringt. Daher hat jede Fehlanpassung in Sendeketten, die in dem phasengesteuerten Array implementiert sind, eine Auswirkung auf Vorverzerrungsleistung, was zu einer niedrigeren Fehlervektorgröße (EVM) oder Effizienz führt. Infolgedessen sind derzeitige Designs zum Erzeugen und Verteilen von mm-Wellensignalen für Sender, die phasengesteuerte Arrays und/oder mehrere Senderketten implementieren, komplex, benötigen große Mengen an Leistung für einen Betrieb und sind teuer und ineffizient.
Wie oben und unter Bezugnahme auf die polaren Senderdesignaspekte besprochen, können mm-Wellen-Sender/Empfängerdesigns phasengesteuerte Arrays implementieren, um Strahlformung zur Anpassung an Kanalbedingungen zu erleichtern. Wieder sind aktuelle Designs auf entweder digitale oder analoge Strahlformung in Übereinstimmung mit solchen Systemen gerichtet und haben mehrere Nachteile, die sich auf spezielle Hochfrequenzsignalbehandlung (z.B. Verkabelung) und Verstärkungskompensation für zusätzliche Komponenten beziehen, um Arbeitsleistungsverschlechterung zu vermeiden. Diese Probleme plagen gleichermaßen Quadratur-Art Sender, die in Hochfrequenzbereichen arbeiten, wie zum Beispiel mm-Wellenfrequenzen, die gleichermaßen an Einschränkungen, die einer Anwendung von Vorverzerrung unabhängig pro RF-Kette auferlegt sind, dem Bedarf an digitalen Verbindungen hoher Datenrate, großer Die-Flächennutzung und hoher Leistungsnutzung leiden. Überdies führt die Verwendung einer hohen Verstärkung, um große Verluste zu überwinden, in traditionellen mm-Wellensystemen zu Instabilität.
Des Weiteren wurde herkömmliches polares Senderdesign hoher Effizienz vorgeschlagen, das aber Schwierigkeiten mit Bandbreitenerweiterung und Synchronisation bereitet. Und hohe Rechenkomplexität erfordert großen digitalen Inhalt und Leistungsverbrauch, besonders für Breitbandmodulation. Die hier beschriebenen polaren Senderaspekte gehen auf diese oben angeführten Probleme ein. Verglichen mit den polaren Senderimplementierungen verwendet jedoch ein Quadratur-frequenzmultiplizierender Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC) weniger komplexe digitale Signalverarbeitung, wenn auch auf Kosten eines Verlusts von 3dB Ausgangsleistung.
Daher, zur Behandlung der Probleme, die in derzeitigen analogen und digitalen Strahlformungslösungen für mm-Wellen-Designs vorliegen, und zur Bereitstellung eines weniger komplexen digitalen Signalverarbeitungsschemas als jenen, die in polaren FM-RFDAC Senderarchitekturen verwendet werden, weisen die Quadratur-Senderaspekte hier ebenso die Verwendung eines gesamten mm-Wellen-phasengesteuerten Array Senders innerhalb eines einzigen FM-RFDAC-„Blocks“ auf. Wie die hier besprochenen polaren Senderdesigns implementiert der Quadratur-Sender FM-RFDAC auch Kondensatorverhältnisse, um eine Amplitude oder ein Gewicht eines Signals einzustellen, und die Signale, die an jeden FM-RFDAC verteilt werden, sind ein Subvielfaches der ausgegebenen mm-Welle aufgrund von Frequenzmultiplikation. Wie unten ausführlicher besprochen, kombinieren die Quadratur-Senderaspekte auch phasenverschobene Niederfrequenzsignale, die konstruktiv addiert werden, um ein Signal höherer Frequenz (z.B. ein mm-Wellen-Frequenzsignal) zu erzeugen, während die Signalmodulation erhalten bleibt, die dem Signal bei einer niedrigeren Frequenz hinzugefügt wurde. Die Quadratur-Senderaspekte jedoch, wie unten ausführlicher besprochen, nutzen eine Neuabbildung phasengleicher und Quadratur-Phasen-Datenwerte (aus abgetasteten Daten erhalten) auf eine neue 45 Grad-Achse. Diese Phasen sind leicht aus den Phasen des subvielfachen (niederen) Frequenztakts erhältlich und die Phasenverhältnisse werden durch Multiplikation aufrechterhalten.
Wie die hier besprochenen polaren Senderarchitekturen verbrauchen die Quadratur-Senderaspekte auch weniger Leistung und nutzen weniger Die-Fläche verglichen mit bestehenden Lösungen, da die Hochfrequenzsignalerzeugung in einem einzigen Block oder einer einzigen Stufe erfolgt und die LO-Erzeugung und Verteilung bei einer niedrigeren subvielfachen Frequenz der mm-Wellen-Ausgangsfrequenz durchgeführt wird. Des Weiteren erlauben die Quadratur-Senderaspekte auch ein Erzielen einer Vorverzerrung auf einer Einzelsendekettenbasis, wodurch verbesserte Leistungsverstärker (PA)-Linearisierung bereitgestellt wird, die einen niedrigeren Leistungsverbrauch oder aber höhere gesendete Ausgangsleistung erlaubt. Die Quadratur-Senderaspekte erlauben ebenso, dass Amplituden- und Phasenanpassungen mit hoher Granularität bei mm-Wellenfrequenzen vorgenommen werden und somit eine Feinsteuerung über Strahlen, die über ein gekoppeltes phasengesteuertes Antennen-Array erzeugt werden, erreicht werden kann. Zusätzlich verbrauchen die Quadratur-Senderaspekte weniger Digitalsignalprozessorleistung verglichen mit den polaren Senderaspekten, die von besonderer Bedeutung sein kann, wenn bei einer niedrigeren Leistung von den FM-RFDACs gesendet wird.
Unter erneuter Bezugnahme auf 1 und 11 nutzen die hier beschriebenen Quadratur-Senderaspekte auch die Verwendung konstruktiver Interferenz, um Phasenkombinationen aus Niederfrequenzsignalharmonischen hinzuzufügen, um Frequenzmultiplikation auszuführen. Insbesondere implementieren die hier besprochenen Quadratur-Aspekte wie die hier beschriebenen polaren Senderaspekte auch Inverter-basierte Frequenzmultiplikatoren in Verbindung mit Amplitudenmodulation unter Verwendung kapazitiver Spannungsteilung und eines Anpassungsnetzwerkes (z.B. eine resonante LC-Last), um die multiplizierte Frequenz zu erhöhen, während andere Harmonische gedämpft werden, enthaltend die Eingangsgrundfrequenz. Daher verwenden die Quadratur-Senderaspekte auch digitale Steuerung, um die Stärke jeder Eingangsphase zu modulieren, um einen weiten Bereich verschiedener Frequenzmultiplikationsverhältnisse zu nutzen.
16 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Quadratur-Senderdesigns, das FM-RFDACs implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie hier näher besprochen, weisen Aspekte auf, dass das Senderdesign 1600 als ein Abschnitt eines gesamten Senderdesigns implementiert ist, in dem mehrere Komponenten der Kürze und einfachen Erklärung wegen fehlen. Zum Beispiel, obwohl das Senderdesign 1600 in 16 mit einem einzigen U FM-RFDAC 1610.1 und V FM-RFDAC 1610.2 dargestellt ist, kann Senderdesign 1600 jede geeignete Anzahl und Art von FM-RFDACs aufweisen, von welchen jeder ein separates Signal erzeugt, das für eine entsprechende Senderkette erzeugt werden soll. Somit können die hier beschriebenen Aspekte insbesondere für Sender nützlich sein, die Strahlformung über mehrere Antennen implementieren, da jede Sendekette ihr eigenes Signal, das amplitudengewichtet und phasenabgestimmt ist, für ein bestimmtes Antennenelement (oder Gruppe von Antennenelementen) innerhalb eines phasengesteuerten Arrays koppeln kann.
Wie in 16 dargestellt und hier näher besprochen, weist das Senderdesign 1600 jede geeignete Anzahl von Mehrphasen-FM-RFDACs auf, wobei jeder eine phasenverschobene Version des Taktsignals 1602.2 basierend auf den neu abgebildeten komplexen phasengleichen und Quadratur-Phase-Datenwerten empfängt, die mit einer Signalwellenform verknüpft sind, die durch das digitale Frontend 1606 bereitgestellt wird. Daher, wie unten ausführlicher besprochen, weisen Aspekte auf, dass der U FM-RFDAC 1610.1 und der V FM-RFDAC 1610.2 Teil einer einzelnen Sendekette bilden, die komplexe Daten empfängt, die auf eine neue Achse neu abgebildet werden, sodass die komplexen phasengleichen Daten (I) und die Quadratur-Phasendaten (Q) 45 Grad auseinander sind, gegenüber ihrem ursprünglichen Quadratur (d.h. 90 Grad)-Phasenverhältnis. Dazu weisen Aspekte auf, dass jeder von dem U FM-RFDAC 1610.1 und dem V FM-RFDAC 1610.2 separat durch ein Signal getaktet wird, das eine Phase hat, die aus dem Oktanten des neu abgebildeten komplexen Signals bestimmt wird, wie unten ausführlicher besprochen.
In einem Aspekt kombinieren der U FM-RFDAC 1610.1 und der V FM-RFDAC 1610.2 ihre entsprechenden 45 Grad neu abgebildeten U- und V-Daten, um ein frequenzmultipliziertes kombiniertes Ausgangssignal am Ausgangsknoten 1611 über Kopplung mit der resonanten Anpassungskomponente 1612 zu erzeugen. Jede Sendekette, die sowohl einen U FM-RFDAC 1610.1 als auch einen V FM-RFDAC 1610.2 aufweist, bildet somit die einzelnen Signalpfade für jede Antenne(n) in dem phasengesteuerten Array. Das frequenzmultiplizierte kombinierte Ausgangssignal kann somit eine spezifische Frequenz, Amplitude und Phasenverschiebung in Bezug auf andere Sendeketten haben. Infolgedessen, wenn die Signale, die durch jeden einzelnen U und V FM-RFDAC erzeugt werden (die mit jeder entsprechenden Sendekette verknüpft sind), an Antenne(n) über ihre entsprechenden resonanten Anpassungsnetzwerke gekoppelt werden, haben die Signale unabhängig gewichtete Amplituden- und phasenverschobene Werte in Bezug zueinander. Diese unabhängige Steuerung jeder Sendekette kann daher genutzt werden, um gewünschte Strahlformungsmuster zu erzeugen, wenn an einzelnen Antennenelementen innerhalb eines phasengesteuerten Antennen-Arrays angewendet.
In einem Aspekt kann jeder FM-RFDAC Block, der mit jeder Sendekette verknüpft ist, die einen U FM-RFDAC und einen V FM-RFDAC (z.B. den U FM-RFDAC 1610.1 und den V FM-RFDAC 1610.2, dargestellt in 16) aufweist, andere Komponenten ersetzen, die traditionell in Strahlformungssenderdesigns mit mehreren Sendeketten implementiert sind, um in Verbindung mit phasengesteuerten Array-Antennenelementen zu arbeiten. Im Speziellen weisen, wie bei den hier besprochenen polaren Senderdesignaspekten, Aspekte des Quadratur-Senderdesigns 1600 auf, dass jeder FM-RFDAC Block, der mit jeder Sendekette verknüpft ist, anstelle von DACs, Filtern, Mischern, RF-Teilern und Phasenverschiebern verwendet wird, die typischerweise in traditionellen Senderarchitekturen implementiert sind. Wie oben festgehalten wurde, werden zum Kompensieren von Verlusten von den Teilern, Phasenverschiebern und der RF-Signalisierung über Kabel, mehrere Verstärkungsstufen auch in traditionellen Architekturen verwendet, die vorteilhaft in den vorliegenden Aspekten nicht mehr benötigt werden. Stattdessen kann ein einziger externer Leistungsverstärker (z.B. externer PA 1614) bei jeder Sendekette implementiert sein, um den Ausgang von Hochleistungssendungen zu erleichtern, die typischerweise für skalierte digitale Prozesse eine Herausforderung sind.
Des Weiteren, im Gegensatz zu typischen mm-Welle Senderarchitekturen, die ein allgemeines mm-Wellen-Hochfrequenzsignal an mehrere Sendeketten verteilen, verteilen stattdessen die vorliegenden Aspekte ein Eingangssignal 1602.2 niedrigerer Frequenz, das bei Bedarf phasenverschoben ist. In Aspekten ist das Eingangssignal 1602.2 ein Subvielfaches eines Signals einer gewünschten höheren Frequenz (z.B. mm-Welle). Dies behandelt viele der oben angeführten Probleme bezüglich Kabelverlust und anderen Komplexitäten, die eingeführt werden, wenn mm-Wellen-Signale verteilt werden, da Signale niedrigerer Frequenz, die auf diese Weise verteilt werden, nicht unbedingt Verkabelungslösungen benötigen. Des Weiteren kann Signalrouting auf einer Platte bei diesen niedrigeren Frequenzen vorteilhaft implementiert werden.
In einem Aspekt kann das Quadratur Senderdesign 1600 ein digitales Frontend (DFE) 1606 implementieren, das arbeitet, um Phasendaten (ϕ) und komplexe Daten (phasengleiche (I) und Quadratur-Phasen (Q)-Daten) aus digitalen Basisbandsignalen zu extrahieren. In verschiedenen Aspekten kann das DFE 1606 jede geeignete Anzahl, Art und Kombination von Komponenten aufweisen, um die Phasendaten und komplexen Daten aus den digitalen Basisbandsignalen zu extrahieren. Zum Beispiel kann das DFE 1606 als ein oder mehrere Prozessoren und/oder Schaltungskomponenten implementiert sein, wie jene, die mit einem Basisbandprozessor oder Digitalsignalprozessor verknüpft sind.
Aspekte weisen auf, dass der DFE 1606 die extrahierten Phasendaten und komplexen Daten zum Berechnen neu abgebildeter U- und V-Datenwerte benutzt, die dann zum Berechnen einer Phasenverschiebung für das Taktsignal 1602.2 verwendet werden, das jedem des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 eingespeist wird. In einem Aspekt kann das DFE 1606 die neu abgebildeten Datenwerte durch Skalieren und Subtrahieren der komplexen Datenwerte berechnen. Zum Beispiel, wie in Diagramm 1700 von 17 dargestellt, werden die I/Q-Datenwerte auf eine neue 45 Grad-Achse abgebildet, wobei einer Achse der Wert U = (I - Q) zugewiesen ist und der anderen Achse der Wert V = Q√2 zugewiesen ist. Auf diese Weise bildet das DFE 1606 I/Q-Datenwerte, die von dem Basisbandsignal extrahiert werden, die ursprünglich 90 Grad auseinander sind (d.h. in Übereinstimmung mit typischen Quadratur-Datensätzen) auf U/V Datenwerte neu ab, die 45 Grad auseinander sind. Die Verwendung dieser neu abgebildeten U/V Datenwerte durch jeden des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 ist in der Folge näher besprochen.
In einem Aspekt weist der Takterzeugungsblock 1602 (d.h. Takterzeugungsschaltkreis) einen allgemeinen digitalen Phasenregelkreis (DPLL) 1602.1 auf, der konfiguriert ist, ein synthetisiertes Frequenzsignal 1602.2 zu erzeugen, das hier auch als „Taktsignal“ bezeichnet werden kann. Der DPLL 1602.1 kann ferner an Phasenverschiebungsblöcke 1602.3 und 1602.4 (d.h. Phasenverschiebungsschaltkreis) gekoppelt sein, die zur Phasenverschiebung des Taktsignals 1602.2 dienen. Aspekte weisen auf, dass Phasenverschiebungsblöcke 1602.3 und 1602.4 eine Phasenverschiebung auswählen, die für das Taktsignal 1602.2 zu verwenden ist, wobei das phasenverschobene Taktsignal, das von jedem entsprechenden Phasenverschiebungsblock 1602.3 und 1602.4 ausgegeben wird (d.h. phasenverschobene Eingangssignale 1605.1, 1605.2) in jeden des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 eingegeben wird.
In einem Aspekt basiert die Phasenverschiebung, die von den Phasenverschiebungsblöcken 1602.3 und 1602.4 ausgewählt wird, auf der Oktantenabbildung der U/V-Datenwerte, die durch das DFE 1606 bereitgestellt ist. Insbesondere sind die neu abgebildeten U/V-Datenwerte jeweils mit einer von vier verschiedenen Phasenachsen verknüpft und 45 Grad auseinander abgebildet. Zwei Beispiele eines zeitlich variierenden U-Werts und V-Werts, die auf eine neue 45 Grad-Achse neu abgebildet wurden, sind in den Phasendiagrammen 1800 dargestellt, wie in 18A-B als Vektoren U(t) und V(t) dargestellt.
Die Vektoren U(t) und V(t), wie in 18A-B dargestellt, stellen neu abgebildete I/Q-Werte mit einer besonderen Größe und Phase zu spezifischen Zeitpunkten dar. Durch Neuabbildung der I/Q-Datenwerte auf eine neue 45 Grad-Achse werden die Vektoren U(t) und V(t) auf spezifische Phasenachsen abgebildet, sodass ihre Vektorsumme U(t) + V(t) die Datenpunkte 1802 und 1804 ergibt, die den neu abgebildeten I/Q-Datenwerten äquivalent sind. Dabei fallen die neu abgebildeten Datenpunkte 1802 und 1804 jeweils in einen spezifischen Phasenoktanten, wie in 18A-B dargestellt, wobei die Phase des U(t)-Vektors auf eine von einer 0°, 90°, 180° oder 270° Achse abgebildet ist und die Phase des V(t)-Vektors auf eine einer 45°, 135°, 225° oder 315° Achse abgebildet ist.
In Aspekten summieren der U FM-RFDAC 1610.1 und der V FM-RFDAC 1610.2 die neu abgebildeten Signale U(t) und V(t), um ein kombiniertes Hochfrequenzsignal bereitzustellen, wie unten ausführlicher besprochen, wodurch die neu abgebildeten Datenpunkte 1802 und 1804 erhalten werden, wie zum Beispiel in 18A-B dargestellt. Es sollte ferner festgehalten werden, dass die in 18A-18B dargestellten Diagramme die Basisbandhülle beschreiben und daher das kombinierte Signal sowohl bei dem digitalen Basisband als auch das kombinierte Hochfrequenzsignal darstellen. Daher weisen Aspekte die spezifische Phasenverschiebung auf, die durch die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3 und 1602.4 entsprechend der besonderen Oktantenabbildung der neu abgebildete I/Q-Datensignale ausgewählt ist, die zu dem Datenpunkt führen, der durch U(t) + V(t) dargestellt ist. Zum Beispiel fällt der Datenpunkt 1802, wie in 18A dargestellt, in einen Phasenoktanten, der mit der Phase des U(t)-Vektors, abgebildet auf die 0° Achse, und der Phase des V(t)-Vektors, abgebildet auf die 45° Achse, verknüpft ist. Daher würde für I/Q-Datenwerte, die auf eine neue 45 Grad-Achse neu abgebildet sind, wie in 18A dargestellt, der Phasenverschiebungsblock 1602.3 das Taktsignal 1602.2 um 0° in Phase verschieben und der Phasenverschiebungsblock 1602.4 würde das Taktsignal 1602.2 um 45° in Phase verschieben. Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels, fällt der Datenpunkt 1804, wie in 18B dargestellt, in einen Phasenoktanten, der mit der Phase des U(t)-Vektors, der auf die 90° Achse abgebildet ist, und der Phase des V(t)-Vektors, der auf die 45° Achse abgebildet ist, verknüpft ist. Somit würde für I/Q-Datenwerte, die auf eine neue 45 Grad-Achse neu abgebildet sind, wie in 18B dargestellt, der Phasenverschiebungsblock 1602.3 das Taktsignal 1602.2 um 90° in Phase verschieben und der Phasenverschiebungsblock 1602.4 würde das Taktsignal 1602.2 um 45° in Phase verschieben.
Dazu weisen Aspekte auf, dass das DFE 1606 an jeden der Phasenverschiebungsblöcke 1602.3 und 1602.4 über Datenleitungen 1603.1 und 1603.2 gekoppelt ist. In verschiedenen Aspekten können die Datenleitungen 1603.1 und 1603.2 jede geeignete Anzahl und/oder Art von Drähten, Bussen, digitalen Verbindungen usw. darstellen, die konfiguriert sind, Datensignale zu jedem der Phasenverschiebungsblöcke 1602.3 und 1603.4 zu tragen. Zum Beispiel können die Datenleitungen 1603.1 und 1603.2 eine Sammlung von Signalleitungen darstellen, die konfiguriert sind, digitale Datensignale in einer Reihe oder parallel zu tragen, die einen bestimmten Phasenoktanten angeben, der mit einem I/Q-Datenwert verknüpft ist, der neu auf eine neue 45 Grad-Achse abgebildet ist (z.B. ein Oktant, der mit Datenpunkten 1802 und 1804 verknüpft ist, wie in 18A-B dargestellt). Aspekte weisen auf, dass jeder der Phasenverschiebungsblöcke 1602.3 und 1602.4 die Oktanteninformationen über die Datenleitungen 1603.1 und 1603.2 empfängt und die geeignete Phasenverschiebung basierend auf den Oktanteninformationen auswählt.
Zur Erleichterung der Phasenverschiebung des Taktsignals 1602.2 können die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3-1602.4 jede geeignete Anzahl und/oder Art von Verzögerungselementen aufweisen, die in 16 der Kürze wegen nicht dargestellt sind. Zum Beispiel können die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3-1602.4 einstellbare oder konfigurierbare Verzögerungsleitungskomponenten aufweisen um sicherzustellen, dass jede der 8 Phasenverschiebungen für ein Taktsignal 1602.2 mit einer bestimmten Frequenz erzeugt werden kann. Diese Verzögerungsleitungskomponenten können zum Beispiel in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von Verzögerungselementen implementiert werden, um die gewünschte Menge an Zeitverzögerung und somit Phasenverschiebung bereitzustellen. Beispielsweise können die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3-1602.4 als ein Verzögerungsregelkreis (DLL) implementiert sein, der eine gesteuerte Verzögerungsleitung, eine interpolierenden Verzögerungsleitung oder eine zweidimensionale Verzögerungsleitung, wie hier unter Bezugnahme auf 4-6 und die Quadratur-LO Empfängeraspekte besprochen, implementiert.
In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3, 1602.4 einen passenden Phasenverschiebungswert für das eingegebene Taktsignal 1602.2 implementieren. In Aspekten können die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3, 1602.4 durch sämtliche geeignete Schaltungen, Schalter und/oder andere Hardware-Komponenten implementiert sein, um Kopplung der gewünschten phasenverschobenen Version des Taktsignals 1602.2 an jeden des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 zu erleichtern. Zum Beispiel, wie in 19 dargestellt, können die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3, 1602.4 mit den separaten Multiplexerblöcken identifiziert werden. In verschiedenen Aspekten können die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3, 1602.4 mehrere phasenverschobene Versionen des Taktsignals 1602.2 erzeugen und Multiplexerschaltkreise implementieren, um aus diesen phasenverschobenen Versionen des Taktsignals 1602.2 basierend auf den Oktantenabbildungsinformationen auszuwählen. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels können die Datenleitungen 1603.1 und 1603.2 Daten tragen, die digitale Bit-Werte (z.B. 00, 10, 10, 11) angeben, die dafür repräsentativ sind, welche der phasenverschobenen Versionen des Taktsignals 1602.2 an den Ausgang durch jeden der Phasenverschiebungsblöcke 1602.3-1602.4 zu koppeln sind.
Somit, wie in 19 dargestellt, empfangen der U FM-RFDAC 1610.1 und der V FM-RFDAC 1610.2 die passende, auf einem Oktanten basierende, phasenverschobene Version des Taktsignals 1602.2 (phasenverschobene Eingangssignale 1605.1, 1605.2) als digitale Daten. Die Phase, die mit diesen phasenverschobenen Eingangssignalen 1605.1, 1605.2 verknüpft ist, wird dann als eine Referenz verwendet, aus der zusätzliche phasenverschobene Signale erzeugt werden und am Ausgangsknoten 1611 kombiniert werden, um das Hochfrequenzsignal als ein Ergebnis von Frequenzmultiplikation und Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk 1612 zu erzeugen, wie unten ausführlicher besprochen. Mit anderen Worten, das „Referenzsignal“ in diesem Kontext, das bei einer bestimmten Phase bereitgestellt wird, die von jedem entsprechenden Phasenerzeugungsblock 1620.1, 1620.2 verwendet wird, ist das Ergebnis der geeigneten Datensignale, die an die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3, 1602.4 über die Datenleitung 1603.1 bzw. 1603.2 gesendet werden.
In verschiedenen Aspekten können der U FM-RFDAC 1610.1 und der V FM-RFDAC 1610.2 auf verschiedene Weisen implementiert werden um Frequenzmultiplikation des summierten, zeitlich variierenden Signals U(t) + V(t) am Ausgangsknoten 1611 über Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk 1612 sicherzustellen. Zum Beispiel können der U FM-RFDAC 1610.1 und der V FM-RFDAC 1610.2 Phasenerzeugung, Auswahl und/oder Steuerung, wie auch Amplitudengewichtung oder -steuerung in einer Weise ähnlich oder identisch mit anderen hier beschriebenen Aspekten implementieren. In verschiedenen Aspekten können die Phasenerzeugungsblöcke (d.h. Phasenerzeugungsschaltkreis), die in 16 dargestellt sind, die mit jedem des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 verknüpft sind, unter Verwendung der gesteuerten Verzögerungsleitungen der M-Stufe implementiert sein, die hier unter Bezugnahme auf die Erzeugung von Quadratur-LO-Signalen besprochen sind.
Zum Beispiel können die Phasenerzeugungsblöcke 1620.1, 1620.2, die mit jedem des U FM-RFDAC 1610.1 bzw. des V FM-RFDAC 1610.2 verknüpft sind, mit der gesteuerten Verzögerungsleitung 304 der M-Stufe, der interpolierenden Verzögerungsleitung 400 und der zweidimensionalen Verzögerungsleitung 500, wie in 3, 4 bzw. 5, dargestellt, in Übereinstimmung mit dem entsprechenden Verzögerungsregelkreis (DLL) jeder Verzögerungsleitung implementiert sein. Dazu kann jeder des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 eine phasenverschobene Version des Taktsignals 1602.2 von jedem entsprechenden Phasenverschiebungsblock 1602.3, 1602.4 empfangen, der als ein Referenzsignal verwendet wird, aus dem zusätzliche phasenverschobene Eingangssignale erzeugt werden.
Aspekte weisen auf, dass die Phasenerzeugungsblöcke 1620.1, 1620.2, die mit dem U FM-RFDAC 1610.1 und dem V FM-RFDAC 1610.2 verknüpft sind, jede geeignete Anzahl phasenverschobener Signale 1615.1, 1615.2 erzeugen, abhängig von der gewünschten Granularität und Steuerung über das erzeugte Hochfrequenzausgangssignal und wiederum der gewünschten Granularität von Strahlformungssteuerung. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass jeder des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 ein Amplitudensteuerungssystem ähnlich jenem, das hier unter Bezugnahme auf den FM-DAC 1300 beschrieben ist, wie in 13 dargestellt, implementiert. Insbesondere kann jeder des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 konfiguriert sein, die Amplitude oder Gewichtung zu steuern, die bei jedem eines Satzes phasenverschobener Signale, die durch den DLL erzeugt werden, innerhalb jedes entsprechenden Phasenerzeugungsblocks 1620.1, 1620.2 angewendet wird, sodass das kombinierte Signal am Ausgangsknoten 1611 (U(t) + V(t)) bei einer gewünschten Frequenz und Phase erzeugt wird.
Dazu kann jeder der Phasenerzeugungsblöcke 1620.1, 1620.2 Sätze phasenverschobener Signale erzeugen, die notwendig sind, um Frequenzmultiplikation sicherzustellen. Diese phasenverschobenen Signale werden dann über das DFE 1606 gewichtet, sodass die gewünschten phasenverschobenen Signale ein gewünschtes Hochfrequenzsignal am Ausgangsknoten 1611 erzeugen. Aspekte weisen auf, dass das DFE 1606 Amplitudengewichtung der phasenverschobenen Signale unter Verwendung jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von Hardware-Komponenten durchführt, um Steuerung eines Betriebszustands jeder geeigneten Anzahl N von Amplitudensteuerungselementen 1609.1-1609.N (d.h. Amplitudensteuerschaltkreis) zu erleichtern, wie unten ausführlicher besprochen. Zum Beispiel kann das DFE 1606 einen oder mehrere Prozessoren (z.B. Basisbandprozessoren, Digitalsignalprozessoren usw.), Digitaltreiberschaltkreise usw. aufweisen, die an Busse 1607.1 und 1607.2 gekoppelt sind, wie in 16 dargestellt.
Die Busse 1607.1 und 1607.2 können Signaldaten (z.B. digitale Datensignale) in der Form eines digitalen Codeworts tragen, sodass der Zustand jedes Steuerelements 1609 gesteuert wird. Insbesondere kann der Betriebsmodus jedes Steuerelements 1609.1-1609.N von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Ausgangsmodus geändert werden. In dem Beispiel, das in 16 dargestellt ist, sind die Steuerelemente 1609.1-1609.N als NUND-Gates implementiert, obwohl jede geeigneten Art von logischem Gate oder anderem Steuerelement in verschiedenen Aspekten implementiert sein kann. In dem NUND-Gate Beispiel, das in 16 dargestellt ist, ist der Eingang jedes NUND-Gates an eine digitale Steuerleitung von dem passenden Bus 1607.1 oder 1607.2 gekoppelt. Das DFE 1606 kann dann die digitale Steuerleitung zu einem gewünschten Spannungswert in Übereinstimmung mit einem digitalen Codewort antreiben, um die Steuerelemente 1609.1-1609.N entweder in einen Schaltmodus oder einen DC-fixierten Betriebsmodus zu bringen. Aspekte weisen auf, dass, für jedes Steuerelement 1609.1-1609.N, das in einen Schaltmodus gebracht ist, die entsprechenden phasenverschobenen gekoppelten Signale über kapazitive Kopplung addiert werden. Die summierte Spannung von jedem dieser Signale kann basierend auf dem Verhältnis von Kondensatorwerten innerhalb des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 berechnet werden, die in einem geschalteten Modus arbeiten, gegenüber jenen, die in einem fixierten DC-Modus arbeiten, wie hier unter Bezugnahme auf die polaren FM-RFDACs besprochen, die in 12-15 dargestellt sind. Zum Beispiel kann die Quadratur-Architektur mit einer ähnlichen Kondensatorbankimplementierung wie die polare Architektur implementiert werden, die hier unter Bezugnahme auf 11-15 besprochen ist. Des Weiteren weisen, ähnlich dem Betrieb der hier besprochenen polaren Senderaspekte, Aspekte des Quadratur-Senders, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, auf, dass das resonante Anpassungsnetzwerk 1612 (z.B. ein abstimmbares LC-Netzwerk) mit den Kondensatoren resoniert, die mit dem U FM-RFDAC 1610.1 und dem V FM-RFDAC 1610.2 verknüpft sind, wenn die Steuerelemente 1609.1-1609.N in einem geschalteten Modus arbeiten.
Infolgedessen werden die phasenverschobenen Signale, die durch jeden des U FM-RFDAC 1610.1 und des V FM-RFDAC 1610.2 erzeugt werden, an dem Ausgangsknoten 1611 gewichtet und kombiniert, um ein Hochfrequenzsignal (z.B. ein mm-Wellen-Signal) zu erzeugen. Aspekte weisen auf, dass die phasenverschobenen Signale, wenn an das resonante Anpassungsnetzwerk 1612 gekoppelt, Frequenzmultiplikation infolge der konstruktiven Addition jedes der gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Signale erzeugen. Auf diese Weise wird ein Ausgangssignal höherer Frequenz (z.B. bei mm-Wellenfrequenzen) erzeugt. Dieses Ausgangssignal höherer Frequenz ist wiederum an ein phasengesteuertes Array-Antennenelement über zum Beispiel den externen Leistungsverstärker 1614 gekoppelt, wie in 16 dargestellt, während andere Harmonische (aufweisend die Eingangsgrundfrequenz) gedämpft werden.
20 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. In verschiedenen Aspekten kann Vorrichtung 2000 als jede geeignete Art von Vorrichtung implementiert werden, die konfiguriert ist, drahtlose Signale in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von Kommunikationsprotokollen zu senden und/oder zu empfangen. Beispielsweise kann die Vorrichtung 2000 als ein Benutzergerät (UE) wie ein Mobiltelefon, Tablet, Laptop Computer usw. implementiert sein. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 2000 als ein Zugangspunkt oder eine Basisstation implementiert sein. Die Vorrichtung 2000 kann einen oder mehrere Aspekte wie hier beschrieben implementieren, um Senden drahtloser Signale in Übereinstimmung mit einer bestimmten Frequenz oder einem Band von Frequenzen, wie mm-Wellenfrequenzen zu erleichtern, wie zum Beispiel unten näher beschrieben.
In einem Aspekt kann die Vorrichtung 2000 Verarbeitungsschaltkreis 2002, einen Speicher 2004 und jede geeignete Anzahl K von Sendeketten 2012.1-2012.K aufweisen, die jeweils an eine oder mehrere entsprechende Antennen 2014.1-2014.N gekoppelt sind. Die in 20 dargestellten Komponenten sind für eine einfach Erklärung bereitgestellt und Aspekte weisen auf, dass Vorrichtung 2000 zusätzliche, weniger oder alternative Komponenten zu jenen aufweist, die in 20 dargestellt sind. Zum Beispiel kann Vorrichtung 2000 eine oder mehrere Leistungsquellen, Anzeigeschnittstellen, periphere Vorrichtungen, Anschlüsse usw. aufweisen. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 2000 ferner einen oder mehrere Empfänger aufweisen oder die Sendeketten 2012.1-2012.K können alternativ als Sender/Empfänger implementiert sein, die imstande sind, drahtlose Signale über Antennen 2014.1-2014.K zu empfangen und zu senden.
In einem Aspekt können die verschiedenen Komponenten von Vorrichtung 2000 mit Funktionalität identifiziert werden, die ferner hier unter Bezugnahme auf die Erzeugung frequenzmultiplizierter Signale zur Verwendung in einem phasengesteuerten Antennen-Arraysystem beschrieben sind um Strahlformung für Quadratur-basierte Sender zu erleichtern. Zum Beispiel kann die drahtlose Vorrichtung 2000 konfiguriert sein, frequenzmultiplizierte Signale, die modulierte Daten aufweisen, über Sendeketten 2012.1-2012.K zu erzeugen, die drahtlos über gekoppelte Antennen 2014.1-2014.K bei mm-Welle oder anderen geeigneten Frequenzen gesendet werden. Jede der Sendeketten 2012.1-2012.K kann mit einer entsprechenden der Sendeketten identifiziert werden, die zum Beispiel unter Bezugnahme auf Senderdesign 1600, wie in 16 dargestellt, besprochen wurden. Daher kann jede entsprechende der Sendeketten 2012.1-2012.K mit der Funktionalität identifiziert werden, die mit dem Takterzeugungsblock 1602, dem U FM-RFDAC 1610.1, dem V FM-RFDAC 1610.2, dem DFE 1606 usw. verknüpft ist, wie in 16 dargestellt. In verschiedenen Aspekten können die Sendeketten 2012.1-2012.K jede geeignete Anzahl und Art von Komponenten aufweisen, um modulierte frequenzmultiplizierte Signale aus einem Eingangssignal zu erzeugen, das eine subvielfache oder subharmonische Frequenz des frequenzmultiplizierten Signals, wie hier besprochen, ist.
Dazu kann Verarbeitungsschaltkreis 2002 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Computerprozessoren, konfiguriert sein, die Steuerung der Vorrichtung 2000 erleichtern können, wie hier besprochen. In manchen Aspekten kann Verarbeitungsschaltkreis 2002 mit einem Basisbandprozessor (oder geeigneten Abschnitten davon) identifiziert werden, der durch die Vorrichtung 2000 implementiert ist. In anderen Aspekten kann der Verarbeitungsschaltkreis 2002 mit einem oder mehreren Prozessoren identifiziert werden, die durch die Vorrichtung 2000 implementiert sind, die von dem Basisbandprozessor getrennt sind (z.B. ein oder mehrere Digitalsignalprozessoren). In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2002 konfiguriert ist, Anweisungen auszuführen, um arithmetische, logische und/oder Eingangs-/Ausgangs- (I/O) Operationen durchzuführen und/oder den Betrieb einer oder mehrerer Komponenten der Vorrichtung 2000 zu steuern. Zum Beispiel kann der Verarbeitungsschaltkreis 2002 einen oder mehrere Mikroprozessoren, Speicherregister, Puffer, Takte usw. aufweisen. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2002 mit Funktionen, die mit dem Speicher 2004 und/oder den Sendeketten 2012.1-2012.K verknüpft sind, kommuniziert und/oder diese steuert. Dies kann zum Beispiel Steuern und/oder Vermitteln von Sende- und/oder Empfangsfunktionen der Vorrichtung 2000, Durchführen einer oder mehrerer Basisbandverarbeitungsfunktionen (z.B. Medienzugriffssteuerung (MAC), Codieren/Decodieren, Modulation/Demodulation, Datensymbolabbildung, Fehlerkorrektur usw.) aufweisen.
In einem Aspekt speichert der Speicher 2004 Daten und/oder Anweisungen, sodass, wenn die Anweisungen durch den Verarbeitungsschaltkreis 2002 ausgeführt werden, der Verarbeitungsschaltkreis 2002 die verschiedenen hier beschriebenen Funktionen durchführt. Der Speicher 2004 kann als ein allgemein bekannter flüchtiger und/oder nicht flüchtiger Speicher implementiert sein, aufweisend zum Beispiel Nur-Lese-Speicher (ROM), Direktzugriffsspeicher (RAM), Flash-Speicher, ein magnetisches Speichermedium, eine Bildplatte, einen löschbaren programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM), programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM) usw. Der Speicher 2004 kann nicht entfernbar, entfernbar oder eine Kombination von beiden sein.
Zum Beispiel kann der Speicher 2004 als ein nicht transitorisches computerlesbares Medium implementiert sein, das eine oder mehrere ausführbare Anweisungen speichert, wie zum Beispiel Logik, Algorithmen, Code usw. Wie unten ausführlicher besprochen, sind die Anweisungen, Logik, Code usw., die im Speicher 2004 gespeichert sind, durch die verschiedenen Module dargestellt, wie in 20 dargestellt, die ermöglichen, dass die hier offenbarten Aspekte funktionell umgesetzt werden. Die Module, die in 20 dargestellt sind, sind zur einfachen Erklärung in Bezug auf die funktionelle Verknüpfung zwischen Hardware- und Software-Komponenten bereitgestellt. Somit weisen Aspekte auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2002 die Anweisungen, die in diesen entsprechenden Modulen gespeichert sind, in Verbindung mit einer oder mehreren Hardware-Komponenten ausführt, um die verschiedenen Funktionen in Verknüpfung mit den Aspekten, wie hier weiter besprochen, durchzuführen.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die im Phasensteuermodul 2008 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Verarbeitungsschaltkreis 2002 verschiedene Funktionen erleichtern. Diese Funktionen können zum Beispiel die Identifizierung einer geeigneten Oktantenabbildung für Vektoren U(t) und V(t) für einen bestimmten Datenpunkt erleichtern, der mit komplexen I/Q-Daten verknüpft ist, wie hier unter Bezugnahme auf 16-19 besprochen. Gemäß solchen Aspekten können die ausführbaren Anweisungen, die im Phasensteuermodul 2008 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Verarbeitungsschaltkreis 2002 die Auswahl einer passenden Phasenverschiebung des Taktsignals 1602.2 über die Phasenverschiebungsblöcke 1602.3, 1602.4 erleichtern. Dies kann zum Beispiel erleichtert werden, indem das DFE 1606 die passenden Signale über die Datenleitungen 1603.1, 1603.2 sendet. In einem Aspekt können die passenden Signale basierend auf einer geeigneten Berechnung in Übereinstimmung mit dem passenden identifizierten Oktanten, wie zum Beispiel einer Nachschlagtabelle, ausgewählt werden.
Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels können die ausführbaren Anweisungen, die im Phasensteuermodul 2008 gespeichert sind, die Erzeugung phasenverschobener Signale durch jeden Phasenerzeugungsblock erleichtern, der mit jedem U und V FM-RFDAC verknüpft ist, der durch jede der Sendeketten 2012.1-2012.K implementiert ist. Zum Beispiel können Anweisungen, die im Phasensteuermodul gespeichert sind, die Erzeugung von Phasen durch die Phasenerzeugungsblöcke 1620.1, 1620.2 erleichtern, wie in 16 dargestellt. Somit ermöglicht Phasensteuermodul 2008 die Erzeugung eines spezifischen Satzes phasenverschobener Signale, um Frequenzmultiplikation sicherzustellen, wodurch ein Signal für jede Sendekette 2012.1-2012.K mit einer gewünschten Phase und Frequenz erzeugt wird.
Dazu stellt das Phasensteuermodul 2008 sicher, dass Phasenerzeugungsblock für jede Sendekette 2012.1-2012.K die passenden phasenverschobenen Signale bereitstellt, um Frequenzmultiplikation bei den gewünschten Phasen relativ zu jeder anderen für jede von Sendeketten 2012.1-2012.K bereitzustellen. In einem Aspekt kann das Phasensteuermodul 2008 Anweisungen aufweisen, wie gewisse Frequenzen und Phasen aus subvielfachen (z.B. sub-harmonischen) Frequenz-Phase-Kombinationen erzeugt werden. Zum Beispiel können ausführbare Anweisungen, die im Phasensteuermodul 2008 gespeichert sind, eine Nachschlagtabelle und/oder Anweisungen bezüglich Berechnungen aufweisen, die durchzuführen sind, um einen spezifischen Satz von Phasen zu bestimmen, die, wenn über den entsprechenden U und V FM-RFDAC für jede Sendekette 2012.1-2012.K kombiniert und multipliziert, ein gewünschtes Hochfrequenzsignal erzeugen.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 2010 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Verarbeitungsschaltkreis 2002, Bereitstellung einer Amplitudengewichtung der phasenverschobenen Signale durch den Phasenerzeugungsblock erleichtern, der mit jedem U und V FM-RFDAC verknüpft ist, der mit jeder der Sendeketten 2012.1-2012.K verknüpft ist, wie hier unter Bezugnahme auf 16 besprochen. Zum Beispiel können die ausführbaren Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 2010 gespeichert sind, die Funktionalität bereitstellen, die mit dem DFE 1606 verknüpft ist, wie in 16 dargestellt. Somit gibt Amplitudensteuermodul 2010 frei, welches der einzelnen Steuerelemente 1609.1-1609.N, für einen bestimmten Satz phasenverschobener Signale, in einen Schaltmodus gebracht werden und welche in einen fixierten DC-Betriebsmodus gebracht werden. Wieder ermöglicht dabei das Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltungsbetriebene Steuerelemente gekoppelt sind, gegenüber fixierten DC-betriebenen Steuerelementen die Steuerung des Grades einer Spannungsaddition innerhalb jedes Satzes von U und V FM-RFDACs, was zu dem gewünschten Grad an Amplitudengewichtung für jedes der phasenverschobenen Signale für jede Sendekette 2012.1-2012.K führt.
In einem Aspekt kann Amplitudensteuermodul 2010 Anweisungen aufweisen, welche spezifischen Sätze von Steuerelementen basierend auf einem gewünschten Endergebnis, d.h. der gewünschten Gewichtung für die phasenverschobenen Signale, entweder in einen Schaltmodus oder einen fixierten DC-Betriebsmodus gebracht werden sollten. Zum Beispiel können ausführbare Anweisungen, die in Amplitudensteuermodul 2010 gespeichert sind, eine Nachschlagtabelle und/oder Anweisungen bezüglich Berechnungen aufweisen, die durchzuführen sind, um einen spezifischen Satz von Steuerelementzustandskombinationen zu bestimmen, die ein gewünschtes frequenzmultipliziertes Signal über den entsprechenden U und V FM-RFDAC für jede Sendekette 2012.1-2012.K erzeugen. Diese Steuerelementzustandskombinationen können dann durch die digitalen Datensignale erreicht werden, die zum Beispiel mit den digitalen Codewörtern verknüpft sind, die an den Bussen 1607.1, 1607.2 angewendet werden.
Diese Anweisungen erlauben daher, dass jede der entsprechenden Sendeketten 2012.1-2012.K die frequenzmultiplizierten Signale nach Bedarf amplitudenmoduliert, was, in Übereinstimmung mit der Phasenverschiebung, die durch das Phasensteuermodul 2008 bereitgestellt wird, Hochfrequenzstrahlformungssteuerung erleichtert. Und da jede Sendekette 2012.1-2012.K auf diese Weise unabhängig gesteuerte Hochfrequenzsignale erzeugen kann, kann jede Sendekette eine unabhängig gesteuerte Phasenverschiebung und Amplitudengewichtung relativ zu einer anderen aufweisen, die für Strahlformungsanwendungen bei hohen Frequenzen (z.B. mm-Wellenfrequenzen) geeignet ist. Das heißt, die gewichtete Kombination der phasenverschobenen Signale, die über den entsprechenden U und V FM-RFDAC für jede Sendekette 2012.1-2012.K erzeugt und kombiniert werden, kann erleichtern, dass das (Hochfrequenz-) Ausgangssignal, das durch jede der Sendeketten 2012.1-2012.K erzeugt wird, in Bezug zueinander phasenverschoben sind und/oder eine verschiedene Gewichtung, Amplitude oder Größe in Bezug zueinander haben.
Abschnitt IV - REKONFIGURIERBARER HYBRIDER DIGITALER FUNKEMPFÄNGER
Die in diesem Abschnitt beschriebenen Aspekte beziehen sich im Allgemeinen auf Sender/Empfänger und insbesondere auf Empfängerdesigns, die dynamisch rekonfigurierbare digitale hybride Strahlformung implementieren.
Moderne Empfängerdesigns, die digitale Strahlformung implementieren, erlauben gleichzeitige Abtastung aller Richtungen und/oder gleichzeitige, schnelle Strahlerfassung und -verfolgung und Blockernullstellung. Solche Architekturen erfordern jedoch typischerweise Replikation eines digitalen Frontends (DFE), von Analog/Digital-Wandlern (ADCs), Basisbandfiltern und Mischer/Lokaloszillator (LO) für jede Antenne in dem Strahlformungs-Array. Infolgedessen werden die Vorteile, die durch digitale Strahlformungslösungen erzielt werden, durch den großen Leistungsmehraufwand aufgehoben, der mit diesen oben angeführten Komponenten verknüpft ist, wie auch die Verarbeitungsleistung, die notwendig ist, um digitale Strahlformung zu erleichtern. Zusätzlich kann für viele Anwendungsfälle die Benutzergerät (UE)-Hardware nur einen einzigen Strahl benötigen, was manche der oben erwähnten Vorteile digitaler Strahlformung ausgleicht.
Wie hier besprochen, können Sender/Empfängerdesigns phasengesteuerte Arrays oder Antennen-Array-Schaltkreisanordnungen implementieren, um Strahlformung zur Anpassung an Kanalbedingungen zu erleichtern. Wieder waren aktuelle Designs entweder auf digitale oder analoge Strahlformung in Übereinstimmung mit solchen Systemen gerichtet und haben mehrere Nachteile, die sich auf spezielle Hochfrequenzsignalbehandlung (z.B. Verkabelung) und Verstärkungskompensation für zusätzliche Komponenten beziehen, um Arbeitsleistungsverschlechterung zu vermeiden.
Wie oben festgehalten wurde, replizieren herkömmliche digitale Strahlformungslösungen DFE, ADC, Basisbandfilter und Mischer/LO für jede Antenne. Dabei leiden digitale Strahlformungslösungen an sehr hohem Leistungsverbrauch. Andererseits wurden analoge Strahlformungslösungen vorgeschlagen, die den oben erwähnten Leistungsmehraufwand der zusätzlichen Blöcke nicht haben (d.h. DFE, ADCs, Basisbandfilter und Mischer/LO für jede Antenne). Analoge Strahlformung hat jedoch dahingehend Nachteile, dass nur eine Richtung zu einem Zeitpunkt abgetastet werden kann, Verlust aufgrund der Phasenverschieberimplementierung entsteht und eine große Fläche erforderlich ist, um eine große Anzahl von passiven Komponenten aufzunehmen.
Hybride digitale Strahlformungslösungen kombinieren mehrere (aber nicht alle) Empfangsketten für jeden ADC. Infolgedessen verliert hybride digitale Strahlformung manche der Vorteile einer Abtastung in allen Richtungen. Überdies erfordern solche Lösungen Phasenverschieber auf jeder Kette, wodurch dieselben Verlust-Penalty wie bei analogen Strahlformungslösungen entsteht.
Daher sind zur Behandlung der Probleme, die in herkömmlichen digitalen, analogen und hybriden digitalen Strahlformungslösungen vorliegen, die in diesem Abschnitt offenbarten Aspekte der Offenbarung auf Empfängerimplementierungen gerichtet, die hybride digitale Strahlformung nutzen, die dynamisch rekonfiguriert werden kann. In den Aspekten, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, erlaubt die Verwendung dynamischer Strahlformung einem Empfänger, zwischen verschiedenen Arten von Strahlformungsmodi oder -zuständen umzuschalten, wie vollständig analog, vollständig digital oder eine hybride Kombination von sowohl analog als auch digital. In den hier beschriebenen Aspekten können sowohl digitale als auch analoge Strahlformungsmodi simultan und/oder gleichzeitig durchgeführt werden, wie unten ausführlicher besprochen. Die dynamischen hier beschriebenen Rekonfigurationsaspekte erlauben einem Empfänger, zwischen beliebigen dieser Betriebsmodi im Flug in Reaktion auf verschiedene Kanalbedingungen umzuschalten, um Leistungsbedarf zu erfüllen, usw. Wie unten ausführlicher besprochen, weisen als Teil dieser dynamischen Rekonfiguration Aspekte auf, dass die hybride digitale Strahlformung die Merkmale digitaler Strahlformung nutzt, während sie rekonfiguriert ist, um in einem Zustand mit niedrigerem Leistungsverbrauch anderen Betrieb zu arbeiten.
Zum Beispiel wurden in den hier in Bezug auf 1-10 besprochenen Aspekten, Techniken offenbart, um Quadratur-LO auf einer Pro-Empfängerkette-Basis zu erzeugen. Die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, nutzen ferner solche Techniken, sodass die LO-Phasenverschiebung in einer Weise implementiert ist, die keinen zusätzlichen Mehraufwand (z.B. Schaltungskomponenten, Fläche und Leistungsverbrauch) in Bezug auf LO-Verteilung mit sich bringt. Insbesondere nutzen die hier beschriebenen Aspekte die Verwendung des pro-Kette Quadratur-LO, um ein Basisbandumschaltungs- und Rekonfigurationsschema bereitzustellen, das dynamische Strahlformungsrekonfigurationen ermöglicht, um jederzeit digitale Strahlformung, analoge Strahlformung oder eine Kombination von beiden innerhalb eines Sender/Empfänger-Slice-Satzes zu unterstützen. Des Weiteren erlaubt die Verwendung einer LO-Quadratur-Erzeugung pro Kette, dass eine Phasenverschiebung ohne Mehraufwand freigegeben oder gesperrt wird. Zusätzlich implementieren die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, auch Umschalten in dem Basisband, um die Summierung von Mischerausgängen in einen einzelnen ADC zu erleichtern, oder damit jede Empfängerkette einen aktiven ADC hat, abhängig von den spezifischen Systemanforderungen zu dem Zeitpunkt.
Die hier offenbarten digitalen hybriden Aspekte ermöglichen eine schnelle Strahlerfassung und -verfolgung wie auch Nullsetzungsstörer, die insbesondere für einen Betrieb im 5G/mm-Wellen-Frequenzband vorteilhaft sein können. Des Weiteren, um drahtlose 5G Kommunikation in mobilen Vorrichtungen zu ermöglichen, ist es wichtig, einen sehr niederen Leistungsverbrauch zu haben. Die Aspekte, die in diesem Abschnitt in Bezug auf die digitalen hybriden Strahlformungslösungen beschrieben sind, erlauben vorteilhaft die simultane Umsetzung sowohl einer schnellen Strahlerfassung, Verfolgung als auch von Nullsetzungsstörern, während wenig Leistung verbraucht wird.
