DE112018003916T5

DE112018003916T5 - System und verfahren zur stabilitätskontrolle in einem drehzahlveränderbaren antrieb mit zwischenkreis-dünnschichtkondensator

Info

Publication number: DE112018003916T5
Application number: DE112018003916.1T
Authority: DE
Inventors: Huaqiang Li; Wenxi Yao; Zhentian Qian
Original assignee: Zhejiang University ZJU; Eaton Intelligent Power Ltd
Current assignee: Zhejiang University ZJU; Eaton Intelligent Power Ltd
Priority date: 2017-08-31
Filing date: 2018-08-30
Publication date: 2020-04-16
Also published as: US10333444B2; CN111279609A; CN111279609B; US20190068097A1; WO2019043126A1

Abstract

Ein Steuersystem zum aktiven Dämpfen eines Ausgangs eines drehzahlveränderbaren Antriebs (ASD), der einen Zwischenkreis-Dünnfilmkondensator aufweist, ist zum Berechnen eines d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten und eines q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten zur Stabilisierung eines Ausgangs des ASD basierend mindestens auf einer Spannung über den Zwischenkreis-Dünnfilmkondensator an einem stabilen Betriebspunkt programmiert. Das Steuersystem ist ferner zum Extrahieren von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen in d-Achsen- und q-Achsen-Ausgangsströmen des ASD unter Verwendung eines Hochpassfilters, Dämpfen der d-Achsen-Störung und der q-Achsen-Störung mit dem d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten bzw. dem q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten und Berechnen einer Dämpfungsfrequenz basierend auf der gedämpften d-Achsen-Störung und der gedämpften q-Achsen-Störung programmiert. Das Steuersystem ist auch zum Dämpfen eines Drehwinkels eines Referenzmotordrehzahlbefehls zum Steuern des ASD unter Verwendung der Dämpfungsfrequenz programmiert.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf drehzahlveränderbare Antriebe (ASDs) und insbesondere auf ein System und Verfahren zur Stabilisierung des Ausgangsstroms von ASDs bei Verwendung von kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensatoren.
In einem konventionellen ASD wird eine Wechselstrom-Eingangsleistung (AC-Eingangsleistung) durch einen Gleichrichter in eine Gleichstrom-Leistung (DC-Leistung) auf einem Zwischenkreis und dann durch einen Inverter in eine Wechselstromausgangsleistung umgewandelt. Die Wechselstromausgangsleistung weist die gewünschten Eigenschaften für den Betrieb eines Wechselstrommotors oder einer anderen von Wechselstrom angetriebenen Last auf. Häufig wird eine große Elektrolytkondensatorbank, die zwischen einigen hundert und tausenden Mikrofarad (µF) misst, auf dem Zwischenkreis verwendet, um die Zwischenkreisspannung zu stabilisieren und die inverterseitige Motorsteuerung des ASD vom Eingangsgleichrichterbetrieb zu entkoppeln. Diese Elektrolytkondensatorbänke weisen eine große Kapazität zur Energiespeicherung auf und halten die Zwischenkreisspannung ziemlich konstant. Obwohl Elektrolytkondensatoren zur Stabilisierung der Zwischenkreisspannung wirksam sind, weisen sie mehrere Nachteile auf.
Wenn als ein Beispiel ein Frontend-Dioden-Gleichrichter in dem ASD verwendet wird, wird der Strom der AC-Eingangsquelle durch die Elektrolytkondensatorbank stark verzerrt, so dass Oberschwingungen niedriger Ordnung das Versorgungsnetz verunreinigen. Diese Oberschwingungen können zu höheren Effektivstromstärken (quadratischer Mittelwert) durch angeschlossene Transformatoren und Speisegeräte führen. Empfindliche Geräte, wie Instrumente, Computer und Kommunikationssysteme, können eventuell nicht richtig funktionieren oder beschädigt werden.