21 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Hybrid-Empfängerdesigns gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie hier näher besprochen, weisen Aspekte auf, dass das Empfängerdesign 2100 als ein Abschnitt eines gesamten Empfängers oder Sender/Empfängers implementiert ist, in dem mehrere Komponenten der Kürze und einfachen Erklärung wegen fehlen. In einem Aspekt weist das Empfängerdesign 2100 ein gemeinsames oder allgemeines DFE 2102 auf, das an jede geeignete Anzahl N von digitalen Sender/Empfänger-„Slices“ oder „Abschnitte“ 2104.1-2104.N gekoppelt ist. Das in 21 dargestellte Empfängerdesign 2100 veranschaulicht der Kürze wegen das gemeinsame DFE 2102, das an nur eines der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104 gekoppelt ist. Jedoch weisen Aspekte auf, dass das gemeinsame DFE 2102 an jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N über jede geeignete Anzahl und/oder Art von verdrahteten oder drahtlosen Verbindungen gekoppelt ist, die verdrahtete Busse aufweisen können, die konfiguriert sind, digitale Basisbanddatenströme zu und von den digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N zu tragen.
In jedem Fall kann das DFE 2102 jede geeignete Anzahl und/oder Art von Komponenten aufweisen, die konfiguriert sind, Funktionen durchzuführen, von welchen bekannt ist, dass sie mit digitalen Frontends verknüpft sind. Zum Beispiel kann das DFE 2102 als Verarbeitungsschaltkreis, Abschnitte von Verarbeitungsschaltkreis, eine oder mehrere Abschnitte eines On-Board-Chips mit zweckbestimmter digitaler Frontend-Funktionalität (z.B. ein Digitalsignalprozessor) usw. implementiert sein. Zum Beispiel kann das DFE 2102 digitale Basisbanddaten für jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N zur Sendung über eine entsprechend gekoppelte Antenne bereitstellen, wie unten ausführlicher besprochen.
Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels kann das DFE 2102 Empfang digitaler Basisbanddaten von jedem der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N erleichtern, die verarbeitet werden können, um Daten wiederzugewinnen, die in drahtlosen Datenübertragungen enthalten sind. Dazu kann das DFE 2102 mit Dezimatoren und Komponenten implementiert sein, die geeignet sind, rekonfigurierbare Berechnung durchzuführen (z.B. eine virtuelle rekonfigurierbare Schaltung (VRC)), wie auch einen Verarbeitungsschaltkreis, der konfiguriert ist, Empfangsbeeinträchtigungskorrektur wie DC-Versatzkorrektur, IQ-Ungleichgewichtskorrektur und ADC-Verzerrung durchzuführen. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann das DFE 2102 ferner Nachbarkanalunterdrückungs-(ACR) Filterung, digitale Empfängerverstärkungssteuerung (DGC), Abwärtsabtasten usw. durchführen.
Zur Bereitstellung weiterer zusätzlicher Beispiele kann das DFE 2102 Sendung von digitalen Basisbanddaten über jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N erleichtern. Dazu kann das DFE 2102 mit Interpolatoren und einer VRC implementiert sein, die an jedes digitale Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N gekoppelt sind. Des Weiteren kann das DFE 2102 andere Komponenten aufweisen, die mit Datenübertragung verknüpft sind, wie beispielsweise Senderbeeinträchtigungskorrektur wie LO-Korrektur, IQ-Ungleichgewicht, digitale Vorverzerrung- (DPD) Berechnung, Korrekturfaktor (CF)-Berechnung und Präemphase (pre. emp.)-Berechnung. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann das DFE 2102 Sender-DGC, Aufwärtsabtastung, Nulldurchgangsdetektionsalgorithmen, Phasenmodulation usw. erleichtern.
Zusätzliche Aspekte weisen auf, dass das DFE 2102 mit Komponenten implementiert ist, die geeignet sind, Strahlverwaltung, digitale Blockerunterdrückung, Messungen eines Indikators der empfangenen Signalstärke (RSSI), DPD und Kalibrierungsbeschleuniger, Testsignalerzeugung usw. durchzuführen.
In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass das DFE 2102 selektiv spezifische Funktionen basierend auf dem Betriebsmodus des Empfängerdesigns 2100 durchführt. Insbesondere und wie unten ausführlicher besprochen, kann das DFE 2102 dynamisch in Verbindung mit den digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N arbeiten, um digitale oder analoge Strahlformung zu einem bestimmten Zeitpunkt basierend auf dem Betriebsmodus der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N zu erleichtern.
In einem Aspekt kann das Empfängerdesign 2100 digitalen Phasenregelkreis-Schaltkreis (DPLL) 2150 aufweisen, der funktionell mit den PLL 202, DPLL 1202 und DPLL 1602.1, wie hier unter Bezugnahme auf 2, 12 bzw. 16 besprochen, identisch sein kann oder mit diesen identifiziert werden kann. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass der DPLL 2150 ein Taktsignal 2151 erzeugt, das zu dem Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106 und Phasenerzeugungsschaltkreis 2108 verteilt wird. Daher weisen Aspekte auf, dass der Phasenerzeugungsschaltkreis 2108 beispielsweise mit dem Phasenauswahlblock 1306, wie in 13 dargestellt, oder den Phasenerzeugungsblöcken 1620.1, 1620.2, wie in 16 dargestellt, identifiziert wird, abhängig von der besonderen Implementierung des FM-RFDAC 2112. Mit anderen Worten weisen Aspekte auf, dass der FM-RFDAC 2110 zum Beispiel mit den FM-RFDACs 1210, wie in 12 dargestellt, oder den U und V RF-RFDACs 1610, wie in 16 dargestellt, identifiziert wird. In anderen Aspekten kann der FM-RFDAC 2112 als jedes bekannte RFDAC-Design implementiert sein. In jedem Fall kann der Phasenerzeugungsschaltkreis 2108 zusätzliche Komponenten aufweisen, die in 21 der Kürze wegen nicht dargestellt sind (z.B. DTC 1204 und Block 1208, wie in 12 dargestellt, Phasenverschiebungsblöcke 1602.3 und 1602.4, wie in 16 dargestellt, usw.).
Wieder weist das Empfängerdesign 2100 jede geeignete Anzahl N von Sender/Empfänger-Slices 2104 auf. In einem Aspekt hat jedes der Sender/Empfänger-Slices 2104 einen separaten Sende- und Empfangspfad. Der Kürze und einfachen Erklärung wegen, ist jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 in den Figuren in diesem Abschnitt an eine einzelne entsprechende Antenne gekoppelt dargestellt. In verschiedenen Aspekten jedoch kann jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 an jede geeignete Anzahl von Antennen, rauscharmen Verstärkern usw., in jeder geeigneten Konfiguration gekoppelt sein, um Senden und Empfangen von Daten in Übereinstimmung mit einer phasengesteuerten Antennenarchitektur zu erleichtern.
Mit anhaltender Bezugnahme auf 21 kann das Sender/Empfänger-Slice 2104.N für jedes der Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N repräsentativ sein und einen Sendepfad implementieren, der ein TX-Slice DFE 2110 aufweist, das an den FM-RFDAC 2112 gekoppelt ist. Der FM-RFDAC 2112 ist wiederum an eine Antenne N über die Schaltkomponente 2114 gekoppelt, die jede geeignete Art von Komponente(en) darstellen kann, um TX- und RX-Modusumschaltung zu erleichtern. In einem Aspekt kann der Sendepfad jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 ein TX-Slice DFE 2110 aufweisen, das dazu dient, zusätzliche DFE-Funktionalität auf einer Pro-Sendekette-Basis bereitzustellen (d.h. ein separates TX DFE 2110 kann für jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 implementiert sein). Die zusätzliche DFE-Funktionalität weist zum Beispiel Interpolation, digitale Vorverzerrung, I/Q-Kompensation und Verstärkungssteuerung usw. auf.
Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 auch einen Empfangspfad aufweist, der an die Schaltkomponente 2114 gekoppelt ist, die ausführlicher in Bezug auf das Sender/Empfänger-Slice 2104.N dargestellt und unten ausführlicher besprochen ist. Zum Beispiel kann der Empfangspfad einen oder mehrere Verstärker 2116, Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106, einen weiteren Mischer 2118, I/Q ADC und Basisbandfilterschaltkreis 2120 und ein RX-Slice DFE 2122 aufweisen. Wieder weisen Aspekte auf, dass jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 einen separaten Empfangspfad implementiert, von welchen jeder Komponenten ähnlich jenen hat, die durch das Sender/Empfänger-Slice 2104.N dargestellt sind, wie in 21 dargestellt. Somit weisen Aspekte ferner auf, dass jede der Komponenten, die mit dem Empfangspfad verknüpft ist, unabhängig auf einer Pro-Empfangskette-Basis gesteuert wird (d.h. jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 kann einen Empfangspfad mit Komponenten haben, die separat voneinander gesteuert werden).
Zur Erleichterung der hier beschriebenen Aspekte, kann der Frequenzmultiplikatorschaltkreis 2106 dazu dienen, Quadratur-LO-Signale innerhalb des Empfangspfads jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 bereitzustellen. In einem Aspekt kann der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106 mit den LO-Erzeugungseinheiten 204, wie in 2 dargestellt, identifiziert werden oder aber im Wesentlichen wie diese funktionieren. Zum Beispiel, wie in 2 dargestellt, sind die LOG-Einheiten 204.1-204.K mit jeder entsprechenden Empfängerkette RX-1-RX-K verknüpft. In einem Aspekt kann der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106, der mit jedem Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N verknüpft ist, mit jeder separaten LOG-Einheit 204.1-204.K identifiziert werden.
Mit anderen Worten, jedes Sender/Empfänger-Slice 2104 kann konfiguriert sein, separat einen entsprechenden Satz von Quadratur-LO-Signalen unter Verwendung des Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreises 2106 unter Nutzung des LO-Taktsignals 2151 zu erzeugen, das durch den DPLL 2150 erzeugt wird, dessen Frequenz auf eine gewünschte Subharmonische des Quadratur-LO-Ausgangssignale gestellt sein kann, wie hier unter Bezugnahme auf das Empfängerdesign 200 besprochen. Somit kann der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106 zusätzliche Komponenten aufweisen, um eine derartige Erzeugung von Quadratur-LO-Signalen sicherzustellen, die der Kürze wegen in 21 nicht wiedergegeben sind. Beispielsweise kann der Frequenzmultiplikator-/- verschieberschaltkreis 2106 Phasensteuerungsschaltkreis (z.B. Phasensteuerungsblock 208), Amplitudensteuerschaltkreis (z.B. Amplitudensteuerblock 210), einen Verzögerungsregelkreis (z.B. DLL 206.1), Phasenkonfigurationsschaltkreis (z.B. Phasenkonfigurationsschaltkreis 206.2), Amplitudenkonfigurationsschaltkreis (z.B. Amplitudenkonfigurationsschaltkreis 206.3), eine oder mehrere Resonanzlasten (z.B. Resonanzlast 206.4) usw. aufweisen.
Wie unten ausführlicher besprochen, kann der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106 dynamisch Frequenzmultiplikation, Phasenverschiebung oder beide bezüglich der Quadratur-LO-Signale erleichtern, die dem Mischer 2118 bereitgestellt werden, abhängig von dem besonderen Modus von Strahlformung (d.h. digital oder analog), in dem jedes digitale Sender/Empfänger-Slice 2104 aktuell arbeitet. In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass der Mischer 2118 den geeigneten Satz von Quadratur-LO-Signalen zum Abwärtstasten empfangener Signale benutzt, die durch den Verstärker 2116 bereitgestellt werden, um Basisband-I/Q-Signale bereitzustellen und diese Basisband-I/Q-Signale an die I/Q ADCs und den Basisbandfilterschaltkreis 2120 weiterzuleiten. Die I/Q ADCs und der Basisbandfilterschaltkreis 2120 können ferner die digitalen Signale, die in dem Basisband gefiltert wurden, an das RX-Slice DFE 2122 weiterleiten, das im Empfangspfad jedes digitale Sender/Empfänger-Slice 2104 enthalten ist. Das RX-Slice DFE 2122 kann zum Beispiel zum Bereitstellen von DFE-Funktionalitäten, wie Dezimierungsfilter, I/Q-Kompensation und DC-Versatzlöschung usw., auf einer Pro-Empfangskette-Basis dienen.
Zum Beispiel und wie unten ausführlicher unter Bezugnahme auf digitale Strahlformung besprochen, können die I/Q ADCs und der Basisbandfilterschaltkreis 2120, die mit jedem entsprechenden Sender/Empfänger-Slice 2104 verknüpft sind, abwärtsgetastete Daten von dem Ausgang jedes der entsprechenden Mischer 2118 empfangen (d.h. der Mischer, die mit demselben Sender/Empfänger-Slice 2104 verknüpft sind). Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels und wie unten ausführlicher unter Bezugnahme auf analoge Strahlformung besprochen, können die I/Q ADCs und der Basisbandfilterschaltkreis 2120, die mit einem der Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N verknüpft sind, eine Summe von abwärtsgetasteten Daten von jedem der entsprechende Mischer 2118 (d.h. der Mischer, die mit den anderen Sender/Empfänger-Slices 2104 verknüpft sind) empfangen. Auf diese Weise kann durch Steuern der Quadratur-LO-Erzeugung bei jedem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104 jeder digitale Sender/Empfänger-Slice 2104 separat und dynamisch entweder in einen digitalen oder analogen Strahlformungsmodus oder eine Hybrid aus sowohl digitalem als auch analogem Strahlformungsmodus rekonfiguriert werden (z.B. simultan und/oder gleichzeitig), wie unten ausführlicher besprochen.
22 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften hybriden Empfangspfadimplementierung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Das Hybrid-Empfängerdesign 2200, wie in 22 dargestellt, stellt zusätzliches Detail in Bezug auf die Empfängerpfade für jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N bereit, wie in 21 dargestellt. Der Kürze wegen wurden die Komponenten, die mit dem Sendepfad verknüpft sind, in 22 weggelassen und es wird angenommen, dass die Schaltkomponente 2114 in einem Zustand ist, der mit jedem der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104 verknüpft ist, die in einem Empfangsmodus arbeiten. Des Weiteren sind Komponenten, die in 22 dargestellt sind, die gleich jenen in 21 sind, in 22 nicht anders bezeichnet und die Bezugszeichen aus 21 werden, wenn anwendbar, wiederverwendet.
In einem Aspekt kann jeder Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106, der mit jedem entsprechenden digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104 verknüpft ist, digitale Datensteuersignale empfangen, die der Kürze wegen in 21 nicht dargestellt sind. Diese digitalen Datensteuersignale können zum Beispiel eine gewünschte Phasenverschiebung darstellen, die von jedem Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106 an den Taktsignalen 2151 anzuwenden ist, die durch den DPLL 2150 erzeugt werden. Zum Beispiel können die digitalen Datensteuersignale jene sein, die hier unter Bezugnahme auf den Phasensteuerungsblock 208 und/oder den Amplitudensteuerblock 210, abhängig von der besonderen Implementierung, des Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreises besprochen sind.
Wieder kann der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis mit den LO-Erzeugungseinheiten 206, wie in 2 dargestellt, identifiziert werden und somit können die digitalen Datensteuersignale die passenden Datensignale (z.B. Phasensteuerung, Amplitudensteuerung) tragen, um die Erzeugung der gewünschten LO-Signale zu implementieren, wie im vorherigen Abschnitt unter Bezugnahme beispielsweise auf LOG-Einheiten 700 oder 800 besprochen, wie hier unter Bezugnahme auf 7 und 8 besprochen. Daher können die Phasenverschiebungssteuerleitungen sicherstellen, wenn Phasenverschiebung benutzt wird, dass die Quadratur-LO-Signale die richtige Frequenz und Phase verknüpft mit Abwärtswandlung des über jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N empfangenen Signals haben.
Wie in 22 dargestellt, weisen Aspekte auf, dass jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.3 eine entsprechende Schaltkomponente 2202.1-2202.3 implementiert. In verschiedenen Aspekten können Schaltkomponenten 2202.1-2202.3 als jede geeignete Art und/oder Anzahl von Komponenten implementiert sein, die konfiguriert sind, einen Kopplungszustand zwischen jedem der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104 zu steuern, wie in 22 dargestellt. Obwohl in 22 der Kürze wegen nicht dargestellt, kann jede der Schaltkomponenten 2202.1-2202.3 an eine Steuerleitung gekoppelt sein, die als eine oder mehrere verdrahtete und/oder drahtlose Verbindungen implementiert sein kann. Verarbeitungsschaltkreis, der in 22 nicht dargestellt ist, der beispielsweise mit einer oder mehreren Prozessorkomponenten des Empfängerdesigns 2200 verknüpft sein kann, wie hier näher besprochen, kann einen Schaltungszustand jeder entsprechenden Schaltkomponente 2202.1-2202.3 einzeln steuern.
In einem Aspekt weist jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N auch einen entsprechenden Summierungsblock 2204.1-2204.N auf, der unter Verwendung einer geeigneten Art von Schaltkreis, Registern usw. implementiert sein kann, um die Summierung und/oder Kombination von Signalen zu erleichtern, an die jeder Summierungsblock 2204 gekoppelt ist. Somit, wenn jede der Schaltkomponenten 2202.1-2202.3 in dem geschlossenen Zustand ist, werden Mischerausgänge von jedem von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.3 über die Summierungsblöcke 2204.1-2204.N kombiniert und in die I/Q ADCs und den Basisbandfilterschaltkreis 2120 des digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.N eingespeist, wie unter Bezugnahme auf 23 dargestellt und näher besprochen. Wenn jedoch jede der Schaltkomponenten 2202.1-2202.3 in dem offenen Zustand ist, werden die Mischerausgänge von jedem von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.3 getrennt und in die I/Q ADCs und den Basisbandfilterschaltkreis 2120 jedes entsprechenden digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N eingespeist, wie unter Bezugnahme auf 24 dargestellt und näher besprochen ist.
In einem Aspekt können die I/Q ADCs und der Basisbandfilterschaltkreis 2120, die mit jedem entsprechenden digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N verknüpft sind, an eine separate Freigabesteuerleitung (z.B. enable_1, enable 2, enable_3 und enable_4) gekoppelt sein. Diese Steuerleitungen können konfiguriert sein, Datensignale zur separaten Steuerung des Zustands einer oder mehrerer Komponenten zu tragen, die mit den I/Q ADCs und dem Basisbandfilterschaltkreis 2120 verknüpft sind, der mit jedem entsprechenden Sender/Empfänger-Slice 2104 verknüpft ist. Dabei können die eine oder mehreren Komponenten, die mit jedem I/Q ADC und Basisbandfilterschaltkreis 2120 verknüpft sind, als aktiv (d.h. freigegeben) oder inaktiv (d.h. gesperrt) eingestellt werden. Verarbeitungsschaltkreis, in 22 nicht dargestellt, der beispielsweise mit einer oder mehreren Prozessorkomponenten des Empfängerdesigns 2200 verknüpft sein kann, wie hier näher besprochen, kann den Zustand jeder dieser Freigabesteuerleitungen einzeln steuern. Diese Steuerleitungen können beispielsweise auf verschiedene digitale Logikwerte bewertet werden, um die oben angeführten freigegebenen oder gesperrten Zustände auszulösen. In einem Aspekt kann der Zustand der I/Q ADCs und Basisbandfilterschaltkreis 2120 in Verbindung mit den Schaltkomponenten 2202.1-2202.3 basierend auf einem besonderen Strahlformungsbetriebsmodus gesteuert werden, wie unten ausführlicher unter Bezugnahme auf 23 und 24 besprochen ist.
23 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Hybrid-Empfängers, der in einem vollständig analogen Strahlformungsmodus arbeitet, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Das in 23 dargestellte Empfängerdesign 2300 ist mit dem Empfängerdesign 2200, wie in 22 dargestellt, identisch und daher wurden allgemeine Komponenten in 23 zur Klarheit nicht neu nummeriert. Das Empfängerdesign 2300 gibt jedoch an, dass jede der Schaltkomponenten 2202.1-2202.3, wie in 22 dargestellt, in dem geschlossenen Zustand ist, wobei der Mischerausgang jedes digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N mit einem anderen über die Summierungsblöcke 2204.1-2204.N verbunden ist.
Mit anderen Worten, wenn jede der Schaltkomponenten 2202.1-2202.3, wie in 22 dargestellt, in dem geschlossenen Zustand ist, werden die Mischerausgänge von jedem der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.3 über die Summierungsblöcke 2204.1-2204.3 kombiniert und in die I/Q ADCs und den Basisbandfilterschaltkreis 2120 des digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.N eingespeist. Somit kann die in 23 dargestellte Konfiguration mit einem „vollständig“ analogen Strahlformungsmodus identifiziert werden. In einem Aspekt kann die vollständig analoge Strahlformungskonfiguration des Empfängerdesigns 2300 Quadratur-LO-Phasenverschiebung über den Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106 erleichtern, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N verknüpft ist. In dieser Konfiguration wird LO-Phasenverschiebung nicht im RF-Pfad durchgeführt, wodurch vorteilhaft zusätzlicher Verlust verhindert wird.
Mit anhaltender Bezugnahme auf 23, wenn als ein vollständig analoger Strahlformungsmodus-Empfänger konfiguriert, sind I/Q ADCs und Basisbandfilterschaltkreis 2120, die mit jenen digitalen Empfänger-Slices 2104 verknüpft sind, für die die Schaltkomponente 2202 geschlossen wurde, auch gesperrt. Wie zum Beispiel in 23 dargestellt, werden die Freigabesteuerleitungen enable_1, enable_2 und enable_3 in einen logischen Zustand geschaltet oder weisen sonst die entsprechenden I/Q ADCs und den Basisbandfilterschaltkreis 2120 für jedes von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.3 (und ihre entsprechenden RF-Slice-DFEs) an, gesperrt zu werden. Im Gegensatz dazu wird die enable_4 Steuerleitung in einen logischen Zustand geschaltet oder weist sonst die I/Q ADCs und den Basisbandfilterschaltkreis 2120 an, die mit dem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.N verknüpft sind, freigegeben zu werden. Infolgedessen wird für einen vollständig analoge Strahlformungsmodus nur ein ADC freigegeben, während die Schaltkomponenten 2204 geschlossen sind, um jeden Basisband-Mischerausgang zu verbinden.
Aspekte weisen auf, dass jeder der I/Q ADCs und Basisbandfilterschaltkreis 2120 für jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N einem einzigen Strahl innerhalb des Strahlformungsmusters zugewiesen ist. Mit anderen Worten, obwohl jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.3 Daten empfängt, die mit demselben Strahl verknüpft sind, können die empfangenen Daten zu dem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.N kombiniert werden, wenn nur ein einziger Strahl benutzt wird, wodurch es dem Empfänger möglich ist, in einem analogen Strahlformungsmodus zu arbeiten. Da ein ADC typischerweise pro Strahl implementiert ist, ermöglicht dies vorteilhaft einen Niederleistungsmodus, was zum Beispiel besonders nützlich sein kann, wenn ein Strahl für Kommunikationen benötigt wird. Wie unten unter Bezugnahme auf 24 ausführlicher besprochen ist, können die Schalter in Verbindung mit den Freigabesteuerleitungen gesteuert werden, um die Empfängerpfade dynamisch zu rekonfigurieren, um teilweise oder vollständige digitale Strahlformung bereitzustellen.
24 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Hybrid-Empfängers, der in einem vollständig digitalen Strahlformungsmodus arbeitet, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Das in 24 dargestellte Empfängerdesign 2400 ist mit dem Empfängerdesign 2200, wie in 22 dargestellt, identisch und daher wurden allgemeine Komponenten in 24 zur Klarheit nicht neu nummeriert. Das Empfängerdesign 2400 gibt jedoch an, dass jede der Schaltkomponenten 2202.1-2202.3, wie in 22 dargestellt, in dem offenen Zustand ist, wodurch die Mischerausgänge jedes digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N voneinander getrennt sind.
In der Konfiguration, wie in 24 dargestellt, ist der Mischerausgang aus jedem entsprechenden digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N an jeden entsprechenden I/Q ADCs und Basisbandfilterschaltkreis 2120 und anschließend an jedes RX-Slice DFE 2122 gekoppelt. Somit kann die in 24 dargestellte Konfiguration mit einem „vollständig“ digitalen Strahlformungsmodus identifiziert werden, der in Aspekten innerhalb der digitalen Domäne dadurch erleichtert werden kann, dass jede Empfängerkette mit einem ADC und RX DFE-Slice verbunden ist. Unter Bezugnahme auf 21 kann das gemeinsame DFE 2102 die digitalen Datenströme anschließend an Verarbeitung über jedes separate RX DFE 2122 empfangen, das mit jedem entsprechenden digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N verknüpft ist. Insbesondere können die Strahlen unter Verwendung des gemeinsamen DFE 2102 durch Addieren digitaler Phasenrotationen zu jedem empfangenen digitalen Datenstrom erzeugt werden.
Daher weisen Aspekte auf, dass die vollständig digitale Strahlformungskonfiguration, wie in 24 dargestellt, Quadratur-LO-Signale (über den Frequenzmultiplikator-/- verschieberschaltkreis 2106 bereitstellt, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N) verknüpft ist, die gleich in Phase sind. Mit anderen Worten, für vollständig digitale Strahlformungskonfigurationen wird die digitale Strahlformung in dem gemeinsamen DFE 2102 verwaltet und die digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N müssen keine Phasenverschiebung bei den Signalen, die über jedes digitale Sender/Empfänger-Slice 2104 empfangen werden, in Bezug zueinander bereitstellen. Infolge dieser Konfiguration kann der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N verknüpft ist, Frequenzmultiplikationsfunktionalität mit erzeugtem Quadratur-LO bei jedem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104 bereitstellen, aber keine Phasenverschiebung bereitstellen. In einem Aspekt kann das gemeinsame DFE 2102 die digitalen Datenströme von jedem von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N empfangen und digitale Strahlformung in Übereinstimmung mit bekannten Techniken durchführen.
Da die I/Q ADCs und der Basisbandfilterschaltkreis für jedes digitale Sender/Empfänger-Slice 2104 in vollständig digitalen Strahlformungskonfigurationen aktiv sind, ist dieser Modus mit dem höchsten Leistungsverbrauchsmodus verknüpft. Der vollständig digitale Strahlformungsmodus kann jedoch vorteilhaft Merkmale wie schnelle Strahlerfassung und -verfolgung durch simultane Abtastung aller Richtungen erleichtern. Überdies kann vollständig digitale Strahlformung andere wünschenswerte Merkmale wie beispielsweise Nullstellung erleichtern. Insbesondere für digitale Sender/Empfänger-Slices 2104, die konfiguriert sind, digitale Strahlformung durchzuführen (selbst wenn nicht alle digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N auf diese Weise implementiert sind und andere in einen analogen Strahlformungsmodus kombiniert sind), können simultane Kommunikationen über räumliche Kanäle freigegeben werden, da die Strahlen simultane Kommunikationen in mehreren verschiedenen Richtungen und/oder mit verschiedenen Vorrichtungen (z.B. verschiedenen Basisstationen) bereitstellen können. Des Weiteren kann die simultane Verwendung mehrerer Strahlen vorteilhaft räumliches Filtern erlauben, da Richtungen, die dafür bekannt sind, mit Blockersignalen oder anderen Interferenzquellen verknüpft zu sein, rasch identifiziert werden können und dann aktiv gemieden werden können, während Kommunikationen unter Verwendung von Strahlen in anderen Richtungen aufrechterhalten werden.
Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels der Vorteile, die durch die dynamisch rekonfigurierbaren Aspekte bereitgestellt werden, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, kann das hybride digitale Empfängerdesign 2200 in einem UE wie einer mobilen Vorrichtung implementiert sein, die einen einzigen Strahl zur Kommunikationen mit einer Basisstation verwendet. Bei Initialisierung (z.B. wird die Vorrichtung mit Leistung versorgt, nachdem eine Verbindung verloren gegangen ist oder wieder errichtet werden muss usw.), kann das hybride digitale Empfängerdesign 2200 in den vollständig digitalen Strahlformungsmodus gehen, wie in 24 dargestellt. Während des vollständig digitalen Strahlformungsmodus können vier räumliche Strahlen simultan über einem Bereich eines gesamten Raums, der beispielsweise einer Kugel entspricht, oder eines geeigneten Abschnitts davon erfasst werden. Nach Identifizieren, welcher dieser vier Strahlen bevorzugt ist (z.B. die stärkste RSSI, das niedrigste Signal/Rausch-Verhältnis, die höchste Dienstgüte usw.), und der Richtung dieses Strahls, kann dann das hybride digitale Empfängerdesign 2200 in den vollständig analogen Strahlformungsmodus gehen, wie in 23 dargestellt. Während des vollständig analogen Strahlformungsmodus kann die im vollständig digitalen Strahlformungsmodus identifizierte Strahlrichtung unter Verwendung der Quadratur-LO-Phasenverschiebung, die durch den Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis 2106 bereitgestellt ist, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Slice 2104.1-2104.N verknüpft ist, reproduziert werden. Auf diese Weise erreichen die Aspekte des dynamischen und rekonfigurierbaren, hybriden, digitalen Empfängers, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, ein Gleichgewicht zwischen Leistung und Arbeitsleistung zu verschiedenen Zeitpunkten, wodurch jeder optimiert werden kann, wenn dies, basierend auf aktuellen Betriebsbedingungen, am wünschenswertesten ist.
Obwohl der hybride digitale Empfänger dynamisch zwischen den vollständig analogen und vollständig digitalen Aspekten umschalten kann, wie hier beschrieben, sind die Aspekte nicht nur auf diese vollständig digitalen und vollständig analogen Aspekte begrenzt. In anderen Aspekten kann der hybride digitale Empfänger andere Modi dazwischen freigeben. Zum Beispiel können digitale Sender/Empfänger-Slices 2104.1, 2104.2 in einem digitalen Strahlformungsmodus arbeiten, während digitale Sender/Empfänger-Slices 2104.3, 2104.N in einem analogen Strahlformungsmodus arbeiten können. Mit anderen Worten, wenn manche der digitalen Strahlformungsmerkmale gewünscht sind, aber die vollständige Leistungs-Penalty nicht wert sind, weisen Aspekte auf, eine Hälfte (oder anderen geeigneten Abschnitt davon der ADCs (d.h. für jede Empfängerkette) freizugeben und LO-Phasenverschiebung an der anderen Hälfte (oder dem anderen Abschnitt) zu verwenden. Solche Konfigurationen können insbesondere nützlich sein, wenn beispielsweise mehr als ein Strahl benötigt wird (z.B. zwei in dem vorangehenden Beispiel), wobei jeder Strahl einen separaten Satz von Phasenpfaden benutzt.
Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass die Anzahl von ADCs und der mit ihnen verbundenen Empfangsketten dynamisch über Steuerung der Schaltkomponenten 2201 zugeordnet sind. Zur Bereitstellung eines weiteren veranschaulichenden Beispiels kann ein Szenario die Verwendung von zwei separaten Strahlen aufweisen, wobei ein Strahl stark ist (z.B. ein hoher RSSI-Wert) und der andere viel schwächer ist (z.B. eine niedrigerer RSSI-Wert). In diesem Fall kann eine höhere Anzahl von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N dem Strahl mit dem schwächeren Signal durch Schließen der Schaltkomponenten 2201.1-2202.3 zugeordnet werden, wobei den Signalen aus einer größeren Anzahl von Antennenelementen erlaubt wird, summiert zu werden, um die geringere Signalstärke zu kompensieren.
Die Architektur des hybriden digitalen Empfängers, wie in diesem Abschnitt dargestellt und beschrieben, ist nicht auf die Beispiele begrenzt, die in den Figuren dargestellt sind. Beispielsweise weisen Aspekte auf, dass jede geeignete Anzahl von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104 in einer Konfiguration verwendet wird, die dynamische Rekonfiguration zwischen analogen und digitalen Strahlformungsmodi erlaubt. Zum Beispiel kann das hybride digitale Empfängerdesign 2200 modifiziert werden, um weniger oder zusätzliche digitale Sender/Empfänger-Slices 2104 (z.B. 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128 usw.) aufzuweisen. Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels kann jede geeignete Anzahl von verschiedenen Sätzen von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104 innerhalb eines einzigen Empfängerdesigns implementiert sein. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels kann das hybride digitale Empfängerdesign 2200 einen Satz digitaler Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N aufweisen, wie in 22-24 dargestellt, und einen separaten Satz digitaler Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.M (nicht dargestellt), die separat gesteuert werden und die mit dem gemeinsamen DFE 2102 oder einem separaten DFE verbunden sein können. In einem solchen Fall kann die Anzahl N und M digitaler Sender/Empfänger-Slice-Sätze dieselbe oder unterschiedlich sind.
In weiteren zusätzlichen Aspekten kann jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N mehr als einen ADC innerhalb der I/Q ADCs und des Basisbandfilterschaltkreises 2120 aufweisen. Gemäß solchen Aspekten können diese zusätzlichen ADCs zum Beispiel in einem niedrigeren Auflösungsmodus konfiguriert sein, wie zum Beispiel über die Implementierung sukzessiver Näherungs- (SCR) ADCs. Solche Implementierungen können insbesondere vorteilhaft sein, beispielsweise um zu ermöglichen, dass weniger verschachtelte ADCs unter den digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N freigegeben werden, wodurch Leistungsanforderungen weiter verringert werden.
25 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. In verschiedenen Aspekten kann Vorrichtung 2500 als eine geeignete Art von Vorrichtung implementiert sein, die konfiguriert ist, drahtlose Signale in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von Kommunikationsprotokollen zu senden und/oder zu empfangen. Beispielsweise kann die Vorrichtung 2500 als ein Benutzergerät (UE) wie ein Mobiltelefon, Tablet, Laptop Computer usw., implementiert sein. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 2500 als ein Zugangspunkt oder eine Basisstation implementiert sein. Die Vorrichtung 2500 kann eine oder mehrere Aspekte wie hier beschrieben implementieren, um zum Beispiel Sendung drahtloser Signalen in Übereinstimmung mit einer bestimmten Frequenz oder einem Band von Frequenzen, wie mm-Wellenfrequenzen, zu erleichtern, wie hier näher beschrieben ist.
In einem Aspekt kann die Vorrichtung 2500 Verarbeitungsschaltkreis 2502, einen Speicher 2504 und jede geeignete Anzahl N von Sender/Empfänger-Slices oder -Ketten 2512.1-2512.N aufweisen, die jeweils an eine oder mehrere entsprechende Antennen 2514.1-2514.N gekoppelt sind. Die Komponenten, die in 25 dargestellt sind, sind zur einfachen Erklärung bereitgestellt und Aspekte weisen auf, dass Vorrichtung 2500 zusätzliche, weniger oder alternative Komponenten zu jenen aufweist, die in 25 dargestellt sind. Zum Beispiel kann Vorrichtung 2500 eine(n) oder mehrere Leistungsquellen, Anzeigeschnittstellen, periphere Vorrichtungen, Anschlüsse usw. aufweisen
In einem Aspekt können die verschiedenen Komponenten von Vorrichtung 2500 mit Funktionalität identifiziert werden, die hier unter Bezugnahme auf die dynamische Rekonfiguration digitaler und analoger Strahlformungssysteme näher beschrieben ist. Jedes der Sender/Empfänger-Slices 2512.1-2512.N kann mit einem entsprechenden der Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N identifiziert werden, die zum Beispiel unter Bezugnahme auf Empfängerdesign 2200 besprochen sind, wie in 22 dargestellt.
Aspekte weisen auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2502 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Computerprozessoren konfiguriert ist, die Steuerung der Vorrichtung 2500 wie hier besprochen erleichtern können. In manchen Aspekten kann Verarbeitungsschaltkreis 2502 mit einem Basisbandprozessor (oder geeigneten Abschnitten davon) identifiziert werden, der durch die Vorrichtung 2500 implementiert ist. In anderen Aspekten kann der Verarbeitungsschaltkreis 2502 mit einem oder mehreren Prozessoren identifiziert werden, die durch die Vorrichtung 2500 implementiert sind, die von dem Basisbandprozessor getrennt ist (z.B. ein oder mehrere Digitalsignalprozessoren, ein oder mehrere Prozessoren, verknüpft mit einem DFE usw.). In weiteren anderen Aspekten kann die Funktionalität der Vorrichtung 2500 mit jener kombiniert sein, die hier unter Bezugnahme auf Vorrichtung 1000 besprochen ist. Zusätzlich oder alternativ weisen Aspekte auf, dass die verschiedenen hier unter Bezugnahme auf Vorrichtung 2500 besprochenen Funktionen durch eine oder mehrere Komponenten durchgeführt werden, die mit Vorrichtung 1000 verknüpft sind.
In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2502 konfiguriert ist, Anweisungen auszuführen, um arithmetische, logische und/oder Eingangs-/Ausgangs- (I/O) Operationen durchzuführen und/oder um den Betrieb einer oder mehrerer Komponenten der Vorrichtung 2500 zu steuern. Zum Beispiel kann der Verarbeitungsschaltkreis 2502 einen oder mehrere Mikroprozessoren, Speicherregister, Puffer, Takte usw. aufweisen. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass Verarbeitungsschaltkreis 2502 mit Funktionen kommuniziert und/oder diese steuert, die mit dem Speicher 2504 und/oder den Sender/Empfänger-Slices 2512.1-2512.N verknüpft sind. Dies kann zum Beispiel Steuern und/oder Vermitteln von Sende- und/oder Empfangsfunktionen der Vorrichtung 2500, Erleichtern analoger und/oder digitaler Strahlformung, Steuern der Konfiguration der Vorrichtung 2500, um im vollständig digitalen Strahlformungsmodus, vollständig analogen Strahlformungsmodus oder einer Kombination von sowohl digitalem als auch analogen Strahlformungsmodus zu arbeiten, Durchführen einer oder mehrerer Basisbandverarbeitungsfunktionen (z.B. Medienzugriffssteuerung (MAC), Codieren/Decodieren, Modulation/Demodulation, Datensymbolabbildung, Fehlerkorrektur usw.) aufweisen.
In einem Aspekt speichert der Speicher 2504 Daten und/oder Anweisungen, sodass, wenn die Anweisungen durch den Verarbeitungsschaltkreis 2502 ausgeführt werden, der Verarbeitungsschaltkreis 2502 die verschiedenen hier beschriebenen Funktionen durchführt. Der Speicher 2504 kann als ein allgemein bekannter flüchtiger und/oder nicht flüchtiger Speicher implementiert sein, aufweisend zum Beispiel Nur-Lese-Speicher (ROM), Direktzugriffsspeicher (RAM), Flash-Speicher, ein magnetisches Speichermedium, eine Bildplatte, einen löschbaren programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM), programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM) usw. Der Speicher 2504 kann nicht entfernbar, entfernbar oder eine Kombination von beiden sein.
Zum Beispiel kann der Speicher 2504 als ein nicht transitorisches computerlesbares Medium implementiert sein, das eine oder mehrere ausführbare Anweisungen speichert, wie zum Beispiel Logik, Algorithmen, Code usw. Wie unten ausführlicher besprochen, sind die Anweisungen, Logik, Code usw., die in dem Speicher 2504 gespeichert sind, durch die verschiedenen Module dargestellt, wie in 25 dargestellt, die ermöglichen, dass die hier offenbarten Aspekte funktionell umgesetzt werden. Die in 25 dargestellten Module sind zur einfachen Erklärung in Bezug auf die funktionelle Verknüpfung zwischen Hardware- und Software-Komponenten bereitgestellt. Somit weisen Aspekte auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2502 die Anweisungen, die in diesen entsprechenden Modulen gespeichert sind, in Verbindung mit einer oder mehreren Hardware-Komponenten ausführt, um die verschiedenen Funktionen in Verknüpfung mit den Aspekten, wie hier weiter besprochen, durchzuführen. Wieder dienen die in 25 dargestellten Module der einfachen Erklärung in Bezug auf die Aspekte, die in diesem Abschnitt der Offenbarung beschrieben sind. Natürlich kann die Funktionalität, die unter Bezugnahme auf die in 25 dargestellten Module erklärt ist, auch durch die in 10 dargestellten Module oder eine Kombination von sowohl den die in 10 dargestellten als auch den in 25 dargestellten Modulen durchgeführt werden.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die im ADC-Freigabesteuermodul 2508 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Verarbeitungsschaltkreis 2502, der Vorrichtung 2500 erleichtern, spezifische I/Q ADCs und Basisbandfilterschaltkreis 2120 basierend auf dem Strahlformungsbetriebsmodus der Vorrichtung 2500 freizugeben und zu sperren. Dies kann zum Beispiel erleichtert werden, indem der Verarbeitungsschaltkreis die passenden Signale über die Freigabesteuerleitungen gesendet werden, wie hier unter Bezugnahme auf 22 dargestellt und besprochen. In einem Aspekt können die passenden Signale und/oder logischen Zustände basierend auf einer geeigneten Berechnung in Übereinstimmung mit dem geeigneten identifizierten Strahlformungsmodus, wie zum Beispiel einer Nachschlagtabelle, ausgewählt werden.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die im Schaltsteuermodul 2510 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Verarbeitungsschaltkreis 2502, der Vorrichtung 2500 Steuern des Zustands der Schaltkomponenten 2202 basierend auf dem Strahlformungsbetriebsmodus der Vorrichtung 2500 erleichtern. Dies kann zum Beispiel erleichtert werden, indem der Verarbeitungsschaltkreis die passenden Signale über die Steuerleitungen sendet, die an diese Schaltkomponenten gekoppelt sind, wie hier unter Bezugnahme auf 22 dargestellt und besprochen. In einem Aspekt können die passenden Signale und/oder logischen Zustände basierend auf einer geeigneten Berechnung in Übereinstimmung mit dem geeigneten identifizierten Strahlformungsmodus, wie zum Beispiel einer Nachschlagtabelle, ausgewählt werden.
Abschnitt V - FLEXIBLE DIGITALE VORVERZERRUNGS- (DPD) IMPLEMENTIERUNG IN EINEM DIGITALEN SENDER
Die in diesem Abschnitt beschriebenen Aspekte beziehen sich im Allgemeinen auf Sender/Empfänger und insbesondere auf Sender/Empfängerdesigns unter Verwendung flexibler digitaler Vorverzerrungs- (DPD) Implementierungen.
Senderdesigns, die analoge phasengesteuerte Arrays verwenden, sind relativ komplex, da viele Senderketten typischerweise implementiert sind, wobei jeder unterschiedliche Beeinträchtigungen hat, die angepasst werden müssen, wenn dasselbe RF-Signal für alle Ketten verwendet werden soll. Des Weiteren wird für Sender, die vollständig digitale Strahlformungssysteme implementieren, die Fläche und Leistung, die mit DPD-Arbeitsleistung verknüpft ist, mit der Anzahl von Antennen in dem Array multipliziert. Infolgedessen sind herkömmliche DPD-Implementierung in Sendern mit phasengesteuerten Array-Architekturen sehr komplex, erfordern signifikante Verarbeitungsleistung und verbrauchen eine große Menge an Leistung für einen Betrieb.
Wie hier besprochen, können Sender/Empfängerdesigns phasengesteuerte Arrays implementieren, um Strahlformung zur Anpassung an Kanalbedingungen zu erleichtern. Derzeitige Designs sind entweder auf digitale oder analoge Strahlformung in Übereinstimmung mit solchen Systemen gerichtet. Aber, wie oben festgehalten wurde, herkömmliche digitale Strahlformungslösungen sind leistungs- und prozessorintensiv und daher ist analoge Strahlformung manchmal als eine Alternative implementiert. Analoge Strahlformungssender können eine Verringerung in Leistung und Verarbeitung gegenüber digitalen Lösungen präsentieren, benutzen aber dasselbe RF-Signal für jede der Sendeketten und jede Kette kann im Sinne von Linearität nicht identisch sein. Somit, wie oben besprochen, wird herkömmlich digitale Vorverzerrung in das Basisbandsignal eingeführt, um diese nicht idealen Bedingungen und/oder Ungleichgewichte auszugleichen, müssen aber gleichförmig bei allen Sendeketten in dem phasengesteuerten Array angewendet werden, da das Signal von einer einzigen Quelle stammt. Somit hat jede Fehlanpassung zwischen den Sendeketten, die in dem phasengesteuerten Array implementiert sind, eine ungünstige Auswirkung auf Vorverzerrungsarbeitsleistung, was zu einer geringeren Fehlervektorgröße (EVM) oder Effizienz führt.
In einem Versuch die Linearitätsprofile unter jeder der Sendeketten anzupassen, wurde Verstärkungsabgleich benutzt, um den Eingangs- 1-dB Kompressionspunkt (IP1dB) unter Sendeketten zu normalisieren. Wenn kein Abgleich erfolgt, sind die Sendeketten nicht angepasst und die DPD kann tatsächlich Arbeitsleistung beeinträchtigen. Mit Abgleich sind manche Verbesserungen möglich, aber die Ausgangsleistung unter jeder Sendekette in Bezug zueinander können immer noch nicht angepasst sein, wodurch Strahlschrägstellung entsteht. Und selbst mit Abgleich sind die Sendeketten nicht perfekt aneinander angepasst, insbesondere, wenn externe Leistungsverstärker (PAs) in das System eingeführt werden, die weitere Fehlanpassungen unter Sendeketten einführen, die schwer vorherzusagen und zu kompensieren sind. Daher sind herkömmliche analoge Strahlformungssysteme von Arbeitsleistungsproblemen geplagt, unabhängig davon, ob Verstärkungsabgleich implementiert ist.
Daher, zur Behandlung der Probleme, die in herkömmlichen Strahlformungslösungen vorliegen, sind die in diesem Abschnitt offenbarten Aspekte der Offenbarung auf Sender/Empfänger-Implementierungen gerichtet, die eine verteilte und rekonfigurierbare DPD benutzen, die Leistung spart und andere Vorteile bereitstellt. Dazu, wie in den verschiedenen Aspekten näher besprochen, die in diesem Abschnitt präsentiert sind, werden digitale Ressourcen, wenn möglich, gemeinsam benutzt und kettenspezifischen Hardware wird freigegeben, wenn eine schlechte Anpassung unter den Sendeketten identifiziert wird (z.B. Fehlanpassungen, identifiziert über einzelne Sendeketten-Rückkopplung liegt über einem festgesetzten Schwellenwert). Des Weiteren können die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind sendekettenspezifische Hardware sperren, wenn DPD nicht notwendig ist oder vollständig notwendig ist, um vorgegebene Anforderungen zu erfüllen. Die Aspekte können beispielsweise unter Verwendung einer DPD erzielt werden, die in eine gemeinsame DPD, die allgemein für jede der Sendeketten ist, und eine verteilte DPD, die für jede Sendekette spezifisch ist, unterteilt ist. Wie in diesem Abschnitt ausführlicher besprochen, da Leistungsverbrauch zu der Anzahl von Abgriffen proportional ist, können Aspekte aufweisen, dass die DPD eine rekonfigurierbare Anzahl von Abgriffen hat, die dynamisch nach Bedarf eingestellt werden können, um Leistung und Arbeitsleistung zu optimieren.
Beispielsweise erlauben die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, jederzeit einen optimalen Leistungsverbrauch, wodurch hohe Arbeitsleistung möglich ist, wenn notwendig, aber eine Leistung-Penalty anfällt, wenn Arbeitsleistung nicht notwendig ist. Dies erleichtert zum Beispiel Unterstützung höherer Ebenen einer Sendeausgangsleistung in effizienter Weise, während auch hohe Effizienz bei niedrigeren Sendeausgangsleistungen bereitgestellt wird. Dies kann insbesondere für leistungseingeschränkte Anwendungen vorteilhaft sein, wie Sender/Empfänger, die zum Beispiel mm-Wellenfrequenzen implementieren.
In den Aspekten, die hier in Bezug auf den vorherigen Abschnitt und 21-25 besprochen wurden, sind Techniken zur Nutzung digitaler Sender/Empfänger-Slices offenbart, um vollständig digitale Strahlformung, vollständig analoge Strahlformung oder hybride Strahlformung freizugeben, in welchen manche Sender/Empfänger-Slices konfiguriert sind, jede Art durchzuführen. Die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, benutzen ferner die Verwendung dieser Sender/Empfänger-Slice-Konfiguration, wobei jede Sendekette und Empfangskette mit einer separaten Antenne oder Gruppe von Antennen innerhalb des phasengesteuerten Array-Systems verknüpft ist. Insbesondere nutzen die hier beschriebenen Aspekte die Verwendung eines digitalen Frontends (DFE) pro Kette in Verbindung mit einer gemeinsamen DFE-Architektur und nutzen ferner jede Empfängerkette, um Rückkopplung bezüglich der Arbeitsleistung und Linearität jeder entsprechenden Sendekette zu erhalten, mit der die bestimmte Empfängerkette gepaart ist. Des Weiteren erlaubt die Verwendung von DFEs pro Kette, dass die DPD basierend auf der detektierten Sendekettenrückkopplung von jeder Sender/Empfänger-Slice individuell angepasst wird, und die DPD auf einer Pro-Sendekette-Basis durchzuführen, sodass das gemeinsame DFE und/oder die Slice-DFEs DPD-Funktionen basierend auf dem Grad an Fehlanpassung zwischen Sendeketten, wie auch anderen Faktoren durchführen können.
Somit können die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, dieselbe digitale Sender/Empfänger-Architektur verwenden, die im vorherigen Abschnitt in Bezug auf 21-25 besprochen wurde, mit zusätzlichen Modifizierungen, wie ferner unten unter Bezugnahme auf 26-29 festgehalten. Überdies kann jeder der hier unter Bezugnahme auf die Empfangsketten, die im vorherigen Abschnitt in Bezug auf 21-25 besprochen wurden, beschriebenen Aspekte (wie auch andere geeignete, hier beschriebene Aspekte) auch in Kombination mit den Aspekten implementiert werden, die unter Bezugnahme auf 26-29 dargestellt und beschrieben sind. Die Aspekte, die unten beschrieben sind konzentrieren sich jedoch in weitere Einzelheit auf die Sendepfade zur Implementierung von DPD auf einer Pro-Sender/Empfänger-Slice-Basis im Gegensatz zu den Aspekten, die in Bezug auf 21-25 beschrieben sind, die sich auf die Empfangspfade beziehen.
26 veranschaulicht ein Blockdiagramm eines beispielhaften Sender/Empfängerdesigns gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Das Sender/Empfängerdesign 2600, wie in 26 dargestellt, arbeitet auf ähnliche Weise und teilt sich mehrere Komponenten mit dem Sender/Empfängerdesign 2100, wie in 21 dargestellt. Daher sind nur Unterschiede zwischen diesen Aspekten hier dargestellt und näher beschrieben, die zusätzliche Modifizierungen an der Architektur (z.B. Hardware, Schaltkreis, Firmware, Software usw.) darstellen, die zuvor oben unter Bezugnahme auf 21-25 besprochen wurde. Des Weiteren werden der Kürze wegen dieselben Bezugszeichen, die in Bezug auf 21-25 verwendet wurden, in 26-29, wenn zutreffend, verwendet, was angibt, dass die Komponenten ähnlich wie die zuvor unter Bezugnahme auf 21-25 beschriebenen Komponenten funktionieren oder mit diesen identisch sind.
Beispielsweise, wie in 26 dargestellt, weisen Aspekte auf, dass das Sender/Empfängerdesign 2600 ein gemeinsames DFE 2602 implementiert, das auf gleiche Weise wie das gemeinsame DFE 2102 arbeitet, wie zum Beispiel, in 21 beschrieben und dargestellt. Wie hier näher besprochen, kann das gemeinsame DFE 2602 jedoch zusätzliche oder andere Funktionalität in Bezug auf Verarbeitung und Ausführung einer DPD bereitstellen. Dazu ist das gemeinsame DFE 2602 an jede geeignete Anzahl N von digitalen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N gekoppelt. Diese digitalen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N können ebenso auf gleiche Weise wie die digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N arbeiten, wie zum Beispiel in 21 beschrieben und dargestellt. Überdies und wie hier näher besprochen, können die digitalen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N zusätzliche oder andere Funktionalität in Bezug auf Verarbeitung und Ausführung einer DPD bereitstellen. In verschiedenen Aspekten kann diese zusätzliche Funktionalität durch die DFEs 2610, 2622 erleichtert werden, die mit einem entsprechenden digitalen Sender/Empfänger-Slice 2604 verknüpft sind, wie in der Folge ausführlicher besprochen.
In einem Aspekt kann die Schaltkomponente 2614 mit jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von Schaltern implementiert sein, um TX- und RX-Modusumschaltung für jedes entsprechende digitale Sender/Empfänger-Slice 2604.1-2604.N zu erleichtern, wie hier unter Bezugnahme auf die Schaltkomponente 2114 besprochen, die in 21 dargestellt ist. Aspekte weisen jedoch ferner auf, dass die Schaltkomponente 2614 einen „Abtastmodus“ erleichtert. Wie direkt anschließend unter Bezugnahme auf 27 näher besprochen, kann während dieses Abtastmodus ein digitales Sender/Empfänger-Slice 2604 den Senderausgang überwachen oder verfolgen, um Senderausgangs-Rückkopplung über den Eingang zu der Antenne zu erhalten, der mit dem bestimmten digitalen Sender/Empfänger-Slice verknüpft ist. Dabei erlauben Aspekte, dass der Empfangspfad in gewissen Zeitperioden als ein Rückkopplungspfad verwendet wird, sodass DPD auf einer Pro-Sendepfad-Basis für jede Antenne (oder Gruppe von Antennen, je nach Fall) kalibriert und berechnet werden kann.
27 veranschaulicht ein Blockdiagramm, das zusätzliche Einzelheiten einer beispielhaften Sender/Empfänger-Slice-Implementierung gemäß einem Aspekt der Offenbarung zeigt. Das beispielhafte Sender/Empfänger-Slice 2604.N kann für jedes der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N repräsentativ sein, wie in 26 dargestellt, wobei jede Implementierung eines Sendepfads einen TX-Slice DFE 2610 aufweist, der an den FM-RFDAC 2112 gekoppelt ist. Der FM-RFDAC 2112 ist wiederum an eine Antenne N über die Schaltkomponente 2614 gekoppelt, die, wie in 27 dargestellt, positioniert ist, um einen Sendebetriebsmodus zu erleichtern. In einem Aspekt kann der TX-Slice DFE 2610 im Wesentlichen ähnliche oder identische Komponenten aufweisen und in einer im Wesentlichen ähnlichen oder identischen Weise wie zum Beispiel der TX-Slice DFE 2110 funktionieren, wie hier unter Bezugnahme auf 21 dargestellt und beschrieben ist. Aspekte weisen jedoch ferner auf, dass der TX-Slice DFE 2610 DPD auf einer Pro-Sendekette-Basis bereitstellt (d.h. ein separater TX DFE 2610 kann für jedes Sender/Empfänger-Slice 2604.1-2604.N implementiert sein).
Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass jedes Sender/Empfänger-Slice 2604 auch einen Empfangspfad implementiert, der an die Schaltkomponente 2614 gekoppelt ist, wie unten ausführlicher besprochen ist. Wie in 27 dargestellt, kann der Empfangspfad einen RX-Slice DFE 2622 aufweisen. In einem Aspekt kann der RX-Slice DFE 2622 im Wesentlichen ähnliche oder identische Komponenten aufweisen und in einer im Wesentlichen ähnlichen oder identischen Weise funktionieren wie zum Beispiel der RX-Slice DFE 2122, wie hier unter Bezugnahme auf 21 dargestellt und beschrieben ist. Aspekte weisen jedoch ferner auf, dass der RX-Slice DFE 2622 DPD auf einer Pro-Empfangskette-Basis berechnet (d.h. ein separater RX DFE 2622 kann für jedes Sender/Empfänger-Slice 2604.1-2604.N implementiert sein).
Dazu kann die Schaltkomponente 2614 funktionieren, um den Empfangspfad selektiv an eines von der Antenne N oder einem Abtastpfad 2703, der mit der Antenne N verknüpft ist, zu koppeln. Natürlich kann das digitale Sender/Empfänger-Slice 2604.N zusätzliche Komponenten aufweisen, die der Kürze wegen und für eine einfache Erklärung weggelassen wurden. Beispielsweise kann das digitale Sender/Empfänger-Slice 2604.N zusätzliche interne oder externe Leistungsverstärker (PAs), die in Reihe mit der Antenne und dem Sende- und/oder Empfangspfad gekoppelt sind, einen oder mehrere PAs, die in Reihe mit dem Abtastpfad 2703 gekoppelt sind, zusätzliche Schaltblöcke usw. aufweisen, um sicherzustellen, dass Sende- und Empfangssignale richtig zwischen dem Sendepfad, dem Empfangspfad, dem Abtastpfad 2703 und der Antenne N gekoppelt sind und dass diese Signale angemessen für Sendung oder Empfang konditioniert sind.
Mit anhaltender Bezugnahme auf 27, weisen Aspekte auf, dass die Schaltkomponente 2614 jede geeignete Anzahl von Schaltern aufweist, um Signale zwischen dem Empfangspfad, dem Sendepfad, dem Abtastpfad 2703 und der Antenne N zu koppeln. Beispielsweise, wie in 27 dargestellt, weist die Schaltkomponente 2614 zwei Schalter 2750.1, 2750.2 auf. Obwohl die Schalter 2750.1, 2750.2 in 27 als einpoliger Kontaktschalter sind, weisen verschiedene Aspekte auf, dass die Schalter 2750.1, 2750.2 als jede geeignete Art von Schaltkomponente implementiert sind, wie elektrische Schalter (z.B. Transistorelemente), mechanische Schalter usw., um richtige Kopplung zwischen dem Empfangspfad, dem Sendepfad, dem Abtastpfad 2703 und dem Antenne N nach Bedarf bereitzustellen.
Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels kann der Schalter 2750.1 in einem Sendemodus in jeder Position sein, während der Schalter 2750.2 in einer Position sein kann, wie in 27 dargestellt. In Fortsetzung dieses Beispiels können beide Schalter 2750.1, 2750.2 ihre Positionen von jenen ändern, die in 27 dargestellt sind, um Empfangsmodus zu erleichtern, wodurch der Empfangspfad (z.B. über den Verstärker 2116) an die Antenne N gekoppelt ist. Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels können in einem Abtastmodus die Schalter 2750.1, 2750.2 jeweils in den Positionen sein, die in 27 dargestellt sind, wodurch der Sendepfad an die Antenne N und der Empfangspfad an den Abtastpfad 2703 gekoppelt wird. Der Abtastpfad 2703 ist in 27 dargestellt, in einem Koppler 2704 zu enden, der konfiguriert ist, eine Eingangsleistung abzutasten, die der Antenne N bereitgestellt wird, die das Ausgangssignal aufweisen kann, das über den Sendepfad erzeugt wird, der an die Antenne N zum Beispiel zur Signalübertragung gekoppelt ist. Obwohl in 27 als ein Koppler gezeigt, kann der Koppler 2704 in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Art und Anzahl von Komponenten implementiert sein, um Abtastung des gesendeten Ausgangssignal zu erleichtern. Zum Beispiel kann der Koppler 2704 als ein direktionaler Koppler implementiert sein.
Wie in Bezug auf die polaren Senderdesignaspekte besprochen, die unter Bezugnahme auf 11-15 beschrieben sind, wie auch die Quadratur-Senderdesignaspekte, die unter Bezugnahme auf 16-20 beschrieben sind, nutzen die hier beschriebenen Aspekte vorteilhaft Pro-Sendekette-DPD-Lösungen. Aspekte können auch die Anwendung von Vorverzerrung auf Pro-Kette-Basis unter Verwendung einer herkömmlichen Sendekette mit einem Digital/Analog-Wandler (DAC) und Mischer aufweisen. Wieder weisen, zum Erreichen von Pro-Sender/Empfänger-Kette-DPD-Lösungen, die hier beschriebenen Aspekte auf, dass jedes digitale Sender/Empfänger-Slice 2604 einen separaten FM-RFDAC 2112 benutzt. Mit anderen Worten, die hier beschriebenen Aspekte benutzen eine Architektur, die Pro-Sender/Empfänger-Slice FM-RFDACs 2112 implementiert, was Pro-Sendekette- DPD über die Amplituden- und Phasenmodulation erleichtert, die durch jeden FM-RFDAC 2112 angewendet wird, wie hier besprochen. Zum Beispiel kann DPD für eine bestimmte Senderarchitektur (z.B. polar oder Quadratur) als die Umkehr der Nichtlinearität der Sender/Empfänger-Kette (z.B. eine Sende- und Empfangskette, die mit einem einzelnen digitalen Sender/Empfänger-Slice 2604 verknüpft ist), an der die DPD angewendet wird, implementiert werden. Die Anwendung von DPD kann beispielsweise die Verwendung einer digitalen Signalverarbeitung (DSP) der digitalen Abtastungen aufweisen, die von jeder entsprechenden Sender/Empfänger-Kette benutzt wird (z.B. Amplitude und Phase oder I/Q). Dazu implementieren die hier beschriebenen Aspekte die DPD für ein phasengesteuertes Array durch Partitionieren von DPD-Funktionalität in das gemeinsame DFE 2602 und die einzelnen TX- und RX-Slice DFEs 2611, 2622. Wieder wird in einem Aspekt das gemeinsame DFE 2602 von jeder der Sende- und Empfangskette benutzt (d.h. ist jedem Sender/Empfänger-Slice 2604 gemein), während die einzelnen TX- und RX-Slice DFEs 2611, 2622 mit jedem entsprechenden digitalen Sender/Empfänger-Slice 2604 verknüpft sind. Infolge dieser DFEpartitionierten Architektur weisen Aspekte vorteilhaft Anwenden digitaler Korrektur an jeder Sendekette durch Nutzung der digitalen Strahlformungsarchitektur durch Benutzen des FM-RFDAC 2112 auf jeder Sendekette auf.
Zum Beispiel weisen Aspekte auf, dass jeder digitale Sender/Empfänger-Slice 2604 in Übereinstimmung mit einer geeigneten Periode und/oder einem Plan in den Abtastmodus schaltet, um Rückkopplungsdaten 2702 in Bezug auf den Senderausgang an jeder Antenne zu erhalten. In verschiedenen Aspekten können die Rückkopplungsdaten 2702 für Leistungsverwaltung und/oder zum Bestimmen der Nichtlinearität für ein bestimmtes Sender/Empfänger-Slice verwendet werden, so dass die Umkehr bei den eingehenden Abtastungen angewendet werden kann, wie oben besprochen. Unter Bezugnahme auf das digitale Sender/Empfänger-Slice 2604.N, wie in 27 dargestellt, können diese Rückkopplungsdaten 2702 über den RX-Slice DFE 2622 empfangen und verarbeitet und dann durch den TX-Slice DFE 2610 verwendet werden, um DPD-Kalibrierung über die Berechnung von DPD-Koeffizienten durchzuführen. Dies kann beispielsweise Senden der Daten von dem RX-Slice DFE 2622 zum e TX-Slice DFE 2610 über jede geeignete Anzahl von verdrahteten und/oder drahtlosen Verbindungen aufweisen, die in 27 der Kürze wegen nicht dargestellt sind. Zusätzlich oder alternativ, weisen Aspekte auf, dass Rückkopplungsdaten 2702 an den gemeinsamen DFE 2602 gesendet werden, der die Rückkopplungsdaten 2702 verarbeiten und/oder die Rückkopplungsdaten 2702 an den TX-Slice DFE 2610 senden kann. In jedem Fall kann dieser Prozess über jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N durchgeführt werden. In einem Aspekt können die Rückkopplungsdaten 2702 somit (z.B. über den gemeinsamen DFE 2602, das RX-Slice DFE 2622 und/oder das TX-Slice DFE 2610) genutzt werden, um die Koeffizienten (z.B. Amplituden- und Phasengewichte), die durch den FM-RFDAC 2112 für jedes digitale Sender/Empfänger-Slice 2604 angewendet werden, dynamisch zu aktualisieren.
Die Verwendung des gemeinsamen DFE 2602 in Verbindung mit den RX und TX-Slice DFEs 2610, 2622 kann insbesondere vorteilhaft sein, um zum Beispiel Leistungsverbrauch verglichen mit traditionellen Sender/Empfängerdesigns zu verringern. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels kann der Großteil an Leistungsverbrauch des Sender/Empfängerdesigns 2600 mit dem gemeinsamen DFE 2602 unter vielen Bedingungen verknüpft sein, da die Nichtlinearität der Sendeketten innerhalb jedes der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N im Allgemeinen aneinander angepasst sind. Infolgedessen kann unter solchen Bedingungen der Großteil einer DPD-Korrektur in dem gemeinsamen DFE 2602 durchgeführt werden (d.h. die DPD-Korrektur wird gleichermaßen an jedem der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N angewendet).
Gemäß bekannten DPD Techniken kann DPD über jede geeignete Anzahl von Speicher- und/oder Filterabgriffen berechnet werden, von welchen jeder über das gemeinsame DFE 2602, das RX-Slice DFE 2622 und/oder das TX-Slice DFE 2610 implementiert sein kann, die in 27 der Kürze wegen nicht dargestellt sind. Aspekte weisen auf, dass jeder geeignete Abschnitt dieser Speicher- und/oder Filterabgriffe entweder in dem gemeinsamen DFE 2602, dem RX-Slice DFE 2622 und/oder dem TX-Slice DFE 2610 implementiert ist.
Da jedoch diese Abgriffe und ihre verknüpften DPD-Berechnungen ein hohes Maß an Verarbeitungsleistung erfordern, das wiederum erhöhten Leistungsverbrauch mit sich bringt, weisen Aspekte vorteilhaft Zuordnen einer größeren Anzahl der Speicher- und/oder Filterabgriffe an das gemeinsame DFE 2602 verglichen mit jenen auf, die über das RX-Slice DFE 2622 und/oder das TX-Slice DFE 2610 implementiert sind. Des Weiteren kann zur Erleichterung von DPD-Berechnungen die Anzahl der Speicher- und/oder Filterabgriffe dynamisch zugeordnet werden (z.B. zwischen dem gemeinsamen DFE 2602, jedem der RX-Slice DFEs 2622 und/oder jedem der TX-Slice DFEs 2610), abhängig von der Menge an Nichtlinearität und/oder Fehlanpassung unter den Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass diese dynamische Zugriffszuordnung auf der Menge an Leistungsverstärker-„Speichereffekt“ basiert, die gelöscht wurde.
Obwohl die hier beschriebenen Aspekte vorwiegend unter Bezugnahme auf Nutzung von Pro-Sender/Empfänger-Kette DPD zur Korrektur von Fehlanpassungen in der Nichtlinearität unter jedem der digitalen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N beschrieben sind, sind die Aspekte nicht nur auf dieses besondere Beispiel begrenzt. In verschiedenen Aspekten kann die hier implementierte Pro-Sender/Empfänger-Kette DPD genutzt werden, um sämtliche Differenzen zwischen Sendeketten unter Verwendung der Rückkopplungsdaten 2702 zu korrigieren, um jeden Sendepfad zu kalibrieren, und diesen Prozess wiederholen, indem DPD-Koeffizienten neu berechnet werden, bis eine gewünschte Arbeitsleistung erreicht ist (z.B. wenn eine geeignete Metrik innerhalb eines vordefinierten Bereichs, über und/oder unter einem festgesetzten Schwellenwert usw. liegt). Beispielsweise können die Differenzen, die auf einer Pro-Sendekette-Basis korrigiert werden können, aus Prozessfehlanpassung, Differenzen in Versorgungs- und Erdungspotential, nicht identischem Antennenrouting, Antennenplatzierung innerhalb des Arrays, Temperaturgradienten, VSWR Differenzen auf Antennen usw. entstehen.
Da die Differenzen in Nichtlinearität zwischen Sendepfaden kleiner als die absolute Nichtlinearität sein sollten, sollte die Korrektur in der verteilte DPD (d.h. die DPD-Berechnungen, die über das RX-Slice DFE 2622 und/oder das TX-Slice DFE 2610 durchgeführt und über den FM-RFDAC 2112 angewendet werden) typischerweise viel geringer sein verglichen mit der Gesamt-DPD-Korrektur, die über das gemeinsame DFE 2602 berechnet wird (z.B. 1%, 5%, 10% davon usw.). Ähnlich wie das gemeinsame DFE 2620 jedoch, weisen Aspekte auf, dass die Menge an Speicher und/oder Abgriffen, die mit dem RX-Slice DFE 2622 und/oder dem TX-Slice DFE 2610 verknüpft sind dynamisch freigegeben und gesperrt werden, abhängig von dem notwendigen Ausmaß an Korrektur. Mit anderen Worten, im Gegensatz zu analoger Strahlformung, wo nur ein einziger DAC von jeder der Sendeketten gemeinsam benutzt wird, ermöglichen die hier beschriebenen Aspekte vorteilhaft eine beliebig große Fehlanpassung zwischen Sendeketten, während weiterhin ein hoher Grad an Sender/Empfänger-Arbeitsleistung aufrechterhalten wird. Zum Beispiel ist in einem Fall herkömmlicher analoger Strahlformung mit einem einzigen DAC, Leistungsverstärker (PA)-Arbeitsleistung auf den durchschnittlichen oder sogar am schwächsten arbeitenden Sender in dem Array begrenzt.
Des Weiteren können unter Verwendung der Rückkopplungsdaten 2702, die über jedes der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N empfangen werden, die Differenzen zwischen jedem der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N in Bezug auf jede geeignete Metrik identifiziert werden, wie zum Beispiel den oben beschriebenen. Dazu weisen Aspekte auf, dass das Sender/Empfängerdesign 2600 die Differenzen zwischen jeder Sendekette basierend auf diesen gemessenen Metrikwerten vergleicht. Wenn ferner in Übereinstimmung mit solchen Aspekten die Differenzen zwischen jedem der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N ausreichend klein sind (z.B. unter einem vordefinierten Schwellenwert für diese bestimmte Metrik), können dann die RX-Slice DFEs 2622 und/oder die TX-Slice DFEs 2610 gesperrt (z.B. abgeschaltet oder nicht benutzt) werden, um weiter Leistung zu sparen, was dem gemeinsamen DFE 2602 ermöglicht, die DPD-Berechnungen zu verwalten. Überdies weisen Aspekte auf, dass die RX-Slice DFEs 2622 und/oder die TX-Slice DFEs 2610, die mit bestimmten Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N verknüpft sind, gesperrt werden, wenn entsprechend gemessene Metriken eine einzelne Abweichung (d.h. für dieses bestimmte Sender/Empfänger-Slice im Gegensatz zu einer Differenz zwischen Sender/Empfänger-Slices) von einem nominellen oder vordefinierten Wert angeben, der kleiner als ein vordefinierter Wert ist.
Zur Bereitstellung eines weiteren anderen Beispiels weisen Aspekte auf, dass das Sender/Empfängerdesign 2600 (z.B. über einen oder mehrere Prozessoren oder verknüpften Schaltkreis, wie hier zum Beispiel unter Bezugnahme auf 29 besprochen) die Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N basierend auf dem Grad an Abweichung von einer Metrik und/oder Nichtlinearitätsmessung gruppiert. Infolge dieser Gruppierung kann jede geeignete Anzahl von ähnlichen Sender/Empfänger-Slices gruppiert werden, um jede geeignete Anzahl von Gruppen zu bilden. Beispielsweise können allgemeine Sender/Empfänger-Slices 2604, die eine gemessene Metrik und/oder Nichtlinearität innerhalb 5%, 10%, 15% usw. eines vordefinierten Werts haben, als zueinander ähnlich in Bezug auf ihre entsprechenden gemessenen Metriken bestimmt werden und daher als Teil derselben Gruppe angesehen werden. In Fortsetzung dieses Beispiels weisen Aspekte ein selektives Abschalten und/oder Sperren der DPD-Funktionen für RX-Slice DFEs 2622 und/oder die TX-Slice DFEs 2610 auf, die mit bestimmten Sender/Empfänger-Slice-Gruppen verknüpft sind (z.B. jeder von jenen, die identifiziert sind, innerhalb von 5% eines vordefinierten Werts oder zueinander zu liegen), während die DPD-Funktionen für die RX-Slice DFEs 2622 und/oder die TX-Slice DFEs 2610 für andere Sender/Empfänger-Slice-Gruppen aufrechterhalten werden und/oder freigegeben sind (z.B. jenen, die identifiziert sind, mehr als 5% mit dem vordefinierten Wert oder miteinander übereinzustimmen).
Das phasengesteuerte Array-System, das in Übereinstimmung mit den hier beschriebenen Aspekten verwendet wird, benutzt Amplitudenverjüngung des Signals an den äußeren Elementen des Arrays, um Antennenstruktureigenschaften zu verbessern, wie Verringerung von Nebenkeulen zum Beispiel. Durch Verwendung digitaler Strahlformung kann ein digitales phasengesteuertes Array implementiert werden, um feinauflösende Amplituden- und Phasendifferenzen an jedem der Antennenelemente anzuwenden, wie zum Beispiel hier in Bezug auf die verschiedenen Implementierungen des FM-RFDAC 2112 besprochen.
Mit den Aspekten, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, kann die verteilte Pro-Sendekette DPD vorteilhaft dazu dienen, die Korrektur an Nichtlinearitäten über jedes der N Antennenelemente aufrechtzuerhalten. Wieder erlauben die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, dass die Sendeleistung bei jedem Antennenelement als Rückkopplung gemessen wird, Da typischerweise ein größeres (Amplitude) Signal in den zentralen Antennenelementen des Arrays benutzt wird, wie oben festgehalten wurde, weisen Aspekte die Nutzung dieser Rückkopplung auf, um zusätzliche DPD-Korrektur an den inneren Antennenelementen (über entsprechend gekoppelte Sender/Empfänger-Slices 2604) anzuwenden, während DPD-Korrektur verknüpft mit den äußeren Antennenelementen gesperrt ist. Auf diese Weise kann Verwendung der Rückkopplung zur Steuerung der DPD-Korrektur an einzelnen Sendeketten und ihren entsprechend gekoppelten Antennenelementen benutzt werden, um Leistung zu sparen, die sie angesichts des zusätzlichen Leistungs-Back-off, verknüpft mit den äußeren Antennenelementen, unnötig wäre, wie oben festgehalten wurde.
Ein weiterer Vorteil, der durch die Pro-Sender/Empfänger-Kette DPD-Korrektur erzielt wird, die in diesem Abschnitt beschrieben ist, ist, dass die Eigenschaft einer oder mehrerer Sendeketten verwendet werden kann, um Nichtlinearitäten von anderen zu löschen. Zum Beispiel veranschaulicht jede von 28A-C eine Gruppierung von vier Antennenelemente 2802.1-2802.4. In einem Aspekt kann jedes dieser Antennenelemente 2802.1-2802.4 jeweils an jedes der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N gekoppelt oder auf andere Weise mit diesem verknüpft sein, wie in 27 dargestellt. Wie in 28A dargestellt, ist jedes der Antennenelemente 2802.1-2802.4 mit einer Amplitudengewichtung für jedes entsprechend gesendete Signal der Antenne verknüpft. Als ein Beispiel kann die Sendekette, die mit jedem der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N verknüpft ist, versuchen, jedes Antennenelement um ein gleiches Maß in Amplitude zu gewichten, obwohl Differenzen unter Sendeketten, die durch Nichtlinearität und/oder andere Fehlanpassungen unter den Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N und/oder den Antennenelementen selbst erzeugt werden, das geplante Strahlmuster verzerren können, wodurch das Strahlmuster 2810 erzeugt wird.
Somit weisen Aspekte auf, dass DPD-Korrektur durch jedes der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N angewendet wird, um diese Differenzen zu kompensieren, wie in 28B dargestellt. Infolgedessen ist die resultierende Amplitudengewichtung für jedes Antennenelement gleich, wodurch die Strahlverzerrung korrigiert wird, wie in dem Strahlmuster 2810 von 28A dargestellt, um das Strahlmuster 2820 wie in 28B dargestellt zu erzeugen. Solange jedoch das aggregierte Strahlmuster in die korrekte Richtung weist (d.h. nicht schräg ist) können manche oder alle der einzelnen Sendeketten, die zum Erzeugen des resultierenden Strahlmusters verwendet werden, nicht linear sein. Das heißt, da Rückkopplungsdaten 2702 bei jeder Empfangskette gesammelt und zur DPD-Korrektur auf einer Sendekettenbasis verwendet werden können, können Nichtlinearitäten und/oder andere Fehlanpassungen unter den Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N genutzt werden, sodass, für gewisse Sender/Empfänger-Slice-Anordnungen, sie im Sinne einer Verarbeitung und eines Leistungsverbrauchs zur Verringerung der angewendeten DPD-Korrektur wirtschaftlicher sind, solange das gesamte Antennen-Array in die korrekte Richtung weist.
Mit anderen Worten, DPD-Korrektur kann für Sender/Empfänger-Slices 2604, die entgegengesetzte Eigenschaften aufweisen, verringert oder nicht durchgeführt werden, wodurch solche Sendeketten weitgehend unkorrigiert bleiben, wodurch sie einander in Bezug auf das aggregierte Strahlmuster, das gebildet wird, löschen können. Zum Beispiel ist das Strahlmuster 2830, das in 28C dargestellt ist, im Wesentlichen gleich dem Strahlmuster 2820, wie in 28B dargestellt. Strahlmuster 2820 und 2830 können jedoch mit verschiedenen „Lösungen“ in Bezug auf die amplitudengewichtete Verjüngung identifiziert werden, die mit den Antennenelementen 2802.1-2802.4 verknüpft ist. Obwohl die Amplitudenverjüngung in 28B gleichförmig ist, ist die in 28C dargestellte Amplitudenverjüngung weniger so, während dasselbe Strahlmuster in jedem Fall erreicht wird. Somit kann durch „Annehmen“ mancher der Fehlanpassungen zwischen Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N das Strahlmuster 2830 in einer Weise erzeugt werden, die weniger Anwendung von DPD-Korrektur an den Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N erfordert, die mit dem Strahlmuster 2810 verknüpft sind, als die DPD-Korrektur, die notwendig ist, um das Strahlmuster 2820 zu erzeugen. Überdies können solche Aspekte auch Vorteile dahingehend bereitstellen, dass zusätzliche lineare Sendeketten zusätzliche Leistung senden dürfen, während nicht lineare Sendeketten zusätzlichen Back-off verwenden können, solange die Strahlleistung korrekt gerichtet werden kann (z.B. durch Hinzufügen von Korrektur entlang Symmetrielinien in dem Array, um die Sender höherer Leistung auszugleichen).
Zur Bereitstellung eines weiteren zusätzlichen Beispiels der Vorteile, die durch Pro-Sender/Empfänger-Ketten Aspekte DPD erzielt werden, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, weisen Aspekte auf, dass PAs für manche Antennenelemente unter Verwendung anderer Versorgungsspannungen als andere mit Leistung versorgt werden. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels können PAs niedrigerer Leistung für Antennenelemente entlang des äußeren Teils des Antennen-Arrays implementiert werden, da diese Elemente typischerweise bei einer niedrigeren Leistung als die zentralen Antennenelemente senden, wie oben besprochen. Die Verwendung eines niedrigeren Versorgungsspannung kann auch dahingehend vorteilhaft sein, dass sie erhöhte Effizienz bereitstellt. Daher weisen Aspekte auf, dass PAs mit einem niedrigeren Sättigungspunkt P_SAT eine erhöhte Versorgung haben, um die P_SAT zu erhöhen. Ohne DPD-Korrektur auf einer Pro-Sendekette-Basis wie hier besprochen anzuwenden, wäre die Verzerrung, die durch die Verwendung unterschiedlicher Leistungsversorgungen erzeugt wird, zu extrem, um eine effektive Verwaltung über ein allgemeines DFE zu erzielen.
29 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Vorrichtung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. In verschiedenen Aspekten kann Vorrichtung 2900 als eine geeignete Art von Vorrichtung implementiert sein, die konfiguriert ist, drahtlose Signale in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von Kommunikationsprotokollen zu senden und/oder zu empfangen. Beispielsweise kann die Vorrichtung 2900 als ein Benutzergerät (UE) wie ein Mobiltelefon, Tablet, Laptop Computer usw. implementiert sein. Zur Bereitstellung zusätzlicher Beispiele kann die Vorrichtung 2900 als ein Zugangspunkt oder eine Basisstation implementiert sein. Die Vorrichtung 2900 kann einen oder mehrere Aspekte wie hier beschrieben implementieren, um zum Beispiel Senden drahtloser Signale in Übereinstimmung mit einer bestimmten Frequenz oder einem Band von Frequenzen, wie mm-Wellenfrequenzen, zu erleichtern, wie hier näher beschrieben ist.
In einem Aspekt kann die Vorrichtung 2900 Verarbeitungsschaltkreis 2902, einen Speicher 2904 und jede geeignete Anzahl N von Sender/Empfänger-Slices oder Ketten 2912.1-2912.N aufweisen, von welchen jede an eine oder mehrere entsprechende Antennen 2914.1-2914.N gekoppelt ist. Die in 29 dargestellten Komponenten sind zur einfachen Erklärung bereitgestellt und Aspekte weisen auf, dass Vorrichtung 2900 zusätzliche, weniger oder alternative Komponenten im Vergleich zu jenen aufweist, die in 29 dargestellt sind. Zum Beispiel kann Vorrichtung 2900 eine oder mehrere Leistungsquellen, Anzeigeschnittstellen, periphere Vorrichtungen, Anschlüsse usw. aufweisen.
In einem Aspekt können die verschiedenen Komponenten von Vorrichtung 2900 mit Funktionalität identifiziert sein, die hier unter Bezugnahme auf die dynamische Anwendung von DPD näher beschrieben ist. Jedes der Sender/Empfänger-Slices 2912.1-2912.N kann mit einem entsprechenden der Sender/Empfänger-Slices 2604.1-2604.N identifiziert werden, die zum Beispiel unter Bezugnahme auf das Sender/Empfängerdesign 2600, wie in 26 dargestellt, besprochen wurden.
Aspekte weisen auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2902 als jede geeignete Anzahl und/oder Art von Computerprozessoren konfiguriert ist, die Steuerung der Vorrichtung 2900 wie hier besprochen erleichtern können. In manchen Aspekten kann Verarbeitungsschaltkreis 2902 mit einem Basisbandprozessor (oder geeigneten Abschnitte davon) identifiziert werden, der durch die Vorrichtung 2900 implementiert ist. In anderen Aspekten kann der Verarbeitungsschaltkreis 2902 mit einem oder mehreren Prozessoren identifiziert werden, der durch die Vorrichtung 2900 implementiert ist, die von dem Basisbandprozessor getrennt ist, (z.B. ein oder mehrere Digitalsignalprozessoren, ein oder mehrere Prozessoren verknüpft mit einem gemeinsamen oder Sender/Empfänger-Slice-DFE usw.). In noch weiteren anderen Aspekte kann die Funktionalität der Vorrichtung 2900 mit jener kombiniert werden, die hier unter Bezugnahme auf Vorrichtung 2100 besprochen ist, die ihrerseits Funktionalität haben kann, die mit jener kombiniert ist, die hier unter Bezugnahme auf Vorrichtung 1000 besprochen ist, wie oben besprochen. Zusätzlich oder alternativ weisen Aspekte auf, dass verschiedene hier unter Bezugnahme auf Vorrichtung 2900 besprochene Funktionen durch eine oder mehrere Komponenten durchgeführt werden, die mit Vorrichtung 1000 und/oder der Vorrichtung 2500 verknüpft sind.
In jedem Fall weisen Aspekte auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2902 konfiguriert ist, Anweisungen auszuführen, um arithmetische, logische und/oder Eingangs-/Ausgangs- (I/O) Operationen durchzuführen und/oder den Betrieb einer oder mehrerer Komponenten der Vorrichtung 2900 zu steuern. Zum Beispiel kann der Verarbeitungsschaltkreis 2902 einen oder mehrere Mikroprozessoren, Speicherregister, Puffer, Takte usw. aufweisen. Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass Verarbeitungsschaltkreis 2902 mit Funktionen kommuniziert und/oder diese steuert, die mit dem Speicher 2904 und/oder den Sender/Empfänger-Slices 2912.1-2912.N verknüpft sind. Dies kann zum Beispiel Steuern und/oder Vermitteln von Sende- und/oder Empfangsfunktionen der Vorrichtung 2900, Erleichtern der Messung von Rückkopplungsdaten von einem oder mehreren Sender/Empfänger-Slice Empfangspfaden, Verwendung der Rückkopplungsdaten zum Kalibrieren des Sendepfads, der mit einem oder mehreren Sender/Empfänger-Slice Empfangspfaden verknüpft ist, Bestimmen einer gewünschten Strahlform und/oder -richtung, Berechnen des DPD-Koeffizienten für einen oder mehrere des einen oder der mehreren Sender/Empfänger-Slice-Pfade, Steuern des Zustands der Vorrichtung 2500, um in einem Empfangsmodus, Sendemodus oder Abtastmodus zu verschiedenen Zeitpunkten zu arbeiten, Durchführen einer oder mehrerer Basisbandverarbeitungsfunktionen (z.B. Medienzugriffssteuerung (MAC), Codieren/Decodieren, Modulation/Demodulation, Datensymbolabbildung, Fehlerkorrektur usw.), Identifizieren von Gruppierungen von Sender/Empfänger-Slices für DPD-Verwaltung, wie auch andere geeignete Funktionen zur Ausführung der Funktionalität, die mit den Aspekten wie hier beschrieben verknüpft ist, aufweisen.
In einem Aspekt speichert der Speicher 2904 Daten und/oder Anweisungen, sodass, wenn die Anweisungen durch den Verarbeitungsschaltkreis 2902 ausgeführt werden, der Verarbeitungsschaltkreis 2502 die verschiedenen hier beschriebenen Funktionen durchführt. Der Speicher 2904 kann als ein allgemein bekannter flüchtiger und/oder nicht flüchtiger Speicher implementiert sein, aufweisend zum Beispiel Nur-Lese-Speicher (ROM), Direktzugriffsspeicher (RAM), Flash-Speicher, eine magnetisches Speichermedium, eine Bildplatte, einen löschbaren programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM), programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM) usw. Der Speicher 2904 kann nicht entfernbar, entfernbar oder eine Kombination von beiden sein.
Zum Beispiel kann der Speicher 2904 als ein nicht transitorisches computerlesbares Medium implementiert sein, das eine oder mehrere ausführbare Anweisungen speichert, wie zum Beispiel Logik, Algorithmen, Code usw. Wie unten ausführlicher besprochen, sind die Anweisungen, Logik, Code usw., die im Speicher 2904 gespeichert sind, durch die verschiedenen Module dargestellt, wie in 29 dargestellt, die ermöglichen, dass die hier offenbarten Aspekte funktionell umgesetzt werden. Die in 29 dargestellten Module sind zur einfachen Erklärung in Bezug auf die funktionelle Verknüpfung zwischen Hardware- und Software-Komponenten bereitgestellt. Somit weisen Aspekte auf, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2902 die Anweisungen, die in diesen entsprechenden Modulen gespeichert sind, in Verbindung mit einer oder mehreren Hardware-Komponenten ausführt, um die verschiedenen Funktionen in Verknüpfung mit den Aspekten, wie hier weiter besprochen, durchzuführen. Wieder dienen die in 29 dargestellten Module der einfachen Erklärung in Bezug auf die Aspekte, die in diesem Abschnitt der Offenbarung beschrieben sind. Natürlich kann die Funktionalität, die unter Bezugnahme auf die in 29 dargestellten Module beschrieben ist, auch durch die in 10 oder 25 in Bezug auf Vorrichtungen 1000 bzw. 2500 dargestellten Module oder eine Kombination von Modulen, die mit Vorrichtungen 1000, 2500 verknüpft sind, durchgeführt werden.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die im Kalibrierungssteuermodul 2908 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Verarbeitungsschaltkreis 2902 erleichtern, dass die Vorrichtung 2900 periodisch eines oder mehrere der Sender/Empfänger-Slices 2912.1-2912.N in einen Abtastmodus bringt, um die Rückkopplungsdaten 2702 bezüglich der gesendeten Ausgangsleistung einer entsprechend gekoppelten Antenne 2914.1-2914.N zu messen. Dies kann zum Beispiel dadurch erleichtert werden, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2902 geeignete Signale über eine oder mehrere Steuerleitungen (nicht dargestellt) sendet, um den Zustand einer Schaltkomponente zu steuern, wie hier unter Bezugnahme auf die Schaltkomponente 2604 besprochen, die in 27 dargestellt ist. In einem Aspekt kann der Schaltmodus in Übereinstimmung mit einem geeigneten Plan benutzt werden um die DPD-Kalibrierung periodisch für eines oder mehrere der Sender/Empfänger-Slices 2912.1-2912.N zu aktualisieren. Zum Beispiel weisen Aspekte auf, dass diese Periode mit jeder Datenübertragung zusammenfällt oder der Abtastmodus während eines Abschnitts jeder Datenübertragung ausgelöst wird, nachdem eine gewisse Zeitperiode seit einer vorbestimmten Anzahl vorheriger Übertragungen verstrichen ist, usw.
In einem Aspekt können die ausführbaren Anweisungen, die im DPD-Steuermodul 2910 gespeichert sind, in Verbindung mit dem Verarbeitungsschaltkreis 2902 erleichtern, dass die Vorrichtung 2900 verschiedene Funktionen in Bezug auf DPD durchführt. Zum Beispiel weisen Aspekte auf, dass die ausführbaren Anweisungen, die im DPD-Steuermodul 2910 gespeichert sind, Fehlanpassungen aufgrund von Nichtlinearitäten oder anderen Eigenschaften unter den Sender/Empfänger-Slices 2912.1-2912.N unter Verwendung der Rückkopplungsdaten, die über jeden Sender/Empfänger-Slice Empfangspfad erhalten werden, bestimmen. Des Weiteren können die ausführbaren Anweisungen, die im DPD-Steuermodul 2910 gespeichert sind, erlauben, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2902 bestimmt, ob das gemeinsame DFE (z.B. gemeinsame DFE 2602) oder die Einzel-Slice DFEs (z.B. RX-Slice DFE 2622, TX-Slice DFE 2610) Ausführung von DPD-Berechnungen und deren anschließende Anwendung über jeden Sendepfad unter Verwendung der Rückkopplungsdaten durchführen sollten. In jedem Fall können die ausführbaren Anweisungen, die im DPD-Steuermodul 2910 gespeichert sind, erleichtern, dass der Verarbeitungsschaltkreis 2902 die DPDs berechnet, die dann über den FM RF-DAC (z.B. FM RF-DAC 2112) angewendet werden, um eine Pro-Sender/Empfänger-Kette DPD-Korrektur zu erreichen, wie hier besprochen.
Abschnitt VI - FILTER UND ANPASSUNGSNETZWERKE FÜR CMOS-PROZESSE
Die in diesem Abschnitt beschriebenen Aspekte beziehen sich im Allgemeinen auf passive Funkfrequenz (RF)-Komponenten und insbesondere auf gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsarchitekturen, um passive RF-Komponenten in Übereinstimmung mit komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Herstellungsprozessen zu erzielen.
Für Hochfrequenz Sender/Empfänger-Anwendungen, wie Kommunikationen unter Verwendung der 5G oder Millimeter-Welle (mmW) Bänder, ist es wünschenswert, einen simultanen Betrieb mehrerer Bänder zu ermöglichen. Aufgrund von Größen- und Schnittstelleneinschränkungen jedoch ist Verkabelung zwischen dem Sender/Empfänger und RF-Head sehr begrenzt. Aktuelle Lösungen nutzen typischerweise eine Einzel-Koaxialverkabelungslösung um mehrere kombinierte Signale unter Verwendung einer Kombinierer- und Teilerarchitektur zu tragen. Diese Lösungen erfordern auch die Verwendung von Bandpassfilter- und Anpassungsnetzwerken, die mit reaktionsfähigen Komponenten wie Kondensatoren und Induktoren implementiert sind, um angemessene Sender/Empfänger-Arbeitsleistung sicherzustellen. Häufig müssen diese Strukturen extern von integrierten Funkfrequenzschaltungen (RFICs, Radio Frequency Integrated Circuits) innerhalb des RF-Head implementiert werden.
Derzeitige CMOS-Prozesskits weisen jedoch typischerweise Metall-Oxide-Metall (MoM)- und/oder Metall-Isolator-Metall (MiM)-Kondensatoren auf, die eine hohe Prozessvariation haben. Die hohe Prozessvariation, die mit MoM- und MiM-Kondensatoren verknüpft ist, bewirkt unerwünschte Merkmale, wenn innerhalb eines Sender/Empfängerdesigns implementiert, wie ein Verursachen von Filteransprechverhaltensverschiebungen, die bandexterne Selektivität verringern. Infolgedessen ist die Verwendung von MoM- und MiM-Kondensatoren in aktuellen Sender/Empfängerdesigns problematisch, insbesondere in Bezug auf Anwendungen höherer Frequenz.
Wie oben erwähnt, nutzen drahtlose Vorrichtungen typischerweise Filter- und/oder Anpassungsnetzwerkkomponenten, die typischerweise Kondensatorkomponenten nutzen, die mit MoM- und/oder MiM-Kondensatoren implementiert sind. Wieder ist der Nachteil von MoM- und MiM-Kondensatoren die hohe Variation der Kondensatoren mit dem Prozess. Des Weiteren sind solche Lösungen nicht von Natur aus gegenüber elektrostatischer Entladung (ESD) robust. Induktive oder gekoppelte Induktorvorrichtungen auf einem Chip sind gegenüber dem Prozess und ESD robuster, aber im Sinne ihrer Fläche auf dem Die teuer. Überdies sind diese Vorrichtungen häufig ziemlich verlustreich und verschlechtern Arbeitsleistung. Angesichts der Einschränkungen von Induktoren und Kondensatoren auf einer modernen RFIC ist es häufig notwendig, Filterstrukturen extern zu implementieren.
Des Weiteren weisen andere Lösungen die Verwendung von nicht magnetisch gekoppelter Resonator-Filtertopologie auf, in der traditionelle Filterlösungen verwendet werden können, aber keine magnetische Kopplung zwischen den Induktoren gewünscht ist. Bei diesem Ansatz müssen die Induktoren ausreichend beabstandet sein, sodass sie nicht aneinander koppeln. Infolgedessen wird diese Lösung bezüglich Fläche teuer und erfordert ferner Hoch-Q-Komponenten. Überdies leidet die Implementierung erforderlicher Kondensatoren innerhalb solcher Schaltungen weiterhin an der hohen Prozessvariation wie oben besprochen.
Zur Behebung dieser Probleme sind die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, auf passive Komponenten gerichtet, die eine gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur und Gekoppelter-Induktor-Topologie implementieren, die den Spalt zwischen Filterdesign und Anpassungsnetzwerkdesign überbrückt. Dies ermöglicht eine neuartige Implementierung von Multiplexer und Anpassungsnetzwerken mit vorgeschriebener bandexterner Selektivität in typischen modernen CMOS-Prozessen.
30 veranschaulicht ein Blockdiagramm, das eine beispielhafte Platte-zu-Platte-Zwischenverbindung gemäß einem Aspekt der Offenbarung zeigt. Wie in 30 dargestellt, kann die Zwischenverbindung 3000 einen RF-Head 3002 und einen Sender/Empfänger 3004 aufweisen, die über ein Koaxialkabel 3006 miteinander verbunden sind. Obwohl das in 30 dargestellte Beispiel mit Empfang von Signalen von dem RF-Head und Weiterleiten dieser Signalen an den Sender/Empfänger 3004 verknüpft ist, sind die hier beschriebenen Aspekte nicht nur auf Empfangen oder nur Senden begrenzt und können in einem oder beiden der Fälle implementiert sein. Wie hier besprochen, kann der RF-Head 3002 mit spezifischen Abschnitten eines gesamten Sender/Empfängerdesigns identifiziert werden, wie zum Beispiel einem RF-Frontend, während der Sender/Empfänger 3004 ebenso mit anderen, separaten Abschnitten des Sender/Empfängerdesigns identifiziert werden kann, die konfiguriert sind, drahtlose Datenübertragung und Empfang zu erleichtern. Zum Beispiel können der RF-Head 3002 und der Sender/Empfänger 3004 als verschiedene Komponenten auf separaten Schaltungsplatten oder anderer Hardware, getrennt durch eine oder mehrere Kabelkopplungen implementiert sein.
Die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, können in Bezug auf die verschiedenen DFE- und/oder Sender/Empfänger-Implementierungen implementiert sein, die hier an anderer Stelle besprochen sind. Die Aspekte sind jedoch nicht darauf begrenzt, in Übereinstimmung mit den DFE- und/oder Sender/Empfänger-Aspekten implementiert zu sein, die in dieser Offenbarung bereitgestellt sind, sondern können als Teil einer geeigneten Art von System implementiert sein, das passive RF-Komponenten (z.B. Teiler, Kombinierer, Filter, Anpassungsnetzwerke usw.) unter Verwendung der Gekoppelte-Induktor-Architekturen benutzt, die in diesem Abschnitt beschrieben sind.
In jedem Fall, wie hier besprochen, ist es wünschenswert, Betrieb von mehreren Bändern simultan für Millimeter-Welle Frequenzbetriebsbänder zu ermöglichen, wie jene, die mit drahtlosen 5G-Anwendungen verknüpft sind, wie zum Beispiel hier beschrieben. Dies ist in 30 durch das Koaxialkabel 3006 dargestellt, das den RF-Head 3002 mit dem Sender/Empfänger 3004 verbindet. In dem in 30 dargestellten Beispiel sind drei trägeraggregierte Frequenzen bei 28GHz, 39GHz und 60GHz dargestellt, obwohl Aspekte, die hier beschrieben sind, nicht auf dieses Beispiel begrenzt sind und jede geeignete Anzahl und/oder Art von Signalen mit anderen Frequenzen enthalten können. Des Weiteren sind die hier beschriebenen Aspekte nicht auf nur 5G Implementierungen begrenzt, noch sind die Aspekte auf die Frequenzen begrenzt, die mit 5G drahtlosen Frequenzen verknüpft sind, die zum Zeitpunkt dieses Schriftstücks zugeordnet sind. Die hier beschriebenen Aspekte können in Übereinstimmung mit jedem geeigneten drahtlosen System implementiert sein, das jede geeignete Anzahl und/oder jeden Bereich von Frequenzen als Teil seines typischen Betriebs implementiert.
Mit anhaltender Bezugnahme auf 30 implementiert der RF-Head 3002 einen Frequenzdomänenmultiplexer 3002.1 (d.h. einen Triplexer in diesem bestimmten Beispiel), um die drei unterstützten Frequenzbänder zu kombinieren, die dann zwischen dem RF-Head 3002 und dem Sender/Empfänger 3004 über das Koaxialkabel 3006 gekoppelt werden. Der Sender/Empfänger 3004 implementiert ebenso einen Frequenzdomänenmultiplexer 3004.1 (auch ein Triplexer in diesem Beispiel), der dazu dient, die drei verschiedene Frequenzsignale zu trennen und jedes einer separaten Sender/Empfänger-Kette über ein Anpassungsnetzwerk 3004.2 bereitzustellen. Die Triplexer sind passive Komponenten, die aus einer Anzahl von Bandpassfiltern bestehen, mit einem für jedes unterstützte Frequenzbetriebsband (d.h. drei in diesem Fall). Die Verwendung der Multiplexer 3002.1, 3004.1 erlaubt die Unterstützung von Inter-Band-Trägeraggregation, während die Anpassungsnetzwerke 3004.2 Frequenzselektivität bereitstellen, um die LNAs vor bandexternen Blockern zu schützen.
Das Filter, das innerhalb jedes der Multiplexer 3002.1, 3004.1 wie auch jedes Anpassungsnetzwerks 3004.2 implementiert ist, kann aus einer Kombination von Induktoren und Kondensatoren bestehen. Wie oben besprochen, sind diese Kondensatorkomponenten typischerweise MoM- und/oder MiM-Kondensatoren implementiert und leiden somit an einem hohen Grad von Prozessvariation. Zur Behebung dieses Problems sind die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, auf vollständige Metall- (oder fast vollständige Metall-) Implementierungen von Bandpassfilter gerichtet, die eine neuartige gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur nutzen. In manchen Aspekten kann die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur ferner in Verbindung mit gekoppelten Induktoren verwendet werden. Solche Architekturen ergeben vorteilhaft Filterimplementierungen mit einer sehr geringen Prozessvariation, die auch ESD-robust ist, und diese Struktur kann auch implementiert sein, um Impedanzanpassung bereitzustellen. Mit anderen Worten, die hier beschriebenen Aspekte können in einem oder mehreren der Multiplexer 3002.1, 3004.1 und/oder den Anpassungsnetzwerken 3004.2 benutzt werden.
31A-B veranschaulichen eine beispielhafte Gekoppelte-Induktor-Architektur, die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungen implementiert, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wie in 31A-B dargestellt, können die hier beschriebenen Aspekte typische Designs ersetzen, die MoM- und/oder MiM-Kondensatoren implementieren, die häufig als Teil einer „abgegriffenen“ Konfiguration angeordnet sind, mit einer gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur. Die Verwendung abgegriffener Kondensatoren auf diese Weise stellt vorteilhaft einen zusätzlichen Freiheitsgrad in der Designmethodologie bereit. Überdies kann die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur wie hier besprochen insbesondere vorteilhaft sein, wenn implementiert, um Netzwerkfunktionalität eines abgegriffenen Kondensators bei Millimeter-Wellenfrequenzen bereitzustellen. Wie unten in diesem Abschnitt ausführlicher besprochen, erlaubt diese Implementierung einen Betrieb in Umgebung niedriger Impedanz (z.B. 50Ω) und erlaubt auch die Verwendung von Übertragungsleitungen, um die notwendigen Phasenverschiebungen zu implementieren, die für Multiplexfunktionalität erforderlich sind. Die hier beschriebenen Aspekte stellen auch eine ESD-robuste Implementierung bereit, die nicht an Prozessvariationen in Übereinstimmung mit modernen RF-CMOS Herstellungsprozessen leidet.
Dazu weisen Aspekte auf, dass die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, wie in 31A-B dargestellt, eine mehrschichtige Struktur implementiert. In einem Aspekt entspricht jede Schicht, wie in 31A-B dargestellt, einer anderen Metallschicht, die in Übereinstimmung mit einem CMOS-Prozess gefertigt ist. Zum Beispiel weist die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 zwei gekoppelte Hälften A und B bei jeder von Masseabschirmungsschichten 3102A, 3102B auf, die als Erdungsebenen dienen, die durch eine erste Oxidschicht (z.B. eine dielektrische SiO₂-Schicht, nicht dargestellt) getrennt sind, die ihrerseits bei jeder Hälfte an eine erste Metallübertragungsleitungsschicht 3108 gekoppelt ist. Die erste Metallübertragungsleitungsschicht 3108 ist ihrerseits durch eine zweite Oxidschicht (z.B. eine dielektrische SiO₂-Schicht, nicht dargestellt) getrennt, die auf eine Oberseite der ersten Metallübertragungsleitungsschicht 3108 gestapelt ist. Eine zweite Metallübertragungsleitungsschicht 3110 wird dann auf eine Oberseite dieser zweiten Oxidschicht gestapelt. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels können die Masseabschirmungsschichten 3102A/B einer oberen Metall-2 „TM-2“ Masseabschirmungsschicht eines CMOS-Prozess entsprechen, die erste Metallübertragungsleitungsschicht 3108 kann einer anderen Metallschicht wie einer oberen Metall-1 „TM-1“ Schicht eines CMOS-Prozesses entsprechen und die zweite Metallübertragungsleitungsschicht 3110 kann einer weiteren Metallschicht wie einer oberen Metall „TM“ Schicht eines CMOS-Prozesses entsprechen. Zur Klarheit, diese Bezeichnungen werden auch in den Figuren und der Beschreibung der Aspekte innerhalb dieses Abschnitts verwendet.
In jedem Fall weist jede Hälfte der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 eine duale gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung auf, wobei die Übertragungsleitung, die an jedem Ende gebildet ist, mit einem bestimmten RF-Anschluss verbunden ist, der mit einer spezifischen Implementierung der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 verknüpft ist, wie hier näher besprochen ist. Überdies ist bei jeder Hälfte der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 eine erste Kapazität zwischen der Masseabschirmung 3102A/B und einer entsprechend gekoppelten ersten Metallübertragungsleitungsschicht 3108 vorgesehen. Eine zweite Kapazität ist auch zwischen der ersten Metallübertragungsleitungsschicht 3108 und einer entsprechend gekoppelten zweiten Metallübertragungsleitungsschicht 3110 vorgesehen. Auf diese Weise kann ein „geteiltes“ Kondensatornetzwerk erzielt werden, ausschließlich durch die Verwendung der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur, wodurch die Notwendigkeit an MoM- und/oder MiM-Kondensatoren entfällt. Des Weiteren ist die erste und zweite Kapazität, die bei jeder Hälfte A und B der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 vorgesehen ist, eine Funktion der Gesamtlänge von Übertragungsleitung wie auch anderen Faktoren (z.B. der Querschnitt und die Breite der erste und zweiten Metallübertragungsleitungsschicht 3108, 3110). Daher weisen Aspekte auf, dass die Kapazitäten (z.B. als Teil eines Herstellungsprozesses) vorteilhaft durch Abgleich der Länge und/oder Breite der Übertragungsleitungen eingestellt werden.
Mit anhaltender Bezugnahme auf 31A weisen Aspekte eine Region 3120 in der Mitte der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 auf, die frei von der Masseabschirmung ist. Mit anderen Worten, die Masseabschirmungshälften 3102A, 3102B sind jeweils mit einer Masseringhälfte 3104A verbunden und enden an dieser. Somit besetzen die Masseabschirmungshälften 3102A, 3102B die Region 3120 nicht, die innerhalb der Masseringhälften 3104A, 3104B gebildet ist, die stattdessen von zwei Spiraltransformatoren 3106A, 3106B besetzt ist, die entsprechende Induktanzen bilden. Die Spiraltransformatoren 3106A, 3106B sind innerhalb der Region 3120 in der vertikalen Richtung (d.h. senkrecht zu den Masseabschirmungshälften 3102A, 3102B) getrennt und sind in Übereinstimmung mit einem bestimmten Kopplungsfaktor K induktiv aneinander gekoppelt.
In einem Aspekt ist jeder der Spiraltransformatoren 3106A, 3106B über demselben Metall gebildet, verknüpft mit der Übertragungsleitungsschicht 3108 bzw. 3110. In einem Aspekt ist der Spiraltransformator 3106A über der zweiten Metallübertragungsleitungsschicht 3110 gebildet (d.h. der „TM“ Schicht in der Anordnung, die in 31A-B dargestellt ist), wobei er sich in die Region 3120 über die Masseringhälften 3104A, 3104B hinaus erstreckt, wodurch der Spiraltransformator 3106A gebildet wird, der mit der Masseringhälfte 3104A verbunden ist und in dieser endet. Ferner ist in Übereinstimmung mit diesem Aspekt der Spiraltransformator 3106B über der ersten Metallübertragungsleitungsschicht 3108 gebildet (d.h. der „TM-1“ Schicht in der Anordnung, die in 31A-B dargestellt ist), wobei er sich in die Region 3120 über die Masseringhälften 3104A, 3104B hinaus erstreckt, wodurch der Spiraltransformator 3106B gebildet wird, der auch mit der Masseringhälfte 3104A verbunden ist und in dieser endet.
In einem Aspekt ergibt die Anordnung gestapelter und gekoppelter Übertragungsleitungen und Spiraltransformatoren, wie in 31A dargestellt, eine äquivalente Schaltung 3200, wie in 32 dargestellt. Die Stromquelle, die in 32 dargestellt ist, hat keine äquivalente Schaltungskomponente in 31A, ist aber zur Klarheit dargestellt, um eine funktionell äquivalente Schaltung bereitzustellen. Des Weiteren sind die Widerstände R1 und R2, wie in 32 dargestellt, in 31A nicht dargestellt, können aber mit dem realen Abschnitt der Impedanz an jedem Anschluss mit der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 verknüpft sein. Wenn zum Beispiel die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 als eines der Anpassungsnetzwerke 3004.2 wie in 30 dargestellt implementiert ist, kann der Widerstand R1 mit einem der Ausgänge des Triplexers 3004.1 identifiziert werden, während der Widerstand R2 t mit einer Leistungsverstärker-Eingangsimpedanz identifiziert werden kann.
Mit anhaltender Bezugnahme auf 32 kann der Kondensator C₁₁ mit der gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur von Schichten 3108, 3110 bei Hälfte A der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 verknüpft sein, während der Kondensator C₂₁ mit der gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur von Schichten 3108, 3110 bei Hälfte B der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 verknüpft sein kann. Des Weiteren kann der Kondensator C₁₂ mit der Übertragungsleitungsstruktur verknüpft sein, die durch die Schicht 3108 und die Masseabschirmungshälfte 3102A gebildet ist, während der Kondensator C₂₂ mit der Übertragungsleitungsstruktur verknüpft sein kann, die durch die Schicht 3108 und die Masseabschirmungshälfte 3102B gebildet ist. Überdies sind die Induktanzen L1 und L2 mit dem Spiraltransformator 3106A bzw. 3106B verknüpft, wodurch zwischen ihnen ein Kopplungsfaktor K gebildet ist. Somit weisen Aspekte auf, dass die abgegriffene Kondensatorstruktur durch gestapelte, gekoppelte Übertragungsleitungen durch die Abstimmung von Impedanzen im geraden/ungeraden Modus erzielt wird.
Mit anderen Worten, die geteilte Kondensatortopologie, die durch die geteilte Kondensatorschaltung 3300 implementiert ist, kann unter Verwendung der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 erzielt werden, wie zum Beispiel in 31 dargestellt, anstatt unter Verwendung von MoM- und/oder MiM- Kondensatoren für die Kondensatoren C₁₁ , C₂₁ , C₁₂ , C₂₂ . Infolgedessen weisen Aspekte eine Eliminierung der Notwendigkeit auf, MoM- und/oder MiM- Kondensatoren zu verwenden. Zur Bereitstellung zusätzlicher Klarheit bezüglich dieses Konzepts zeigt 33 eine beispielhafte Smith-Kurve, die die eingetragenen Ergebnisse eines traditionellen geteilten Kondensatornetzwerks, das traditionell unter Verwendung von MoM-Kondensatoren implementiert ist, mit der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur, dargestellt in 31B, vergleicht. Die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur, dargestellt in 31B, ist ein isolierter Abschnitt der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, die ohne die gekoppelten Spiralinduktoren 3106A, 3106B und die Masseringhälften 3104A, 3104B implementiert sein kann, wie hier näher besprochen.
Wie in 33 dargestellt, stellt die Smith-Kurve einen Vergleich von S-Parametern über eine Spanne von 20GHz bis 40GHz für jedes Design bereit. Die S-Parameter S₁₁ , S₂₁ , S₂₂ beziehen sich auf die geteilte Kondensatorschaltung 3300, die mit MoM-Kondensatoren implementiert ist, gegenüber den S-Parametern S₃₃ , S₄₃ , S₄₄ , die mit der geteilten Kondensatorschaltung 3300 verknüpft sind, die mit der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur implementiert ist, die in 31B dargestellt ist. Diese Simulationen wurden wie in 33 angegeben eingerichtet, wobei jedes Design mit den geeigneten Anschlüssen und 50Ω Abschlüssen simuliert wird. Wie in 33 dargestellt, geben die eingetragenen S-Parameter S₁₁ , S₂₁ , S₂₂ ausgezeichnete Korrelation mit den S-Parametern S₃₃ , S₄₃ , S₄₄ an.
Da die Kondensatoren, die in derzeitigen IC-Designkits, die für Implementierung einer geteilten Kondensatorschaltung geeignet sind, verfügbar sind, bis zu 25-30% variieren können, ist ihre Implementierung für nahezu alle Filteranwendungsfälle ohne zusätzliche Abstimmung inakzeptabel. Jedoch bei Verwendung einer CMOS-Prozess gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur, wie hier besprochen, ist diese Variation auf etwa 5-10% in extremen Eckenfällen begrenzt. Für die meisten Anwendungen verringern Filterkomponenten mit Toleranzen in diesem Bereich die Notwendigkeit, Abstimmbarkeit in einem gewünschten Design einzugliedern, um Prozessvariation zu überwinden. Des Weiteren, da es keine bekannten Methodologien zum Eingliedern einer Filterabstimmung bei Millimeter-Wellenfrequenzbereichen unter Verwendung von CMOS-Prozessen gibt, ohne Arbeitsleistung deutlich zu verschlechtern, sind die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, die an sich prozessinvariant sind, für Produktion von mmW RFIC Produkten hoher Arbeitsleistung mit hohem Volumen essentiell.
Als ein zusätzliches Beispiel der Vorteile der hier beschriebenen gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstrukturaspekte gegenüber traditionellen MoM-Kondensatoren stellt 34 eine Reaktion eines 39GHz Abtastfilters mit Prozessvariation dar. Aus der Kurve geht klar hervor, dass die gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsaspekte eine viel kleinere Prozessvariation verglichen mit jener der MoM-Kondensatoren haben. 34 gibt auch an, dass die gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsaspekte eine niedrigere Einfügungsdämpfung verglichen mit MoM-Implementierungen haben.
Die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, wie in 31A dargestellt, dient als Beispiel und der Kürze. Aspekte weisen viele Variationen an dem Beispiel auf, das in 31A dargestellt ist, basierend auf der besonderen Anwendung, Designfrequenz, Implementierung der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 innerhalb einer bestimmten Schaltung, den Impedanzen bei jedem Anschluss der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, Bandbreiteüberlegungen usw. Zum Beispiel weisen Aspekte mehrere der physikalischen Attribute der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 auf, die basierend auf einer bestimmten Spezifikation eingestellt oder modifiziert sind, und/oder Abschnitte der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, die weggelassen wurden. Beispielsweise können die gesamte Form und/oder Größe von beliebigen der Masseabschirmungshälften 3102A, 3102B, der Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110, der Masseringhälften 3104A, 3104B und/oder der Spiraltransformatoren 3106A, 3106B als Designparameter angesehen und eingestellt werden, um Designspezifikationen für eine besonderen Anwendung zu erfüllen.
Zur Bereitstellung mancher veranschaulichender Beispiele können die Masseabschirmungshälften 3102A, 3102B Abschnitte, die außerhalb der Region 3120 entfernt sind, Abschnitte, die innerhalb der Region 3120 hinzugefügt sind, und/oder zusätzliche Flächen der Masseabschirmungshälften 3102A und/oder 3102B, die entfernt sind, aufweisen, verglichen mit dem, was in 31A gezeigt ist. Zur Bereitstellung zusätzlicher veranschaulichender Beispiele können die Masseringhälften 3104A, 3104B und/oder die Spiraltransformatoren 3106A, 3106B andere Formen haben, wie sechseckig, kreisförmig, quadratisch usw., und müssen untereinander nicht dieselbe Form haben. Zur Bereitstellung weiterer zusätzlicher Beispiele können sich die Querschnitte jeder der Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 untereinander unterscheiden und/oder in einer Weise gestapelt sein, die von direkt untereinanderliegend abweicht (z.B. kann eine der Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 in der horizontalen Ebene in Bezug auf die andere versetzt sein). Zur Bereitstellung eines weiteren Beispiels können eine oder beide der Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 von den rechteckigen, konstanten Querschnitten abweichen, wie in 31A dargestellt, und können stattdessen eine sich verjüngende Form aufweisen. Diese sich verjüngende Form kann beispielsweise eine Verjüngung in der horizontalen Richtung (z.B. in der Ausbreitungsrichtung) und/oder in der vertikalen Richtung sein (z.B. muss der Abstand zwischen den Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 nicht gleichförmig sein).
Wieder kann die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, dargestellt in 31A, erleichtern, geteilte Kondensatornetzwerkdesigns ohne Verwendung explizit gebildeter Kondensatoren (z.B. MoM- oder MiM-Kondensatoren) zu erzielen. Ein Beispiel einer herkömmlichen reaktionsfähigen Schaltung, die verwendet werden kann, um Filtern und Anpassung innerhalb RF-Schaltungen zu erreichen, ist in 35 als Schaltung 3500 dargestellt. Schaltung 3500 hat jedoch verschiedene Nachteile, insbesondere in Bezug auf Verwendung in einer Umgebung niedriger Impedanz (z.B. 50Ω). Zum Beispiel sind die Induktanzwerte L1 und L2 nicht optimal, wenn die Widerstandswerte von R1 und R2 beide gleich 50Ω sind. Das heißt, um das gewünschte Filteransprechverhalten und Abschlüsse niedriger Impedanz aufrechtzuerhalten, werden die Werte von L1 und L2 sehr klein, wodurch sie suboptimal werden. Insbesondere wird der Qualitätsfaktor (Q) der Induktoren zu klein, was zu hoher Einfügungsdämpfung führt, wenn implementiert. Des Weiteren sind für RFIC-Anwendungen bei mmW-Frequenzen die Werte von R1 und R2 typischerweise viel größer als 50Ω, um akzeptable Arbeitsleistung zu erzielen. Und, wie an anderer Stelle in diesem Abschnitt erwähnt, sind die Kondensatoren im Allgemeinen mit MoM-Kondensatoren implementiert, die hohe Prozessvariationen haben. Die gesamte Schaltung 3500 ist somit im Allgemeinen auf einer Siliziumstruktur schwer zu implementieren.
Daher weisen Aspekte Implementierung einer geteilten Kondensatornetzwerkschaltung in Übereinstimmung mit einer besonderen Anwendung von Eingangs- und Ausgangswiderständen innerhalb der RF-Schaltung auf, wie in Schaltungen 3525A, 3525B veranschaulicht. Insbesondere implementiert die Schaltung 3525A eine geteilte Kondensatortopologie an einer Hälfte der Schaltung, verknüpft mit dem Widerstandswert R1, der kleiner als der Widerstandswert R2 ist. Das Schaltungsdesign 3525A stellt daher optimale L1- und L2-Werte für Anwendungen bereit, die ein Nieder-zu-Hoch- Impedanzfilter und/oder ein Anpassungsnetzwerk benötigen. Die Schaltung 3525B ist jedoch dieselbe Schaltung wie oben in Bezug auf 32 besprochen und implementiert eine geteilte Kondensatortopologie an jeder Hälfte, die besonders nützlich sein kann, beispielsweise wenn R1 und R2 im Wesentlichen gleiche Werte sind (z.B. innerhalb 5 oder 10% voneinander). Das Schaltungsdesign 3525B stellt daher optimale L1- und L2-Werte für Anwendungen bereit, die ein Nieder-zu-Hoch- Impedanzfilter und/oder ein Anpassungsnetzwerk benötigen.
Die hier beschriebenen Aspekte erkennen den Bedarf, die verschiedenen Schaltungstopologien, die durch die Schaltungen 3525A, 3525B dargestellt sind, über der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur zu implementieren, die zum Beispiel in 31A-B dargestellt ist. Somit sind die äquivalenten Schaltungsstrukturen der geteilten Kondensatorschaltungstopologie, dargestellt in den Schaltungen 3525A, 3525B, in 35 als Schaltungen 3550A, 3550B dargestellt. Mit anderen Worten, die Schaltungen 3550A, 3550B sind äquivalente Schaltungen wie Schaltungen 3525A, 3525B, erzielen aber die geteilte Kondensatortopologie durch Nutzung zum Beispiel der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur, dargestellt in 31A, gegenüber der Verwendung traditioneller Techniken wie MoM- und/oder MiM- Kondensatoren. Natürlich können die Schaltungen 3550A, 3550B die Induktanzen L₁ , L₂ auch über gekoppelte Spiraltransformatoren erzielen (z.B. Spiraltransformatoren 3106A, 3106B).
Mit anderen Worten, die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, wie in 31A dargestellt, kann eine entsprechende äquivalente Schaltung haben, dargestellt durch die Schaltungen 3550A, 3550B, wie in 35 angegeben. Abschnitte der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, die mit den geteilten Kondensatoren von Schaltungen 3525A, 3525B übereinstimmen, die zur Klarheit als gewisse Abschnitte der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 markiert wurden, wie in 31 dargestellt, können abhängig von der besonderen Anwendung modifiziert werden. Zum Beispiel für Anwendungen, in welchen der Widerstand R₁ kleiner als der Widerstand R₂ ist, kann die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 mit den gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 in Verbindung mit der Masseabschirmungshälfte 3102A implementiert werden. Da aber die gestapelte Kondensatortopologie nur an dieser Hälfte der Schaltung benutzt wird, muss die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 nur die gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 an einer Hälfte des Designs implementieren, z.B. der Hälfte, die mit dem niedrigeren Widerstandswert innerhalb der RF-Schaltung verknüpft ist. In diesem Fall kann die andere Hälfte B der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 zum Beispiel unter Verwendung nur der Übertragungsleitungsschicht 3108 als eine Beschickungsleitung in Verbindung mit der Masseabschirmungshälfte 3102B implementiert sein, um eine einzige Kapazität zu bilden, wobei die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsschicht 3110 weggelassen wird.
Als ein anderes Beispiel für Anwendungen, in welchen der Widerstand R₁ im Wesentlichen gleich dem Widerstand R₂ ist, kann die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 mit den gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 an jeder der Masseabschirmungshälften A und B implementiert werden. Auf diese Weise wird eine geteilte Kondensatortopologie an jeder Hälfte der Schaltung 3350B erzielt, ähnlich jener, die in Schaltung 3525B dargestellt ist.
Die hier beschriebenen Aspekte nutzen daher die Verwendung geteilter Kondensatoren in einer gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungskonfiguration, um eine Größengestaltung von Spiraltransformatoren zu ermöglichen, um eine Spitzen-Q in dem gewünschten Betriebsband zu erreichen. Folglich ist Filterarbeitsleistung (wenn so implementiert) nicht beeinträchtigt, wenn zwischen Niederimpedanzwerten in einer RFIC gearbeitet wird. Vorteilhaft neigen die Spiraltransformatoren (und Transformatoren im Allgemeinen) dazu, eine geringe Prozessvariation zu haben, wenn sie in Übereinstimmung mit typischen RFIC-Prozessen hergestellt werden, da Transformatoren physisch groß sind und unter Verwendung der dickeren, oberen Metallschichten gefertigt werden können. Typischerweise hängt der Induktanzwert der Spiraltransformatoren 3106A, 3106B, wie in 31A dargestellt, von der Pfadlänge des Spiralabschnitts ab, der in modernen IC-Prozessen gut gesteuert ist. Zum Beispiel ist eine typische Variation in Reaktanz dieser Strukturen an extremen „Ecken“ des IC-Prozesses in der Größenordnung von 5-10%.
36 veranschaulicht eine beispielhafte simulierte Triplexerimplementierung und eine Kurve der Testergebnisse gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Das beispielhafte Triplexerdesign, dargestellt in 36, ist eine Simulation eine Vier-Anschlüsse-Vorrichtung basierend auf nicht idealen, d.h. physischen Modellen, unter Verwendung der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, dargestellt in 31A. Der in 36 dargestellt Triplexer implementiert die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 an jedem von Anschlüssen 1-3, wobei die Schichten in Übereinstimmung mit einem spezifischen CMOS-Prozess markiert sind. Die hier beschriebenen Aspekte sind nicht auf dieses Beispiel begrenzt, das die Abschirmungsschichten 3102A/B als den TM-2 Masseabschirmungsschicht entsprechend angibt, wobei die erste Metallschicht 3108 der TM-1 Schicht entspricht und die zweite Metallschicht 3110 der TM Schicht entspricht.
Wie in 36 ist der Triplexer mit drei Eingangsanschlüssen 1-3 konfiguriert, wobei jeder einem spezifischen Frequenzband entspricht. Jeder von Anschlüssen 1-3 kann zum Beispiel mit einer Quelle oder Eingangsimpedanz wie 50Ω verknüpft sein. Der Ausgangsanschluss 4 stellt somit ein kombiniertes Signal bereit, das die 28GHz, 39GHz und 60GHz Signale aufweist, wobei jeder über eine separate Länge der Übertragungsleitung phasenverschoben ist. Der Ausgangsanschluss 4 kann beispielsweise mit einer Ausgangsimpedanz wie einer 50Ω charakteristischen Impedanz eines Koaxialkabels verknüpft sein. Somit kann der in 36 dargestellte Triplexer beispielsweise mit dem Triplexer 3002.1 identifiziert werden, wie hier unter Bezugnahme auf 30 dargestellt und besprochen. Der beispielhafte in 36 dargestellte Triplexer unterstützt daher 5G neue Funk- (NR) Bänder bei 28GHz und 39GHz und ermöglicht gleichzeitigen Betrieb mit dem 60GHz Band. Wie in den grafisch dargestellten Simulationsergebnissen von S-Parametern angegeben, werden geringe Einfügungsdämpfung und hohe Selektivität erhalten, da der Triplexer die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 implementiert. In anderen Aspekten kann die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsarchitektur, die mit der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 verknüpft ist, als Teil des Designs anderer RF-Schaltungskomponenten, wie zum Beispiel Impedanzanpassungsnetzwerke, implementiert sein, wie unten unter Bezugnahme auf 37 ausführlicher besprochen.
Die Verwendung von Triplexern, die in diesem Abschnitt besprochen ist, ist als Beispiel und nicht zur Einschränkung bereitgestellt. Insbesondere erklären mehrere beispielhafte, hier beschriebene Aspekte, wie jene, die insbesondere unter Bezugnahme auf 30 und 36 dargestellt sind, eine Implementierung der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsstruktur unter Verwendung einer Triplexeranordnung. Die hier beschriebenen Aspekte sind jedoch nicht auf diese besondere Implementierung begrenzt und können in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Art von allgemeinem Frequenzdomänenmultiplexer (z.B. einem Diplexer, Quadplexer usw.) implementiert werden.
Die beispielhafte Impedanzanpassungsimplementierung, wie in 37 dargestellt, wird in Übereinstimmung mit einer simulierten mmW-Verstärkeranwendung implementiert, die dieselben Schichten der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsarchitektur (d.h. die TM, TM-1 und TM-2 Schichten), die hier unter Bezugnahme auf 36 als Beispiel und nicht zur Einschränkung beschrieben sind, abbildet. Des Weiteren nutzt die simulierte Impedanzanpassungsimplementierung, wie in 37 dargestellt, das hier beschriebene Konzept eines abgegriffenen Kondensators sowohl im Eingangs- als auch im Ausgangsanpassungsnetzwerk, obwohl die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, die in diesem Beispiel verwendet wird, mit nur einer Hälfte der Struktur unter Verwendung der gestapelten und gekoppelten Übertragungsleitungsschichten 3108, 3110 implementiert ist. Zum Beispiel kann die Impedanzanpassungsimplementierung, wie in 37 dargestellt, die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 nutzen, um die 50Ω Quelle an den Eingang zu dem mmW-Verstärkereingang zu koppeln. Es können jedoch beide gestapelten Metallübertragungsleitungsschichten 3108, 3110 nur an der Quellenseite verwendet werden, während nur die Metallübertragungsleitungsschicht 3108 am mmW-Verstärkereingang implementiert sein kann. Überdies kann die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 verwendet werden, um den Ausgang des mmW-Verstärkers an eine Last (z.B. eine Antenne) zu koppeln, wobei die gestapelten Metallübertragungsleitungsschichten 3108, 3110 an der Lastseite implementiert sind, aber nur die Metallübertragungsleitungsschicht 3108 am Ausgang des mmW-Verstärkers verwendet wird.
Mit anderen Worten, wie hier unter Bezugnahme auf die in 35 dargestellte Schaltung 3550B besprochen, verwendet die simulierte Impedanzanpassungsimplementierung, wie in 37 dargestellt, eine gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung sowohl beim Eingang (d.h. der Quelle) als auch beim Ausgang (d.h. der Last). Auf diese Weise ermöglicht die simulierte Impedanzanpassungsimplementierung, wie in 37 dargestellt, dass der Verstärker zwischen einer Niederimpedanzquelle und einer Niederimpedanzlast arbeitet (die z.B. beide 50Ω sind). Als ein zusätzlicher Vorteil der hier beschriebenen Aspekte kann die Verwendung der Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100 sowohl Filter- als auch Impedanzanpassungsfunktionalität innerhalb desselben Designs bereitstellen. Beispielsweise erleichtern die Eingangs- und Ausgangsimpedanzanpassungsnetzwerke, wie in 37 dargestellt, nicht nur Impedanzanpassung zwischen Niederimpedanzquelle und Niederimpedanzlastanschlüssen, sondern stellen auch dieselbe bandexterne Selektivität wie der simulierte Triplexer bereit, wie unter Bezugnahme auf 36 dargestellt und besprochen. Beispielsweise kann das Impedanzanpassungsdesign, wie in 37 dargestellt, Frequenzselektivität äquivalent einem 4-Resonator-Bandpassfilter bereitstellen.
38 veranschaulicht eine Leistungsverstärkung- gegenüber Frequenz-Kurve der simulierten Impedanzanpassungsimplementierung, wie in 37 dargestellt, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Wieder stellt das Eingangsanpassungsnetzwerk, wie in 37 dargestellt, Selektivität bei bandexternen Blockern bereit, wodurch Sättigung der aktiven Stufe des Verstärkers verhindert wird. Die Kurve von simulierter Leistungsverstärkung gegenüber Frequenz, dargestellt in 38, ist für eine Betriebsfrequenz von 28GHz bereitgestellt. In 38 kann beobachtet werden, dass der Verstärker ein nahezu flaches Passband hat, das 5G Bänder n257, n258 und n261 abdeckt, während eine besser als 35dB an Selektivität bandexternen Blockern bei 37GHz bereitgestellt wird, was die niedrigere Bandflanke des 39GHz Bands, n260, ist, definiert für 5G NR Einsatz. Auf diese Weise überbrückt die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsarchitektur, die in diesem Abschnitt beschrieben ist, effektiv den Spalt zwischen Filterdesign und Impedanzanpassungsnetzwerkdesign. Dabei können Impedanzanpassungsnetzwerke so gestaltet sein, dass sie zusätzlich eine vorgeschriebene bandexterne Selektivität bereitstellen. Und da diese Verstärkerimplementierung die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur wie hier besprochen nutzt, zieht das Verstärker- und Anpassungsnetzwerkdesign auch vorteilhaft Nutzen aus dem ESD-Schutz, wie hier besprochen.
Die Gekoppelte-Induktor-Architektur 3100, dargestellt in 31A, und die begleitende gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur, ausführlicher dargestellt in 31B und in diesem Abschnitt besprochen, stellen mehrere Vorteile gegenüber traditionellen geteilten Kondensatorlösungen bereit. Insbesondere ermöglichen die hier beschriebenen Aspekte einen Betrieb bei Niederimpedanzpegeln (z.B. 50Ω Umgebungen) und ohne Filterarbeitsleistung bei einer bestimmten Frequenz zu beeinträchtigen. Dies erlaubt besser mmW-Funktionalität und ermöglicht Integration mit anderen mmW passiven Netzwerken. Des Weiteren, da die Implementierung gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungen und Spiraltransformatoren in einer im Wesentlichen vollständigen Metallimplementierung verwendet, sind diese Komponenten nicht für Prozessvariation verglichen mit pauschalen Komponenten anfällig, wie die oben angeführten MoM- und MiM-Kondensatoren, die beide typischerweise als Teil moderner CMOS-Prozesse verwendet werden.
Zusätzlich kann die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur als Teil eines CMOS-Prozesses implementiert werden, um die Struktur nahe Chip-Schnittstellen zu erhalten. Infolgedessen ist die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur von der verlustbehafteten Siliziumoxidschicht abgeschirmt. Des Weiteren sind Aspekte, die die hier beschriebene gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur verwenden an sich ESD-robust und lösen somit das häufig herausfordernde Problem, ESD-Schutz an mmW-Schnittstellen bereitzustellen, da ESD-Anforderungen im Allgemeinen die Verwendung von MiM- oder MoM-Kondensatoren verhindern, die direkt mit IC I/O-Pads verbunden sind.
Und da die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsstruktur erlaubt, abgegriffene Kondensatordesigns zu erzielen, erleichtert dies Freiheit bei der Größenbemessung der gekoppelten Induktanzen. Infolgedessen wird eine Struktur mit geringerem Verlust möglich, da eine Größe für Spitzen-Q in der Nähe der Passband- und Grenzfrequenzen für ein gegebenes Band gewählt werden kann. Ferner noch spart die Multiplexfunktionalität, die in den Sender/Empfänger und die ICs beim RF-Head integriert ist, beachtlichen Raum, was in Handset- oder anderen Verbraucherelektronikgeräten von besonderer Bedeutung sein kann. Alternative Lösungen zur Implementierung dieser Funktionalität erfordern andernfalls zusätzliche RF-Komponenten oder zusätzliche Verkabelung mit großen Verbindern.
Während die Schaltungstopologien, die in diesem Abschnitt s dargestellt und beschrieben sind, gestaltet sind, in modernen CMOS-Prozessen verwendet zu werden, sind solche Designs nicht dahingehend begrenzt und können in jedem Designraum ohne bekannte Einschränkungen verwendet werden.
Abschnitt VII - DIGITALE RADIO HEAD-ARCHITEKTUR UND SYSTEMP ARTITIONIERUNG
Die in diesem Abschnitt beschriebenen Aspekte beziehen sich im Allgemeinen auf Funkeinrichtungen und insbesondere auf Radio Head-Architekturen unter Verwendung digitaler Datenverbindungen anstelle von Verkabelung durch Nutzung von Sender/Empfänger-Abschnitten, die innerhalb ferner Radio Heads implementiert sind.
Funkeinrichtungsdesigns, die mm-Welle Bänder implementieren, verwenden häufig phasengesteuerte Arrays (typischerweise 8-64 Elemente), um bei diesen Frequenzen das Verbindungsbudget zu erfüllen. Abhängig von dem besonderen Verwendungsfall (z.B. eine mobile Vorrichtung oder anderes Benutzergerät (UE), Zugangspunkt (z.B. Ausrüstung in Kundenräumlichkeiten (CPE)), autonomes Fahrzeug usw., kann die Lösung mehrere Antennen-Arrays erfordern, die räumlich getrennt sein sollen. Beispielsweise kann ein UE mehrere Antennen-Arrays erfordern, die einige Zentimeter getrennt sind, während ein Fahrzeug mehrere Antennen-Arrays verwenden kann, die einige Meter getrennt sind. Zur Unterstützung die nächsten Generation verbundener Vorrichtungen und Dine müssen die mm-Welle Signale von einem Modem und RF-Sender/Empfänger-Chip zu diesen fernen Antennen-Arrays verteilt werden, während weiterhin aggressive Leistungs-, Kosten- und Formfaktoranforderungen erfüllt sind. Derzeitige Lösungen sind diesen Anforderungen nicht nachgekommen.
Wie hier besprochen, können herkömmliche Funkdesigns mehrere ferne Radio Head-Module implementieren, die mit Sender/Empfängern verbunden sind, um verschiedene Arten von Diversitätsschemata (z.B. räumliche) zu erleichtern. Ein Beispiel eines herkömmlichen Radio Head-Designs ist in 39 dargestellt, die zwei separate Radio Head-Module ‚A‘ und ‚B‘ veranschaulicht. Wie in 39 dargestellt, nutzen manche typischen Hochfrequenzfunkimplementierungen (z.B. mm-Welle) eine Multi-Chip- (d.h. Multi-Die) Partitionierungslösung. Die herkömmliche Funkeinrichtung 3900, dargestellt in 39, weist einen digitalen Modem-Chip (Modem-Die) auf, der an einen RF-Sender/Empfänger-Chip (Sender/Empfänger-Die) gekoppelt ist, der Datenwandler und Mischer implementiert, um die mm-Welle Signale in unmittelbarer Nähe zu dem Modem zu erzeugen. Des Weiteren weist die herkömmliche Funkeinrichtung 3900 auch einen phasengesteuerten Array Chip (mm-Welle φ-Verschieber) und einen Frontend-Chip (mm-Welle FE) auf, der den rauscharmen Verstärker (LNA), Leistungsverstärker (PAs), Schalter usw. aufweist. Wie in 39 dargestellt, sind die herkömmliche Funkeinrichtung 3900, die phasengesteuerten Array- und Frontend-Chips mit dem Antennen-Array an Radio Head-Modulen (d.h. jedem der Radio Heads A und B) zusammengebaut. Mit diesem Partitionierungsaufbau werden Signale zwischen dem RF-Sender/Empfänger und den Radio Head-Modulen über spezielle RF-Kabel (z.B. Koaxialkabel) verteilt. Obwohl nicht dargestellt, weisen andere herkömmliche Lösungen Verteilen einer Zwischenfrequenz (IF) an mehrere Radio Heads auf, die typischerweise im Bereich von einigen GHz ist und somit weiterhin Spezialkabel erfordert.
Solche herkömmlichen Radio Head Partitionierungslösungen haben mehrere Nachteile. Beispielsweise sind die oben erwähnten RF/IF Spezialkabel teuer (>$0,50/Kabel) und tragen direkt zur Materialkostenrechnung (BOM) bei. Des Weiteren führt die Verwendung von RF-Spezialverkabelung signifikante Einfügungsdämpfung, herbei insbesondere bei mm-Wellenfrequenzen. Zum Beispiel kann für UE Formfaktoren der Verlust von diesen Kabeln im Bereich von 9-25dB sein, abhängig von dem Frequenzband, und weist eine Gesamtbarriere zur Verwendung in Kraftfahrzeuganwendungen auf, die Signalverteilungen nutzt, die 5 Meter überschreiten und in einer rauschenden Umgebung arbeiten. Überdies erfordern alternative IF Verteilungen auch Doppelkonversion in jeder der Sende- und Empfangsketten und somit leiden diese Partitionierungslösungen an Spiegelunterdrückungs- und Rauschen-Aliasing-Einschränkungen.
Zu diesen Problemen kommt noch, dass das physische Volumen und Kostenüberlegungen typischerweise mm-Wellen-Anwendungen auf 1 Kabel pro Radio Head beschränken. Zur Behebung dieser Probleme kombinieren manche Lösungen alle der Kommunikationsfrequenzbänder (z.B. 28/39/60GHz) gemeinsam mit den Niederfrequenzreferenztakten und Steuerdaten auf einem einzigen Kabel. Dies erfordert jedoch die Verwendung von RF-Quadplexern, die eine große passive Vorrichtung sind, die Kosten weiter erhöht und zusätzliche Einfügungsdämpfung in das System einführt. Solche Verluste erfordern, dass die RF-Ketten mehrere abgestimmte Verstärkerstufen beinhalten, um den Verkabelungs-/passiven Verlust auszugleichen, was zu höherer Leistungsstreuung und Die-Fläche führt und Rauschen/Linearität-Kompromisse auf Stufenebene erzwingt. Schließlich entwickeln sich mm-Welle Lösungen wahrscheinlich zu vollständig digitaler Strahlformung für Systeme mit höherer Kapazität und höherem Durchsatz, wodurch mehr RF-Ströme erforderlich sind - eine Einschränkung, die die oben beschriebenen aktuellen RF- oder IF-Partitionierungslösungen nicht unterstützen können.
Daher stellen die hier beschriebenen Aspekte zur Behebung der oben angeführten Probleme bei traditionellen Radio Head Verteilungen eine optimalere Funkpartitionierung und Architektur bereit, in der die gesamte mm-Wellen-Funkkette zu den fernen Radio Heads geschoben wird, wie zum Beispiel unten unter Bezugnahme auf 40 ausführlicher besprochen. Infolgedessen werden die RF-Koaxialkabel durch eine digitale Verbindungsschnittstelle zwischen dem Modem und den Radio Heads ersetzt.
Wie in diesem Abschnitt ausführlicher besprochen, stellen die Radio Head Verteilungsaspekte mehrere Vorteile bereit. Beispielsweise senken die Aspekte BOM-Kosten, indem ein teures RF-Koaxial- durch ein kostengünstiges Digitalkabel ersetzt wird (z.B. ein Flexkabel wie jene, die in Kameras und anderen elektronischen Vorrichtungen verwendet werden). Zusätzlich können mm-Wellen-Anwendungen von dieser Verteilung profitieren, da RF-Koaxialverkabelung sonst zu einer akkumulierten Einfügungsdämpfungs-Penalty in der Größenordnung von 50dB von den Kabeln, Quadplexem, Teilern/Kombinierern und anderen passiven mm-Wellen-Komponenten im Signalpfad führt. Wieder erfordert ein Kompensieren dieses Verlusts ein Hinzufügen abgestimmter Verstärkerstufen zu der Palette, wodurch Leistungsstreuung erhöht wird und Kompromisse zwischen Rauschen/Linearität getroffen werden müssen.
In diesem Abschnitt sind Aspekte beschrieben, die die Vorteile hervorheben, die sich aus den verschiedenen Aspekten ergeben, die in den früheren Abschnitten beschrieben sind. Mit anderen Worten und wie unten ausführlicher besprochen, die zuvor besprochenen Aspekte ermöglichen eine Funkpartitionierungsarchitektur, die die Funkketten in die fernen Radio Heads eingliedert. Infolge dieses neu ermöglichten Partitionierungsschemas wird das Routing von RF-Signalen zwischen den Sender/Empfängern und Radio Heads eliminiert, wodurch teure und verlustreiche RF-Kabel (und andere RF-Komponenten) durch kostengünstige Kabel ersetzt werden können, die nur digitale Daten tragen.
Beispielsweise erlauben die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, die Eliminierung des oben angeführten RF-Kabelverlusts wie auch der Notwendigkeit an voluminösen, verlustreichen passiven Elementen wie dem Quadplexer, was zu geringerer Leistungsstreuung, besserer Linearität und kleinerer Fläche (weniger passive Komponenten) führt. Die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, erlauben auch die Bereitstellung einer Ende-Ende-Lösung, die von Vorrichtungen der UE- und CPE/AP-Klasse bis zu Fahrzeuganwendungen reicht, wo aktive Kabel mit digitalen Repeatern die erforderliche Reichweite unterstützen können. Diese Verteilung unterstützt somit, im Gegensatz zu aktuellen RF/IF-über-Kabel-Lösungen, die Verwendung mehrerer unabhängiger RF-Ströme für mm-Wellen-Anwendungen und darüber hinaus.
Des Weiteren vereinfachen die hier beschriebenen Funkpartitionierungsaspekte durch Eliminieren der RF-Verkabelung ferner das Funkeinrichtungslayout durch Eliminieren des Kabelverlusts, wodurch die Anzahl von RF-Verstärkungsstufen und die Anzahl passiver und anderer Komponenten verringert wird (z.B. Eliminieren oder Verringern der Anzahl großer passiver mm-Wellen-Komponenten). Dies führt ferner zu einer kleineren Chip- oder Die-Fläche, wie auch einer niedrigeren Funkeinrichtungsleistungsstreuung. Und, wie hier besprochen, die Funkpartitionierungsaspekte erlauben eine Pro-Element- (z.B. Antennenelement oder Gruppe von Antennenelementen in Verbindung mit einer empfangenden Sendekette) digitale Vorverzerrung/Korrektur, um höhere EVM und Spektralmaskenarbeitsleistung zu unterstützen. Diese Pro-Element-Kompensation kann digital Strahlschielen korrigieren und kann zum Beispiel in Kommunikationsanwendungen besonders nützlich sein, die Trägeraggregation und/oder dualen oder Mehrfachbandbetrieb implementieren.
Überdies bewegt sich die zukünftige Entwicklung drahtloser Funkkommunikationen (z.B. der vorgeschlagene „5G“ Standard und zukünftige Entwicklungen wie „6G“ usw.) zu einer vollständig digitalen Strahlformung, um höhere Kapazität durch Mehrfachanwender-MIMO zu unterstützen. Wie oben festgehalten wurde, unterstützen aktuelle Funkpartitionierungen keine vollständig digitale Strahlformung. Im Gegensatz dazu erleichtern die hier beschriebenen Aspekte Skalierbarkeit auf vollständig digitale Strahlformung, hybride Strahlformung und Kombinationen aus räumlichem Filtern und Strahlformung. Des Weiteren können die hier beschriebenen Aspekte auch simultane Mehrfachstrahlunterstützung erleichtern, eine Reihe neuer Anwendungsfälle wie weiche Übergaben, Vorrichtung-Vorrichtung-Kommunikationsverbindungen (für autonome Fahrzeuge und Drohnen) unterstützen usw.
40 veranschaulicht ein Blockdiagramm einer beispielhaften Funkpartitionierung gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Die beispielhafte Funkeinrichtung 4000 dient der einfachen Erklärung und kann zusätzliche, weniger oder andere Komponenten als jene aufweisen, die in 40 dargestellt sind. Wie in 40 dargestellt, kann die Funkeinrichtung 4000 ein Modem 4002 und jede geeignete Anzahl von Radio Heads aufweisen, wobei zwei Radio Heads (d.h. Radio Head A und B) in 40 der Kürze wegen dargestellt sind. Gemäß einem Aspekt kann das Modem 4002 an jeden entsprechenden Radio Head über eine geeignete Art von Kommunikationsverbindung 4003 gekoppelt sein, die digitale Kommunikationen zwischen diesen Komponenten erleichtert. Zum Beispiel sind zwei Verbindungen 4003.A, 4003.B in 40 der Kürze wegen dargestellt, da auch zwei Radio Heads dargestellt sind. Aspekte weisen auf, dass die Verbindungen 4003.A, 4003.B als eine geeignete Art von verdrahteter oder drahtloser Zwischenverbindung implementiert sind, wie zum Beispiel Verkabelung, die konfiguriert ist, digitale Datenströme zwischen dem Modem 4002 und jeden von Radio Head A und B zu tragen. Als ein Beispiel können die Verbindungen 4003 als flexible Flachkabel (FFC), Leiterplatten (FPC)-Kabel usw. implementiert sein.
Die digitalen Daten, die zwischen dem Modem 4002 und jedem fernen Radio Head ausgetauscht werden, der über di Funkeinrichtung 4000 implementiert ist, können zum Beispiel eine zweiseitig gerichtete Kommunikation digitaler Basisbanddaten in Übereinstimmung mit einem oder mehreren geeigneten Kommunikationsprotokollen darstellen. Wenn zum Beispiel die Funkeinrichtung 4000 Daten sendet, kann das Modem 4002 digitale Basisbanddaten über die Verbindungen 4003.A, 4003.B an jeden von Radio Head A bzw. B senden. Als ein anderes Beispiel, wenn die Funkeinrichtung 4000 Daten empfängt, kann das Modem 4002 digitale Basisbanddaten über die Verbindungen 4003.A, 4003.B von jedem von Radio Head A bzw. B empfangen.
Zum Erleichtern drahtloser Datenkommunikationen kann jeder Radio Head, der über die Funkeinrichtung 4000 implementiert ist, einen Sender/Empfänger-Die oder Sender/Empfänger-Chip 4004, einen Frontend-Die oder Chip 4006 und einen Antennen-Array-Die oder Chip 4008 aufweisen. In verschiedenen Aspekten können mehrere der Komponenten, die mit der Funkeinrichtung 4000 verknüpft sind, mit Komponenten identifiziert werden, die hier in anderen Abschnitten beschrieben sind, wie unten ausführlicher besprochen. In einem Aspekt kann jeder Radio Head einen Frontend-Chip 4006 aufweisen, der an den Antennen-Array-Chip 4008 gekoppelt ist, um Umschalten zu erleichtern, um sowohl Sende- als auch Empfangsmodi zu unterstützen. Der Frontend-Chip 4006 kann auch die Verstärkung von Datensignalen erleichtern, die von dem Antennen-Array-Chip 4008 empfangen werden, die wiederum an den Sender/Empfänger-Chip 4004 gekoppelt sind. Aspekte weisen ferner auf, dass der Frontend-Chip 4006 Signale von dem Sender/Empfänger-Chip 4004 verstärkt, die über den Antennen-Array-Chip 4008 zu übertragen sind. Somit weisen Aspekte auf, dass der Frontend-Chip 4006 PAs, LNA, Schalter usw. aufweist, wobei nur manche dieser Komponenten der Kürze wegen und als Beispiel und nicht zur Einschränkung in 40 dargestellt sind.
Beispielsweise sind die Aspekte, wie in diesem Abschnitt beschrieben, nicht auf das besondere Funkeinrichtungslayout wie in 40 dargestellt begrenzt. Mit anderen Worten, die Funkeinrichtung 4000, wie in 40 dargestellt, kann verschiedene Konfigurationen aufweisen, wobei verschiedene oder alternative Komponenten an einzelne Dies oder Chips gekoppelt oder mit diesen verknüpft sind. Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels kann der Antennen-Array-Die 4008 zusätzliche Komponenten aufweisen, abhängig von dem besonderen Betriebsmodus und/oder Design der Funkeinrichtung 4000.
In Fortsetzung dieses Beispiels weisen Aspekte auf, dass die Funkeinrichtung 4000 in Übereinstimmung mit einem der anderen Aspekte implementiert ist, die hier in den anderen Abschnitten beschrieben sind, wie jenen, die in Bezug auf die rekonfigurierbaren digitalen, analogen und hybriden Strahlformungsmodi beschrieben sind, wie im vorherigen Abschnitt unter Bezugnahme auf 21-25 besprochen. Gemäß solchen Aspekten können verschiedene Radio Heads, die Teil der Funkeinrichtung 4000 bilden, ferner modifiziert werden, um eine oder mehrere dieser Funktionen zu unterstützen.
Zum Beispiel können eine oder mehrere der Radio Heads einen Antennen-Array-Die 4008 aufweisen, der als ein phasengesteuerter Array-Die funktioniert und somit einen oder mehrere Phasenverschieber aufweist, die als Teil des Siliziums (nicht dargestellt) eingegliedert sind. In diesem Fall kann jeder Antennen-Array-Die 4008 die verschiedenen Ströme auf jedem einzelnen Antennen-Array-Die 4008 kombinieren. Andere Aspekte weisen jedoch auf, dass einer oder mehrere der Radio Heads einen digitalen Strahlformungs-Die implementieren. In einer solchen Implementierung kann der Antennen-Array-Die 4008 weiterhin ein oder mehrere einzelne Antennenelemente aufweisen, wie in 40 dargestellt, kann aber keinen Phasenverschieber auf dem Silizium aufweisen, der Teil dieses besonderen Antenne-Dies bildet. Stattdessen können eine vollständige Sender/Empfänger-Kette oder ein Slice (z.B. 4010.1), wie auch geeignete Abschnitte des Frontend-Dies 4006, an jedes Antennenelement (oder jede Gruppe von Antennenelemente) gekoppelt sein. In dieser Implementierung können die Signale zu der digitalen Domäne im Modem 4002 kombiniert werden.
Zur Bereitstellung eines weiteren Beispiels weisen Aspekte auf, dass die Funkeinrichtung 4000 einen oder mehrere Radio Heads implementiert, aufweisend einen hybriden Die. Der hybride Die kann in Übereinstimmung mit zum Beispiel den hybriden Strahlformungslösungen arbeiten, wie im vorangehenden Abschnitt unter Bezugnahme auf 21-25 beschrieben. In diesem Beispiel können die Radio Heads der Funkeinrichtung 4000 eine Kombination von Antennen-Array-Dies 4008 aufweisen, die Phasenverschieber und/oder einzelne Sender/Empfänger-Slices aufweisen, die Antennenelementen zugewiesen sind. In dieser Konfiguration kann die Funkeinrichtung 4000 eine Teilkombination in der analogen Domäne erreichen, aber eine endgültige Kombination in dem Modem 4002 innerhalb der digitalen Domäne durchführen.
In jedem Fall kann jeder Radio Head ein oder mehrere Antennenelemente innerhalb des Antennen-Array-Dies 4008 aufweisen, aber der Antennen-Array-Die 4008 kann ferner Phasenverschieber aufweisen, abhängig von dem besonderen Strahlformungsbetriebsmodus, der von der Funkeinrichtung 4000 benutzt wird. Somit weisen Aspekte auf, dass die Funkeinrichtung 4000 dynamische Strahlformungssteuerung verwendet, die dynamisch zwischen vollständig digitalen, vollständig analogen oder einem Hybrid dieser beiden Arten umschalten kann, wie zum Beispiel im vorherigen Abschnitt unter Bezugnahme auf 21-25 besprochen.
Wie hier in den vorherigen Abschnitten besprochen, kann der Antennen-Array-Chip 4008, der mit jedem Radio Head der Funkeinrichtung 4000 verknüpft ist, jede geeignete Anzahl von Antennenelementen aufweisen, die konfiguriert sind, Strahlformung in Übereinstimmung mit einer besonderen Phase und Amplitudenverjüngung (oder anderen Verteilung) zu erleichtern, die bei den einzelnen Antennenelementen angewendet wird. In einem Aspekt kann Strahlformung auf diese Weise durch Steuern der Amplituden- und/oder Phasengewichtung für jedes Antennenelement (oder jede Gruppe von Antennenelementen) erzielt werden, das über den Antennen-Array-Chip 4008 implementiert ist. Wie in den vorherigen Abschnitten besprochen, weisen Aspekte Erzielen dieser Pro-Antennenelement-Signalgranularität durch Kopplung jedes Antennenelements (oder jeder Gruppe von Antennenelementen) innerhalb des Antennen-Array-Chips 4008 an jedes entsprechende einzelne Sender/Empfänger-„Slice“ oder jeden Abschnitt auf. Somit weisen Aspekte auf, dass jeder Sender/Empfänger-Chip 4004, der durch jeden fernen Radio Head implementiert ist, jede geeignete Anzahl von Sender/Empfänger-Abschnitten aufweist, wobei jedes Sender/Empfänger-Slice eine der Techniken nutzt, die in den vorherigen Abschnitten beschrieben sind, um verschiedene Vorteile auf einer Pro-Kette und Pro-Antennenelement-Basis bereitzustellen.
In verschiedenen Aspekten können ein oder mehrere Abschnitte der Sender/Empfänger-Chips 4004 mit Komponenten identifiziert werden, die in den vorherigen, hier besprochenen Abschnitten beschrieben sind. Diese Komponenten sind unter Bezugnahme auf einen der Sender/Empfänger-Chips (4004.A) der Kürze wegen markiert und erklärt, obwohl Aspekte jede Anzahl (oder alle) der Sender/Empfänger-Chips 4004 aufweisen, die über die Funkeinrichtung 4000 implementiert sind, aufweisend Komponenten, die ähnlich identifiziert sind.
Zum Beispiel, wie in 40 dargestellt, kann jeder Sender/Empfänger-Chip 4004 ein allgemeines digitales Frontend (DFE) 4009 aufweisen, das jeder geeigneten Anzahl von digitalen Sender/Empfänger-Slices gemein ist, die über jeden Sender/Empfänger-Chip 4004 identifiziert werden. In einem Aspekt kann das DFE 4009 auch Kommunikationen zwischen jedem der Sender/Empfänger-Slices 4010 auf jedem Sender/Empfänger-Chip 4004 und dem Modem 4002 erleichtern. Zum Beispiel kann das DFE 4009 jede geeignete Anzahl und/oder Art von Schaltungen und Hardware-Komponenten aufweisen, um eine zweiseitig gerichtete Kommunikation digitaler Daten über die Kommunikationsverbindungen 4003 in Übereinstimmung mit jeder geeigneten Anzahl und/oder Art von digitalen Kommunikationsprotokollen zu ermöglichen. Beispielsweise können die Kommunikationsverbindungen 4003 serielle und/oder parallel digitale Datenkommunikationsprotokolle mit einer geeigneten Datenrate, abhängig von einer besonderen Anwendung oder Verwendung, unterstützen.
Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels ist, unter Bezugnahme auf 41, einen beispielhafte zweiseitig gerichtete digitale Kommunikationskette 4100 mit zwei Abschnitten 4102, 4104 dargestellt, die durch eine Kommunikationsverbindung 4103 verbunden sind. Der Kürze wegen sind die in 41 dargestellten Komponenten verknüpft mit einer bestimmten Kommunikationsrichtung dargestellt, obwohl Aspekte aufweisen, dass jede in 41 dargestellte Komponente eine oder mehrere Komponenten implementiert, um Datenkommunikation in jeder Richtung zu erleichtern. Beispielsweise kann Abschnitt 4102 der Kommunikationskette 4100 mit dem Modem 4002 identifiziert werden, während Abschnitt 4104 der Kommunikationskette 4100 mit dem DFE 4009 verknüpft mit jedem Sender/Empfänger-Chip 4004 identifiziert werden kann, wie in 40 dargestellt. Beide Abschnitte 4102 und 4104 können jedoch jede der Komponenten verknüpft mit dem anderen Abschnitt aufweisen, um zweiseitig gerichtete Kommunikationen zu ermöglichen.
Zum Beispiel können das Modem 4002 und/oder das DFE 4009, die mit jedem Sender/Empfänger-Chip 4004 verknüpft sind, Schaltkreis- und/oder Hardware-Komponenten, Interconnects usw., verknüpft mit einem oder mehreren Codierern und parallel zu seriellen Wandlern (Codierer +P2S), Digital/Zeit-Wandler (DTC), einen oder mehrere Stufensender (Stufe TX), einen oder mehrere Stufenempfänger (Stufe RX), Zeit/Digital-Wandler (TDC), einen oder mehrere Decodierer und Seriell/Parallel-Wandler (Decodierer +S2P) usw. aufweisen. Die Kommunikationsverbindung 4003 kann in einem Aspekt mit einer oder mehreren der Verbindungen 4003 identifiziert werden, die mit jedem Sender/Empfänger-Chip 4004 verknüpft sind, wie in 40 dargestellt.
In einem Aspekt stellt die Kommunikationsverbindung 4103 zweiseitig gerichtete digitale Kommunikationen in Übereinstimmung mit einem asynchronen zeitbasierten Protokoll bereit. Zum Beispiel können die zweiseitig gerichteten digitalen Kommunikationen, die über die Kommunikationsverbindung 4103 gesendet werden, ein Serial Time-Encoded Protokoll (STEP) aufweisen, wie von der Firma Intel mit Hauptsitz in Santa Clara, Kalifornien, entwickelt. Gemäß solchen Aspekten unterstützt die Kommunikationsverbindung 4103 mehrere Bits pro Symbol und eine schmälere Passband-Spektralbelegung als traditionelle digitale Kommunikationsprotokolle. Infolgedessen können höhere Datenraten und niedrigere Energie/Bit-Signalisierung über demselben physischen Medium erreicht werden als sonst möglich wären.
Des Weiteren können in verschiedenen Aspekten die Sender/Empfänger-Slices des Sender/Empfänger-Chips 4004 mit einer oder mehreren Komponenten identifiziert werden, wie in 40 dargestellt, die zwei Sender/Empfänger-Slices 4010.1, 4010.2 als Beispiel und nicht zur Einschränkung zeigt. In einem Aspekt kann das gemeinsame DFE 4009 mit dem gemeinsamen DFE 2102 identifiziert werden, wie in dem vorherigen Abschnitt in Bezug auf 21-25 dargestellt und beschrieben. Gemäß solchen Aspekten können die entsprechenden Sender/Empfänger-Slices, die über jeden Sender/Empfänger-Die 4004 implementiert werden, mit zum Beispiel den digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104.1-2104.N identifiziert werden, die auch unter Bezugnahme auf 21-25 dargestellt und beschrieben sind. Gemäß solchen Aspekten können die digitalen Basisbanddaten, die über die Verbindungen 4003.A, 4003.B getragen werden, mit den „digitalen Daten“ identifiziert werden, wie in 21 und an anderer Stelle hier dargestellt und beschrieben (z.B. 26), die wiederum mit den zweiseitig gerichteten digitalen Kommunikationen identifiziert werden können, die über die Kommunikationsverbindung 4103 wie oben besprochen gesendet werden.
Wie in 40 dargestellt, kann jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 eine Sendekette oder einen Sendepfad und eine Empfangskette oder einen Empfangspfad aufweisen, die jeweils mehrere Komponenten aufweisen, die als Funktionsblöcke in 40 dargestellt sind. Zum Beispiel kann der Empfangskettenpfad, der mit jedem entsprechenden Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist, die Komponenten aufweisen, die in dem unteren Abschnitt jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 dargestellt sind. Diese Komponenten geben über die Richtung der Pfeile an, dass ein bestimmter Datenstrom, der über ein Antennenelement oder eine Gruppe von Elementen in dem Antennen-Array-Chip 4008.A empfangen wird, an den Frontend-Chip 4006.A und wiederum an das gemeinsame DFE 4009 gekoppelt ist, um Datenverarbeitung zu erleichtern, wenn die Funkeinrichtung 4000 in einem Empfangsmodus arbeitet.
Somit kann die Empfangskette, die mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist, zum Beispiel einen Mischer, wie in 40 dargestellt, einen Analog/Digital-Wandler-Block (ADC), einen Abwärtsabtastungsblock (↓ N) und einen Digitalsignalverarbeitungsblock (DSP) aufweisen. Jeder dieser Blöcke innerhalb der Empfangskette kann über eine oder mehrere Schaltungen, Prozessoren und/oder Hardware Komponenten in verschiedenen Aspekten implementiert sein. Zum Beispiel können der DSP-Block und der Abwärtsabtastungsblock mit demselben Prozessor oder verschiedenen Prozessoren oder Abschnitten davon verknüpft sein. In einem Aspekt können die DSP- und Abwärtsabtastungsblöcke ein Empfangs-DFE-Slice darstellen, das mit einer oder mehreren Empfangsketten jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist, das als Teil jedes Sender/Empfänger-Chips 4004 gebildet ist, der mit jedem entsprechenden Radio Head der Funkeinrichtung 4000 verknüpft ist. In einem Aspekt kann dieses Empfangs-DFE-Slice zum Beispiel mit dem RX-Slice DFE 2122 identifiziert werden, wie hier unter Bezugnahme auf 21 dargestellt und beschrieben.
Und, in Bezug auf den Sendebetriebsmodus kann die Sendekette, die mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist, die Komponenten aufweisen, die im oberen Abschnitt jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 dargestellt sind. Diese Komponenten geben über die Richtung der Pfeile an, dass Daten, die durch das gemeinsame DFE 4009 erzeugt werden, an den Frontend-Chip 4006.A und wiederum an den Antennen-Array-Chip 4008.A gekoppelt sind, um Datenübertragung eines bestimmten Datenstroms über ein Antennenelement oder eine Gruppe von Elementen in dem Antennen-Array-Chip 4008.A zu erleichtern. Somit kann die Sendekette, die mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist, zum Beispiel einen Digitalsignalverarbeitungsblock (DSP), einen digitalen Vorverzerrungsblock (DPD), einen Phasenmodulationsblock (Φ-Mod) und einen digitalen Leistungsverstärkerblock (DPA) aufweisen.
Jeder dieser Blöcke innerhalb der Sendekette kann über eine(n) oder mehrere Schaltungen, Prozessoren und/oder Hardware-Komponenten implementiert sein. Zum Beispiel können der DSP-Block und der DPD-Block mit demselben Prozessor oder mit verschiedenen Prozessoren oder Abschnitten davon verknüpft sein. In einem Aspekt können die DSP- und DPD-Blöcke ein Sende-DFE-Slice darstellen, das mit der Sendekette jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist, das als Teil jedes Sender/Empfänger-Chips 4004 gebildet ist, der mit jedem entsprechenden Radio Head der Funkeinrichtung 4000 verknüpft ist. In einem Aspekt kann dieses Sende-DFE-Slice zum Beispiel mit dem TX-Slice DFE 2110 identifiziert werden, wie hier unter Bezugnahme auf 21 dargestellt und beschrieben.
Wieder kann jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 zusätzliche oder andere Komponenten aufweisen, die der Kürze wegen in 40 nicht dargestellt sind. Als ein Beispiel werden die verschiedenen Schalter und Summierungsblöcke, die mit den digitalen Sender/Empfänger-Slices 2104 verknüpft sind, wie in 22-24 dargestellt, nicht innerhalb jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 reproduziert, wie in 40 dargestellt. Aufgrund der DFE-pro Sender/Empfänger-Slice-Architektur jedoch, die durch die Aspekte wie hier beschrieben bereitgestellt ist (z.B. der DSP-Block und der Abwärtsabtastungsblock dienen als ein RX-Slice DFE und die DSP- und DPD-Blöcke dienen als ein TX-Slice DFE), ermöglicht die Verwendung digitaler Datenverbindungen Systemflexibilität, wie in Bezug auf die anderen Aspekte besprochen, die oben dargestellt und beschrieben sind. Beispielsweise können die Partitionierung und Architektur der Funkeinrichtung 4000 erleichtern, dass die Funkeinrichtung 4000 dynamisch zwischen vollständig digitaler Strahlformung und hybriden Strahlformungsmodi umschaltet, wie hier unter Bezugnahme auf 21-25 zum Beispiel dargestellt und beschrieben.
Des Weiteren, obwohl in 40 der Kürze wegen nicht dargestellt, können jeder Frontend-Chip 4006 und Antennen-Array-Chip 4008 ferner Modifizierungen aufweisen, um den Senderausgang zu überwachen oder abzutasten, um Senderausgangsrückkopplung über den Eingang zu der Antenne zu erhalten, die mit jedem bestimmten digitalen Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist, wie hier unter Bezugnahme zum Beispiel auf die 26-29 dargestellt und beschrieben ist. Gemäß solchen Aspekten kann jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 zusätzlich oder alternativ flexible digitale Vorverzerrung (DPD) für jeder Sendekette erleichtern.
Gemäß solchen Aspekten können die DSP- und Abwärtsabtastungsblöcke zusätzlich oder alternativ ein Empfangs-DFE-Slice darstellen, das zum Beispiel mit dem RX-Slice DFE 2622 identifiziert wird, wie hier unter Bezugnahme auf 26-27 dargestellt und beschrieben. Des Weiteren können die DSP- und DPD-Blöcke zusätzlich oder alternativ ein Sende-DFE-Slice darstellen, das zum Beispiel mit dem TX-Slice DFE 2610 identifiziert wird, wie hier unter Bezugnahme auf 26-27 dargestellt und beschrieben. Somit weisen Aspekte der DSP- und Abwärtsabtastungsblöcke innerhalb einer Empfangskette eines oder mehrerer Sender/Empfänger-Slices 4010 Bereitstellung von Rückkopplungsdaten an die DSP- und DPD-Blöcke innerhalb eine Sendekette eines oder mehrerer Sender/Empfänger-Slices 4010 auf, um die Anwendung von DPD-Koeffizienten auf einer Pro-Sender/Empfänger-Kettenbasis zu erleichtern, wie in Bezug auf 26-29 dargestellt und beschrieben. Wieder kann dies aufweisen, dass die Empfangs- und Sende-Slice DFEs, die mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft sind, in Verbindung mit dem gemeinsamen DFE 4009 arbeiten, um einen geeigneten Grad an DPD bereitzustellen, um zum Beispiel Nichtlinearitäten und Strahlschrägstellung zu korrigieren.
Überdies kann eine Sendekette, die mit einem oder mehreren entsprechenden Sender/Empfänger-Slices 4010 verknüpft ist, konfiguriert sein, Frequenzmultiplikation, Amplitudengewichtung, I/Q-Datenabbildung, Phasenverschiebung usw., bereitzustellen, wie hier zum Beispiel in Bezug auf die verschiedenen FM-RFDAC Aspekte besprochen, die unter Bezugnahme auf 11-20 dargestellt und beschrieben sind.
Zum Beispiel weisen Aspekte auf, dass die Phasenmodulations- und digitalen Leistungsverstärkerblöcke zusätzlich oder alternativ die verschiedenen Schaltungen, Hardware-Komponenten, Verarbeitungsfunktionen und/oder Zwischenverbindungen darstellen, wie hier unter Bezugnahme auf die FM-RFDACs 1210 beschrieben, die hier unter Bezugnahme auf 12-15 dargestellt und beschrieben sind. Gemäß solchen Aspekten können Phasenmodulations- und digitale Leistungsverstärkerblöcke ein LO-Signal aufweisen, das durch den LO-Block 4012 erzeugt wird, wie unten ausführlicher besprochen wird. Dazu weisen Aspekte auf, dass die Phasenmodulations- und digitalen Leistungsverstärkerblöcke, die mit jeder Sender/Empfänger-Kette 4010 verknüpft sind, die als Teil jedes entsprechenden Sender/Empfänger-Chips 4004 gebildet ist, Phasenverschiebung und Frequenzmultiplikation auf einer Pro-Sender/Empfänger-Slice-Basis erleichtern.
Dazu weisen Aspekte auf, dass Phasenmodulations- und digitale Leistungsverstärkerblöcke, die mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft sind, Phasenauswahlschaltkreis, Kondensatorbänke, Verzögerungselemente, resonante Anpassungsnetzwerke usw. implementieren. Aspekte weisen auf, dass die Implementierung dieser Komponenten für jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 die geeignete Kombination aus Niederfrequenzsignalen ermöglicht, um ein höheres Frequenzsignal mit einer gewünschten Phasenverschiebung für jedes Antennenelement oder jede Gruppe von Elementen zu erhalten, um eine gewünschte Strahlrichtung und -form bereitzustellen. Mit anderen Worten, Aspekte weisen auf, dass jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 dieselbe Funktionalität wie hier in Bezug auf die verschiedenen FM-RFDAC-Aspekte besprochen, die in einem polaren Sendersystem benutzt werden, aufweist, wie zum Beispiel unter Bezugnahme auf 11-15 dargestellt und beschrieben. Gemäß solchen Aspekten können das Sende-Slice-DFE, das mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft ist (z.B. die DSP- und DPD-Blöcke) und/oder das gemeinsame DFE 4009 mit dem DFE 1206 und DTC 1204 identifiziert werden, die für das polare Sendesystem verwendet werden, wie zum Beispiel in 12 dargestellt.
Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 ferner von der Konfiguration, die in 40 dargestellt ist, modifiziert ist, um in Übereinstimmung mit einem Quadratur-Übertragungssystem zu arbeiten. Gemäß solchen Aspekten können die Phasenmodulations- und digitalen Leistungsverstärkerblöcke, die mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verknüpft sind, zusätzlich oder alternativ mit den verschiedenen Schaltungen, Hardware-Komponenten, Verarbeitungsfunktionen und/oder Zwischenverbindungen verknüpft sein, die in Bezug auf die U und V FM-RFDACs 1610.1, 1610.2 unter Bezugnahme auf 16-20 dargestellt und beschrieben sind. Gemäß solchen Aspekten kann jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 Neuabbildung von I- /Q-Daten auf eine neue Achse (z.B. eine 45 Grad-Achse) erleichtern und Phasenauswahlschaltkreis, Kondensatorbänke, Verzögerungselemente, resonante Anpassungsnetzwerke usw. implementieren. Infolgedessen kann jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 passend Signale kombinieren, um ein höheres Frequenzsignal mit einer gewünschten Phasenverschiebung für jedes Antennenelement oder jede Gruppe von Elementen zu erhalten, um eine gewünschte Strahlrichtung und -form bereitzustellen. Mit anderen Worten, Aspekte weisen auf, dass jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 dieselbe Funktionalität erleichtert, wie hier in Bezug auf die verschiedenen U und V FM-RFDAC Aspekte besprochen, die in einem Quadratur-Sendersystem benutzt werden, wie zum Beispiel unter Bezugnahme auf 16-20 dargestellt und beschrieben. Gemäß solchen Aspekten können das Sende-Slice-DFE, das mit jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 (z.B. die DSP- und DPD-Blöcke) verknüpft ist, und/oder das gemeinsame DFE 4009 mit dem DFE 1606 identifiziert werden, das für das Quadratur-Übertragungssystem verwendet wird, wie zum Beispiel in 16 dargestellt.
In einem Aspekt kann der LO-Block 4012 Schaltkreis- und/oder Hardware-Komponenten aufweisen, um ein oder mehrere LO-Signale zu erzeugen, die von jedem Sender/Empfänger-Slice 4010 verwendet werden. Zum Beispiel kann der LO-Block 4012 einen synthetisierten Frequenzgenerator, wie zum Beispiel einen digitalen Phasenregelkreis, implementieren, der an einen LO-Erzeugungsblock (LOGEN) gekoppelt ist. In einem Aspekt kann der LOGEN-Block, der durch den LO-Block 4012 implementiert ist, mit einer oder mehreren der LOG-Einheiten 204.1-204.K identifiziert werden, wie oben unter Bezugnahme auf 2 dargestellt und beschrieben. Somit weisen Aspekte auf, dass der LOGEN-Block Schaltkreis, Prozessoren, Interconnects usw. implementiert, um die Kombination aus phasenverschobenen und/oder gewichteten Signalen zu erleichtern, um ein LO-Signal höherer Frequenz unter Verwendung eines anfänglich erzeugten Referenzsignals bei einer subharmonischen Frequenz (z.B. über eine DPLL) zu erzeugen, wie hier zum Beispiel unter Bezugnahme auf 1-10 dargestellt und beschrieben. In einem Aspekt kann der LOGEN-Block Quadratur-LO-Signale für jede Empfangskette erzeugen, die in jeder Sender/Empfänger-Kette 4010 aufgewiesen ist, die mit dem Sender/Empfänger-Chip 4004 verknüpft ist. Diese Quadratur-LO-Erzeugung kann zum Beispiel die Techniken aufweisen, die hier unter Bezugnahme auf 7 und 8 beschrieben sind. Auf diese Weise kann jedes Sender/Empfänger-Slice 4010 mit seinem eigenen zweckbestimmten Satz von Quadratur-LO-Signalen mit einer Phase, die auf diese bestimmte Empfangskette und Antenne abgestimmt ist, bereitgestellt sein.
Wieder bietet die Funkpartitionierung für Funkeinrichtung 4000, die in 40 als Beispiel dargestellt ist, mehrere Vorteile, die daraus resultieren, die Sender/Empfänger-Slices der Funkeinrichtung zu den Radio Heads A und B zu schieben. Zum Beispiel ermöglicht dies eine optimalere Systempartitionierung verglichen mit der herkömmlichen Partitionierung, dargestellt in 39. Des Weiteren ersetzen die Funkpartitionierungsaspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, Hochfrequenzsignalverteilung (z.B. mm-Welle) RF-Verkabelung durch digitale Hochgeschwindigkeits-I/O-Verbindungen unter Verwendung einer kostengünstigen Leiterbahn oder flexiblen Verkabelung. Die Verwendung dieses digitalen I/O bietet auch eine Anzahl von Systemvorteilen. Beispielsweise ermöglicht der digitale I/O, dass Skalierung in Übereinstimmung mit Antennen-Array-Größe, der Anzahl von Frequenzbändern und/oder dem Abstand einfacher als bei herkömmlichen Systemen durchgeführt wird. Aus einer Designperspektive können Echtzeitsteuerungs- und Synchronisationssignale auch in die digitale I/O-Verbindungsschnittstelle eingegliedert werden, wie im nächsten Abschnitt ausführlicher besprochen ist. Ferner weisen Aspekte die Verwendung von Repeater auf (nicht dargestellt), die leicht in den digitalen I/O eingeführt werden können, um den Abstand zwischen dem Modem und den fernen Radio Heads zu vergrößern. Dies kann besonders zum Beispiel für Fahrzeuganwendungen oder andere rauschstarke Umgebungen nützlich sein, die längere Abstände benötigen, da Aspekte Implementierung von Verbindungen 4003 über Glasfaserverkabelung aufweisen.
Abschnitt VIII - FLEXIBLE KABELIMPLEMENTIERUNG FÜR DIGITALE RADIO HEADS
Die in diesem Abschnitt beschriebenen Aspekte beziehen sich im Allgemeinen auf Funk-Interconnects und insbesondere auf Funk-Interconnects, die Verbinder eliminieren.
Zur Unterstützung der nächsten Generation von verbundenen Vorrichtungen und Dingen müssen mm-Wellen-Signale von einem Modem und RF-Sender/Empfänger-Chip zu fernen Antennen-Arrays verteilt werden, während sie weiterhin aggressive Leistungs-, Kosten- und Formfaktoranforderungen erfüllen. Derzeitige Lösungen sind diesen Anforderungen nicht nachgekommen.
Wie hier besprochen, können herkömmliche Funkdesigns mehrere ferne Radio Head-Module implementieren, die mit Sender/Empfängern zwischenverbunden sind, um verschiedene Arten von Diversitätsschemata zu erleichtern. Ein Beispiel eines herkömmlichen Radio Head Designs ist in 39 dargestellt, die zwei separate Radio Head-Module ‚A‘ und ‚B‘ veranschaulicht. In dem vorherigen Abschnitt wurden Aspekte beschrieben, die die oben angeführte Probleme mit diesen traditionellen Radio Head Verteilungen beheben. Diese Aspekte weisen Bereitstellen einer optimaleren Funkpartitionierung und Architektur auf, wobei die gesamte Funkkette zu den fernen Radio Heads geschoben wird, wie zum Beispiel unter Bezugnahme auf 40 besprochen. Somit ersetzen die Aspekte, die im vorherigen Abschnitt unter Bezugnahme auf 40-41 beschrieben sind, die RF-Koaxialkabel durch eine digitale Verbindungsschnittstelle zwischen dem Modem und den Radio Heads.
Dieser Abschnitt stellt zusätzliche Einzelheiten in Bezug auf diese digitalen Verbindungen bereit, die im vorherigen Abschnitt unter Bezugnahme auf 40-41 beschrieben sind. Die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, sind jedoch nicht auf die Implementierungen in Bezug auf die Aspekte wie unter Bezugnahme auf 40-41 oder an anderer Stelle hier dargestellt und beschrieben, begrenzt. Stattdessen können die Aspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, bei jeder Art von Funkarchitektur oder Partitionierung anwendbar sein, die von der Entfernung von Verbindern von einem oder mehreren Kabeln innerhalb des Funkeinrichtungssystems profitieren kann. Die physische Struktur des Kabels, die innerhalb eines Funkeinrichtungssystems zur Bereitstellung solcher Vorteile verwendet wird, wie auch die Vorteile selbst werden in diesem Abschnitt näher besprochen.
Die Verwendung digitaler Verbindungen zwischen den Radio Heads und Modems (z.B. die digitalen Verbindungen 4003, wie in 40 dargestellt) können übermäßigen Verlust in der Verkabelung mit sich bringen, insbesondere, wenn bei hohen Datenraten angetrieben, um zum Beispiel, mm-Wellen-Frequenz Kommunikationen zu unterstützen. Des Weiteren erhöhen die Verbindung die Kosten der Designs, beschränken deren Implementierung und erfordern Designüberlegungen, insbesondere in Bezug auf physische Einschränkungen in UE Vorrichtungen (z.B. können Verbinder die Verringerung in einer oder mehreren Dimensionen, wie Dicke, begrenzen). Verbinder erhöhen auch Komplexität für Dritte, die Designs anpassen, da ein Modem eines Dritten zu dem Radio Head passen muss, der durch den Radio Head Hersteller bereitgestellt ist.
Die Kabeldesignaspekte, die in diesem Abschnitt besprochen sind, erlauben, dass die digitalen Datenzwischenverbindungen zwischen verschiedenen Radio Head Komponenten (oder den gesamten Radio Heads) und Modems, wie in vorherigen Abschnitten besprochen, flexible Verkabelung verwenden, die die Notwendigkeit von Plattenverbindern verringert oder vollständig eliminiert. Dabei erlauben die Kabelaspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, die Implementierung mehrerer digitaler Datendifferentialpaare oder „Spuren“, um Hochgeschwindigkeitsdatenkommunikationen (z.B. serielle Datenkommunikationen) zwischen dem Modem und dem (den) Radio Head(s) zu erleichtern. Die Entfernung von Verbindern ermöglicht auch ein Hinzufügen zusätzlicher Differentialpaare zu der Verkabelung, da die Gegenwart von Verbindern zusätzliche Verlust mit hinzugefügten Paaren mit sich bringt. Als ein zusätzlicher Vorteil vereinfacht die Eliminierung von Kabeln, die schwer zu modellieren sind, das Design und Layout des Funksystems.
Die hier beschriebenen Aspekte ermöglichen auch Kommunikationen höherer Frequenz und die mehreren digitalen Datenpaare unterstützen mehrere simultane Kommunikationskanäle für verschiedene Kommunikationsprotokolle. Beispielsweise können die hier beschriebenen Verkabelungsaspekte digitale Daten tragen, um Kommunikationen bei mm-Wellenfrequenzen, 60 GHz Bänder, verknüpft mit Wi-Fi Kommunikationsprotokollen (z.B. 802.11 ay), Wi-Gig, Global Navigation Satellite Systems (GNSS) usw. zu unterstützen. Daher erleichtern die hier beschriebenen Aspekte Signalmultiplexen auf einem einzigen Kabel, wodurch Vorteile durch Verwendung einer geringeren Anzahl von Kabeln innerhalb eines Funksystems bereitgestellt werden, um eine weniger komplexe Lösung zu erhalten.
Des Weiteren können die Kabelaspekte, die in diesem Abschnitt beschrieben sind, verschiedene Komponenten implementieren, die in das Kabeldesign integriert sind. Zum Beispiel weisen manche Aspekte auf, dass die Kabel verschiedene Komponenten haben, wie Verstärker, Sender/Empfänger, Antennen usw., die direkt an dem Kabel montiert sind, um zusätzliche Flexibilität bezüglich deren Platzierung und Verwendung in einem Gerät eines Dritten bereitzustellen. Und, da die hier beschriebenen Kabelaspekte erlauben, dass Funkkomponenten (z.B. Antennen-Chips und RFICs) direkt an dem Kabel montiert werden, kann eine gemeinsame Positionierung von mehr als einem Antennen-Array innerhalb eines einzigen Designs erreicht werden. Dies kann besonders zum Beispiel für Anwendungen nützlich sein, die mehr als ein Frequenzband für drahtlose Kommunikationen benutzen. Wenn zum Beispiel eine Vorrichtung für mm-Wellen-Kommunikationen verwendet wird, kann ein Antennen-Chip an dem Kabel montiert werden, das konfiguriert ist, bei einem niedrigeren Frequenzband (z.B. kleiner als 7 GHz) zu arbeiten, während ein zweiter Antennen-Chip am dem Kabel montiert werden kann, das konfiguriert ist, bei einem höheren Frequenzband (z.B. mehr als 24 GHz) zu arbeiten.
42 veranschaulicht eine beispielhafte Kabel- und Komponentenschnittstelle, gemäß einem Aspekt der Offenbarung. Die beispielhafte Kabel- und Komponentenschnittstelle 4200 ist zur einfachen Erklärung bereitgestellt und kann zusätzliche, weniger oder andere Komponenten als jene aufweisen, die in 42 dargestellt sind. 42 stellt eine Draufsicht und eine Seitenansicht bereit, die zusätzliche Einzelheiten und ein besonderes Beispiel einer Implementierung unter Verwendung des Kabels 4202 zeigt. Unter Bezugnahme auf die Draufsicht weist die Kabel- und Komponentenschnittstelle 4200 ein Kabel 4202 auf, das eine digitale Kommunikationsschnittstelle zwischen mindestens zwei verschiedene Funkkomponentenblöcke 4204 und 4206 bereitstellt. In einem Aspekt kann jeder der Funkkomponentenblöcke 4204, 4206 eine oder mehrere Funkkomponenten aufweisen. Diese Funkkomponenten können die Verbindungen benutzen, die durch das Kabel 4202 bereitgestellt werden, um miteinander zu kommunizieren, miteinander zu interagieren und/oder in Verbindung miteinander zu arbeiten, basierend auf der Art von Komponenten, der Stelle innerhalb der Funksystemarchitektur und/oder der Funktion, die mit den einzelnen Funkkomponenten verknüpft ist, wie unten ausführlicher besprochen. Zum Beispiel können Funkkomponenten innerhalb des Funkkomponentenblocks 4204 Zwischenverbindungen innerhalb des Kabels 4202 verwenden, um eine funkbasierte Funktion bereitzustellen. Als ein anderes Beispiel können eine oder mehrere Funkkomponenten innerhalb des Funkkomponentenblocks 4204 Zwischenverbindungen innerhalb des Kabels 4202 verwenden, um mit einer oder mehreren Funkkomponenten innerhalb Funkkomponentenblock 4206 zu kommunizieren, um eine andere, unterschiedliche funkbasierte Funktion bereitzustellen.
Zur Bereitstellung eines veranschaulichenden Beispiels kann das Kabel 4202 eine oder mehrere der Kommunikationsverbindungen 4003 bereitstellen, wie im vorherigen Abschnitt in Bezug auf 40-41 dargestellt und beschrieben. In Fortsetzung dieses Beispiels kann einer der Funkkomponentenblöcke 4204, 4206 mit dem Modem 4002 identifiziert werden, während der andere der Funkkomponentenblöcke 4204, 4206 mit einem der Radio Heads A oder B, wie in 40 dargestellt, identifiziert werden kann. Wie unten ausführlicher besprochen, weisen Aspekte auf, dass das Kabel 4202 verschiedene Schichten, Mikrodurchkontaktierungen und/oder Zwischenverbindungen hat, um diese Kommunikationen zu unterstützen, wie auch andere funkbasierte Funktionen, wodurch Verbinder an einem oder beiden Kabelenden eliminiert werden.
Dazu weisen Aspekte auf, dass das Kabel 4202 als eine geeignete Art von Kabel implementiert ist, das konfiguriert ist, digitale Kommunikationen zu unterstützen. In einem Aspekt kann das Kabel 4202 als eine geeignete Art von flexiblem Kabel implementiert sein, mit jeder geeigneten Anzahl von Schichten (z.B. 2-8). Beispielsweise kann das Kabel 4202 als ein flexibles Flachkabel (FFC), ein Leiterplatten- (FPC)-Kabel usw. implementiert sein. Das flexible Kabel kann auch aus jeder geeigneten Art von Material hergestellt werden, wie zum Beispiel flüssigkristallines Polymer (LCP). Des Weiteren weisen Aspekte auf, dass das Kabel 4202 jede geeignete Anzahl von Mikrodurchkontaktierungen hat, die zwischen Schichten 4250.1-4250.4 und/oder unter den Schichten 4250.1-4250.4 gestaffelt sein können, um Zwischenverbindungen zwischen den Schichten selbst und/oder Zwischenverbindungen zwischen den verschiedenen Komponenten bereitzustellen, die an das Kabel 4202 gekoppelt sind.
Unter Bezugnahme auf die Seitenansicht des Kabels 4202, wie in 42 dargestellt, ist das Kabel 4202 in diesem Beispiel als ein vierschichtiges flexibles Kabel implementiert, wie durch jede der Kabelschichten 4250.1-4250.4 angegeben. Wieder sind die hier beschriebenen Aspekte nicht auf diese Beispiele begrenzt und das Kabel 4202 kann jede geeignete Anzahl von Schichten aufweisen, abhängig von der besonderen Anwendung, der Anzahl von Radio Heads, der Anzahl von gewünschten Kommunikationsspuren usw. In einem Aspekt bezeichnet jede der Schichten 4250.1-4250.4 eine entsprechende Kupferschicht zur Verbindung von Signalschichten des Kabels 4202.
Gemäß verschiedenen Aspekten kann die Anzahl von Schichten auch erhöht werden, um eine oder mehrere Spannungsebenen (z.B. Spannungsversorgungsebenen) aufzuweisen und/oder um Datenratensignale niedriger Frequenz (z.B. über nicht abgeschirmte Datenleitungen) zu tragen. Diese Datenratensignale niedriger Frequenz können anderen Daten als den digitalen Basisbanddaten entsprechen, die zwischen dem externen Modem (z.B. der Vorrichtungsplatte 4280) und dem RFIC-Chip 4270 bei niedrigerer Datenrate (z.B. einem Zehntel, einem Hundertstel usw. der Rate der digitalen Basisbanddaten) kommuniziert werden können. Ein Beispiel dieser Datenratensignale niedriger Frequenz kann beispielsweise Steuersignale aufweisen, die zwischen der RFIC 4270 und dem Vorrichtungsmodem in Bezug auf Funkeinrichtungsbetrieb, -steuerung und/oder Funktionalität kommuniziert werden. In verschiedenen Aspekten können die Bahnrouting- und/oder Kommunikationsstandards, die für die Kommunikation digitaler Basisbanddaten und der Datensignale niedriger Frequenz benutzt werden, dieselben oder verschiedene Arten von Spuren, Kommunikationsprotokollen, Abschirmungskonfigurationen usw. sein, abhängig von der besonderen Anwendung, den Datenraten und/oder den Signalarten.
Jeder der verbleibenden Schichten 4250.1-4250.4 (d.h. jene, die nicht für Spannungsebenen oder Niederfrequenzsignalleitungen zweckbestimmt sind) kann geroutete Signalleitungsbahnen aufweisen, die konfiguriert sind, digitale Hochgeschwindigkeitsdatensignale zu tragen. In einem Aspekt können diese gerouteten Signalleitungen für jede Datenspur eine Doppelspurkonfiguration in Übereinstimmung mit digitaler Differentialdatensignalisierung aufweisen. Somit können für jedes Differentialdatensignalisierungspaar zwei physische Bahnen angeordnet und in einer oder mehreren der Schichten 4250.1-4250.4 geroutet werden. Da diese Differentialdatenpaare digitale Hochgeschwindigkeitsdaten tragen können (z.B. serielle Datenkommunikationen in der Größenordnung von mehreren zehn oder hundert Gbps), weisen Aspekte ferner auf, dass jedes Differentialdatenpaar mit einer Massebahn an jeder Seite abgeschirmt ist, die in einer „Streifenleitungskonfiguration“ implementiert ist. Somit können zusätzliche Schichten 4250 verwendet werden, um zusätzliche Datenbahnen zu unterstützen, wenn diese dem Funksystem hinzugefügt werden, insbesondere angesichts der räumlichen Begrenzungen in Bezug auf die Anzahl von Bahnen, die auf einer einzelnen Schicht geroutet werden können.
Die Kabelschichten 4250.1-4250.4 sind in 42 der Kürze wegen als einzelne Schichten dargestellt. Jede der Schichten 4250.1-4250.4 kann jedoch ferner zusätzliche Teilschichten aufweisen, um angemessene Trennung und Isolierung zwischen Schichten 4250 nach Bedarf bereitzustellen. Diese Teilschichten können in manchen Aspekten alternativ mit einer oder mehreren der Zwischenschichten 4251.1-4251.3 identifiziert werden. Beispielsweise kann jede der Schichten 4250.1-4250.4 eine Kupfer- (oder andere geeignete Metall-) Schicht darstellen. Und, wie ferner durch die Seitenansicht des Kabels 4202 dargestellt, kann jede der Schichten 4250.1-4250.4 auch von einer anderen durch Zwischenschichten 4251.1-4251.3 getrennt sein. In einem Aspekt können diese Zwischenschichten 4251.1-4251.3 eine Polyimidschicht aufweisen. Zusätzlich oder alternativ können die obere und untere Schicht 4250.1, 4250.4 eine Deckschicht aufweisen. Die Zwischenschichten 4251.1-4251.3 können auch eine oder mehrere Klebeschichten aufweisen, um die Schichten 4250, 4251 aneinander zu binden und eine gleichförmige und fortlaufende flexible Kabelanordnung 4202 zu bilden.
Aspekte weisen auf, dass Funkkomponenten an dem Kabel 4202 montiert werden, ohne Verwendung von Verbindern. Um dies zu erreichen, können verschiedene Arten von Kopplungen benutzt werden, abhängig von der bestimmten Funkkomponente und/oder ihrer Montagestelle auf dem Kabel 4202. In dem Beispiel, das beispielsweise in 42 dargestellt ist, kann eine der Funkkomponenten, die in dem Funkkomponentenblock 4204 enthalten ist, mit einen Antennen-Array-Die oder -Chip 4260 (z.B. teil des phasengesteuerten Array-Dies oder -Chips 4008, wie in 40 dargestellt) identifiziert werden. Der Antennen-Chip 4260 kann eine oder mehrere Siliziumschichten 4260.1 aufweisen, auf welchen ein oder mehrere Antennenelemente 4260.2 angeordnet sind. Die Antennenelemente 4260.2 können in verschiedenen Aspekten strahlende Elemente beliebiger Größe und/oder Form aufweisen, wie zum Beispiel Patches. Der Antennen-Chip 4260 kann jede geeignete Anzahl von Antennenelementen 4260.2 aufweisen, die auf mehreren Schichten gebildet sind, um beispielsweise eine phasengesteuerte Array-Konfiguration zu implementieren. In einem Aspekt kann der Antennen-Chip 4260 an dem Kabel 4202 über der Bodenschicht (in diesem Beispiel) 4250.4 über eine Klebeschicht 4261 montiert sein.
In Fortsetzung dieses Beispiels kann der Antennen-Array-Die oder -Chip 4260 in Verbindung mit einem integrierten Funkfrequenzschaltungs- (RFIC) Chip 4270 arbeiten, der als eine Schnittstelle zwischen den Antennenelementen 4260.2 und einem oder mehreren Sender/Empfänger dient, wie unten ausführlicher besprochen. Zum Beispiel kann die RFIC 4270 eine IC Implementierung der verschiedenen Komponenten des Radio Head darstellen, die Kommunikationen über das Kabel 4202 nutzen, um Daten über den Antennen-Chip 4260 zu senden und/oder zu empfangen. Zum Beispiel kann der RFIC-Chip 4270 mit zum Beispiel einem oder mehreren des Sender/Empfänger-Chips 4004 und/oder des Frontend-Chips 4006 identifiziert werden, wie hier unter Bezugnahme auf 40-41 dargestellt und beschrieben. Des Weiteren kann der RFIC-Chip 4270 eine oder mehrere digitale Kommunikationsschnittstellen, Treiber usw. aufweisen, um den Empfang, die Verarbeitung und/oder Sendung digitaler Basisbanddaten über das Kabel 4202 zu ermöglichen.
In einem Aspekt kann der RFIC-Chip 4270 unter Verwendung der geeigneten Bahnen an dem Kabel 4202 an das Kabel 4202 gebunden werden, um sicherzustellen, dass die geeigneten Spannungspegel, Steuersignale, Differentialdatenpaare usw., an den RFIC-Chip 4270 gekoppelt sind. Diese Bindung kann als die Kopplung 4271 dargestellt werden, die zum Beispiel eine oder mehrere Lötverbindungen, elektrisch leitfähige Klebeverbindungen usw. aufweisen kann. In einem Aspekt kann Klebeschicht 4261 eine elektrisch leitfähige oder eine elektrisch nicht leitfähige Kopplung zwischen den Antennenelementen 4260.1 und der RFIC 4270 über das Kabel 4202 darstellen. Wenn zum Beispiel die Klebeschicht 4261 eine nicht - elektrisch leitfähige Klebeschicht darstellt, können die Signale von dem RFIC-Chip 4270 an die Schnittstelle (z.B. galvanisch) gekoppelt werden, die durch die Klebeschicht 4262 dargestellt ist, um Signale durch die Zwischenverbindungen und Bahnen in dem Kabel 4202 zu befördern. Die Signale können jedoch elektromagnetisch (z.B. nicht galvanisch) an die Antennenelemente 4260.2 gekoppelt werden, ohne physische elektrische Verbindungen an der Klebeschicht 4261, wie Lötverbindungen, zu benötigen. Solche Aspekte können beispielsweise insbesondere nützlich sein, um die Notwendigkeit zu vermeiden, Komponenten an beide Seiten des Kabels 4202 zu löten, da Löten an beiden Seiten eines flexiblen Kabels eine mühsame Aufgabe sein kann. Diese Lösung stellt auch eine kostengünstige und einfache Lösung bereit, um den Antennen-Chip 4260 an dem Kabel 4202 zu montieren.
Wieder können die hier beschriebenen flexiblen Kabelaspekte in Übereinstimmung mit der Funkpartitionierung und Architektur implementiert werden, wie hier zum Beispiel unter Bezugnahme auf 40-41 besprochen, sind aber nicht auf diese Anwendungen begrenzt. Zum Beispiel kann der RFIC-Chip 4270 in Verbindung mit dem Antennen-Chip 4260 die Komponenten und Funktionalität darstellen, die mit jedem der Radio Heads A und B verknüpft sind, wie oben besprochen. In diesem Fall kann der Sender/Empfänger-Chip 4290 weggelassen werden, da seine Hardware und Funktionalität in den RFIC-Chip 4270 eingegliedert werden können.
In Aspekten jedoch, in welchen der Sender/Empfänger nicht in die Radio Head-Architektur eingegliedert ist, können die hier beschriebenen Kabelaspekte noch immer benutzt werden, um verschiedene Funkkomponenten ohne Verwendung von Verbindern aneinander zu koppeln. Zum Beispiel kann die RFIC 4270 einen Frontend-Chip darstellen, während der Sender/Empfänger-Chip 4290 einen separaten Sender/Empfänger-Chip extern von den Radio Heads A und B darstellen kann, wie in 40 dargestellt. In diesem Fall kann der Sender/Empfänger-Chip 4290 unter Verwendung der geeigneten Bahnen auf dem Kabel 4202 an das Kabel 4202 gebunden werden, um sicherzustellen, dass die geeigneten Spannungspegel, Steuersignale, Differentialdatenpaare usw., an den Sender/Empfänger-Chip 4290 gekoppelt sind. Diese Bindung kann als die Kopplung 4291 dargestellt werden, die zum Beispiel eine oder mehrere Lötverbindungen elektrisch-leitfähige Klebeverbindungen usw. aufweist.
Die hier beschriebenen Kabelaspekte stellen auch Flexibilität in Bezug auf Dritthersteller bereit, wie zum Beispiel UE Vorrichtungshersteller. Beispielsweise kann die Vorrichtungsplatte 4280 mit verschiedenen Komponenten, wie zum Beispiel dem Modem 4002, identifiziert werden, wie in vorherigen Abschnitten in Bezug auf 40-41 besprochen. Somit kann die Vorrichtungsplatte 4280, wie in 42 dargestellt, ein Modem aufweisen, das mit den Radio Head-Komponenten über das Kabel 4202 verbunden ist und imstande ist, dies ohne Verwendung eines Verbinders zu erreichen. Stattdessen kann die Vorrichtungsplatte 4280 an die geeigneten Zwischenverbindungen an dem Kabel 4202 unter Verwendung der Kopplung 4281 gekoppelt werden, die zum Beispiel eine oder mehrere Lötverbindungen, elektrisch leitfähige Klebeverbindungen usw. aufweisen kann.
Somit, da die Vorrichtung, die mit der Vorrichtungsplatte 4280 verknüpft ist, nicht auf spezifische Verbinderarten begrenzt ist, wird eine größere Flexibilität in Bezug auf das Routing, die Platzierung und Kopplung des/der Radio Head(s) an die Vorrichtungsplatte 4280 erzielt. Insbesondere löst die Verwendung des Kabels 4202, wie in diesem Abschnitt beschrieben, Probleme, die mit Verbindern an einem Ende des Kabels 4202 verbunden sind, die sonst (aufgrund der Verbinderverfügbarkeit) die Anzahl von Differentialdatenpaaren begrenzt, die an ferne Platten gekoppelt werden können, insbesondere wenn die zusätzlichen Signale (z.B. Steuerungen und Leistungsstifte) berücksichtigt werden, die erforderlich sind. Überdies verbessert die Verwendung des Kabels 4202 die Kopplung an den RF Radio Head (der den Sender/Empfänger enthalten kann oder nicht, wie unter Bezugnahme auf 40-41 besprochen). Des Weiteren ermöglichen dabei die hier beschriebenen Aspekte eine zusätzliche Verstärkung, die beim Radio Head verbleibt, da Verbinder häufig die hauptsächliche Verlustquelle, Antennenkopplung (Rückkopplung) und Instabilität sind.
Und, durch direkte Montage von Komponenten an das Kabel 4202 und Eliminieren von Verbindern wird zusätzliche Flexibilität in das Layout und Design des Funksystems eingeführt. Zum Beispiel veranschaulicht 43 eine beispielhafte Implementierung von Funkkomponenten unter Verwendung einer Kabelzwischenverbindung. Wie in 43 dargestellt, wird das Kabel 4202 benutzt, um eine Leistungsverwaltungs-IC (PMIC) und einen Sender/Empfänger-Chip 4290 (Tx/Rx) auf eine externe Platte 4302 abzuladen. Diese externe Platte 4302 ist über das Kabel 4202 an den Antennen-Chip 4260 und den Frontend-Chip 4270 gekoppelt, wie hier unter Bezugnahme auf 42 besprochen. Diese Aspekte können insbesondere nützlich sein, um zum Beispiel bessere Wärmestreuung zu erleichtern, da der PMIC-Chip und der Sender/Empfänger-Chip 4290 eine signifikante Quelle von Wärmeerzeugung innerhalb einer Vorrichtung sein können. In 43 wird auch gezeigt, dass andere Signale (z.B. Spannungs- und/oder Steuersignale, verknüpft mit der PMIC) über das Kabel 4202 gekoppelt sein können, zusätzlich zu den hier besprochenen Differentialdatenpaaren.
Zur Bereitstellung eines anderen Beispiels veranschaulicht 44 eine andere beispielhafte Implementierung von Funkkomponenten unter Verwendung einer Kabelzwischenverbindung. Wie in 44 dargestellt, wird das Kabel 4402 auch zum Abladen einer PMIC und eines Sender/Empfänger-Chips (Tx/Rx) auf eine externe Platte 4402 verwendet, die mit der externen Platte 4302 identifiziert werden kann, wie in 43 dargestellt. Die externe Platte 4402, wie in 44 dargestellt, ist jedoch an zwei separate Radio Heads gekoppelt. Insbesondere ist die externe Platte 4402 separat an einen Radio Head 4402.A über ein Kabel 4202.A und an einen Radio Head 4402.B über ein Kabel 4202.B gekoppelt. In dem Beispiel, das in 44 dargestellt ist, können die Radio Heads 4402.A, 4402.B beispielsweise mit den Funkkomponenten 4204 identifiziert werden, wie in 42 dargestellt, und jedes der Kabel 4402.A, 4402.B kann mit dem Kabel 4202 identifiziert werden. Als ein anderes Beispiel können die Radio Heads 4402.A, 4402.B mit den Radio Heads A und B identifiziert werden, wie in dem vorherigen Abschnitt unter Bezugnahme auf 40-41 dargestellt und besprochen. In verschiedenen Aspekten können die Kabel 4402.A, 4402.B verschiedene Längen und/oder in verschiedene Winkeln in Bezug zueinander sein. Somit können die hier beschriebenen verbinderlosen Kabelaspekte auch nützlich sein, um zusätzliche Designflexibilität vom Standpunkt des Vorrichtungsdrittherstellers zu erlauben, der sich somit entscheiden kann, Funkkomponentenplatzierung zu einem späteren Zeitpunkt vorzunehmen, ohne auf die physischen Einschränkungen, die sonst durch die Gegenwart von Verbindern auf der Platte eingeführt werden.
Beispiele - I
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte.
Beispiel 1 ist ein Generator von Lokaloszillatorsignalen (LO-Signale), aufweisend: einen Verzögerungsregelkreis (DLL), der konfiguriert ist, phasenverschobene Signale bei einer subharmonischen Frequenz basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen; und einen Phasenkonfigurationsschaltkreis, der betriebsbereit an den DLL gekoppelt ist, wobei der Phasenkonfigurationsschaltkreis konfiguriert ist, Teilsätze der erzeugten phasenverschobenen Signale auszuwählen und die ausgewählten Teilsätze der phasenverschobenen Signale einer Resonanzlast bereitzustellen, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jeder entsprechende der Teilsätze der phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jeden entsprechenden der Teilsätze der phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 2, der Gegenstand von Beispiel 1, wobei der DLL eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
In Beispiel 3, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 1-2, wobei der DLL eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
In Beispiel 4, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 1-3, wobei der DLL eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
In Beispiel 5, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 1-4, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
In Beispiel 6, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 1-5, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 7, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 1-6, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jeder des Satzes von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz in Bezug auf eine Phase des empfangenen Eingangssignals phasenverschoben wird.
Beispiel 8 ist ein Generator von Lokaloszillatorsignalen (LO-Signale), aufweisend: einen Verzögerungsregelkreis (DLL), der konfiguriert ist, phasenverschobene Signale bei einer subharmonischen Frequenz basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen; und einen Amplitudenkonfigurationsschaltkreis, der betriebsbereit an den DLL gekoppelt ist, wobei der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis konfiguriert ist, eine Amplitude jedes der phasenverschobenen Signale zu steuern, um gewichtete phasenverschobene Signale zu erzeugen, wobei die gewichteten phasenverschobenen Signale an eine Resonanzlast gekoppelt sind, wobei die Amplituden, die mit den gewichteten phasenverschobenen Signalen verknüpft sind, bewirken, dass jedes entsprechende der gewichteten phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jedes entsprechende der gewichteten phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 9, der Gegenstand von Beispiel 8, wobei der DLL eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
In Beispiel 10, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 8-9, wobei der DLL eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
In Beispiel 11, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 8-10, wobei der DLL eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
In Beispiel 12, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 8-11, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
In Beispiel 13, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 8-12, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 14, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 8-13, wobei die Auswahl von Amplituden, die mit den gewichteten phasenverschobenen Signalen verknüpft sind, bewirkt, dass jeder des Satzes von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz in Bezug auf eine Phase des empfangenen Eingangssignals phasenverschoben wird.
Beispiel 15 ist eine drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Empfängerketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Empfängerkette von den mehreren Empfängerketten veranlassen, phasenverschobene Signale basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen und selektiv einen Teilsatz der erzeugten phasenverschobenen Signale einer Resonanzlast bereitzustellen, wobei selektives Bereitstellen des Teilsatzes der erzeugten phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jedes entsprechende der erzeugten phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jedes entsprechende der erzeugten phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-Lokaloszillatorsignalen (LO-Signalen) bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 16, der Gegenstand von Beispiel 15, wobei jede Empfängerkette von den mehreren Empfängerketten eine entsprechende LO-Signalerzeugungseinheit aufweist, die konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen mit Phasen zu erzeugen, die in Bezug auf den Satz von Quadratur-LO-Signalen verschoben sind, der über die anderen Empfängerketten erzeugt wird.
In Beispiel 17, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-16, wobei jede Empfängerkette von den mehreren Empfängerketten eine entsprechende LO-Signalerzeugungseinheit aufweist, die einen Verzögerungsregelkreis (DLL) aufweist, der konfiguriert ist, das Eingangssignal zu empfangen und die phasenverschobenen Signale aus dem empfangenen Eingangssignal bei der subharmonischen Frequenz zu erzeugen.
In Beispiel 18, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-17, wobei der DLL eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen für jede entsprechende der mehreren Empfängerketten verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
In Beispiel 19, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-18, wobei der DLL eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen für jede entsprechende der mehreren Empfängerketten verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
In Beispiel 20, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-19, wobei der DLL eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
In Beispiel 21, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-20, wobei jede Empfängerkette von den mehreren Empfängerketten einen entsprechenden Phasenkonfigurationsschaltkreis aufweist, der an einen Verzögerungsregelkreis (DLL) gekoppelt ist und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, den Phasenkonfigurationsschaltkreis veranlassen, die erzeugten phasenverschobenen Signale selektiv der Resonanzlast bereitzustellen, indem ausgewählte der phasenverschobenen Signale, die durch den DLL erzeugt wurden, selektiv an die Resonanzlast gekoppelt werden.
In Beispiel 22, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-21, wobei jede Empfängerkette von den mehreren Empfängerketten einen entsprechenden Phasenkonfigurationsschaltkreis aufweist, der an einen Verzögerungsregelkreis (DLL) gekoppelt ist und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, den Phasenkonfigurationsschaltkreis veranlassen, die erzeugten phasenverschobenen Signale selektiv der Resonanzlast bereitzustellen, indem ein Abschnitt der phasenverschobenen Signale, die durch den DLL erzeugt werden, selektiv gedämpft wird.
In Beispiel 23, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-22, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
In Beispiel 24, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 15-23, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Beispiel 25 ist ein Generatormittel von Lokaloszillatorsignalen (LO-Signale), aufweisend: ein Verzögerungsregelkreis (DLL)-Mittel zum Erzeugen phasenverschobener Signale bei einer subharmonischen Frequenz basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz; und Phasenkonfigurationsmittel, die betriebsbereit an den DLL gekoppelt sind, wobei die Phasenkonfigurationsmittel Teilsätze der erzeugten phasenverschobenen Signale, auswählen und die ausgewählten Teilsätze der phasenverschobenen Signale einer Resonanzlast bereitstellen, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jeder entsprechende der Teilsätze der phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jeden entsprechenden der Teilsätze der phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 26, der Gegenstand von Beispiel 25, wobei das DLL-Mittel ein gesteuertes Verzögerungsleitungsmittel aufweist, das eine Anzahl von Verzögerungselementen hat und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
In Beispiel 27, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 25-26, wobei das DLL-Mittel eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
In Beispiel 28, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 25-27, wobei das DLL-Mittel eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
In Beispiel 29, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 25-28, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
In Beispiel 30, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 25-29, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 31, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 25-30, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jeder des Satzes von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz in Bezug auf eine Phase des empfangenen Eingangssignals phasenverschoben wird.
Beispiel 32 ist ein Generatormittel von Lokaloszillatorsignalen (LO-Signale), aufweisend: ein Verzögerungsregelkreis (DLL)-Mittel zum Erzeugen phasenverschobener Signale bei einer subharmonischen Frequenz basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz; und Amplitudenkonfigurationsmittel, die betriebsbereit an den DLL gekoppelt sind, wobei die Amplitudenkonfigurationsmittel eine Amplitude jedes der phasenverschobenen Signale steuern, um gewichtete phasenverschobene Signale zu erzeugen, wobei die gewichteten phasenverschobenen Signale an eine Resonanzlast gekoppelt sind, wobei die Amplituden, die mit den gewichteten phasenverschobenen Signalen verknüpft sind, bewirken, dass jedes entsprechende der gewichteten phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jedes entsprechende der gewichteten phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 33, der Gegenstand von Beispiel 32, wobei das DLL-Mittel eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
In Beispiel 34, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 31-32, wobei das DLL-Mittel eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
In Beispiel 35, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 31-34, wobei das DLL-Mittel eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
In Beispiel 36, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 31-35, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
In Beispiel 37, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 31-36, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 38, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 31-37, wobei die Auswahl von Amplituden, die mit den gewichteten phasenverschobenen Signalen verknüpft sind, bewirkt, dass jeder des Satzes von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz in Bezug auf eine Phase des empfangenen Eingangssignals phasenverschoben wird.
Beispiel 39 ist ein drahtloses Vorrichtungsmittel, aufweisend: mehrere Empfängerkettenmittel; Verarbeitungsmittel; und ein Speichermittel zum Speichern ausführbarer Anweisungen, die, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, jedes Empfängerkettenmittel aus den mehreren Empfängerkettenmitteln veranlassen, phasenverschobene Signale basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen und selektiv einen Teilsatz der erzeugten phasenverschobenen Signale einer Resonanzlast bereitzustellen, wobei selektives Bereitstellen des Teilsatzes der erzeugten phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jedes entsprechende der erzeugten phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jedes entsprechende der erzeugten phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-Lokaloszillatorsignalen (LO-Signalen) bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 40, der Gegenstand von Beispiel 39, wobei jedes Empfängerkettenmittel aus den mehreren Empfängerkettenmitteln ein entsprechendes LO-Signalerzeugungsmittel aufweist, um den Satz von Quadratur-LO-Signalen mit Phasen zu erzeugen, die in Bezug auf den Satz von Quadratur-LO-Signalen verschoben sind, der über die anderen Empfängerketten erzeugt wird.
In Beispiel 41, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-40, wobei jedes Empfängerkettenmittel aus den mehreren Empfängerkettenmitteln ein entsprechendes LO-Signalerzeugungsmittel aufweist, das ein Verzögerungsregelkreis (DLL)-Mittel zum Empfangen des Eingangssignals und Erzeugen der phasenverschobenen Signale aus dem empfangenen Eingangssignal bei der subharmonischen Frequenz aufweist.
In Beispiel 42, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-41, wobei das DLL-Mittel eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen für jede entsprechende der mehreren Empfängerketten verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
In Beispiel 43, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-42, wobei das DLL-Mittel eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen für jede entsprechende der mehreren Empfängerketten verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
In Beispiel 44, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-43, wobei das DLL-Mittel eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
In Beispiel 45, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-44, wobei jedes Empfängerkettenmittel aus den mehreren Empfängerkettenmitteln entsprechende Phasenkonfigurationsmittel aufweist, die an ein Verzögerungsregelkreis (DLL)-Mittel gekoppelt sind und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, die Phasenkonfigurationsmittel veranlassen, die erzeugten phasenverschobenen Signale selektiv der Resonanzlast bereitzustellen, indem ausgewählte der phasenverschobenen Signale, die durch den DLL erzeugt wurden, selektiv an die Resonanzlast gekoppelt werden.
In Beispiel 46, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-45, wobei jedes Empfängerkettenmittel aus den mehreren Empfängerkettenmitteln ein entsprechendes Phasenkonfigurationsmittel aufweist, das an ein Verzögerungsregelkreis (DLL)-Mittel gekoppelt ist und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, die Phasenkonfigurationsmittel veranlassen, die erzeugten phasenverschobenen Signale selektiv der Resonanzlast bereitzustellen, indem ein Abschnitt der phasenverschobenen Signale, die durch den DLL erzeugt werden, selektiv gedämpft wird.
In Beispiel 47, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-46, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
In Beispiel 48, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 39-47, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Beispiele - II
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte.
Beispiel 49 ist ein Frequenz multiplizierender Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC), aufweisend: Phasenerzeugungsschaltkreis, der konfigurier ist, ein Eingangssignal mit einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu empfangen und phasenverschobene Eingangssignale aus dem Eingangssignal bei der sub-vielfachen Frequenz zu erzeugen; und einen Phasenauswahlschaltkreis, der konfiguriert ist, selektiv einen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale zu koppeln, um einem Amplitudenkonfigurationsschaltkreis phasenverschobene Ausgangssignale bereitzustellen, wobei der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis konfiguriert ist, die phasenverschobenen Ausgangssignale selektiv zu gewichten und zu kombinieren und die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale bei der sub-vielfachen Frequenz an ein resonantes Anpassungsnetzwerk zu koppeln und wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk frequenzmultipliziert werden, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 50, der Gegenstand von Beispiel 49, wobei der Phasenerzeugungsschaltkreis mehrere Verzögerungselemente umfasst, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
In Beispiel 51, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 49-50, ferner aufweisend: einen Digital/Zeit-Wandler (DTC), der konfiguriert ist, das Eingangssignal zeitausgerichtet mit phasenmoduliertem Ausgang aus phasengleichen und Quadraturphasen-Basisbandsignalen zu erzeugen, die in ein digitales Frontend eingespeist werden.
In Beispiel 52, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 49-51, wobei: der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind und der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis ferner konfiguriert ist, die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern und wobei die Gewichtung, die durch den Amplitudenkonfigurationsschaltkreis bereitgestellt wird, auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
In Beispiel 53, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 49-52, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addieren.
In Beispiel 54, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 49-53, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass das Ausgangssignal in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben wird.
In Beispiel 55, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 49-54, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Beispiel 56 ist ein Sender, aufweisend: mehrere Frequenz multiplizierende Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDACs), wobei jeder FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs konfiguriert ist: ein Eingangssignal mit einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu empfangen und phasenverschobene Eingangssignale aus dem Eingangssignal bei der sub-vielfachen Frequenz zu erzeugen; selektiv einen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale zu koppeln, um dem Amplitudenkonfigurationsschaltkreis phasenverschobene Ausgangssignale bereitzustellen, wobei der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis die phasenverschobenen Ausgangssignale selektiv gewichtet und kombiniert, um gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignale zu erzeugen; und mehrere resonante Anpassungsnetzwerke, wobei jedes resonante Anpassungsnetzwerk aus den mehreren resonanten Anpassungsnetzwerken an einen entsprechenden der FM-RFDACs gekoppelt ist, jedes der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke an ein entsprechendes der gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale gekoppelt ist, wobei jedes entsprechende der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke veranlasst, dass die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale frequenzmultipliziert werden, um ein entsprechendes Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 57, der Gegenstand nach Anspruch 56, wobei jeder FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs einen Phasenerzeugungsschaltkreis aufweist, um die phasenverschobenen Eingangssignale aus dem Eingangssignal zu erzeugen und wobei der Phasenerzeugungsschaltkreis mehrere Verzögerungselemente umfasst, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
In Beispiel 58, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 56-57, ferner aufweisend: ein digitales Frontend (DFE) Frontend, das konfiguriert ist, phasengleiche und Quadraturphasen-Basisbandsignale zu empfangen; und einen Digital/Zeit-Wandler (DTC), der konfiguriert ist, um das Eingangssignal zeitausgerichtete mit phasenmoduliertem Ausgang aus den phasengleichen und Quadraturphasen-Basisbandsignalen zu erzeugen.
In Beispiel 59, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 56-58, wobei der DTC einen Multi-Modulus-Teiler (MMD) aufweist, der an einen digital gesteuerten Zwei-Punkt-Kanten-Interpolator (DCEI² ) gekoppelt ist.
In Beispiel 60, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 56-59, wobei: der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind und der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis ferner konfiguriert ist, die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern und die Gewichtung der phasenverschobenen Ausgangssignale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
In Beispiel 61, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 56-60, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an jedes entsprechende der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke addieren.
In Beispiel 62, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 56-61, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bei jedem FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs bewirkt, dass jedes entsprechende Ausgangssignal von den Ausgangssignalen, die durch jeden FM-RFDAC erzeugt werden, in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben sind.
In Beispiel 63, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 56-62, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bei jedem FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs bewirkt, dass jedes entsprechende Ausgangssignal von den Ausgangssignalen, die durch jeden FM-RFDAC erzeugt werden, in Bezug zueinander phasenverschoben sind.
In Beispiel 64, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 56-63, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Beispiel 65 ist eine drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sendeketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen, phasenverschobene Eingangssignale bei einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen und einem resonanten Anpassungsnetzwerk selektiv Teilsätze der erzeugten phasenverschobenen Eingangssignale bereitzustellen, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass die Teilsätze der phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert werden, wenn sie über das resonante Anpassungsnetzwerk kombiniert werden, um für jede entsprechende der mehreren Sendeketten ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 66, der Gegenstand von Beispiel 65, wobei jede der mehreren Sendeketten einen Amplitudenkonfigurationsschaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, die Teilsätze des erzeugten phasenverschobenen Eingangs selektiv zu gewichten und zu kombinieren, um gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignale zu erzeugen und wobei die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale an das resonante Anpassungsnetzwerk gekoppelt sind, um für jede entsprechende der mehreren Sendeketten das Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 67, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 65-66, wobei: der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind und der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis ferner konfiguriert ist, die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern und die Gewichtung der phasenverschobenen Ausgangssignale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
In Beispiel 68, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 65-67, wobei jede der mehreren Sendeketten einen Phasenerzeugungsschaltkreis aufweist, um die phasenverschobenen Eingangssignale aus dem Eingangssignal zu erzeugen und wobei der Phasenerzeugungsschaltkreis mehrere Verzögerungselemente umfasst, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
In Beispiel 69, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 65-68, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addieren.
In Beispiel 70, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 65-69, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass jede entsprechende der mehreren Sendeketten in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben ist.
In Beispiel 71, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 65-70, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass jede entsprechende der mehreren Sendeketten in Bezug zu einer anderen phasenverschoben ist.
In Beispiel 72, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 65-71, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Beispiel 73 ist ein Frequenz multiplizierendes Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC)-Mittel, aufweisend: Phasenerzeugungsmittel zum Erzeugen eines Eingangssignals mit einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz und Erzeugen phasenverschobener Eingangssignale aus dem Eingangssignal bei der sub-vielfachen Frequenz; und Phasenauswahlmittel zum selektiven Koppeln eines Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale, um einem Amplitudenkonfigurationsschaltkreis phasenverschobene Ausgangssignale bereitzustellen, wobei das Amplitudenkonfigurationsmittel die phasenverschobenen Ausgangssignale selektiv gewichtet und kombiniert und die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale bei der sub-vielfachen Frequenz an ein resonantes Anpassungsnetzwerk koppelt und wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk frequenzmultipliziert werden, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 74, der Gegenstand von Beispiel 73, wobei das Phasenerzeugungsmittel mehrere Verzögerungselemente aufweist, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
In Beispiel 75, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 73-74, ferner aufweisend: ein Digital/Zeit-Wandler (DTC)-Mittel zum Erzeugen des Eingangssignals zeitausgerichtet mit phasenmoduliertem Ausgang aus phasengleichen und Quadraturphasen-Basisbandsignalen, die in ein digitales Frontend eingespeist werden.
In Beispiel 76, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 73-75, wobei: das Amplitudenkonfigurationsmittel mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind und das Amplitudenkonfigurationsmittel ferner die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus erzeugt und wobei die Gewichtung, die durch das Amplitudenkonfigurationsmittel bereitgestellt ist, auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
In Beispiel 77, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 73-76, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addieren.
In Beispiel 78, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 73-77, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass das Ausgangssignal in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben wird.
In Beispiel 79, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 73-78, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Beispiel 80 ist ein Sender, aufweisend: mehrere Frequenz multiplizierende Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDACs)-Mittels, wobei jedes FM-RFDAC-Mittel aus den mehreren FM-RFDACs-Mitteln: ein Eingangssignal mit einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz empfängt und phasenverschobene Eingangssignale aus dem Eingangssignal bei der sub-vielfachen Frequenz erzeugt; einen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale selektiv koppelt, um dem Amplitudenkonfigurationsmittel phasenverschobene Ausgangssignale bereitzustellen, wobei das Amplitudenkonfigurationsmittel die phasenverschobenen Ausgangssignale selektiv gewichtet und kombiniert, um gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignale zu erzeugen; und mehrere resonante Anpassungsnetzwerke, wobei jedes resonante Anpassungsnetzwerk aus den mehreren resonanten Anpassungsnetzwerken an ein entsprechendes der FM-RFDAC-Mittel gekoppelt ist, jedes der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke an ein entsprechendes der gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale gekoppelt ist, wobei jedes entsprechende der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke veranlasst, dass die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale frequenzmultipliziert werden, um ein entsprechendes Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 81, der Gegenstand nach Anspruch 80, wobei jedes FM-RFDAC-Mittel aus den mehreren FM-RFDAC-Mitteln Phasenerzeugungsmittel zum Erzeugen der phasenverschobene Eingangssignale aus dem Eingangssignal aufweist und wobei das Phasenerzeugungsmittel mehrere Verzögerungselemente umfasst, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
In Beispiel 82, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 80-81, ferner aufweisend: ein digitales Frontend (DFE) Frontend-Mittel zum Empfangen phasengleicher und Quadraturphasen-Basisbandsignale; und ein Digital/Zeit-Wandler (DTC)-Mittel zum Erzeugen des Eingangssignals zeitausgerichtet mit phasenmoduliertem Ausgang aus den phasengleichen und Quadraturphasen-Basisbandsignalen.
In Beispiel 83, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 80-82, wobei das DTC-Mittel einen Multi-Modulus-Teiler (MMD) aufweist, der an einen digital gesteuerten Zwei-Punkt-Kanten-Interpolator (DCEI² ) gekoppelt ist.
In Beispiel 84, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 80-83, wobei: das Amplitudenkonfigurationsmittel mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind und das Amplitudenkonfigurationsmittel ferner die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus erzeugt und die Gewichtung der phasenverschobenen Ausgangssignale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
In Beispiel 85, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 80-84, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an jedes entsprechende der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke addieren.
In Beispiel 86, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 80-85, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bei jedem FM-RFDAC-Mittel aus den mehreren FM-RFDAC-Mittel bewirkt, dass jedes entsprechende Ausgangssignal von den Ausgangssignalen, die durch jedes FM-RFDAC-Mittel erzeugt werden, in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben ist.
In Beispiel 87, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 80-86, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bei jedem FM-RFDAC-Mittel aus den mehreren FM-RFDAC-Mittel bewirkt, dass jedes entsprechende Ausgangssignal von den Ausgangssignalen, die durch jeden FM-RFDAC-Mittel erzeugt werden, in Bezug zueinander phasenverschoben sind.
In Beispiel 88, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 80-87, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Beispiel 89 ist ein drahtloses Vorrichtungsmittel, aufweisend: mehrere Sendekettenmittel; Verarbeitungsmittel; und ein Speichermittel zum Speichern ausführbarer Anweisungen, die, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, jedes Sendekettenmittel aus den mehreren Sendekettenmitteln veranlassen, phasenverschobene Eingangssignale bei einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen und einem resonanten Anpassungsnetzwerk selektiv Teilsätze der erzeugten phasenverschobenen Eingangssignale bereitzustellen, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass die Teilsätze der phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert werden, wenn sie über das resonante Anpassungsnetzwerk kombiniert werden, um für jede entsprechende der mehreren Sendekettenmittel, ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz bereitzustellen.
In Beispiel 90, der Gegenstand von Beispiel 89, wobei jedes der mehreren Sendekettenmittel Amplitudenkonfigurationsmittel zum selektiven Gewichten und Kombinieren der Teilsätze des erzeugten phasenverschobenen Eingangs aufweist, um gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignale zu erzeugen und wobei die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale an das resonante Anpassungsnetzwerk gekoppelt sind, um für jedes entsprechende der mehreren Sendekettenmittel das Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz bereitzustellen.
In Beispiel 91, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 89-90, wobei: das Amplitudenkonfigurationsmittel mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind und das Amplitudenkonfigurationsmittel ferner konfiguriert ist, die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern und die Gewichtung der phasenverschobenen Ausgangssignale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
In Beispiel 92, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 89-91, wobei jedes der mehreren Sendekettenmittel Phasenerzeugungsmittel zum Erzeugen der phasenverschobenen Eingangssignale aus dem Eingangssignal aufweist und wobei das Phasenerzeugungsmittel mehrere Verzögerungselemente aufweist, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
In Beispiel 93, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 89-92, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addieren.
In Beispiel 94, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 89-93, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass jede entsprechende der mehreren Sendeketten in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben ist.
In Beispiel 95, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 89-94, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass jede entsprechende der mehreren Sendeketten in Bezug zu einer anderen phasenverschoben ist.
In Beispiel 96, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 89-95, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Beispiele - III
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte.
Beispiel 97 ist ein Sender, aufweisend: einen ersten und einen zweiten Phasenverschiebungsschaltkreis, wobei jeder konfiguriert ist, ein Eingangssignal mit einer Frequenz, die eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz ist, in der Phase zu verschieben, um ein erstes bzw. ein zweites phasenverschobenes Eingangssignal bereitzustellen; einen ersten Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Digital/AnalogWandler (FM-RFDAC) der konfiguriert ist, einen ersten Satz phasenverschobener Signale aus dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen; und einen zweiten FM-RFDAC, der konfiguriert ist, einen zweiten Satz phasenverschobener Signale aus dem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen, wobei jeder des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gewichtet ist, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 98, der Gegenstand von Beispiel 97, wobei die Phasenverschiebung auf einer Neuabbildung komplexer phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerte basiert, was dazu führt, dass die komplexen I- und Q-Datenwerte 45 Grad auseinander sind, wobei die Phasenverschiebung mit dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal verknüpft ist und das zweite phasenverschobene Signal auf einem berechneten Oktanten basiert und ferner aufweisend: ein digitales Frontend, das konfiguriert ist, den Oktanten, der von den komplexen phasengleichen (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse zu berechnen.
In Beispiel 99, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 97-98, wobei der erste Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad oder 270 Grad zu erzeugen und wobei der zweite Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad oder 315 Grad zu erzeugen.
In Beispiel 100, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 97-99, wobei jeder des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC mehrere Amplitudensteuerschaltkreise aufweist, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist und ferner aufweisend: ein digitales Frontend, das konfiguriert ist, einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern, wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an einen Amplitudensteuerschaltkreis gekoppelt sind, der im Schaltmodus arbeitet, gegenüber einem Amplitudensteuerschaltkreis, der im fixierten DC-Modus arbeitet, basiert.
In Beispiel 101, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 97-100, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise ein logisches NUND-Gate ist.
In Beispiel 102, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 97-101, wobei jedes der logischen NUND-Gates einen Eingang aufweist, der an jeden entsprechenden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gekoppelt ist und einen zweiten Eingang, der an eine digitale Steuerleitung mit einem logischen Zustand, der durch das digitale Frontend gesteuert wird, gekoppelt ist.
In Beispiel 103, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 97-102, ferner aufweisend: ein resonantes Anpassungsnetzwerk, das an jeden des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC bei einem gemeinsamen Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei das Gewicht, das bei jedem des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale angewendet wird, bewirkt, dass der erste Satz phasenverschobener Signale und der zweite Satz phasenverschobener Signale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addiert werden.
In Beispiel 104, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 97-103, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 105, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 97-104, wobei sowohl der erste FM-RFDAC als auch der zweite FM-RFDAC konfiguriert ist, den ersten Satz phasenverschobener Signale bzw. den zweiten Satz phasenverschobener Signale unter Verwendung einer gesteuerten Verzögerungsleitung, einer interpolierenden Verzögerungsleitung oder einer zweidimensionalen Verzögerungsleitung zu erzeugen.
Beispiel 106 ist ein Sender, aufweisend: ein digitales Frontend, das konfiguriert ist, einen Oktanten, der von komplexen digitalen phasengleichen Basisbandsignal (1)- und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse zu berechnen; einen ersten Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC), der konfiguriert ist, einen ersten Satz phasenverschobener Eingangssignale aus einem ersten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen, wobei das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Anwenden einer ersten Phasenverschiebung an einem Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten erzeugt wird, wobei das Eingangssignal eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz hat; und einen zweiten FM-RFDAC, der konfiguriert ist, einen zweiten Satz phasenverschobener Eingangssignale aus einem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen, wobei das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Anwenden einer zweiten Phasenverschiebung an dem Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten erzeugt wird, wobei das digitale Frontend weiter konfiguriert ist, jeden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale zu gewichten, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 107, der Gegenstand von Beispiel 106, ferner aufweisend: einen ersten und zweiten Phasenverschiebungsschaltkreis, wobei jeder konfiguriert ist, das Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten in der Phase zu verschieben, um das erste bzw. das zweite phasenverschobene Eingangssignal bereitzustellen.
In Beispiel 108, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 106-107, wobei der erste Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, die erste Phasenverschiebung an dem Eingangssignal anzuwenden, die eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad oder 270 Grad gemäß dem berechneten Oktanten ist und wobei der zweite Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, die zweite Phasenverschiebung bei dem Eingangssignal anzuwenden, die eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad oder 315 Grad gemäß dem berechneten Oktanten ist.
In Beispiel 109, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 106-108, wobei: jeder des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC mehrere Amplitudensteuerschaltkreise aufweist, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist, das digitale Frontend ferner konfiguriert ist, einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern und wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an einen Amplitudensteuerschaltkreis gekoppelt sind, der im Schaltmodus arbeitet, gegenüber einem Amplitudensteuerschaltkreis, der im fixierten DC-Modus arbeitet, basiert.
In Beispiel 110, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 106-109, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise ein logisches NUND-Gate ist.
In Beispiel 111, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 106-110, wobei jedes der logischen NUND-Gates einen Eingang aufweist, der an jeden entsprechenden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gekoppelt ist und einen zweiten Eingang, der an eine digitale Steuerleitung mit einem logischen Zustand, der durch das digitale Frontend gesteuert wird, gekoppelt ist.
In Beispiel 112, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 106-111, ferner aufweisend: ein resonantes Anpassungsnetzwerk, das an jeden des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC bei einem gemeinsamen Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei das Gewicht, das bei jedem des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale angewendet wird, bewirkt, dass der erste Satz phasenverschobener Signale und der zweite Satz phasenverschobener Signale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addiert werden.
In Beispiel 113, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 106-112, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 114, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 106-113, wobei sowohl der erste FM-RFDAC als auch der zweite FM-RFDAC konfiguriert ist, den ersten Satz phasenverschobener Signale bzw. den zweiten Satz phasenverschobener Signale unter Verwendung einer gesteuerten Verzögerungsleitung, einer interpolierenden Verzögerungsleitung oder einer zweidimensionalen Verzögerungsleitung zu erzeugen.
Beispiel 115 ist eine drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sendeketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen zum: Phasenverschieben eines Eingangssignals mit einer Frequenz, die eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz ist, um ein erstes und ein zweites phasenverschobenes Eingangssignal bereitzustellen; Erzeugen eines ersten Satzes phasenverschobener Signale aus dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal; Erzeugen eines zweiten Satzes phasenverschobener Signale aus dem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal; und Erzeugen eines Ausgangssignals bei der Ausgangssignalfrequenz basierend auf einer gewichteten Kombination jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale.
In Beispiel 116, der Gegenstand von Beispiel 115, wobei: die Phasenverschiebung auf einer Neuabbildung komplexer phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerte basiert, was dazu führt, dass die komplexen I- und Q-Datenwerte 45 Grad auseinander sind und die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen, einen Oktanten zu berechnen, der von den komplexen phasengleichen (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse und wobei die Phasenverschiebung mit dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal verknüpft ist und das zweite phasenverschobene Signal auf dem berechneten Oktanten basiert.
In Beispiel 117, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 115-116, wobei jede Sendekette von den mehreren Sendeketten konfiguriert ist, das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad oder 270 Grad zu erzeugen und das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad oder 315 Grad zu erzeugen.
In Beispiel 118, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 115-117, wobei jede Sendekette von den mehreren Sendeketten mehrere Amplitudensteuerschaltkreise aufweist, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen, einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern und wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an einen Amplitudensteuerschaltkreis gekoppelt sind, der im Schaltmodus arbeitet, gegenüber einem Amplitudensteuerschaltkreis, der im fixierten DC-Modus arbeitet, basiert.
In Beispiel 119, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 115-118, wobei die gewichtete Kombination jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale bei jeder der mehreren Sendeketten bewirkt, dass die Ausgangssignale, die durch jede entsprechende der mehreren Sendeketten erzeugt werden, in Bezug zueinander phasenverschoben sind.
In Beispiel 120, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 115-119, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Beispiel 121 ist ein Sendermittel, aufweisend: ein erstes und ein zweites Phasenverschiebungsmittel zum Phasenverschieben eines Eingangssignals mit einer Frequenz, die eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz ist, um ein erstes bzw. ein zweites phasenverschobenes Eingangssignal bereitzustellen; ein erstes Frequenz multiplizierender Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC)-Mittel zum Erzeugen eines ersten Satzes phasenverschobener Signale aus dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal; und ein zweite FM-RFDAC-Mittel zum Erzeugen eines zweiten Satzes phasenverschobener Signale aus dem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal, wobei jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gewichtet ist, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 122, der Gegenstand von Beispiel 121, wobei die Phasenverschiebung auf einer Neuabbildung komplexer phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerte basiert, was dazu führt, dass die komplexen I- und Q-Datenwerte 45 Grad auseinander sind, wobei die Phasenverschiebung mit dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal verknüpft ist und das zweite phasenverschobene Signal auf einem berechneten Oktanten basiert und ferner aufweisend: ein digitales Frontend-Mittel zum Berechnen des Oktanten, der von den komplexen phasengleichen (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse.
In Beispiel 123, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 121-122, wobei das erste Phasenverschiebungsmittel das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad oder 270 Grad erzeugt und wobei das zweite Phasenverschiebungsmittel das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad oder 315 Grad erzeugt.
In Beispiel 124, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 121-123, wobei jedes des ersten FM-RFDAC-Mittels und des zweiten FM-RFDAC-Mittels mehrere Amplitudensteuermittel, wobei jedes der mehreren Amplitudensteuermittel an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist und ferner aufweisend: ein digitales Frontend-Mittel zum Steuern eines Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus, wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an das Amplitudensteuermittel für einen Betrieb im Schaltmodus gekoppelt sind, gegenüber Amplitudensteuermittel für einen Betrieb in dem fixierten DC-Modus basiert.
In Beispiel 125, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 121-124, wobei jedes der mehreren Amplitudensteuermittel ein logisches NUND-Gate ist.
In Beispiel 126, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 121-125, wobei jedes der logischen NUND-Gates einen Eingang aufweist, der an jeden entsprechenden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gekoppelt ist und einen zweiten Eingang, der an eine digitale Steuerleitung mit einem logischen Zustand, der durch das digitale Frontend-Mittel gesteuert wird, gekoppelt ist.
In Beispiel 127, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 121-126, ferner aufweisend: ein resonantes Anpassungsnetzwerk, das an jedes des ersten FM-RFDAC-Mittels und des zweiten FM-RFDAC-Mittels bei einem gemeinsamen Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei das Gewicht, das bei jedem des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale angewendet wird, bewirkt, dass der erste Satz phasenverschobener Signale und der zweite Satz phasenverschobener Signale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addiert werden.
In Beispiel 128, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 121-127, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 129, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 121-128, wobei das erste FM-RFDAC-Mittel und das zweite FM-RFDAC-Mittel jeweils den ersten Satz phasenverschobener Signale bzw. den zweiten Satz phasenverschobener Signale unter Verwendung einer gesteuerten Verzögerungsleitung, einer interpolierenden Verzögerungsleitung oder einer zweidimensionalen Verzögerungsleitung erzeugen.
Beispiel 130 ist ein Sendermittel, aufweisend: ein digital Frontend-Mittel zum Berechnen eines Oktanten, der von phasengleichen (I) und komplexen Quadraturphasen (Q)-Datenwerten des digitalen Basisbandsignals nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse besetzt ist; ein erstes Frequenz multiplizierendes Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC)-Mittel zum Erzeugen eines ersten Satzes phasenverschobener Eingangssignale aus einem ersten phasenverschobenen Eingangssignal, wobei das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Anwenden einer ersten Phasenverschiebung an einem Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten erzeugt wird, wobei das Eingangssignal eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz hat; und ein zweites FM-RFDAC-Mittel zum Erzeugen eines zweiten Satzes phasenverschobener Eingangssignale aus einem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal, wobei das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Anwenden einer zweiten Phasenverschiebung an dem Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten erzeugt wird, wobei das digitale Frontend-Mittel ferner jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gewichtet, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
In Beispiel 131, der Gegenstand von Beispiel 130, ferner aufweisend: erste und zweite Phasenverschiebungsmittel, wobei jedes das Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten in Phase verschiebt, um das erste bzw. das zweite phasenverschobene Eingangssignal bereitzustellen.
In Beispiel 132, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 130-131, wobei das erste Phasenverschiebungsmittel die erste Phasenverschiebung, die eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad oder 270 Grad gemäß dem berechneten Oktanten ist, an dem Eingangssignal anwendet und wobei das zweite Phasenverschiebungsmittel die zweite Phasenverschiebung, die eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad oder 315 Grad gemäß dem berechneten Oktanten ist, an dem Eingangssignal anwendet.
In Beispiel 133, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 130-132, wobei: jedes des ersten FM-RFDAC-Mittels und des zweiten FM-RFDAC-Mittels mehrere Amplitudensteuermittel aufweist, jedes der mehreren Amplitudensteuermittel an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist, wobei das digital Frontend-Mittel ferner einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuermittel als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus steuert und wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an Amplitudensteuermittel gekoppelt sind, die im Schaltmodus arbeiten, gegenüber Amplitudensteuermittel, die im fixierten DC-Modus arbeiten, beruht.
In Beispiel 134, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 130-133, wobei jedes der mehreren Amplitudensteuermittel ein logisches NUND-Gate ist.
In Beispiel 135, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 130-134, wobei jedes der logischen NUND-Gates einen Eingang aufweist, der an jeden entsprechenden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gekoppelt ist und einen zweiten Eingang, der an eine digitale Steuerleitung mit einem logischen Zustand, der durch das digitale Frontend gesteuert wird, gekoppelt ist.
In Beispiel 136, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 130-135, ferner aufweisend: ein resonantes Anpassungsnetzwerk, das an jedes des ersten FM-RFDAC-Mittels und des zweiten FM-RFDAC-Mittels bei einem gemeinsamen Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei das Gewicht, das bei jedem des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale angewendet wird, bewirkt, dass der erste Satz phasenverschobener Signale und der zweite Satz phasenverschobener Signale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addiert werden.
In Beispiel 137, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 130-136, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
In Beispiel 138, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 130-137, wobei das erste FM-RFDAC-Mittel und das zweite FM-RFDAC-Mittel jeweils den ersten Satz phasenverschobener Signale bzw. den zweiten Satz phasenverschobener Signale, unter Verwendung einer gesteuerten Verzögerungsleitung, einer interpolierenden Verzögerungsleitung oder einer zweidimensionalen Verzögerungsleitung erzeugen.
Beispiel 139 ist eine drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sendekettenmittel; Verarbeitungsmittel; und ein Speichermittel zum Speichern ausführbarer Anweisungen, die, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, jedes Sendekettenmittel aus den mehreren Sendekettenmitteln veranlassen zum: Phasenverschieben eines Eingangssignals mit einer Frequenz, die eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz ist, um ein erstes und ein zweites phasenverschobenes Eingangssignal bereitzustellen; Erzeugen eines ersten Satzes phasenverschobener Signale aus dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal; Erzeugen eines zweiten Satzes phasenverschobener Signale aus dem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal; und Erzeugen eines Ausgangssignals bei der Ausgangssignalfrequenz basierend auf einer gewichteten Kombination jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale.
In Beispiel 140, der Gegenstand von Beispiel 139, wobei: die Phasenverschiebung auf einer Neuabbildung komplexer phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerte basiert, was dazu führt, dass die komplexen I- und Q-Datenwerte 45 Grad auseinander sind und die ausführbaren Anweisungen, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, jedes Sendekettenmittel aus den mehreren Sendekettenmitteln veranlassen, einen Oktanten, der von den komplexen phasengleichen (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse zu berechnen und wobei die Phasenverschiebung mit dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal verknüpft ist und das zweite phasenverschobene Signal auf dem berechneten Oktanten basiert.
In Beispiel 141, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 139-140, wobei jedes Sendekettenmittel aus den mehreren Sendekettenmitteln das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad oder 270 Grad erzeugt und das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad oder 315 Grad erzeugt.
In Beispiel 142, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 139-141, wobei jede Sendekette aus den mehreren Sendekettenmitteln mehrere Amplitudensteuermittel aufweist, wobei jedes der mehreren Amplitudensteuermittel an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, jedes Sendekettenmittel aus den mehreren Sendekettenmitteln veranlassen, einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuermittel als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern und wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an Amplitudensteuermittel gekoppelt sind, die im Schaltmodus arbeiten, gegenüber Amplitudensteuermittel, die im fixierten DC-Modus arbeiten, basiert.
In Beispiel 143, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 139-142, wobei die gewichtete Kombination jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale bei jedem der mehreren Sendekettenmittel bewirkt, dass das Ausgangssignal, das durch jedes entsprechende der mehreren Sendekettenmittel erzeugt wird, in Bezug zueinander phasenverschoben sind.
In Beispiel 144, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 139-143, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Beispiele - IV
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte.
Beispiel 145 ist ein Sender/Empfänger mit einem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei ein erster digitaler Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte aufweist: einen Frequenzmultiplikator-/- verschieberschaltkreis, der konfiguriert ist, ein Lokaloszillator (LO)-Taktsignal zu empfangen und das LO-Taktsignal in Frequenz zu multiplizieren, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; und einen Satz von Mischern, der konfiguriert ist, empfangene Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen abwärtszutasten, um phasengleiche (I) und Quadraturphasen (Q)- Basisbandsignale bereitzustellen, wobei der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase zu verschieben, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch ein digitales Frontend (DFE) in Übereinstimmung mit einem von einem analogen oder einem digitalen Strahlformungsmodus zu ermöglichen.
In Beispiel 146, der Gegenstand von Beispiel 145, wobei der Frequenzmultiplikator-/- verschieberschaltkreis ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase zu verschieben, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus zu ermöglichen und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus zu ermöglichen.
In Beispiel 147, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 145-146, ferner aufweisend: einen I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der konfiguriert ist, selektiv freigegeben oder gesperrt zu werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 148, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 145-147, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis konfiguriert ist, freigegeben zu werden, wenn die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden und gesperrt zu werden, wenn die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 149, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 145-148, ferner aufweisend: eine Schaltkomponente, die an den Ausgang des Satzes von Mischern gekoppelt ist, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, die I- und Q-Basisbandsignale selektiv an (i) den I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis oder (ii) einen Ausgang eines zweiten Satzes von Mischern zu koppeln, der mit einem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft ist, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 150, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 145-149, wobei ein Signalsummierungsschaltkreis an den Ausgang des zweiten Satzes von Mischern gekoppelt ist, der mit dem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft ist und wobei die Schaltkomponente geschlossen ist, sodass eine Summierung der I- und Q-Basisbandsignale, die mit dem ersten Sender/Empfänger-Abschnitt bzw. dem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft sind, durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet wird.
In Beispiel 151, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 145-150, wobei die Schaltkomponente offen ist, sodass die I- und Q-Basisbandsignale, die mit dem ersten Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft sind, an den I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis gekoppelt sind und anschließend durch das DFE in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 152, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 145-151, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Beispiel 153 ist Sender/Empfänger, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE), das konfiguriert ist, phasengleiche (I) und Quadraturphasen (Q)- Basisbandsignale in Übereinstimmung mit analogem und digitalem Strahlformungsmodus zu verarbeiten; und einen Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte an das gemeinsame DFE gekoppelt ist und aufweisend: einen Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis, der konfiguriert ist, ein Lokaloszillator (LO)-Taktsignal zu empfangen und das LO-Taktsignal in Frequenz zu multiplizieren, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; und einen Satz von Mischern, der konfiguriert ist, empfangene Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen abwärtszutasten, um die I- und Q-Basisbandsignale bereitzustellen, wobei der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft ist, ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase zu verschieben, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale für einen bestimmten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt von dem gemeinsamen DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 154, der Gegenstand von Beispiel 153, wobei der Frequenzmultiplikator-/- verschieberschaltkreis, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft ist, konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase zu verschieben, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet.
In Beispiel 155, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 153-154, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner einen I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, selektiv freigegeben oder gesperrt zu werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale von dem gemeinsamen DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 156, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 153-155, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit jedem der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft ist, konfiguriert ist, freigegeben zu werden, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit einem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet.
In Beispiel 157, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 153-156, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit einem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft ist, gesperrt wird, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet.
In Beispiel 158, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 153-157, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte, der gesperrt wird, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet ferner eine Schaltkomponente aufweist, die einen Ausgang des Satzes von Mischern, die mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft sind, aneinander koppelt.
In Beispiel 159, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 153-158, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner einen Signalsummierungsschaltkreis aufweist, der an den Ausgang des Satzes von Mischern gekoppelt ist, die mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft sind und wobei, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit einem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet, der Signalsummierungsschaltkreis eine Summierung der I- und Q-Basisbandsignale, die mit jedem Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft sind, der gesperrt ist, dem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte mit einem I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der freigegeben ist, bereitstellt.
In Beispiel 160, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 153-159, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Beispiel 161 ist eine drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sender/Empfänger-Ketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten veranlassen zum: Verarbeiten phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)- Basisbandsignale in Übereinstimmung mit analogem und digitalem Strahlformungsmodus; Empfangen eines Lokaloszillator (LO)-Taktsignals und Frequenzmultiplizieren des LO-Taktsignals, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; Abwärtstasten empfangener Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen, um die I- und Q-Basisbandsignale bereitzustellen, wobei jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase zu verschieben, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale für eine bestimmte Sender/Empfänger-Kette in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 162, der Gegenstand von Beispiel 161, wobei jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase zu verschieben, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 163, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 161-162, wobei jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, selektiv freigegeben oder gesperrt zu werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 164, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 161-163, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit jeder der digitalen Sender/Empfänger-Ketten verknüpft ist, konfiguriert ist, freigegeben zu werden, wenn die I-und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 165, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 161-164, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit einem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Ketten verknüpft ist, gesperrt wird, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 166, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 161-165, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Beispiel 167 ist ein Sender/Empfänger-Mittel mit einem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel, wobei ein erstes digitales Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel aufweist: Frequenzmultiplikator-/-verschiebermittel zum Empfangen eines Lokaloszillator (LO)-Taktsignals und Frequenzmultiplizieren des LO-Taktsignal, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; und einen Satz von Mischermitteln zum Abwärtstasten empfangener Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen, um phasengleiche (I) und Quadraturphasen (Q)- Basisbandsignale bereitzustellen, wobei das Frequenzmultiplikator-/-verschiebermittel den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase verschiebt, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch ein digitales Frontend (DFE)-Mittel in Übereinstimmung mit einem von einem analogen oder einem digitalen Strahlformungsmodus zu ermöglichen.
In Beispiel 168, der Gegenstand von Beispiel 167, wobei das Frequenzmultiplikator-/- verschiebermittel ferner den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase verschiebt, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus zu ermöglichen und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase verschiebt, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus zu ermöglichen.
In Beispiel 169, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 167-168, ferner aufweisend: I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel, die selektiv freigegeben oder gesperrt werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 170, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 167-169, wobei das I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel freigegeben wird, wenn die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden und gesperrt wird, wenn die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 171, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 167-170, ferner aufweisend: ein Schaltmittel, das an den Ausgang des Satzes von Mischermitteln gekoppelt ist, wobei das Schaltmittel konfiguriert ist, die I- und Q-Basisbandsignale selektiv an (i) das I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel oder (ii) einen Ausgang eines zweiten Satzes von Mischermitteln zu koppeln, die mit einem zweiten Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel verknüpft sind, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 172, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 167-171, wobei Signalsummierungsmittel an den Ausgang des zweiten Satzes von Mischermitteln gebildet ist, der mit dem zweiten Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist und wobei das Schaltmittel geschlossen ist, sodass eine Summierung der I- und Q-Basisbandsignale, die mit dem ersten Sender/Empfänger-Mittel bzw. dem zweiten Sender/Empfänger-Mittel verknüpft sind, durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet wird.
In Beispiel 173, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 167-172, wobei das Schaltmittel offen ist, sodass die I- und Q-Basisbandsignale, die mit dem ersten Sender/Empfänger-Mittel verknüpft sind, an das I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel gekoppelt werden und anschließend durch das DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 174, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 167-173, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Beispiel 175 ist Sender/Empfänger-Mittel, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE)-Mittel, das konfiguriert ist, phasengleiche (I) und Quadraturphasen (Q)-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit analogem und digitalem Strahlformungsmodus zu verarbeiten; und einen Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel, wobei jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel an das gemeinsame DFE-Mittel gekoppelt ist und aufweisend: Frequenzmultiplikator-/-verschiebermittel zum Empfangen eines Lokaloszillator (LO)-Taktsignals und Frequenzmultiplizieren des LO-Taktsignals, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; und einen Satz von Mischermitteln zum Abwärtstasten empfangener Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen, um die I- und Q-Basisbandsignale bereitzustellen, wobei das Frequenzmultiplikator-/-verschiebermittel, das mit jedem digital Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase verschiebt, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale für ein bestimmtes digitales Sender/Empfänger-Mittel durch das gemeinsame DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 176, der Gegenstand von Beispiel 175, wobei das Frequenzmultiplikator-/- verschiebermittel, das mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase verschiebt, wenn das gemeinsame DFE-Mittel die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, wenn das gemeinsame DFE-Mittel die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet.
In Beispiel 177, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 175-176, wobei jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel ferner I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel aufweist, um selektiv freigegeben oder gesperrt zu werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale durch das gemeinsame DFE-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 178, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 175-177, wobei das I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel, das mit jedem der digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist, freigegeben wird, wenn das gemeinsame DFE-Mittel die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit einem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet.
In Beispiel 179, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 175-178, wobei das I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel, das mit einem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist, gesperrt wird, wenn das gemeinsame DFE-Mittel die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet.
In Beispiel 180, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 175-179, wobei jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Mittel, der gesperrt wird, wenn das gemeinsame DFE-Mittel die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet, ferner ein Schaltmittel aufweist, das einen Ausgang des Satzes von Mischermitteln, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Mittel aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist, aneinander koppelt.
In Beispiel 181, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 175-180, wobei jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel ferner Signalsummierungsmittel aufweist, die an den Ausgang des Satzes von Mischermitteln gekoppelt sind, die mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Mittel aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft sind und wobei, wenn das gemeinsame DFE-Mittel die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit einem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet, das Signalsummierungsmittel eine Summierung der I- und Q-Basisbandsignale, die mit jedem Sender/Empfänger-Mittel aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft sind, der gesperrt wird, dem digitalen Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel mit einem I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel, das freigegeben ist, bereitstellt.
In Beispiel 182, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 175-181, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Beispiel 183 ist eine drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sender/Empfänger-Mittel; Verarbeitungsmittel; und ein Speichermittel zum Speichern ausführbarer Anweisungen, die, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, jedes Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln veranlasst zum: Verarbeiten phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)- Basisbandsignale in Übereinstimmung mit analogem und digitalem Strahlformungsmodus; Empfangen eines Lokaloszillator (LO)-Taktsignals und Frequenzmultiplizieren des LO-Taktsignals, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; Abwärtstasten empfangener Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen, um die I- und Q-Basisbandsignale bereitzustellen, wobei jedes Sender/Empfänger-Mittel von den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase zu verschieben, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale für ein bestimmtes Sender/Empfänger-Mittel in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 184, der Gegenstand von Beispiel 183, wobei jedes Sender/Empfänger-Mittel von den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase zu verschieben, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 185, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 183-184, wobei jedes Sender/Empfänger-Mittel von den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel aufweist, die selektiv freigegeben oder gesperrt werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 186, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 183-185, wobei das I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel, das mit jedem der digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist, freigegeben wird, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 187, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 183-186, wobei das I/Q Analog/Digital- und Basisbandfiltermittel, das mit einem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Mittel verknüpft ist, gesperrt wird, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
In Beispiel 188, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 183-187, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Beispiele - V
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte.
Beispiel 189 ist ein Sender/Empfänger mit einem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei ein erster digitaler Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte aufweist: einen Sendepfadschaltkreis, gekoppelt an eine Antenne, wobei der Sendepfadschaltkreis konfiguriert ist, ein Sendesignal über die Antenne in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals zu koppeln; und einen Empfangspfadschaltkreis, der konfiguriert ist, Rückkopplungsdaten zu messen, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden, um Nichtlinearität zu korrigieren, die im ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt vorhanden ist.
In Beispiel 190, der Gegenstand von Beispiel 189, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner einen Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC) aufweist, der konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden.
In Beispiel 191, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 189-190, wobei der Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner einen zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aufweist und ferner aufweisend: einen Verarbeitungsschaltkreis, der konfiguriert ist, die Rückkopplungsdaten des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts mit Rückkopplungsdaten des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts zu vergleichen und die DPD-Koeffizienten zu berechnen, die von dem Sendepfadschaltkreis angewendet werden, um Nichtlinearitätsfehlanpassungen zwischen dem ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt und dem zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt zu korrigieren, wie durch die Rückkopplungsdaten des ersten bzw. des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts angegeben.
In Beispiel 192, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 189-191, ferner aufweisend: eine Schaltkomponente, gekoppelt an den Empfangspfadschaltkreis und den Sendepfadschaltkreis, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, selektiv an den Empfangspfadschaltkreis eines von (i) der Antenne oder (ii) einem Abtastpfad zu koppeln, der die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist.
In Beispiel 193, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 189-192, wobei der Empfangspfadschaltkreis konfiguriert ist, die Eingangsleistung des Sendesignals zu messen, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist, gleichzeitig mit Sendung des Sendesignals über den Sendepfadschaltkreis.
In Beispiel 194, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 189-193, wobei der Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte einen zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aufweist und wobei der Sendepfadschaltkreis des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts jeweils ein erstes bzw. ein zweites digitales Sender/Empfänger-Abschnitt-Frontend (DFE) aufweist und ferner aufweisend: ein gemeinsames DFE, das an jeden des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts gekoppelt ist.
In Beispiel 195, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 189-194, ferner aufweisend: einen Prozessorschaltkreis, der konfiguriert ist, eine Menge an Nichtlinearitätsfehlanpassung zwischen dem ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt und dem zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt zu identifizieren und zu steuern, welcher von dem ersten Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE, dem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE und dem gemeinsamen DFE die DPD-Koeffizienten für Sendeketten des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearitätsfehlanpassung berechnet.
In Beispiel 196, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 189-195, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antenne zu senden.
Beispiel 197 ist ein Sender/Empfänger, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE); einen Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte an das gemeinsame DFE gekoppelt ist und aufweisend: einen Sendepfadschaltkreis, gekoppelt an eine Antenne, wobei der Sendepfadschaltkreis einen Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE aufweist, der konfiguriert ist, ein Sendesignal über die Antenne in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals zu koppeln; und einen Empfangspfadschaltkreis, der konfiguriert ist, Rückkopplungsdaten zu messen, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist; und einen Prozessorschaltkreis, der konfiguriert ist zu steuern, ob für jeden digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, (i) das gemeinsame DFE oder (ii) das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE die DPD-Koeffizienten basierend auf den gemessenen Rückkopplungsdaten berechnet.
In Beispiel 198, der Gegenstand von Beispiel 197, wobei der Prozessorschaltkreis konfiguriert ist, eine Menge an Fehlanpassung zwischen jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte unter Verwendung der gemessenen Rückkopplungsdaten zu identifizieren und wobei die DPD-Koeffizienten berechnet werden, um die Fehlanpassung zu korrigieren.
In Beispiel 199, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 197-198, wobei die Fehlanpassungen zwischen jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wie durch die gemessenen Rückkopplungsdaten angegeben, eines oder mehr aufweisen von: Fehlanpassungen aufgrund von Nichtlinearitätsdifferenzen, Prozessfehlanpassung, Differenzen in Versorgungs- und Erdungspotential, nicht identisches Antennenrouting, Antennenplatzierung, Temperaturgradienten und Stehwellenverhältnis (VSWR)-Differenzen auf Antennen.
In Beispiel 200, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 197-199, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner einen Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Analog/DigitalWandler (FM-RFDAC) aufweist, der konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden.
In Beispiel 201, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 197-200, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner eine Schaltkomponente aufweist, gekoppelt an den Empfangspfadschaltkreis und den Sendepfadschaltkreis, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, selektiv an den Empfangspfadschaltkreis eines von (i) der Antenne oder (ii) einem Abtastpfad zu koppeln, der die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist.
In Beispiel 202, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 197-201, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, einen Teilsatz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte zu identifizieren, für den die Rückkopplungsdaten Fehlanpassung zueinander kleiner als ein vorbestimmter Wert angeben und für den Teilsatz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte die DPD-Berechnungen durchzuführen und das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE zu sperren, die DPD-Berechnungen durchzuführen.
In Beispiel 203, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 197-202, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, für jeden digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte eine Menge an Nichtlinearität zu identifizieren und zu steuern, ob das gemeinsame DFE oder das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE die DPD-Koeffizienten basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearität berechnet.
In Beispiel 204, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 197-203, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antenne zu senden.
Beispiel 205 ist eine drahtlose Vorrichtung, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE); mehrere Sender/Empfänger-Ketten, wobei jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten an das gemeinsame DFE gekoppelt ist; Prozessorschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten veranlassen zum: Senden, über einen Sendepfad, eines Sendesignals über eine Antenne in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals; Messen, über einen Empfangspfad, von Rückkopplungsdaten, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist; Steuern, ob für jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten, (i) das gemeinsame DFE oder (ii) ein Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE eine entsprechende der mehreren Sender/EmpfängerKetten die DPD-Koeffizienten basierend auf den gemessenen Rückkopplungsdaten berechnet.
In Beispiel 206, der Gegenstand von Beispiel 205, wobei der Prozessorschaltkreis konfiguriert ist, eine Menge an Fehlanpassung zwischen jeder Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten unter Verwendung der gemessenen Rückkopplungsdaten zu identifizieren und wobei die DPD-Koeffizienten berechnet werden, um die Fehlanpassung zu korrigieren.
In Beispiel 207, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 205-206, wobei die Fehlanpassungen zwischen jeder Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten eines oder mehr aufweisen von: Fehlanpassungen aufgrund von Nichtlinearitätsdifferenzen, Prozessfehlanpassung, Differenzen in Versorgungs- und Erdungspotential, nicht identisches Antennenrouting, Antennenplatzierung, Temperaturgradienten und Stehwellenverhältnis (VSWR)-Differenzen auf Antennen.
In Beispiel 208, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 205-207, wobei jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner einen Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC) aufweist, der konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden.
In Beispiel 209, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 205-208, wobei jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner eine Schaltkomponente aufweist, gekoppelt an den Empfangspfadschaltkreis und den Sendepfadschaltkreis, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, selektiv an den Empfangspfadschaltkreis eines von (i) der Antenne oder (ii) einem Abtastpfad zu koppeln, der die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist.
In Beispiel 210, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 205-209, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, einen Teilsatz von Sender/Empfänger-Ketten aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten zu identifizieren, für den die Rückkopplungsdaten Fehlanpassung zueinander kleiner als ein vorbestimmter Wert angeben, und, für den Teilsatz von Sender/Empfänger-Ketten die DPD-Berechnungen durchzuführen und das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE zu sperren, die DPD-Berechnungen durchzuführen.
In Beispiel 211, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 205-210, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, für jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Menge an Nichtlinearität zu identifizieren und zu steuern, ob das gemeinsame DFE oder das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE die DPD-Koeffizienten basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearität berechnet.
In Beispiel 212, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 205-211, wobei der Sendepfadschaltkreis jeder Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/EmpfängerKetten ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antenne zu senden.
Beispiel 213 ist ein Sender/Empfänger mit einem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel, wobei ein erstes digitales Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel aufweist: Sendepfadmittel, die an ein Antennenmittel gekoppelt sind, wobei das Sendepfadmittel ein Sendesignal über das Antennenmittel in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals koppelt; und Empfangspfadmittel zum Messen von Rückkopplungsdaten, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, gekoppelt an die Antennenmittel über das Sendepfadmittel, wobei das Sendepfadmittel ferner konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden, um Nichtlinearität zu korrigieren, die in dem ersten digitalen Sender/Empfänger-Mittel vorhanden ist.
In Beispiel 214, der Gegenstand von Beispiel 213, wobei das Sendepfadmittel ferner ein Frequenz multiplizierendes Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC)-Mittel aufweist, um die DPD-Koeffizienten basierend auf den Rückkopplungsdaten an dem Sendesignal anzuwenden.
In Beispiel 215, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 213-214, wobei der Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel ferner ein zweites digitales Sender/Empfänger-Mittel aufweist und ferner aufweisend: Verarbeitungsmittel zum Vergleichen der Rückkopplungsdaten des ersten digitalen Sender/Empfänger-Mittels mit Rückkopplungsdaten des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Mittels und zum Berechnen der DPD-Koeffizienten die bei dem Sendepfadmittel angewendet werden, um Nichtlinearitätsfehlanpassungen zwischen dem ersten digitalen Sender/Empfänger-Mittel und dem zweiten digitalen Sender/Empfänger-Mittel zu korrigieren, wie durch die Rückkopplungsdaten des ersten bzw. des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Mittels angegeben.
In Beispiel 216, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 213-215, ferner aufweisend: ein Schaltmittel, das an das Empfangspfadmittel und das Sendepfadmittel gekoppelt ist, wobei das Schaltmittel selektiv an den Empfangspfadschaltkreis eines von (i) dem Antennenmittel oder (ii) einem Abtastpfadmittel koppelt, das die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das an das Antennenmittel über das Sendepfadmittel gekoppelt ist.
In Beispiel 217, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 213-216, wobei das Empfangspfadmittel konfiguriert ist, die Eingangsleistung des Sendesignals, gekoppelt an das Antennenmittel über die Sendepfadmittel, gleichzeitig mit Sendung des Sendesignals über das Sendepfadmittel zu messen.
In Beispiel 218, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 213-217, wobei der Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel ein zweites digitales Sender/Empfänger-Mittel aufweist und wobei das Sendepfadmittel des ersten digitalen Sender/Empfänger-Mittels und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Mittels jeweils ein erstes bzw. ein zweites digitales Frontend (DFE)-Mittel des Sender/Empfänger-Abschnitts aufweist und ferner aufweisend: ein gemeinsames DFE-Mittel, das an jedes des ersten digitalen Sender/Empfänger-Mittels und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Mittels gekoppelt ist.
In Beispiel 219, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 213-218, ferner aufweisend: Prozessormittel, die konfiguriert sind, eine Menge an Nichtlinearitätsfehlanpassung zwischen dem ersten digitalen Sender/Empfänger-Mittel und dem zweiten digitalen Sender/Empfänger-Mittel zu identifizieren und zu steuern, welches von dem ersten Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel, dem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel und dem gemeinsamen DFE-Mittel die DPD-Koeffizienten für Sendeketten des ersten digitalen Sender/Empfänger-Mittels und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Mittels basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearitätsfehlanpassung berechnet.
In Beispiel 220, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 213-219, wobei das Sendepfadmittel ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antennenmittel zu senden.
Beispiel 221 ist ein Sender/Empfänger, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE)-Mittel; einen Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel, wobei jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel an das gemeinsame DFE-Mittel gekoppelt sein kann und aufweisend: Sendepfadmittel, gekoppelt an ein Antennenmittel, wobei das Sendepfadmittel ein Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel zum Koppeln eines Sendesignals über die Antennenmittel in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals aufweist; und Empfangspfadmittel zum Messen von Rückkopplungsdaten, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, gekoppelt an die Antennenmittel über das Sendepfadmittel; und Prozessormittel zum Steuern, ob für jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel, (i) das gemeinsame DFE-Mittel oder (ii) das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel die DPD-Koeffizienten basierend auf den gemessenen Rückkopplungsdaten berechnet.
In Beispiel 222, der Gegenstand von Beispiel 221, wobei das Prozessormittel eine Menge an Fehlanpassung zwischen jedem digitalen Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel unter Verwendung der gemessenen Rückkopplungsdaten identifiziert und wobei die DPD-Koeffizienten berechnet werden, um die Fehlanpassung zu korrigieren.
In Beispiel 223, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 221-222, wobei die Fehlanpassungen zwischen jedem digital Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel, wie durch die gemessenen Rückkopplungsdaten angegeben, eines oder mehr aufweisen von: Fehlanpassungen aufgrund von Nichtlinearitätsdifferenzen, Prozessfehlanpassung, Differenzen in Versorgungs- und Erdungspotential, nicht identisches Antennenrouting, Antennenplatzierung, Temperaturgradienten und Stehwellenverhältnis (VSWR)-Differenzen auf Antennen.
In Beispiel 224, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 221-223, wobei das Sendepfadmittel ferner ein Frequenz multiplizierendes Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC)-Mittel zum Anwenden der DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten aufweist.
In Beispiel 225, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 221-224, wobei jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel ferner ein Schaltmittel aufweist, das an das Empfangspfadmittel und das Sendepfadmittel gekoppelt ist, wobei das Schaltmittel selektiv an das Empfangspfadmittel eines von (i) dem Antennenmittel oder (ii) einem Abtastpfadmittel, das die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das an die Antennenmittel gekoppelt ist, über das Sendepfadmittel koppelt.
In Beispiel 226, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 221-225, wobei das Verarbeitungsmittel ferner einen Teilsatz digitaler Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel identifiziert, für den die Rückkopplungsdaten Fehlanpassung zueinander kleiner als ein vorbestimmter Wert angeben, und, für den Teilsatz digitaler Sender/Empfänger-Mittel die DPD-Berechnungen durchführt und die Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel sperrt, die DPD-Berechnungen durchzuführen.
In Beispiel 227, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 221-226, wobei das Verarbeitungsmittel ferner für jedes digitale Sender/Empfänger-Mittel aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Mittel eine Menge an Nichtlinearität identifiziert und steuert, ob das gemeinsame DFE-Mittel oder das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel die DPD-Koeffizienten basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearität berechnet.
In Beispiel 228, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 221-227, wobei das Sendepfadmittel ferner das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antennenmittel sendet.
Beispiel 229 ist ein drahtloses Vorrichtungsmittel, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE)-Mittel; mehrere Sender/Empfänger-Mittel, wobei jedes Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln an das das gemeinsame DFE-Mittel gekoppelt ist; Prozessormittel; und ein Speichermittel zum Speichern ausführbarer Anweisungen, die, wenn von dem Verarbeitungsmittel ausgeführt, jedes Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln veranlassen zum: Senden über ein Sendepfadmittel eines Sendesignals über ein Antennenmittel in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals; Messen, über einen Empfangspfad, von Rückkopplungsdaten, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, gekoppelt an die Antennenmittel über das Sendepfadmittel; Steuern, ob für jedes Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mittel, (i) das gemeinsame DFE-Mittel oder (ii) ein Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel eines entsprechenden der mehreren Sender/Empfänger-Mittel die DPD-Koeffizienten basierend auf den gemessenen Rückkopplungsdaten berechnet.
In Beispiel 230, der Gegenstand von Beispiel 229, wobei das Prozessormittel eine Menge an Fehlanpassung zwischen jedem Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln unter Verwendung der gemessenen Rückkopplungsdaten identifiziert und wobei die DPD-Koeffizienten berechnet werden, um die Fehlanpassung zu korrigieren.
In Beispiel 231, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 229-230, wobei die Fehlanpassungen zwischen jeder Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln eines oder mehr aufweisen von: Fehlanpassungen aufgrund von Nichtlinearitätsdifferenzen, Prozessfehlanpassung, Differenzen in Versorgungs- und Erdungspotential, nicht identisches Antennenrouting, Antennenplatzierung, Temperaturgradienten und Stehwellenverhältnis (VSWR)-Differenzen auf Antennen.
In Beispiel 232, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 229-231, wobei jedes Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln ferner ein Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC)-Mittel zum Anwenden der DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten aufweist.
In Beispiel 233, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 229-232, wobei jedes Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln ferner ein Schaltmittel aufweist, das an das Empfangspfadmittel und das Sendepfadmittel gekoppelt ist, wobei das Schaltmittel selektiv an das Empfangspfadmittel eines von (i) dem Antennenmittel oder (ii) einem Abtastpfadmittel koppelt, das die Eingangsleistung des Sendesignals gekoppelt an die Antennenmittel übe das Sendepfadmittel angibt.
In Beispiel 234, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 229-233, wobei das Verarbeitungsmittel ferner einen Teilsatz von Sender/Empfänger-Mitteln aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln identifiziert, für den die Rückkopplungsdaten Fehlanpassung zueinander kleiner als ein vorbestimmter Wert angeben und für den Teilsatz von Sender/Empfänger-Ketten die DPD-Berechnungen durchführt und das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel sperrt, um die DPD-Berechnungen durchzuführen.
In Beispiel 235, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 229-234, wobei das Verarbeitungsmittel ferner für jedes Sender/Empfänger-Mittel aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln eine Menge an Nichtlinearität identifiziert und steuert, ob das gemeinsame DFE-Mittel oder das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE-Mittel die DPD-Koeffizienten basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearität berechnet.
In Beispiel 236, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 229-235, wobei das Sendepfadmittel jedes Sender/Empfänger-Mittels aus den mehreren Sender/Empfänger-Mitteln ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antennenmittel zu senden.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Beispiele - VI
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte.
Beispiel 237 ist eine auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente, aufweisend:

eine erste Hälfte, die eine erste Metallschicht aufweist, die unterhalb einer zweiten Metallschicht angeordnet ist, um eine gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden, wobei die zweite Metallschicht mit einem ersten Spiraltransformator verbunden ist;
und eine zweite Hälfte, die die erste Metallschicht aufweist, die mit einem zweiten Spiraltransformator verbunden ist, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator einen Satz gekoppelter Induktoren bilden und wobei die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.

In Beispiel 238, der Gegenstand von Beispiel 237, wobei die erste Metallschicht und die zweite Metallschicht mit Schichten verknüpft sind, die durch einen komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Prozess gebildet werden.
In Beispiel 239, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-238, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils eine achteckige Form aufweisen.
In Beispiel 240, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-239, wobei die erste Metallschicht, die in der zweiten Hälfte enthalten ist, ferner die zweite Metallschicht aufweist, die darauf angeordnet ist, um eine zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden.
In Beispiel 241, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-240, wobei die zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
In Beispiel 242, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-241, wobei die erste Metallschicht an einer Oberseite einer Masseabschirmungsschicht angeordnet ist und wobei eine Region unterhalb des ersten Spiraltransformators und des zweiten Spiraltransformators frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
In Beispiel 243, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-242, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils mit einem Massering verbunden sind, der mit einer Masseabschirmungsschicht verbunden ist.
In Beispiel 244, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-243, wobei der Massering eine achteckige Form aufweist und eine erste Masseringhälfte und eine zweite Masseringhälfte aufweist, wobei die erste Masseringhälfte und die zweite Masseringhälfte jeweils mit der Masseabschirmungsschicht verbunden sind.
In Beispiel 245, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-244, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils mit der ersten Masseringhälfte verbunden sind.
In Beispiel 246, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 237-245, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils mit einem Massering verbunden sind, der mit einer Masseabschirmungsschicht verbunden ist und wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator innerhalb einer Region angeordnet sind, die im Inneren des Masserings gebildet ist, der frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
Beispiel 247 ist eine auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente, aufweisend:

einen ersten Anschluss, der mit einer ersten Hälfte der auf einem gekoppelten Induktor basierenden Komponente verknüpft ist, wobei der erste Anschluss eine erste Metallschicht aufweist, die unterhalb einer zweiten Metallschicht angeordnet ist, um eine gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden, wobei die zweite Metallschicht mit einem ersten Spiraltransformator verbunden ist; und einen zweiten Anschluss, der mit einer zweiten Hälfte der auf einem gekoppelten Induktor basierenden Komponente verknüpft ist, wobei der zweite Anschluss die erste Metallschicht aufweist, die mit einem zweiten Spiraltransformator verbunden ist, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator einen Satz gekoppelter Induktoren bilden und wobei die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.

In Beispiel 248, der Gegenstand Beispiel 247, wobei die erste Metallschicht und die zweite Metallschicht mit Schichten verknüpft sind, die durch einen komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Prozess gebildet werden.
In Beispiel 249, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-248, wobei der erste Anschluss an eine 50-Ohm Quelle gekoppelt ist und wobei der zweite Anschluss an einen Eingang eines Millimeter-Welle (mmW)-Verstärkers gekoppelt ist.
In Beispiel 250, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-249, wobei der erste Anschluss an eine 50-Ohm Last gekoppelt ist und wobei der zweite Anschluss an einen Ausgang eines Millimeter-Welle (mmW)-Verstärkers gekoppelt ist.
In Beispiel 251, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-250, wobei die erste Metallschicht, die im zweiten Anschluss enthalten ist, ferner die zweite Metallschicht aufweist, die darauf angeordnet ist, um eine zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung am zweiten Anschluss zu bilden.
In Beispiel 252, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-251, wobei: die auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente Teil eines Triplexerschaltkreises bildet, der erste Anschluss an ein Signal gekoppelt ist, das mit einem Funkfrequenz (RF)-Kopf verknüpft ist, wobei das Signal aus mehreren Signalen mit verschiedenen Frequenzen ist, die durch den Triplexerschaltkreis kombiniert sind und der zweite Anschluss an einen Ausgang des Triplexerschaltkreises gekoppelt ist.
In Beispiel 253, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-252, wobei die auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente ein Bandpassfilter zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss bildet, mit einem Filteransprechverhalten in Übereinstimmung mit einer Frequenz des Signals.
In Beispiel 254, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-253, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils eine achteckige Form aufweisen.
In Beispiel 255, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-254, wobei die zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
In Beispiel 256, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 247-255, wobei die erste Metallschicht an einer Oberseite einer Masseabschirmungsschicht angeordnet ist und wobei eine Region unterhalb des ersten Spiraltransformators und des zweiten Spiraltransformators frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
Beispiel 257 ist eine auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente, aufweisend:

eine erste Hälfte, die ein erstes Metallschichtmittel aufweist, das unterhalb eines zweiten Metallschichtmittels angeordnet ist, um gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitungsmittel zu bilden, wobei das zweite Metallschichtmittel mit einem ersten Spiraltransformatormittel verbunden ist; und eine zweite Hälfte, die das erste Metallschichtmittel aufweist, das mit einem zweiten Spiraltransformatormittel verbunden ist, wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel einen Satz gekoppelter Induktoren bilden und wobei die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.

In Beispiel 258, der Gegenstand von Beispiel 257, wobei das erste Metallschichtmittel und das zweite Metallschichtmittel mit Schichten verknüpft sind, die durch einen komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Prozess gebildet werden.
In Beispiel 259, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-258, wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel jeweils eine achteckige Form aufweisen.
In Beispiel 260, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-259, wobei das erste Metallschichtmittel, das in der zweiten Hälfte angeordnet ist, ferner das zweite Metallschichtmittel enthält, das darauf angeordnet ist, um eine zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden.
In Beispiel 261, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-260, wobei die zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
In Beispiel 262, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-261, wobei das erste Metallschichtmittel an einer Oberseite einer Masseabschirmungsschicht angeordnet ist und wobei eine Region unterhalb des ersten Spiraltransformatormittels und des zweiten Spiraltransformatormittels frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
In Beispiel 263, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-262, wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel jeweils mit einem Massering verbunden sind, der mit einer Masseabschirmungsschicht verbunden ist.
In Beispiel 264, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-263, wobei der Massering eine achteckige Form aufweist und eine erste Masseringhälfte und eine zweite Masseringhälfte aufweist, wobei die erste Masseringhälfte und die zweite Masseringhälfte jeweils mit der Masseabschirmungsschicht verbunden sind.
In Beispiel 265, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-264, wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel jeweils mit der ersten Masseringhälfte verbunden sind.
In Beispiel 266, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 257-265, wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel jeweils mit einem Massering verbunden sind, der mit einer Masseabschirmungsschicht verbunden ist und wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel innerhalb einer Region angeordnet sind, die im Inneren des Masserings gebildet ist, der frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
Beispiel 267 ist eine auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente, aufweisend: ein erstes Anschlussmittel, das mit einer ersten Hälfte der auf einem gekoppelten Induktor basierenden Komponente verknüpft ist, wobei das das erste Anschlussmittel ein erstes Metallschichtmittel aufweist, das unterhalb eines zweiten Metallschichtmittels angeordnet ist, um eine gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden, wobei das zweite Metallschichtmittel mit einem ersten Spiraltransformatormittel verbunden ist; und ein zweites Anschlussmittel, das mit einer zweiten Hälfte der auf einem gekoppelten Induktor basierenden Komponente verknüpft ist, wobei das zweite Anschlussmittel das erste Metallschichtmittel aufweist, das mit einem zweiten Spiraltransformatormittel verbunden ist, wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel einen Satz gekoppelter Induktoren bilden und wobei die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
In Beispiel 268, der Gegenstand Beispiel 267, wobei das erste Metallschichtmittel und das zweite Metallschichtmittel mit Schichten verknüpft sind, die durch einen komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Prozess gebildet werden.
In Beispiel 269, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-268, wobei das erste Anschlussmittel an eine 50-Ohm Quelle gekoppelt ist und wobei das zweite Anschlussmittel an einen Eingang eines Millimeter-Welle (mmW)-Verstärkers gekoppelt ist.
In Beispiel 270, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-269, wobei das erste Anschlussmittel an eine 50-Ohm Last gekoppelt ist und wobei das zweite Anschlussmittel an einen Ausgang eines Millimeter-Welle (mmW)-Verstärkers gekoppelt ist.
In Beispiel 271, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-270, wobei das erste Metallschichtmittel, das in dem zweiten Anschlussmittel enthalten ist, ferner das zweite Metallschichtmittel aufweist, das darauf angeordnet ist, um eine zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung am zweiten Anschlussmittel zu bilden.
In Beispiel 272, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-271, wobei: die auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente Teil eines Triplexermittels bildet, das erste Anschlussmittel ein Signal, das mit einem Funkfrequenz (RF)-Kopf verknüpft ist, koppelt, wobei das Signal aus mehreren Signalen mit verschiedenen Frequenzen ist, die durch das Triplexermittel kombiniert werden und das zweite Anschlussmittel an einen Ausgang des Triplexermittels gekoppelt ist.
In Beispiel 273, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-272, wobei die auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente ein Bandpassfilter zwischen dem ersten und dem zweiten Anschlussmittel mit einem Filteransprechverhalten in Übereinstimmung mit einer Frequenz des Signals bildet.
In Beispiel 274, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-273, wobei das erste Spiraltransformatormittel und das zweite Spiraltransformatormittel jeweils eine achteckige Form aufweisen.
In Beispiel 275, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-274, wobei die zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
In Beispiel 276, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 267-275, wobei das erste Metallschichtmittel an einer Oberseite einer Masseabschirmungsschicht angeordnet ist und wobei eine Region unterhalb des ersten Spiraltransformatormittel und des zweiten Spiraltransformatormittels frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Beispiele - VII
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte
Beispiel 277 ist ein Radio Head, aufweisend: einen Sender/Empfänger-Die, der mindestens eine Sender/Empfänger-Kette aufweist; einen Frontend-Die, der an die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette gekoppelt ist; und einen Antennenarray-Die, der an den Frontend-Die gekoppelt ist, wobei die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette konfiguriert ist, in Verbindung mit dem Frontend-Die und dem Antennenarray-Die drahtlose Datenkommunikationen mit einer Vorrichtung zu erleichtern, basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit einem Modem, das extern zu dem Radio Head ist.
In Beispiel 278, der Gegenstand von Beispiel 277, wobei der Sender/Empfänger-Die an das Modem über ein Digitalkabel gekoppelt ist, das eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
In Beispiel 279, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 277-278, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten und ein allgemeines digitales Frontend aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend konfiguriert ist, digitale Datenkommunikationen mit dem Modem und jeder der mehreren Sender/Empfänger-Ketten zu erleichtern.
In Beispiel 280, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 277-279, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen der mindestens einen Sender/Empfänger-Kette und dem Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
In Beispiel 281, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 277-280, wobei der Antennenarray-Die mehrere Antennenelemente aufweist und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten an ein entsprechendes der mehreren Antennenelemente gekoppelt ist.
In Beispiel 282, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 277-281, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitzustellen, die über das allgemeine digitale Frontend empfangen werden.
In Beispiel 283, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 277-282, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Empfangskette und eine Sendekette aufweist, wobei jede Sendekette und Empfangskette ein digitales Sender/Empfänger-Frontend aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend gekoppelt ist.
In Beispiel 284, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 277-283, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten aufweist und ferner aufweisend: einen Lokaloszillator (LO)-Schaltkreis, der konfiguriert ist, Quadratur-LO-Signale zu erzeugen und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die von dem LO-Schaltkreis erzeugt werden.
Beispiel 285 ist ein Radio Head, aufweisend: einen Sender/Empfänger-Die, der mehrere Sender/Empfänger-Ketten aufweist; einen Frontend-Die, der an jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten gekoppelt ist; und mehrere Antennenelemente, wobei jedes Antennenelement aus den mehreren Antennenelementen an jede entsprechende der mehreren Sender/Empfänger-Ketten über den Frontend-Die gekoppelt ist, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, in Verbindung mit dem Frontend-Die und den mehreren Antennenelementen drahtlose Datenkommunikationen mit einer Vorrichtung zu erleichtern, basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit einem Modem, das extern zu dem Radio Head ist.
In Beispiel 286, der Gegenstand von Beispiel 285, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten über ein Digitalkabel an das Modem gekoppelt ist, das eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
In Beispiel 287, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 285-286, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner ein allgemeines digitales Frontend aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend konfiguriert ist, die digitalen Datenkommunikationen mit dem Modem und jeder der mehreren Sender/Empfänger-Ketten zu erleichtern.
In Beispiel 288, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 285-287, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen jeder der mehreren Sender/Empfänger-Ketten und dem Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
In Beispiel 289, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 285-288, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitzustellen, die über das allgemeine digitale Frontend empfangen werden.
In Beispiel 290, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 285-289, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Empfangskette und eine Sendekette aufweist, wobei jede Sendekette und Empfangskette ein digitales Sender/Empfänger-Frontend aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend gekoppelt ist.
In Beispiel 291, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 285-290, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner einen Lokaloszillator (LO)-Schaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, Quadratur-LO-Signale zu erzeugen und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die durch den LO Schaltkreis erzeugt werden.
In Beispiel 292, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 285-291, wobei die drahtlosen Datenkommunikationen mit der Vorrichtung in Übereinstimmung mit einem Frequenzbereich sind, der Millimeter-Welle (mm-Welle) Frequenzen aufweist.
Beispiel 293 ist eine Funkeinrichtung, aufweisend: einen Radio Head, aufweisend: mindestens eine Sender/Empfänger-Kette; einen Frontend-Die, der an die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette gekoppelt ist; und einen Antennenarray-Die, der an den Frontend-Die gekoppelt ist; und ein Modem extern zu dem Radio Head, wobei das Modem über eine digitale Kommunikationsverbindung an den Radio Head gekoppelt ist, wobei die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette konfiguriert ist, in Verbindung mit dem Frontend-Die und dem Antennenarray-Die basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit dem Modem über die digitale Kommunikationsverbindung drahtlos mit einer Vorrichtung zu kommunizieren.
In Beispiel 294, der Gegenstand von Beispiel 293, wobei eine digitale Kommunikationsverbindung eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
In Beispiel 295, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 293-294, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten und ein allgemeines digitales Frontend aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend konfiguriert ist, die digitalen Datenkommunikationen mit dem Modem und jeder der mehreren Sender/EmpfängerKetten zu erleichtern.
In Beispiel 296, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 293-295, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen der mindestens einen Sender/Empfänger-Kette und dem externen Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
In Beispiel 297, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 293-296, wobei der Antennenarray-Die mehrere Antennenelemente aufweist und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten an ein entsprechendes der mehreren Antennenelemente gekoppelt ist.
In Beispiel 298, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 293-297, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitzustellen, die über das allgemeine digitale Frontend empfangen werden.
In Beispiel 299, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 293-298, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Empfangskette und eine Sendekette aufweist, wobei jede Sendekette und Empfangskette ein digitales Sender/Empfänger-Frontend aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend gekoppelt ist.
In Beispiel 300, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 293-299, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten aufweist und ferner aufweisend: einen Lokaloszillator (LO)-Schaltkreis, der konfiguriert ist, Quadratur-LO-Signale zu erzeugen und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die von dem LO-Schaltkreis erzeugt werden.
Beispiel 301 ist ein Radio Head, aufweisend: ein Sender/Empfänger-Mittel, das mindestens ein Sender/Empfänger-Kettenmittel aufweist; ein Frontend-Mittel, das an das mindestens eine Sender/Empfänger-Kettenmittel gekoppelt ist; und ein Antennenarray-Mittel, das an das Frontend-Mittel gekoppelt ist, wobei das mindestens eine Sender/Empfänger-Kettenmittel konfiguriert ist, in Verbindung mit dem Frontend-Mittel und dem Antennenarray-Mittel, drahtlose Datenkommunikationen mit einer Vorrichtung zu erleichtern, basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit einem Modem, das extern zu dem Radio Head ist.
In Beispiel 302, der Gegenstand von Beispiel 301, wobei das Sender/Empfänger-Mittel über ein Digitalkabel an das Modem gekoppelt ist, das eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
In Beispiel 303, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 301-302, wobei das Sender/Empfänger-Mittel ferner mehrere Sender/Empfänger-Kettenmittel und ein allgemeines digitales Frontend-Mittel aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend-Mittel digitale Datenkommunikationen mit dem Modem und jedem der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel erleichtert.
In Beispiel 304, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 301-303, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen dem mindestens einen Sender/Empfänger-Kettenmittel und dem Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
In Beispiel 305, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 301-304, wobei das Antennenarray-Mittel mehrere Antennenelemente aufweist und wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel an ein entsprechendes der mehreren Antennenelemente gekoppelt ist.
In Beispiel 306, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 301-305, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitstellt, die über das allgemeine digitale Frontend-Mittel empfangen werden.
In Beispiel 307, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 301-306, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel ein Empfangskettenmittel und ein Sendekettenmittel aufweist, wobei jedes Sendekettenmittel und Empfangskettenmittel ein digitales Sender/Empfänger-Frontend-Mittel aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend-Mittel gekoppelt ist.
In Beispiel 308, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 301-307, wobei das Sender/Empfänger-Mittel ferner mehrere Sender/Empfänger-Kettenmittel aufweist und ferner aufweisend: ein Lokaloszillator (LO)-Mittel zum Erzeugen von Quadratur-LO-Signalen und wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die durch das LO-Mittel erzeugt werden.
Beispiel 309 ist ein Radio Head, aufweisend: a Sender/Empfänger-Mittel, das mehrere Sender/Empfänger-Kettenmittel aufweist; ein Frontend-Mittel, das an jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel gekoppelt ist; und mehrere Antennenelemente, wobei jedes Antennenelement aus den mehreren Antennenelementen an jedes entsprechende der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel über das Frontend-Mittel gekoppelt ist, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel, in Verbindung mit dem Frontend-Mittel und den mehreren Antennenelementen, drahtlose Datenkommunikationen mit einer Vorrichtung basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit einem Modem, das extern zu dem Radio Head ist, erleichtert.
In Beispiel 310, der Gegenstand von Beispiel 309, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel über ein Digitalkabel an das Modem gekoppelt ist, das eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
In Beispiel 311, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 309-310, wobei das Sender/Empfänger-Mittel ferner ein allgemeines digitales Frontend-Mittel aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend-Mittel die digitalen Datenkommunikationen mit dem Modem und jedem der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel erleichtert.
In Beispiel 312, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 309-311, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen jedem der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel und dem Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
In Beispiel 313, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 309-312, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitstellt, die über das allgemeine digitale Frontend-Mittel empfangen werden.
In Beispiel 314, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 309-313, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel ein Empfangskettenmittel und ein Sendekettenmittel aufweist, wobei jedes Sendekettenmittel und Empfangskettenmittel ein digitales Sender/Empfänger-Frontend-Mittel aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend-Mittel gekoppelt ist.
In Beispiel 315, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 309-314, wobei das Sender/Empfänger-Mittel ferner ein Lokaloszillator (LO)-Mittel zum Erzeugen von Quadratur-LO-Signalen aufweist und wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die durch das LO-Mittel erzeugt werden.
In Beispiel 316, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 309-315, wobei die drahtlosen Datenkommunikationen mit der Vorrichtung in Übereinstimmung mit einem Frequenzbereich sind, der Millimeter-Welle (mm-Welle) Frequenzen aufweist.
Beispiel 317 ist eine Funkeinrichtung, aufweisend: ein Radio Head-Mittel, aufweisend:

mindestens ein Sender/Empfänger-Kettenmittel; ein Frontend-Mittel, das an das mindestens eine Sender/Empfänger-Kettenmittel gekoppelt ist; und ein Antennenarray-Mittel, das an das Frontend-Mittel gekoppelt ist; und ein Modem extern zu dem Radio Head-Mittel, wobei das Modem über eine digitale Kommunikationsverbindung an das Radio Head-Mittel gekoppelt ist, wobei das mindestens eine Sender/Empfänger-Kettenmittel, in Verbindung mit dem Frontend-Mittel und dem Antennenarray-Mittel, drahtlos mit einer Vorrichtung basierend auf digitaler Datenkommunikationen mit dem Modem über die digitale Kommunikationsverbindung kommuniziert.

In Beispiel 318, der Gegenstand von Beispiel 317, wobei eine digitale Kommunikationsverbindung eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
In Beispiel 319, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 317-318, wobei das Sender/Empfänger-Mittel ferner mehrere Sender/Empfänger-Kettenmittel und ein allgemeines digitales Frontend-Mittel aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend-Mittel die digitale Datenkommunikationen mit dem Modem und jedem der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel erleichtert.
In Beispiel 320, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 317-319, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen dem mindestens einen Sender/Empfänger-Kettenmittel und dem externen Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
In Beispiel 321, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 317-320, wobei das Antennenarray-Mittel mehrere Antennenelemente aufweist und wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel an ein entsprechendes der mehreren Antennenelemente gekoppelt ist.
In Beispiel 322, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 317-321, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitstellt, die über das allgemeine digitale Frontend-Mittel empfangen werden.
In Beispiel 323, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 317-322, wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel ein Empfangskettenmittel und ein Sendekettenmittel aufweist, wobei jedes Sendekettenmittel und Empfangskettenmittel ein digitales Sender/Empfänger-Frontend-Mittel aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend-Mittel gekoppelt ist.
In Beispiel 324, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 317-323, wobei das Sender/Empfänger-Mittel ferner mehrere Sender/Empfänger-Kettenmittel aufweist und ferner aufweisend: ein Lokaloszillator (LO)-Mittel zum Erzeugen von Quadratur-LO-Signalen und wobei jedes der mehreren Sender/Empfänger-Kettenmittel einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die durch das LO-Mittel erzeugt werden.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Beispiele - VIII
Die folgenden Beispiele beziehen sich auf weitere Aspekte.
Beispiel 325 ist ein Kabel, aufweisend: ein flexibles Kabel; einen Antennenarray-Die, der an eine erste Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist; und eine integrierte Funkfrequenzschaltung (RFIC), die an eine zweite Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist, wobei die erste Seite und die zweite Seite an gegenüberliegenden Seiten des flexiblen Kabels liegen und wobei die RFIC an den Antennenarray-Die über das flexible Kabel gekoppelt ist.
In Beispiel 326, der Gegenstand von Beispiel 325, wobei die RFIC ein Frontend und einen Sender/Empfänger aufweist, die Teil eines Radio Head bilden.
In Beispiel 327, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-326, wobei das flexible Kabel eine oder mehrere metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, digitale Differentialdatensignalisierung zu unterstützen.
In Beispiel 328, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-327, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, digitale Basisbanddaten seriell zwischen der RFIC und einem Modem unter Verwendung der einen oder mehreren metallischen Spuren in Übereinstimmung mit einem digitalen Differentialdatensignalisierungsprotokoll zu kommunizieren.
In Beispiel 329, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-328, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, die serielle Kommunikation digitaler Basisbanddaten zwischen der RFIC und dem Modem in Übereinstimmung mit einer ersten Datenrate zu ermöglichen und wobei das flexible Kabel ferner eine oder mehrere zusätzliche metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, Kommunikation eines oder mehrerer Steuersignale in Übereinstimmung mit einer zweiten Datenrate zu ermöglichen, die kleiner als die erste Datenrate ist.
In Beispiel 330, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-329, wobei das Modem mit einer Femvorrichtungsplatte verknüpft ist und wobei die RFIC, der Antennenarray-Chip und die Vorrichtungsplatte über das flexible Kabel ohne Verwendung von Kabelverbindern direkt aneinander gekoppelt sind.
In Beispiel 331, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-330, wobei der Antennenarray-Die an die erste Seite des flexiblen Kabels durch einen nicht leitfähigen Klebstoff gekoppelt ist, sodass eine nicht galvanische elektromagnetische Kopplung zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist.
In Beispiel 332, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-331, wobei die RFIC galvanisch, über das flexible Kabel, an eine Seite der nicht galvanischen elektromagnetischen Kopplung gekoppelt ist, die zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist.
In Beispiel 333, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-332, wobei das flexible Kabel mehrere Schichten aufweist, wobei mindestens eine der mehreren Schichten mit einer Spannungsversorgungsebene verknüpft ist.
In Beispiel 334, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 325-333, wobei das flexible Kabel ein flüssigkristallines Polymer (LCP) umfasst, das mehrschichtig ist und Mikrodurchkontaktierungen aufweist.
Beispiel 335 ist ein Kabel, aufweisend: ein flexibles Kabel; einen Antennenarray-Die; und eine integrierte Funkfrequenzschaltung (RFIC), wobei das flexible Kabel mehrere Schichten aufweist, von welchen Abschnitte mit Mikrodurchkontaktierungen zwischenverbunden sind und wobei die Mikrodurchkontaktierungen zum Koppeln von Abschnitten des Antennenarray-Dies an Abschnitte der RFIC über die mehreren Schichten des flexiblen Kabels dienen.
In Beispiel 336, der Gegenstand von Beispiel 335, wobei der Antennenarray-Die an eine erste Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist und wobei die RFIC an eine zweite Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist, wobei die erste Seite und die zweite Seite gegenüberliegende Seiten des flexiblen Kabels sind.
In Beispiel 337, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-336, wobei die RFIC ein Frontend und einen Sender/Empfänger aufweist, die Teil eines Radio Head bilden.
In Beispiel 338, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-337, wobei das flexible Kabel eine oder mehrere metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, digitale Differentialdatensignalisierung zu unterstützen.
In Beispiel 339, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-338, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, digitale Basisbanddaten seriell zwischen der RFIC und einem Modem unter Verwendung der einen oder mehreren metallischen Spuren in Übereinstimmung mit einem digitalen Differentialdatensignalisierungsprotokoll zu kommunizieren.
In Beispiel 340, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-339, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, die serielle Kommunikation digitaler Basisbanddaten zwischen der RFIC und dem Modem in Übereinstimmung mit einer ersten Datenrate zu ermöglichen und wobei das flexible Kabel ferner eine oder mehrere zusätzliche metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, Kommunikation eines oder mehrerer Steuersignale in Übereinstimmung mit einer zweiten Datenrate zu ermöglichen, die kleiner als die erste Datenrate ist.
In Beispiel 341, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-340, wobei das Modem mit einer Femvorrichtungsplatte verknüpft ist und wobei die RFIC, der Antennenarray-Chip und die Vorrichtungsplatte über das flexible Kabel ohne Verwendung von Kabelverbindern direkt aneinander gekoppelt sind.
In Beispiel 342, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-341, wobei der Antennenarray-Die an die erste Seite des flexiblen Kabels durch einen nicht leitfähigen Klebstoff gekoppelt ist, sodass eine nicht galvanische elektromagnetische Kopplung zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist und wobei die RFIC galvanisch, über das flexible Kabel, an eine Seite der nicht galvanischen elektromagnetischen Kopplung gekoppelt ist, die zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist.
In Beispiel 343, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-342, wobei mindestens eine der mehreren Schichten des flexiblen Kabels mit einer Spannungsversorgungsebene verknüpft ist.
In Beispiel 344, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 335-343, wobei das flexible Kabel ein flüssigkristallines Polymer (LCP) umfasst.
Beispiel 345 ist ein Kabelmittel, aufweisend: ein flexibles Kabelmittel; ein Antennenarray-Mittel, das an eine erste Seite des flexiblen Kabelmittels gekoppelt ist; und ein integriertes Funkfrequenzschaltungs- (RFIC) Mittel, das an eine zweite Seite des flexiblen Kabelmittels gekoppelt ist, wobei die erste Seite und die zweite Seite an gegenüberliegenden Seiten des flexiblen Kabelmittels liegen und wobei das RFIC-Mittel über das flexible Kabelmittel an das Antennenarray-Mittel gekoppelt ist.
In Beispiel 346, der Gegenstand von Beispiel 345, wobei das RFIC-Mittel ein Frontend und Sender/Empfänger-Mittel aufweist, die Teil eines Radio Head-Mittels bilden.
In Beispiel 347, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-346, wobei das flexible Kabelmittel eine oder mehrere metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, digitale Differentialdatensignalisierung zu unterstützen.
In Beispiel 348, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-347, wobei das flexible Kabelmittel konfiguriert ist, digitale Basisbanddaten seriell zwischen dem RFIC-Mittel und einem Modemmittel unter Verwendung der einen oder mehreren metallischen Spuren in Übereinstimmung mit einem digitalen Differentialdatensignalisierungsprotokoll zu kommunizieren.
In Beispiel 349, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-348, wobei das flexible Kabelmittel zum Ermöglichen der seriellen Kommunikation digitaler Basisbanddaten zwischen dem RFIC-Mittel und dem Modemmittel in Übereinstimmung mit einer ersten Datenrate dient und wobei das flexible Kabelmittel ferner eine oder mehrere zusätzliche metallische Spuren aufweist, um Kommunikation eines oder mehrerer Steuersignale in Übereinstimmung mit einer zweite Datenrate zu ermöglichen, die kleiner als die erste Datenrate ist.
In Beispiel 350, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-349, wobei das Modemmittel mit einer Femvorrichtungsplatte verknüpft ist und wobei das RFIC-Mittel, das Antennenarray-Mittel und die Vorrichtungsplatte über das flexible Kabelmittel ohne Verwendung von Kabelverbindern direkt aneinander gekoppelt sind.
In Beispiel 351, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-350, wobei das Antennenarray-Mittel über einen nicht leitfähigen Klebstoff an die erste Seite des flexiblen Kabelmittels gekoppelt ist, sodass eine nicht galvanische elektromagnetische Kopplung zwischen dem Antennenarray-Mittel und dem flexiblen Kabelmittel gebildet ist.
In Beispiel 352, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-351, wobei das RFIC-Mittel über das flexible Kabelmittel an eine Seite der nicht galvanischen elektromagnetischen Kopplung galvanisch gekoppelt ist, die zwischen dem Antennenarray-Mittel und dem flexiblen Kabelmittel gebildet ist.
In Beispiel 353, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-352, wobei das flexible Kabelmittel mehrere Schichten aufweist, wobei mindestens eine der mehreren Schichten mit einer Spannungsversorgungsebene verknüpft ist.
In Beispiel 354, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 345-353, wobei das flexible Kabelmittel ein flüssigkristallines Polymer (LCP) umfasst, das mehrschichtig ist und Mikrodurchkontaktierungen aufweist.
Beispiel 355 ist ein Kabelmittel, aufweisend: ein flexibles Kabelmittel; ein Antennenarray-Mittel; und ein integriertes Funkfrequenzschaltungs- (RFIC) Mittel, wobei das flexible Kabelmittel mehrere Schichten aufweist, von welchen Abschnitte mit Mikrodurchkontaktierungen zwischenverbunden sind und wobei die Mikrodurchkontaktierungen dazu dienen, Abschnitte des Antennenarray-Mittels an Abschnitte des RFIC-Mittels über die mehreren Schichten des flexiblen Kabelmittels zu koppeln.
In Beispiel 356, der Gegenstand von Beispiel 355, wobei das Antennenarray-Mittel an eine erste Seite des flexiblen Kabelmittels gekoppelt ist und wobei das RFIC-Mittel an eine zweite Seite des flexiblen Kabelmittels gekoppelt ist, wobei die erste Seite und die zweite Seite gegenüberliegende Seiten des flexiblen Kabelmittels sind.
In Beispiel 357, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-356, wobei das RFIC-Mittel ein Frontend-Mittel und Sender/Empfänger-Mittel aufweist, die Teil eines Radio Head-Mittels bilden.
In Beispiel 358, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-357, wobei das flexible Kabelmittel eine oder mehrere metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, digitale Differentialdatensignalisierung zu unterstützen.
In Beispiel 359, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-358, wobei das flexible Kabelmittel konfiguriert ist, digitale Basisbanddaten seriell zwischen dem RFIC-Mittel und einem Modemmittel unter Verwendung der einen oder mehreren metallischen Spuren in Übereinstimmung mit einem digitalen Differentialdatensignalisierungsprotokoll zu kommunizieren.
In Beispiel 360, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-359, wobei das flexible Kabelmittel die serielle Kommunikation digitaler Basisbanddaten zwischen dem RFIC-Mittel und dem Modemmittel in Übereinstimmung mit einer ersten Datenrate ermöglicht und wobei das flexible Kabelmittel ferner eine oder mehrere zusätzliche metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, Kommunikation eines oder mehrerer Steuersignale in Übereinstimmung mit einer zweiten Datenrate zu ermöglichen, die kleiner als die erste Datenrate ist.
In Beispiel 361, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-360, wobei das Modemmittel mit einer Femvorrichtungsplatte verknüpft ist und wobei das RFIC-Mittel, das Antennenarray-Mittel und die Vorrichtungsplatte über das flexible Kabelmittel ohne Verwendung von Kabelverbindern direkt aneinander gekoppelt sind.
In Beispiel 362, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-361, wobei das Antennenarray-Mittel an die erste Seite des flexiblen Kabelmittels durch einen nicht leitfähigen Klebstoff gekoppelt ist, sodass eine nicht galvanische elektromagnetische Kopplung zwischen dem Antennenarray-Mittel und dem flexiblen Kabelmittel gebildet ist und wobei das RFIC-Mittel über das flexible Kabelmittel an eine Seite der nicht galvanischen elektromagnetischen Kopplung galvanisch gekoppelt ist, die zwischen dem Antennenarray-Mittel und dem flexiblen Kabelmittel gebildet ist.
In Beispiel 363, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-362, wobei mindestens eine der mehreren Schichten des flexiblen Kabelmittels mit einer Spannungsversorgungsebene verknüpft ist.
In Beispiel 364, der Gegenstand von einem oder mehreren von Beispielen 355-363, wobei das flexible Kabelmittel ein flüssigkristallines Polymer (LCP) umfasst.
Eine Einrichtung wie dargestellt und beschrieben.
Ein Verfahren wie dargestellt und beschrieben.
Schlussfolgerung
In der gesamten Offenbarung können numerische Variable bereitgestellt sein, um eine geeignete Anzahl gewisser Komponenten, wie M, N, K usw., anzugeben In manchen der bereitgestellten Beispiele werden die numerischen Variablen der einfachen Erklärung wegen wiederholt. Die hier beschriebenen Aspekte sind jedoch nicht auf diese Beispiele begrenzt und Komponenten, auf die mit demselben numerischen Variablensuffix verwiesen wird, müssen untereinander nicht gleich sein. Zum Beispiel, unter Bezugnahme auf 15, obwohl die Antennen 1514.1-1514.K und die Sendeketten 1512.1-512.K jeweils die numerische Variable ‚K‘ als Suffix aufweisen, enthalten Aspekte, dass die Anzahl dieser Komponenten dieselbe oder unterschiedlich ist, basierend auf der gewünschten Anwendung.
Die oben angeführte Beschreibung der spezifischen Aspekte enthüllt somit vollständig die allgemeine Art der Offenbarung, die andere, durch Anwenden von Fachwissen, leicht für verschiedene Anwendungen solcher spezifischer Aspekte ohne unnötige Experimente und ohne vom allgemeinen Konzept der vorliegenden Offenbarung abzuweichen, modifizieren und/oder anpassen können. Daher sollen solche Anpassungen und Modifizieren in der Bedeutung und im Bereich von Äquivalenten der offenbarten Aspekte liegen, basierend auf den hier vorgestellten Lehren und Anleitungen. Es ist klar, dass die vorliegende Phraseologie oder Terminologie dem Zweck der Beschreibung und nicht der Einschränkung dient, sodass die Terminologie oder Phraseologie der vorliegenden Patentschrift von dem Fachmann angesichts der Lehren und Anleitungen auszulegen ist.
Verweise in der Patentschrift auf „einen einzigen Aspekt“, „einen Aspekt“, „einen beispielhaften Aspekt“ usw., geben a, dass der beschriebene Aspekt ein bestimmtes Merkmal, eine Struktur oder Eigenschaft aufweisen kann, aber jeder Aspekt nicht unbedingt das bestimmte Merkmal, die Struktur oder Eigenschaft aufweisen muss. Ferner beziehen sich solche Phrasen nicht unbedingt auf denselben Aspekt. Ferner, wenn ein bestimmtes Merkmal, eine Struktur oder Eigenschaft in Verbindung mit einem Aspekt beschrieben wird, wird vorausgesetzt, dass es in der Fachkenntnis liegt, ein solches Merkmal, eine solche Struktur oder Eigenschaft in Verbindung mit anderen Aspekten anzustreben, ob nun ausdrücklich beschrieben oder nicht.
Die hier beschriebenen beispielhaften Aspekte sind zum Zwecke der Veranschaulichung bereitgestellt und sind nicht einschränken. Andere beispielhafte Aspekte sind möglich und es können Modifizierungen an den beispielhaften Aspekten vorgenommen werden. Daher soll die Patentschrift die Offenbarung nicht einschränken. Vielmehr ist der Umfang der Offenbarung nur in Übereinstimmung mit den folgenden Ansprüchen und ihren Äquivalenten definiert.
Aspekte können in Hardware (z.B. Schaltungen), Firmware, Software oder einer Kombination davon implementiert sein. Aspekte können auch als Anweisungen implementiert sein, die auf einem maschinenlesbaren Medium gespeichert sind, das gelesen und von einem oder mehreren Prozessoren ausgeführt werden kann. Ein maschinenlesbares Medium kann einen beliebigen Mechanismus zum Speichern oder Senden von Informationen in einer Form aufweisen, die von einer Maschine (z.B. einer Rechenvorrichtung) lesbar ist. Zum Beispiel kann ein maschinenlesbares Medium Nur-Lese-Speicher (ROM); Direktzugriffsspeicher (RAM); Magnetplattenspeichermedien; optische Speichermedien; Flash-Speichervorrichtungen; elektrische, optische, akustische oder andere Formen ausgebreiteter Signale (z.B. Trägerwellen, Infrarotsignale, digitale Signale usw.) und andere aufweisen. Ferner können Firmware, Software, Programme, Anweisungen hier beschrieben sein, gewisse Aktionen durchzuführen. Es sollte jedoch offensichtlich sein, dass solche Beschreibungen nur der Einfachheit dienen und dass solche Aktionen tatsächlich von Rechenvorrichtungen, Prozessoren, Steuerungen oder anderen Vorrichtungen resultieren, die die Firmware, Software, Programme, Anweisungen usw. ausführen. Ferner können sämtliche der Implementierungsvariationen von einem Allzweckcomputer ausgeführt werden.
Für den Zweck dieser Besprechung ist der Begriff „Prozessorschaltkreis“ als Schaltung(en), Prozessor(en), Logik oder eine Kombination davon zu verstehen. Zum Beispiel kann eine Schaltung eine analoge Schaltung, eine digitale Schaltung, Zustandsmaschinenlogik, andere strukturelle elektronische Hardware oder eine Kombination davon aufweisen. Ein Prozessor kann einen Mikroprozessor, einen Digitalsignalprozessor (DSP) oder anderen Hardware-Prozessor aufweisen. Der Prozessor kann mit Anweisungen „hart codiert“ sein, um entsprechende Funktion(en) gemäß hier beschriebenen Aspekten durchzuführen. Alternativ kann der Prozessor auf einen internen und/oder externen Speicher zugreifen, um Anweisungen abzurufen, die im Speicher gespeichert sind, die, wenn von dem Prozessor ausgeführt, die entsprechenden Funktion(en) durchführen, die mit dem Prozessor verknüpft sind, und/oder eine oder mehrere Funktionen und/oder Operationen, die mit dem Betrieb einer Komponente in Zusammenhang stehen, in welcher der Prozessor enthalten ist.
In einem oder mehreren der hier beschriebenen beispielhaften Aspekte kann Prozessorschaltkreis einen Speicher aufweisen, der Daten und/oder Anweisungen speichert. Der Speicher kann jeder allgemein bekannte flüchtige und/oder nicht flüchtige Speicher sein, enthaltend zum Beispiel, Nur-Lese-Speicher (ROM), Direktzugriffsspeicher (RAM), Flash-Speicher, ein magnetisches Speichermedium, eine Bildplatte, löschbaren programmierbaren Nur-Lese-Speicher (EPROM) und programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM). Der Speicher kann nicht entfernbar, entfernbar oder eine Kombination von beiden sein.

Claims

Generator von Lokaloszillatorsignalen (LO-Signale), aufweisend: einen Verzögerungsregelkreis (DLL), der konfiguriert ist, phasenverschobene Signale bei einer subharmonischen Frequenz basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen; und einen Phasenkonfigurationsschaltkreis, der betriebsbereit an den DLL gekoppelt ist, wobei der Phasenkonfigurationsschaltkreis konfiguriert ist, Teilsätze der erzeugten phasenverschobenen Signale auszuwählen und die ausgewählten Teilsätze der phasenverschobenen Signale einer Resonanzlast bereitzustellen, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jeder entsprechende der Teilsätze der phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jeden entsprechenden der Teilsätze der phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 1, wobei der DLL eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat, und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 1, wobei der DLL eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist, und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 1, wobei der DLL eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 1, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 1, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 1, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jeder des Satzes von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz in Bezug auf eine Phase des empfangenen Eingangssignals phasenverschoben wird.
Generator von Lokaloszillatorsignalen (LO-Signale), aufweisend: einen Verzögerungsregelkreis (DLL), der konfiguriert ist, phasenverschobene Signale bei einer subharmonischen Frequenz basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen; und einen Amplitudenkonfigurationsschaltkreis, der betriebsbereit an den DLL gekoppelt ist, wobei der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis konfiguriert ist, eine Amplitude jedes der phasenverschobenen Signale zu steuern, um gewichtete phasenverschobene Signale zu erzeugen, wobei die gewichteten phasenverschobenen Signale an eine Resonanzlast gekoppelt sind, wobei die Amplituden, die mit den gewichteten phasenverschobenen Signalen verknüpft sind, bewirken, dass jedes entsprechende der gewichteten phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jedes entsprechende der gewichteten phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 8, wobei der DLL eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat, und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 8, wobei der DLL eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist, und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 8, wobei der DLL eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 8, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 8, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
LO-Signalgenerator nach Anspruch 8, wobei die Auswahl von Amplituden, die mit den gewichteten phasenverschobenen Signalen verknüpft sind, bewirkt, dass jeder des Satzes von Quadratur-LO-Signalen bei der Ausgangssignalfrequenz in Bezug auf eine Phase des empfangenen Eingangssignals phasenverschoben wird.
Drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Empfängerketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Empfängerkette von den mehreren Empfängerketten veranlassen, phasenverschobene Signale basierend auf einem empfangenen Eingangssignal mit einer subharmonischen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen, und selektiv einen Teilsatz der erzeugten phasenverschobenen Signale einer Resonanzlast bereitzustellen, wobei selektives Bereitstellen des Teilsatzes der erzeugten phasenverschobenen Signale bewirkt, dass jedes entsprechende der erzeugten phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert wird, wenn über die Resonanzlast kombiniert, um für jedes entsprechende der erzeugten phasenverschobenen Signale eines aus einem Satz von Quadratur-Lokaloszillatorsignalen (LO-Signalen) bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei jede Empfängerkette aus den mehreren Empfängerketten eine entsprechende LO-Signalerzeugungseinheit aufweist, die konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen mit Phasen zu erzeugen, die in Bezug auf den Satz von Quadratur-LO-Signalen, der über die anderen Empfängerketten erzeugt wird, verschoben sind.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei jede Empfängerkette aus den mehreren Empfängerketten eine entsprechende LO-Signalerzeugungseinheit aufweist, die einen Verzögerungsregelkreis (DLL) aufweist, der konfiguriert ist, das Eingangssignal zu empfangen und die phasenverschobenen Signale aus dem empfangenen Eingangssignal bei der subharmonischen Frequenz zu erzeugen.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der DLL eine gesteuerte Verzögerungsleitung aufweist, die eine Anzahl von Verzögerungselementen hat, und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen für jede entsprechende der mehreren Empfängerketten verknüpft ist, eine Funktion der Anzahl von Verzögerungselementen ist.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der DLL eine interpolierende Verzögerungsleitung mit mehreren Verzögerungselementen aufweist, und wobei eine Einheitsphasenverschiebung, die mit den erzeugten phasenverschobenen Signalen für jede entsprechende der mehreren Empfängerketten verknüpft ist, kleiner ist als die Verzögerung, die mit einem einzelnen Verzögerungselement aus den mehreren Verzögerungselementen verknüpft ist.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 17, wobei der DLL eine zweidimensionale Matrix von Verzögerungselementen aufweist, die miteinander verschachtelt sind, wobei jeder Knoten in der Matrix von zwei Verzögerungselementen gespeist wird.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei jede Empfängerkette aus den mehreren Empfängerketten einen entsprechenden Phasenkonfigurationsschaltkreis aufweist, der an einen Verzögerungsregelkreis (DLL) gekoppelt ist, und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, den Phasenkonfigurationsschaltkreis veranlassen, die erzeugten phasenverschobenen Signale selektiv der Resonanzlast bereitzustellen, indem ausgewählte der phasenverschobenen Signale, die durch den DLL erzeugt wurden, selektiv an die Resonanzlast gekoppelt werden.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei jede Empfängerkette aus den mehreren Empfängerketten einen entsprechenden Phasenkonfigurationsschaltkreis aufweist, der an einen Verzögerungsregelkreis (DLL) gekoppelt ist, und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, den Phasenkonfigurationsschaltkreis veranlassen, die erzeugten phasenverschobenen Signale selektiv der Resonanzlast bereitzustellen, indem ein Abschnitt der phasenverschobenen Signale, die durch den DLL erzeugt werden, selektiv gedämpft wird.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei der Satz von Quadratur-LO-Signalen aus Quadratur-Differential-LO-Signalen gebildet ist.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 15, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Frequenz multiplizierender Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC), aufweisend: einen Phasenerzeugungsschaltkreis, der konfiguriert ist, ein Eingangssignal mit einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu empfangen und phasenverschobene Eingangssignale aus dem Eingangssignal bei der sub-vielfachen Frequenz zu erzeugen; und einen Phasenauswahlschaltkreis, der konfiguriert ist, selektiv einen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale zu koppeln, um einem Amplitudenkonfigurationsschaltkreis phasenverschobene Ausgangssignale bereitzustellen, wobei der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis konfiguriert ist, die phasenverschobenen Ausgangssignale selektiv zu gewichten und zu kombinieren und die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale bei der sub-vielfachen Frequenz an ein resonantes Anpassungsnetzwerk zu koppeln, und wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk frequenzmultipliziert werden, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
FM-RFDAC nach Anspruch 25, wobei der Phasenerzeugungsschaltkreis mehrere Verzögerungselemente umfasst, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
FM-RFDAC nach Anspruch 25, ferner aufweisend: einen Digital/Zeit-Wandler (DTC), der konfiguriert ist, das Eingangssignal zeitausgerichtet mit phasenmoduliertem Ausgang aus phasengleichen und Quadraturphasen-Basisbandsignalen zu erzeugen, die in ein digitales Frontend eingespeist werden.
FM-RFDAC nach Anspruch 25, wobei: der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind, und der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis ferner konfiguriert ist, die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern, und wobei die Gewichtung, die durch den Amplitudenkonfigurationsschaltkreis bereitgestellt wird, auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
FM-RFDAC nach Anspruch 25, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addieren.
FM-RFDAC nach Anspruch 25, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass das Ausgangssignal in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben wird.
FM-RFDAC nach Anspruch 25, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Sender, aufweisend: mehrere Frequenz multiplizierende Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDACs), wobei jeder FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs konfiguriert ist: ein Eingangssignal mit einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu empfangen und phasenverschobene Eingangssignale aus dem Eingangssignal bei der sub-vielfachen Frequenz zu erzeugen; selektiv einen Teilsatz der phasenverschobenen Eingangssignale zu koppeln, um dem Amplitudenkonfigurationsschaltkreis phasenverschobene Ausgangssignale bereitzustellen, wobei der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis die phasenverschobenen Ausgangssignale selektiv gewichtet und kombiniert, um gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignale zu erzeugen; und mehrere resonante Anpassungsnetzwerke, wobei jedes resonante Anpassungsnetzwerk aus den mehreren resonanten Anpassungsnetzwerken an einen entsprechenden der FM-RFDACs gekoppelt ist, jedes der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke an ein entsprechendes der gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale gekoppelt ist, wobei jedes entsprechende der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke veranlasst, dass die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale frequenzmultipliziert werden, um ein entsprechendes Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
Sender nach Anspruch 32, wobei jeder FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs einen Phasenerzeugungsschaltkreis aufweist, um die phasenverschobenen Eingangssignale aus dem Eingangssignal zu erzeugen, und wobei der Phasenerzeugungsschaltkreis mehrere Verzögerungselemente umfasst, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
Sender nach Anspruch 32, ferner aufweisend: ein digitales Frontend (DFE) Frontend, das konfiguriert ist, phasengleiche und Quadraturphasen-Basisbandsignale zu empfangen; und einen Digital/Zeit-Wandler (DTC), der konfiguriert ist das Eingangssignal zeitausgerichtet mit phasenmoduliertem Ausgang aus den phasengleichen und Quadraturphasen-Basisbandsignalen zu erzeugen.
Sender nach Anspruch 34, wobei der DTC einen Multi-Modulus-Teiler (MMD) aufweist, der an einen digital gesteuerten Zwei-Punkt-Kanten-Interpolator (DCEI²) gekoppelt ist.
Sender nach Anspruch 32, wobei: der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind, und der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis ferner konfiguriert ist, die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern, und die Gewichtung der phasenverschobenen Ausgangssignale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
Sender nach Anspruch 32, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an jedes entsprechende der mehreren resonanten Anpassungsnetzwerke addieren.
Sender nach Anspruch 32, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bei jedem FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs bewirkt, dass jedes entsprechende Ausgangssignal von den Ausgangssignalen, die durch jeden FM-RFDAC erzeugt werden, in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben sind.
Sender nach Anspruch 38, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bei jedem FM-RFDAC aus den mehreren FM-RFDACs bewirkt, dass jedes entsprechende Ausgangssignal von den Ausgangssignalen, die durch jeden FM-RFDAC erzeugt werden, in Bezug zueinander phasenverschoben sind.
Sender nach Anspruch 32, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sendeketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen, phasenverschobene Eingangssignale bei einer sub-vielfachen Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen, und einem resonanten Anpassungsnetzwerk selektiv Teilsätze der erzeugten phasenverschobenen Eingangssignale bereitzustellen, wobei die Auswahl der Teilsätze der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass die Teilsätze der phasenverschobenen Signale frequenzmultipliziert werden, wenn sie über das resonante Anpassungsnetzwerk kombiniert werden, um für jede entsprechende der mehreren Sendeketten ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 41, wobei jede der mehreren Sendeketten einen Amplitudenkonfigurationsschaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, die Teilsätze des erzeugten phasenverschobenen Eingangs selektiv zu gewichten und zu kombinieren, um gewichtete und kombinierte phasenverschobene Ausgangssignale zu erzeugen, und wobei die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale an das resonante Anpassungsnetzwerk gekoppelt sind, um für jede entsprechende der mehreren Sendeketten das Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 42, wobei: der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis mehrere Inverter aufweist, die an entsprechende Kondensatoren gekoppelt sind, und der Amplitudenkonfigurationsschaltkreis ferner konfiguriert ist, die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale durch Steuern eines Modus jedes der mehreren Inverter als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern, und die Gewichtung der phasenverschobenen Ausgangssignale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an schaltbetriebene Inverter gekoppelt sind, gegenüber Kondensatorwerten, die an fixierte DC-betriebene Inverter gekoppelt sind, basiert.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 41, wobei jede der mehreren Sendeketten einen Phasenerzeugungsschaltkreis aufweist, um die phasenverschobenen Eingangssignale aus dem Eingangssignal zu erzeugen, und wobei der Phasenerzeugungsschaltkreis mehrere Verzögerungselemente umfasst, die in Reihe miteinander gekoppelt sind, wobei jeder Knoten zwischen angrenzenden Kopplungen von Verzögerungselementen mit einem entsprechenden der phasenverschobenen Eingangssignale durch eine Phasenverschiebungsmenge verknüpft ist, die zu der Verzögerungszeit proportional ist, die durch jedes entsprechende Verzögerungselement eingeführt wird.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 42, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass sich die gewichteten und kombinierten phasenverschobenen Ausgangssignale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addieren.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 41, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass jede entsprechende der mehreren Sendeketten in Bezug auf eine Phase des Eingangssignals phasenverschoben ist.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 46, wobei die Auswahl des Teilsatzes der phasenverschobenen Eingangssignale bewirkt, dass jede entsprechende der mehreren Sendeketten in Bezug zu einer anderen phasenverschoben ist.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 41, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Sender, aufweisend: einen ersten und einen zweiten Phasenverschiebungsschaltkreis, wobei jeder konfiguriert ist, ein Eingangssignal mit einer Frequenz, die eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz ist, in der Phase zu verschieben, um ein erstes bzw. ein zweites phasenverschobenes Eingangssignal bereitzustellen; einen ersten Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC), der konfiguriert ist, einen ersten Satz phasenverschobener Signale aus dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen; und einen zweiten FM-RFDAC, der konfiguriert ist, einen zweiten Satz phasenverschobener Signale aus dem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen, wobei jeder des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gewichtet ist, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
Sender nach Anspruch 49, wobei die Phasenverschiebung auf einer Neuabbildung komplexer phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerte basiert, was dazu führt, dass die komplexen I- und Q-Datenwerte 45 Grad auseinander sind, wobei die Phasenverschiebung mit dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal verknüpft ist und das zweite phasenverschobene Signal auf einem berechneten Oktanten basiert, und ferner aufweisend: ein digitales Frontend, das konfiguriert ist, den Oktanten, der von den komplexen phasengleichen (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse zu berechnen.
Sender nach Anspruch 49, wobei der erste Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad, oder 270 Grad zu erzeugen, und wobei der zweite Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad, oder 315 Grad zu erzeugen.
Sender nach Anspruch 49, wobei jeder des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC mehrere Amplitudensteuerschaltkreise aufweist, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist, und ferner aufweisend: ein digitales Frontend, das konfiguriert ist, einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern, wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an einen Amplitudensteuerschaltkreis gekoppelt sind, der im Schaltmodus arbeitet, gegenüber einem Amplitudensteuerschaltkreis, der im fixierten DC-Modus arbeitet, basiert.
Sender nach Anspruch 52, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise ein logisches NUND-Gate ist.
Sender nach Anspruch 53, wobei jedes der logischen NUND-Gates einen Eingang aufweist, der an jeden entsprechenden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der an eine digitale Steuerleitung mit einem logischen Zustand, der durch das digitale Frontend gesteuert wird, gekoppelt ist.
Sender nach Anspruch 49, ferner aufweisend: ein resonantes Anpassungsnetzwerk, das an jeden des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC bei einem gemeinsamen Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei das Gewicht, das bei jedem des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale angewendet wird, bewirkt, dass der erste Satz phasenverschobener Signale und der zweite Satz phasenverschobener Signale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addiert werden.
Sender nach Anspruch 49, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Sender nach Anspruch 49, wobei sowohl der erste FM-RFDAC als auch der zweite FM-RFDAC konfiguriert ist, den ersten Satz phasenverschobener Signale bzw. den zweiten Satz phasenverschobener Signale unter Verwendung einer gesteuerten Verzögerungsleitung, einer interpolierenden Verzögerungsleitung oder einer zweidimensionalen Verzögerungsleitung zu erzeugen.
Sender, aufweisend: ein digitales Frontend, das konfiguriert ist, einen Oktanten, der von komplexen digitalen phasengleichen Basisbandsignal (I)- und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse zu berechnen; ein erster Frequenz multiplizierender Funkfrequenz-Digital/Analog-Wandler (FM-RFDAC), der konfiguriert ist, einen ersten Satz phasenverschobener Eingangssignale aus einem ersten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen, wobei das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Anwenden einer ersten Phasenverschiebung an einem Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten erzeugt wird, wobei das Eingangssignal eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz hat; und einen zweiten FM-RFDAC, der konfiguriert ist, einen zweiten Satz phasenverschobener Eingangssignale aus einem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal zu erzeugen, wobei das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Anwenden einer zweiten Phasenverschiebung an dem Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten erzeugt wird, wobei das digitale Frontend weiter konfiguriert ist, jeden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale zu gewichten, um ein Ausgangssignal bei der Ausgangssignalfrequenz zu erzeugen.
Sender nach Anspruch 58, ferner aufweisend: einen ersten und zweiten Phasenverschiebungsschaltkreis, wobei jeder konfiguriert ist, das Eingangssignal basierend auf dem berechneten Oktanten in der Phase zu verschieben, um das erste bzw. das zweite phasenverschobene Eingangssignal bereitzustellen.
Sender nach Anspruch 59, wobei der erste Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, die erste Phasenverschiebung an dem Eingangssignal anzuwenden, die eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad, oder 270 Grad gemäß dem berechneten Oktanten ist, und wobei der zweite Phasenverschiebungsschaltkreis konfiguriert ist, die zweite Phasenverschiebung bei dem Eingangssignal anzuwenden, die eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad, oder 315 Grad gemäß dem berechneten Oktanten ist.
Sender nach Anspruch 58, wobei: jeder des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC mehrere Amplitudensteuerschaltkreise aufweist, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist, das digitale Frontend ferner konfiguriert ist, einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern, und wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an einen Amplitudensteuerschaltkreis gekoppelt sind, der im Schaltmodus arbeitet, gegenüber einem Amplitudensteuerschaltkreis, der im fixierten DC-Modus arbeitet, basiert.
Sender nach Anspruch 61, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise ein logisches NUND-Gate ist.
Sender nach Anspruch 62, wobei jedes der logischen NUND-Gates einen Eingang aufweist, der an jeden entsprechenden des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der an eine digitale Steuerleitung mit einem logischen Zustand, der durch das digitale Frontend gesteuert wird, gekoppelt ist.
Sender nach Anspruch 58, ferner aufweisend: ein resonantes Anpassungsnetzwerk, das an jeden des ersten FM-RFDAC und des zweiten FM-RFDAC bei einem gemeinsamen Ausgangsknoten gekoppelt ist, wobei das Gewicht, das bei jedem des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale angewendet wird, bewirkt, dass der erste Satz phasenverschobener Signale und der zweite Satz phasenverschobener Signale konstruktiv bei einer Harmonischen der Frequenz des Eingangssignals durch Kopplung an das resonante Anpassungsnetzwerk addiert werden.
Sender nach Anspruch 58, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Sender nach Anspruch 58, wobei sowohl der erste FM-RFDAC als auch der zweite FM-RFDAC konfiguriert ist, den ersten Satz phasenverschobener Signale bzw. den zweiten Satz phasenverschobener Signale unter Verwendung einer gesteuerten Verzögerungsleitung, einer interpolierenden Verzögerungsleitung oder einer zweidimensionalen Verzögerungsleitung zu erzeugen.
Drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sendeketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen zum: Phasenverschieben eines Eingangssignals mit einer Frequenz, die eine sub-vielfache Frequenz einer Ausgangssignalfrequenz ist, um ein erstes und ein zweites phasenverschobenes Eingangssignal bereitzustellen; Erzeugen eines ersten Satzes phasenverschobener Signale aus dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal; Erzeugen eines zweiten Satzes phasenverschobener Signale aus dem zweiten phasenverschobenen Eingangssignal; und Erzeugen eines Ausgangssignals bei der Ausgangssignalfrequenz basierend auf einer gewichteten Kombination jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 67, wobei: die Phasenverschiebung auf einer Neuabbildung komplexer phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerte basiert, was dazu führt, dass die komplexen I- und Q-Datenwerte 45 Grad auseinander sind, und die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen, einen Oktanten zu berechnen, der von den komplexen phasengleichen (I) und Quadraturphasen (Q)-Datenwerten besetzt ist, nach Neuabbildung auf eine 45-Grad-Achse, und wobei die Phasenverschiebung mit dem ersten phasenverschobenen Eingangssignal verknüpft ist und das zweite phasenverschobene Signal auf dem berechneten Oktanten basiert.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 67, wobei jede Sendekette von den mehreren Sendeketten konfiguriert ist, das erste phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 0 Grad, 90 Grad, 180 Grad, oder 270 Grad zu erzeugen, und das zweite phasenverschobene Eingangssignal durch Phasenverschiebung des Eingangssignals um eines von 45 Grad, 135 Grad, 225 Grad, oder 315 Grad zu erzeugen.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 67, wobei jede Sendekette von den mehreren Sendeketten mehrere Amplitudensteuerschaltkreise aufweist, wobei jeder der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise an einen entsprechenden Kondensator gekoppelt ist, und wobei die ausführbaren Anweisungen, wenn durch den Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sendekette von den mehreren Sendeketten veranlassen, einen Betriebsmodus jedes der mehreren Amplitudensteuerschaltkreise als einen von einem Schaltmodus oder einem fixierten DC-Modus zu steuern, und wobei die Gewichtung des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale auf einem Verhältnis von Kondensatorwerten, die an einen Amplitudensteuerschaltkreis gekoppelt sind, der im Schaltmodus arbeitet, gegenüber einem Amplitudensteuerschaltkreis, der im fixierten DC-Modus arbeitet, basiert.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 67, wobei die gewichtete Kombination jedes des ersten Satzes phasenverschobener Signale und des zweiten Satzes phasenverschobener Signale bei jeder der mehreren Sendeketten bewirkt, dass die Ausgangssignale, die durch jede entsprechende der mehreren Sendeketten erzeugt werden, in Bezug zueinander phasenverschoben sind.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 67, wobei die Ausgangssignalfrequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen ist.
Sender/Empfänger mit einem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei ein erster digitaler Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte aufweist: einen Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis, der konfiguriert ist, ein Lokaloszillator (LO)-Taktsignal zu empfangen und das LO-Taktsignal in Frequenz zu multiplizieren, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; und einen Satz von Mischern, der konfiguriert ist, empfangene Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen abwärtszutasten, um phasengleiche (I) und Quadraturphasen (Q)-Basisbandsignale bereitzustellen, wobei der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase zu verschieben, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch ein digitales Frontend (DFE) in Übereinstimmung mit einem von einem analogen oder einem digitalen Strahlformungsmodus zu ermöglichen.
Sender/Empfänger nach Anspruch 73, wobei der Frequenzmultiplikator-/- verschieberschaltkreis ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase zu verschieben, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus zu ermöglichen, und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, um Verarbeitung der I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus zu ermöglichen.
Sender/Empfänger nach Anspruch 73, ferner aufweisend: einen I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der konfiguriert ist, selektiv freigegeben oder gesperrt zu werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 75, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis konfiguriert ist, freigegeben zu werden, wenn die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden, und gesperrt zu werden, wenn die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 75, ferner aufweisend: eine Schaltkomponente, die an den Ausgang des Satzes von Mischern gekoppelt ist, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, die I- und Q-Basisbandsignale selektiv an (i) den I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis oder (ii) einen Ausgang eines zweiten Satzes von Mischern zu koppeln, der mit einem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft ist, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 77, wobei ein Signalsummierungsschaltkreis an den Ausgang des zweiten Satzes von Mischern gekoppelt ist, der mit dem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft ist, und wobei die Schaltkomponente geschlossen ist, sodass eine Summierung der I- und Q-Basisbandsignale, die mit dem ersten Sender/Empfänger-Abschnitt bzw. dem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft sind, durch das DFE in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet wird.
Sender/Empfänger nach Anspruch 77, wobei die Schaltkomponente offen ist, sodass die I- und Q-Basisbandsignale, die mit dem ersten Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft sind, an den I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis gekoppelt sind und anschließend durch das DFE in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 73, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Sender/Empfänger, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE), das konfiguriert ist, phasengleiche (I) und Quadraturphasen (Q)- Basisbandsignale in Übereinstimmung mit analogem und digitalem Strahlformungsmodus zu verarbeiten; und einen Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte an das gemeinsame DFE gekoppelt ist, und aufweisend: einen Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis, der konfiguriert ist, ein Lokaloszillator (LO)-Taktsignal zu empfangen und das LO-Taktsignal in Frequenz zu multiplizieren, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; und einen Satz von Mischern, der konfiguriert ist, empfangene Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen abwärtszutasten, um die I- und Q-Basisbandsignale bereitzustellen, wobei der Frequenzmultiplikator-/-verschieberschaltkreis, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft ist, ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase zu verschieben, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale für einen bestimmten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt von dem gemeinsamen DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 81, wobei der Frequenzmultiplikator-/- verschieberschaltkreis, der mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt verknüpft ist, konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase zu verschieben, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet, und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet.
Sender/Empfänger nach Anspruch 81, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner einen I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, selektiv freigegeben oder gesperrt zu werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale von dem gemeinsamen DFE in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 83, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit jedem der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft ist, konfiguriert ist, freigegeben zu werden, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit einem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet.
Sender/Empfänger nach Anspruch 83, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit einem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft ist, gesperrt wird, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet.
Sender/Empfänger nach Anspruch 85, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte, der gesperrt wird, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet, ferner eine Schaltkomponente aufweist, die einen Ausgang des Satzes von Mischern, die mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft sind, aneinander koppelt.
Sender/Empfänger nach Anspruch 86, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner einen Signalsummierungsschaltkreis aufweist, der an den Ausgang des Satzes von Mischern gekoppelt ist, die mit jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft sind, und wobei, wenn das gemeinsame DFE die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit einem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet, der Signalsummierungsschaltkreis eine Summierung der I- und Q-Basisbandsignale, die mit jedem Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Abschnitte verknüpft sind, der gesperrt ist, dem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte mit einem I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der freigegeben ist, bereitstellt.
Sender/Empfänger nach Anspruch 81, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Drahtlose Vorrichtung, aufweisend: mehrere Sender/Empfänger-Ketten; einen Verarbeitungsschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten veranlassen zum: Verarbeiten phasengleicher (I) und Quadraturphasen (Q)- Basisbandsignale in Übereinstimmung mit analogem und digitalem Strahlformungsmodus; Empfangen eines Lokaloszillator (LO)-Taktsignals und Frequenzmultiplizieren des LO-Taktsignals, um einen Satz von Quadratur-LO-Signalen zu erzeugen; Abwärtstasten empfangener Daten in Übereinstimmung mit dem Satz von Quadratur-LO-Signalen, um die I- und Q-Basisbandsignale bereitzustellen, wobei jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen selektiv in Phase zu verschieben, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale für eine bestimmte Sender/Empfänger-Kette in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 89, wobei jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner konfiguriert ist, den Satz von Quadratur-LO-Signalen in Phase zu verschieben, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden, und den Satz von Quadratur-LO-Signalen nicht in Phase zu verschieben, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Drahtlose Vorrichtung von 89, wobei jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, selektiv freigegeben oder gesperrt zu werden, basierend darauf, ob die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen oder dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 91, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit jeder der digitalen Sender/Empfänger-Ketten verknüpft ist, konfiguriert ist, freigegeben zu werden, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem digitalen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 91, wobei der I/Q Analog/Digital- und Basisbandfilterschaltkreis, der mit einem Teilsatz der digitalen Sender/Empfänger-Ketten verknüpft ist, gesperrt wird, wenn die I- und Q-Basisbandsignale in Übereinstimmung mit dem analogen Strahlformungsmodus verarbeitet werden.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 89, wobei die empfangenen Daten in Übereinstimmung mit einem Signal mit einer Frequenz in einem Bereich von mm-Wellenfrequenzen empfangen werden.
Sender/Empfänger mit einem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei ein erster digitaler Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte aufweist: einen Sendepfadschaltkreis, gekoppelt an eine Antenne, wobei der Sendepfadschaltkreis konfiguriert ist, ein Sendesignal über die Antenne in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals zu koppeln; und einen Empfangspfadschaltkreis, der konfiguriert ist, Rückkopplungsdaten zu messen, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden, um Nichtlinearität zu korrigieren, die im ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt vorhanden ist.
Sender/Empfänger nach Anspruch 95, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner einen Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC) aufweist, der konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 95, wobei der Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner einen zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aufweist, und ferner aufweisend: einen Verarbeitungsschaltkreis, der konfiguriert ist, die Rückkopplungsdaten des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts mit Rückkopplungsdaten des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts zu vergleichen und die DPD-Koeffizienten zu berechnen, die von dem Sendepfadschaltkreis angewendet werden, um Nichtlinearitätsfehlanpassungen zwischen dem ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt und dem zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt zu korrigieren, wie durch die Rückkopplungsdaten des ersten bzw. des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts angegeben.
Sender/Empfänger nach Anspruch 95, ferner aufweisend: eine Schaltkomponente, gekoppelt an den Empfangspfadschaltkreis und den Sendepfadschaltkreis, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, selektiv an den Empfangspfadschaltkreis eines von (i) der Antenne oder (ii) einem Abtastpfad zu koppeln, der die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist.
Sender/Empfänger nach Anspruch 95, wobei der Empfangspfadschaltkreis konfiguriert ist, die Eingangsleistung des Sendesignals zu messen, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist, gleichzeitig mit Sendung des Sendesignals über den Sendepfadschaltkreis.
Sender/Empfänger nach Anspruch 95, wobei der Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte einen zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aufweist und wobei der Sendepfadschaltkreis des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts jeweils ein erstes bzw. ein zweites digitales Sender/Empfänger-Abschnitt-Frontend (DFE) aufweist, und ferner aufweisend: ein gemeinsames DFE, das an jeden des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts gekoppelt ist.
Sender/Empfänger nach Anspruch 100, ferner aufweisend: einen Prozessorschaltkreis, der konfiguriert ist, eine Menge an Nichtlinearitätsfehlanpassung zwischen dem ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt und dem zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt zu identifizieren und zu steuern, welcher von dem ersten Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE, dem zweiten Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE und dem gemeinsamen DFE die DPD-Koeffizienten für Sendeketten des ersten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts und des zweiten digitalen Sender/Empfänger-Abschnitts basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearitätsfehlanpassung berechnet.
Sender/Empfänger nach Anspruch 95, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antenne zu senden.
Sender/Empfänger, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE); einen Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte an das gemeinsame DFE gekoppelt ist, und aufweisend: einen Sendepfadschaltkreis, gekoppelt an eine Antenne, wobei der Sendepfadschaltkreis einen Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE aufweist, der konfiguriert ist, ein Sendesignal über die Antenne in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals zu koppeln; und einen Empfangspfadschaltkreis, der konfiguriert ist, Rückkopplungsdaten zu messen, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist; und einen Prozessorschaltkreis, der konfiguriert ist zu steuern, ob für jeden digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, (i) das gemeinsame DFE, oder (ii) das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE die DPD-Koeffizienten basierend auf den gemessenen Rückkopplungsdaten berechnet.
Sender/Empfänger nach Anspruch 103, wobei der Prozessorschaltkreis konfiguriert ist, eine Menge an Fehlanpassung zwischen jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte unter Verwendung der gemessenen Rückkopplungsdaten zu identifizieren, und wobei die DPD-Koeffizienten berechnet werden, um die Fehlanpassung zu korrigieren.
Sender/Empfänger nach Anspruch 104, wobei die Fehlanpassungen zwischen jedem digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte, wie durch die gemessenen Rückkopplungsdaten angegeben, eines oder mehr aufweisen von: Fehlanpassungen aufgrund von Nichtlinearitätsdifferenzen, Prozessfehlanpassung, Differenzen in Versorgungs- und Erdungspotential, nicht identisches Antennenrouting, Antennenplatzierung, Temperaturgradienten und Stehwellenverhältnis (VSWR)-Differenzen auf Antennen.
Sender/Empfänger nach Anspruch 103, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner einen Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC) aufweist, der konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden.
Sender/Empfänger nach Anspruch 103, wobei jeder digitale Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte ferner eine Schaltkomponente aufweist, gekoppelt an den Empfangspfadschaltkreis und den Sendepfadschaltkreis, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, selektiv an den Empfangspfadschaltkreis eines von (i) der Antenne oder (ii) einem Abtastpfad zu koppeln, der die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist.
Sender/Empfänger nach Anspruch 104, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, einen Teilsatz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte zu identifizieren, für den die Rückkopplungsdaten Fehlanpassung zueinander kleiner als ein vorbestimmter Wert angeben, und für den Teilsatz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte die DPD-Berechnungen durchzuführen und das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE zu sperren, die DPD-Berechnungen durchzuführen.
Sender/Empfänger nach Anspruch 103, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, für jeden digitalen Sender/Empfänger-Abschnitt aus dem Satz digitaler Sender/Empfänger-Abschnitte eine Menge an Nichtlinearität zu identifizieren und zu steuern, ob das gemeinsame DFE oder das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE die DPD-Koeffizienten basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearität berechnet.
Sender/Empfänger nach Anspruch 103, wobei der Sendepfadschaltkreis ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antenne zu senden.
Drahtlose Vorrichtung, aufweisend: ein gemeinsames digitales Frontend (DFE); mehrere Sender/Empfänger-Ketten, wobei jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten an das gemeinsame DFE gekoppelt ist; einen Prozessorschaltkreis; und einen Speicher, der konfiguriert ist, ausführbare Anweisungen zu speichern, die, wenn von dem Verarbeitungsschaltkreis ausgeführt, jede Sender/Empfänger-Kette von den mehreren Sender/Empfänger-Ketten veranlassen zum: Senden, über einen Sendepfad, eines Sendesignals über eine Antenne in Übereinstimmung mit einem digitalen Vorverzerrungs- (DPD) Koeffizienten des Sendesignals; Messen, über einen Empfangspfad, von Rückkopplungsdaten, die eine Eingangsleistung des Sendesignals angeben, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist; Steuern, ob für jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten, (i) das gemeinsame DFE oder (ii) ein Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE eine entsprechende der mehreren Sender/Empfänger-Ketten die DPD-Koeffizienten basierend auf den gemessenen Rückkopplungsdaten berechnet.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 111, wobei der Prozessorschaltkreis konfiguriert ist, eine Menge an Fehlanpassung zwischen jeder Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten unter Verwendung der gemessenen Rückkopplungsdaten zu identifizieren, und wobei die DPD-Koeffizienten berechnet werden, um die Fehlanpassung zu korrigieren.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 112, wobei die Fehlanpassungen zwischen jeder Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten eines oder mehr aufweisen von: Fehlanpassungen aufgrund von Nichtlinearitätsdifferenzen, Prozessfehlanpassung, Differenzen in Versorgungs- und Erdungspotential, nicht identisches Antennenrouting, Antennenplatzierung, Temperaturgradienten und Stehwellenverhältnis (VSWR)-Differenzen auf Antennen.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 111, wobei jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner einen Frequenz multiplizierenden Funkfrequenz-Analog/Digital-Wandler (FM-RFDAC) aufweist, der konfiguriert ist, die DPD-Koeffizienten an dem Sendesignal basierend auf den Rückkopplungsdaten anzuwenden.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 111, wobei jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner eine Schaltkomponente aufweist, gekoppelt an den Empfangspfadschaltkreis und den Sendepfadschaltkreis, wobei die Schaltkomponente konfiguriert ist, selektiv an den Empfangspfadschaltkreis eines von (i) der Antenne oder (ii) einem Abtastpfad zu koppeln, der die Eingangsleistung des Sendesignals angibt, das über den Sendepfadschaltkreis an die Antenne gekoppelt ist.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 112, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, einen Teilsatz von Sender/Empfänger-Ketten aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten zu identifizieren, für den die Rückkopplungsdaten Fehlanpassung zueinander kleiner als ein vorbestimmter Wert angeben, und, für den Teilsatz von Sender/Empfänger-Ketten die DPD-Berechnungen durchzuführen und das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE zu sperren, die DPD-Berechnungen durchzuführen.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 111, wobei der Verarbeitungsschaltkreis ferner konfiguriert ist, für jede Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Menge an Nichtlinearität zu identifizieren und zu steuern, ob das gemeinsame DFE oder das Sender/Empfänger-Abschnitt-DFE die DPD-Koeffizienten basierend auf dem Ausmaß an Nichtlinearität berechnet.
Drahtlose Vorrichtung nach Anspruch 111, wobei der Sendepfadschaltkreis jeder Sender/Empfänger-Kette aus den mehreren Sender/Empfänger-Ketten ferner konfiguriert ist, das Sendesignal mit einer Frequenz innerhalb eines Bereichs von mm-Wellenfrequenzen über die Antenne zu senden.
Komponente, basierend auf einem gekoppelten Induktor, aufweisend: eine erste Hälfte, die eine erste Metallschicht aufweist, die unterhalb einer zweiten Metallschicht angeordnet ist, um eine gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden, wobei die zweite Metallschicht mit einem ersten Spiraltransformator verbunden ist; und eine zweite Hälfte, die die erste Metallschicht aufweist, die mit einem zweiten Spiraltransformator verbunden ist, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator einen Satz gekoppelter Induktoren bilden und wobei die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 119, wobei die erste Metallschicht und die zweite Metallschicht mit Schichten verknüpft sind, die durch einen komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Prozess gebildet werden.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 119, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils eine achteckige Form aufweisen.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 1, wobei die erste Metallschicht, die in der zweiten Hälfte enthalten ist, ferner die zweite Metallschicht aufweist, die darauf angeordnet ist, um eine zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 122, wobei die zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 119, wobei die erste Metallschicht an einer Oberseite einer Masseabschirmungsschicht angeordnet ist und wobei eine Region unterhalb des ersten Spiraltransformators und des zweiten Spiraltransformators frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 1, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils mit einem Massering verbunden sind, der mit einer Masseabschirmungsschicht verbunden ist.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 125, wobei der Massering eine achteckige Form aufweist und eine erste Masseringhälfte und eine zweite Masseringhälfte aufweist, wobei die erste Masseringhälfte und die zweite Masseringhälfte jeweils mit der Masseabschirmungsschicht verbunden sind.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 126, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils mit der ersten Masseringhälfte verbunden sind.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 119, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils mit einem Massering verbunden sind, der mit einer Masseabschirmungsschicht verbunden ist, und wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator innerhalb einer Region angeordnet sind, die im Inneren des Masserings gebildet ist, der frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
Komponente, basierend auf einem gekoppelten Induktor, aufweisend: einen ersten Anschluss, der mit einer ersten Hälfte der auf einem gekoppelten Induktor basierenden Komponente verknüpft ist, wobei der erste Anschluss eine erste Metallschicht aufweist, die unterhalb einer zweiten Metallschicht angeordnet ist, um eine gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung zu bilden, wobei die zweite Metallschicht mit einem ersten Spiraltransformator verbunden ist; und einen zweiten Anschluss, der mit einer zweiten Hälfte der auf einem gekoppelten Induktor basierenden Komponente verknüpft ist, wobei der zweite Anschluss die erste Metallschicht aufweist, die mit einem zweiten Spiraltransformator verbunden ist, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator einen Satz gekoppelter Induktoren bilden, und wobei die gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 129, wobei die erste Metallschicht und die zweite Metallschicht mit Schichten verknüpft sind, die durch einen komplementären Metalloxidhalbleiter (CMOS)-Prozess gebildet werden.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 129, wobei der erste Anschluss an eine 50-Ohm Quelle gekoppelt ist und wobei der zweite Anschluss an einen Eingang eines Millimeter-Welle (mmW)-Verstärkers gekoppelt ist.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 129, wobei der erste Anschluss an eine 50-Ohm Last gekoppelt ist und wobei der zweite Anschluss an einen Ausgang eines Millimeter-Welle (mmW)-Verstärkers gekoppelt ist.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 129, wobei die erste Metallschicht, die im zweiten Anschluss enthalten ist, ferner die zweite Metallschicht aufweist, die darauf angeordnet ist, um eine zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung am zweiten Anschluss zu bilden.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 133, wobei: die auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente Teil eines Triplexerschaltkreises bildet, der erste Anschluss an ein Signal gekoppelt ist, das mit einem Funkfrequenz (RF)-Kopf verknüpft ist, wobei das Signal aus mehreren Signalen mit verschiedenen Frequenzen ist, die durch den Triplexerschaltkreis kombiniert sind, und der zweite Anschluss an einen Ausgang des Triplexerschaltkreises gekoppelt ist.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 134, wobei die auf einem gekoppelten Induktor basierende Komponente ein Bandpassfilter zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss bildet, mit einem Filteransprechverhalten in Übereinstimmung mit einer Frequenz des Signals.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 129, wobei der erste Spiraltransformator und der zweite Spiraltransformator jeweils eine achteckige Form aufweisen.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 133, wobei die zweite gestapelte und gekoppelte Übertragungsleitung eine äquivalente geteilte Kondensatorschaltung bildet.
Gekoppelter Induktor nach Anspruch 129, wobei die erste Metallschicht an einer Oberseite einer Masseabschirmungsschicht angeordnet ist und wobei eine Region unterhalb des ersten Spiraltransformators und des zweiten Spiraltransformators frei von der Masseabschirmungsschicht ist.
Radio Head, aufweisend: einen Sender/Empfänger-Die, der mindestens eine Sender/Empfänger-Kette aufweist; einen Frontend-Die, der an die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette gekoppelt ist; und einen Antennenarray-Die, der an den Frontend-Die gekoppelt ist, wobei die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette konfiguriert ist, in Verbindung mit dem Frontend-Die und dem Antennenarray-Die drahtlose Datenkommunikationen mit einer Vorrichtung zu erleichtern, basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit einem Modem, das extern zu dem Radio Head ist.
Radio Head nach Anspruch 139, wobei der Sender/Empfänger-Die an das Modem über ein Digitalkabel gekoppelt ist, das eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
Radio Head nach Anspruch 139, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten und ein allgemeines digitales Frontend aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend konfiguriert ist, digitale Datenkommunikationen mit dem Modem und jeder der mehreren Sender/Empfänger-Ketten zu erleichtern.
Radio Head nach Anspruch 139, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen der mindestens einen Sender/Empfänger-Kette und dem Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
Radio Head nach Anspruch 141, wobei der Antennenarray-Die mehrere Antennenelemente aufweist und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten an ein entsprechendes der mehreren Antennenelemente gekoppelt ist.
Radio Head nach Anspruch 143, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitzustellen, die über das allgemeine digitale Frontend empfangen werden.
Radio Head nach Anspruch 141, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Empfangskette und eine Sendekette aufweist, wobei jede Sendekette und Empfangskette ein digitales Sender/Empfänger-Frontend aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend gekoppelt ist.
Radio Head nach Anspruch 139, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten aufweist, und ferner aufweisend: einen Lokaloszillator (LO)-Schaltkreis, der konfiguriert ist, Quadratur-LO-Signale zu erzeugen, und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die von dem LO-Schaltkreis erzeugt werden.
Radio Head, aufweisend: einen Sender/Empfänger-Die, der mehrere Sender/Empfänger-Ketten aufweist; einen Frontend-Die, der an jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten gekoppelt ist; und mehrere Antennenelemente, wobei jedes Antennenelement aus den mehreren Antennenelementen an jede entsprechende der mehreren Sender/Empfänger-Ketten über den Frontend-Die gekoppelt ist, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, in Verbindung mit dem Frontend-Die und den mehreren Antennenelementen drahtlose Datenkommunikationen mit einer Vorrichtung zu erleichtern, basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit einem Modem, das extern zu dem Radio Head ist.
Radio Head nach Anspruch 147, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten über ein Digitalkabel an das Modem gekoppelt ist, das eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
Radio Head nach Anspruch 147, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner ein allgemeines digitales Frontend aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend konfiguriert ist, die digitalen Datenkommunikationen mit dem Modem und jeder der mehreren Sender/Empfänger-Ketten zu erleichtern.
Radio Head nach Anspruch 147, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen jeder der mehreren Sender/Empfänger-Ketten und dem Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
Radio Head nach Anspruch 149, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitzustellen, die über das allgemeine digitale Frontend empfangen werden.
Radio Head nach Anspruch 149, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Empfangskette und eine Sendekette aufweist, wobei jede Sendekette und Empfangskette ein digitales Sender/Empfänger-Frontend aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend gekoppelt ist.
Radio Head nach Anspruch 147, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner einen Lokaloszillator (LO)-Schaltkreis aufweist, der konfiguriert ist, Quadratur-LO-Signale zu erzeugen, und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die von dem LO-Schaltkreis erzeugt werden.
Radio Head nach Anspruch 147, wobei die drahtlosen Datenkommunikationen mit der Vorrichtung in Übereinstimmung mit einem Frequenzbereich sind, der Millimeter-Welle (mm-Welle) Frequenzen aufweist.
Funkeinrichtung, aufweisend: einen Radio Head, aufweisend: mindestens eine Sender/Empfänger-Kette; einen Frontend-Die, der an die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette gekoppelt ist; und einen Antennenarray-Die, der an den Frontend-Die gekoppelt ist; und ein Modem extern zu dem Radio Head, wobei das Modem über eine digitale Kommunikationsverbindung an den Radio Head gekoppelt ist, wobei die mindestens eine Sender/Empfänger-Kette konfiguriert ist, in Verbindung mit dem Frontend-Die und dem Antennenarray-Die basierend auf digitalen Datenkommunikationen mit dem Modem über die digitale Kommunikationsverbindung drahtlos mit einer Vorrichtung zu kommunizieren.
Radio Head nach Anspruch 155, wobei eine digitale Kommunikationsverbindung eines von einem flexiblen Flachkabel (FFC) oder einem flexiblen Leiterplatten (FPC)-Kabel aufweist.
Radio Head nach Anspruch 155, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten und ein allgemeines digitales Frontend aufweist, wobei das allgemeine digitale Frontend konfiguriert ist, die digitalen Datenkommunikationen mit dem Modem und jeder der mehreren Sender/Empfänger-Ketten zu erleichtern.
Radio Head nach Anspruch 155, wobei die digitalen Datenkommunikationen zwischen der mindestens einen Sender/Empfänger-Kette und dem externen Modem in Übereinstimmung mit einer seriellen digitalen Schnittstelle sind.
Radio Head nach Anspruch 157, wobei der Antennenarray-Die mehrere Antennenelemente aufweist und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten an ein entsprechendes der mehreren Antennenelemente gekoppelt ist.
Radio Head nach Anspruch 159, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten konfiguriert ist, ein Signal an jedes entsprechende der mehreren Antennenelemente mit einer Amplitude und Signalgewichtung basierend auf digitalen Daten bereitzustellen, die über das allgemeine digitale Frontend empfangen werden.
Radio Head nach Anspruch 157, wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten eine Empfangskette und eine Sendekette aufweist, wobei jede Sendekette und Empfangskette ein digitales Sender/Empfänger-Frontend aufweist, das an das allgemeine digitale Frontend gekoppelt ist.
Radio Head nach Anspruch 155, wobei der Sender/Empfänger-Die ferner mehrere Sender/Empfänger-Ketten aufweist, und ferner aufweisend: einen Lokaloszillator (LO)-Schaltkreis, der konfiguriert ist, Quadratur-LO-Signale zu erzeugen, und wobei jede der mehreren Sender/Empfänger-Ketten einen separaten Satz von Quadratur-LO-Signalen benutzt, die von dem LO-Schaltkreis erzeugt werden.
Kabel, aufweisend: ein flexibles Kabel; einen Antennenarray-Die, der an eine erste Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist; und eine integrierte Funkfrequenzschaltung (RFIC), die an eine zweite Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist, wobei die erste Seite und die zweite Seite an gegenüberliegenden Seiten des flexiblen Kabels liegen, und wobei die RFIC an den Antennenarray-Die über das flexible Kabel gekoppelt ist.
Kabel nach Anspruch 163, wobei die RFIC ein Frontend und einen Sender/Empfänger aufweist, die Teil eines Radio Head bilden.
Kabel nach Anspruch 163, wobei das flexible Kabel eine oder mehrere metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, digitale Differentialdatensignalisierung zu unterstützen.
Kabel nach Anspruch 165, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, digitale Basisbanddaten seriell zwischen der RFIC und einem Modem unter Verwendung der einen oder mehreren metallischen Spuren in Übereinstimmung mit einem digitalen Differentialdatensignalisierungsprotokoll zu kommunizieren.
Kabel nach Anspruch 166, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, die serielle Kommunikation digitaler Basisbanddaten zwischen der RFIC und dem Modem in Übereinstimmung mit einer ersten Datenrate zu ermöglichen, und wobei das flexible Kabel ferner eine oder mehrere zusätzliche metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, Kommunikation eines oder mehrerer Steuersignale in Übereinstimmung mit einer zweiten Datenrate zu ermöglichen, die kleiner als die erste Datenrate ist.
Kabel nach Anspruch 166, wobei das Modem mit einer Femvorrichtungsplatte verknüpft ist, und wobei die RFIC, der Antennenarray-Chip und die Vorrichtungsplatte über das flexible Kabel ohne Verwendung von Kabelverbindern direkt aneinander gekoppelt sind.
Kabel nach Anspruch 163, wobei der Antennenarray-Die an die erste Seite des flexiblen Kabels durch einen nicht leitfähigen Klebstoff gekoppelt ist, sodass eine nicht galvanische elektromagnetische Kopplung zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist.
Kabel nach Anspruch 169, wobei die RFIC galvanisch, über das flexible Kabel, an eine Seite der nicht galvanischen elektromagnetischen Kopplung gekoppelt ist, die zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist.
Kabel nach Anspruch 163, wobei das flexible Kabel mehrere Schichten aufweist, wobei mindestens eine der mehreren Schichten mit einer Spannungsversorgungsebene verknüpft ist.
Kabel nach Anspruch 163, wobei das flexible Kabel ein flüssigkristallines Polymer (LCP) umfasst, das mehrschichtig ist und Mikrodurchkontaktierungen aufweist.
Kabel, aufweisend: ein flexibles Kabel; einen Antennenarray-Die; und eine integrierte Funkfrequenzschaltung (RFIC), wobei das flexible Kabel mehrere Schichten aufweist, von welchen Abschnitte mit Mikrodurchkontaktierungen zwischenverbunden sind, und wobei die Mikrodurchkontaktierungen zum Koppeln von Abschnitten des Antennenarray-Dies an Abschnitte der RFIC über die mehreren Schichten des flexiblen Kabels dienen.
Kabel nach Anspruch 173, wobei der Antennenarray-Die an eine erste Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist und wobei die RFIC an eine zweite Seite des flexiblen Kabels gekoppelt ist, wobei die erste Seite und die zweite Seite gegenüberliegende Seiten des flexiblen Kabels sind.
Kabel nach Anspruch 173, wobei die RFIC ein Frontend und einen Sender/Empfänger aufweist, die Teil eines Radio Head bilden.
Kabel nach Anspruch 173, wobei das flexible Kabel eine oder mehrere metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, eine digitale Differentialdatensignalisierung zu unterstützen.
Kabel nach Anspruch 176, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, digitale Basisbanddaten seriell zwischen der RFIC und einem Modem unter Verwendung der einen oder mehreren metallischen Spuren in Übereinstimmung mit einem digitalen Differentialdatensignalisierungsprotokoll zu kommunizieren.
Kabel nach Anspruch 177, wobei das flexible Kabel konfiguriert ist, die serielle Kommunikation digitaler Basisbanddaten zwischen der RFIC und dem Modem in Übereinstimmung mit einer ersten Datenrate zu ermöglichen, und wobei das flexible Kabel ferner eine oder mehrere zusätzliche metallische Spuren aufweist, die konfiguriert sind, Kommunikation eines oder mehrerer Steuersignale in Übereinstimmung mit einer zweiten Datenrate zu ermöglichen, die kleiner als die erste Datenrate ist.
Kabel nach Anspruch 177, wobei das Modem mit einer Femvorrichtungsplatte verknüpft ist und wobei die RFIC, der Antennenarray-Chip und die Vorrichtungsplatte über das flexible Kabel ohne Verwendung von Kabelverbindern direkt aneinander gekoppelt sind.
Kabel nach Anspruch 173, wobei der Antennenarray-Die an die erste Seite des flexiblen Kabels durch einen nicht leitfähigen Klebstoff gekoppelt ist, sodass eine nicht galvanische elektromagnetische Kopplung zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist, und wobei die RFIC galvanisch, über das flexible Kabel, an eine Seite der nicht galvanischen elektromagnetischen Kopplung gekoppelt ist, die zwischen dem Antennenarray-Die und dem flexiblen Kabel gebildet ist.
Kabel nach Anspruch 173, wobei mindestens eine der mehreren Schichten des flexiblen Kabels mit einer Spannungsversorgungsebene verknüpft ist.
Kabel nach Anspruch 173, wobei das flexible Kabel ein flüssigkristallines Polymer (LCP) umfasst.