Als weiteres Beispiel trocknen Elektrolytkondensatoren aus und weisen eine begrenzte Lebensdauer auf, was ein Zuverlässigkeitsproblem darstellt. Nach dem Austausch einer Elektrolytkondensatorbank müssen die Kondensatoren dann umgestaltet oder aufbereitet werden, wenn sie über einen längeren Zeitraum gelagert wurden. Dies führt zu einem ineffizienten Installationsprozess. Die Elektrolytkondensatoren verlieren bei der Lagerung ihre Ladung, so dass sie vorgeladen werden müssen. Wenn die Elektrolytkondensatorbänke vor dem Einschalten des ASD nicht vorgeladen werden und der ASD keine Vorladeschaltung aufweist, kann ein hoher Einschaltstromstoß durch den Gleichrichter und in die Elektrolyt-Zwischenkreiskondensatorbank fließen.
Wegen der Nachteile der Verwendung von Elektrolytkondensatoren werden als Ersatz kleinere Dünnschichtkondensatoren verwendet. Dünnschichtkondensatoren bieten eine erhöhte Zuverlässigkeit, eine verbesserte Eingangsstromoberschwingungsleistung, reduzierte Systemgröße und Kosten sowie eine direkt einsatzfähige Installation mit unbegrenzter Haltbarkeit. Dünnschichtkondensatoren können jedoch im Allgemeinen nicht die Stabilität bieten, die Elektrolytkondensatoren bieten können. Beim Einsatz von Dünnschichtkondensatoren kann somit ein erheblicher Anteil von Gesamt-Oberschwingungsverzerrung (THD) und Zwischenkreis-Spannungswelligkeit im System vorhanden sein.
Um die Instabilität der Dünnschichtkondensatoren zu überwinden, wurden Strategien zur Stabilitätskontrolle für ASDs entwickelt. Diese Kontrollstrategien schließen jedoch im Allgemeinen komplizierte Algorithmen ein, die für Benutzer nicht intuitiv sind. Darüber hinaus machen die Kontrollstrategien das System zwar eventuell stabiler, aber sie bieten immer noch nicht genügend Stabilität, damit der ASD einen Sinuswellenstrom erzeugt, der den ASD-Ausgang für den Betrieb von Motoren darstellt. Stattdessen kann sich der ASD-Ausgang zum Beispiel einer oszillierenden Welle annähern.
Es wäre daher wünschenswert, ein System und Verfahren zum Analysieren und Kontrollieren der Stabilität eines ASD mit einer kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensatorbank bereitzustellen, so dass des ASD unter allen normalen Betriebsbedingungen stabil ist und sich der ASD-Ausgang einer Sinuswelle mit geringer THD und Zwischenkreis-Spannungswelligkeit annähert.
KURZBESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung stellen ein System und Verfahren zum Kontrollieren der Stabilität eines ASD mit einem kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator bereit.
Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung ist ein Steuersystem zur aktiven Dämpfung eines Ausgangs eines ASD mit einem Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator zum Berechnen eines d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten und eines q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten zur Stabilisierung eines Ausgangs des ASD basierend mindestens auf einer Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator an einem stabilen Betriebspunkt programmiert. Das Steuersystem ist ferner zum Extrahieren von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen in d-Achsen- und q-Achsen-Ausgangsströmen des ASD unter Verwendung eines Hochpassfilters, Dämpfen der d-Achsen-Störung und der q-Achsen-Störung mit dem d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten bzw. dem q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten und Berechnen einer Dämpfungsfrequenz basierend auf der gedämpften d-Achsen-Störung und der gedämpften q-Achsen-Störung programmiert. Das Steuersystem ist auch zum Dämpfen eines Drehwinkels eines Referenzmotordrehzahlbefehls zum Steuern des ASD unter Verwendung der Dämpfungsfrequenz programmiert.
Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung schließt ein Verfahren zur Stabilisierung eines ASD mit einem darin eingebauten Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator das Empfangen von Eingangsparametern, die einen von dem ASD von einem Stromsensor ausgegebenen Strom und einen Referenzmotordrehzahlbefehl umfassen, an einer Steuerung und das Berechnen eines d-Achsen-Stabilisierungsfaktors und eines q-Achsen-Stabilisierungsfaktors zum Stabilisieren des ASD mit der Steuerung basierend auf mindestens einer stationären Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator ein. Das Verfahren schließt zusätzlich das Umformen des von dem ASD ausgegebenen Stroms in einen d-Achsen-Strom und einen q-Achsen-Strom mit der Steuerung, das Erhalten von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen in den d-Achsen- bzw. q-Achsen-Strömen mit einem Hochpassfilter in der Steuerung und das Kompensieren der d-Achsen-Störung und der q-Achsen-Störung mit der Steuerung unter Verwendung des d-Achsen-Stabilisierungsfaktors bzw. des q-Achsen-Stabilisierungsfaktors ein. Darüber hinaus schließt das Verfahren das Berechnen einer Rückkopplungsfrequenz mit der Steuerung basierend auf der kompensierten d-Achsen-Störung und der kompensierten q-Achsen-Störung und das Kompensieren eines Referenzmotordrehzahlbefehls mit der Rückkopplungsfrequenz zum Ändern eines Drehwinkels für die Steuerung eines Inverters des ASD ein.
Gemäß noch einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung schließt ein ASD einen Eingang, der an eine Wechselstromquelle anschließbar ist, einen Gleichrichter, der mit dem Eingang verbunden ist, um eine Wechselstromeingangsleistung in eine Gleichstromleistung an einem Ausgang davon umzuwandeln, und einen Gleichstromzwischenkreis, der mit dem Gleichrichterausgang gekoppelt ist, um die Gleichstromleistung davon zu empfangen, ein. Der Zwischenkreis weist einen Dünnschichtkondensator und einen darauf angeordneten Induktor auf und ist mit einer Gleichstromseite eines Inverters mit einer an einen Motor anschließbaren Wechselstromseite gekoppelt. Der ASD schließt mindestens einen Stromsensor, der zum Messen der von der Wechselstromseite des Inverters ausgegebenen Ströme konfiguriert ist, sowie ein mit dem Inverter gekoppeltes Steuersystem ein. Das Steuersystem ist programmiert zum Bestimmen eines d-Achsen-Kompensationskoeffizienten und eines q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, die zum Stabilisieren der ASD-Ausgangsströme unter allen Betriebsbedingungen basierend auf mindestens einem stabilen Betriebspunkt für einen Satz von Betriebsparametern, einschließlich einer Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator und eines Stroms durch den Induktor, konzipiert sind. Zusätzlich ist das Steuersystem zum Extrahieren einer Störung in den Inverter-Ausgangsströmen aus dem mindestens einen Stromsensor unter Verwendung eines Hochpassfilters, Kompensieren einer d-Achsen-Komponente der Störung unter Verwendung des d-Achsen-Kompensationskoeffizienten und einer q-Achsen-Komponente der Störung unter Verwendung des q-Achsen-Kompensationskoeffizienten und Bestimmen einer Kompensationsfrequenz durch Kombinieren der kompensierten d-Achsen- und q-Achsen-Störungen programmiert. Darüber hinaus ist das Steuersystem zum Addieren der Kompensationsfrequenz zu einem Referenzmotordrehzahlbefehl, um einen Drehwinkel zum Steuern des Inverters anzupassen, und zum Steuern des Inverters basierend auf der Amplitude des Referenzmotordrehzahlbefehls und des angepassten Drehwinkels programmiert.
Aus der folgenden ausführlichen Beschreibung und den Zeichnungen werden verschiedene weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ersichtlich.
Figurenliste
Die Zeichnungen veranschaulichen bevorzugte Ausführungsformen, die derzeit für die Ausführung der Erfindung in Betracht gezogen werden.
In den Zeichnungen:

1 ist eine schematische Darstellung eines ASD-Systems, das einen ASD mit einem kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator einschließt, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
2 ist ein Blockdiagramm des ASD-Systems von 1, das eine detailliertere Ansicht einer Steuerung des ASD mit einem aktiven Dämpfungsmodul einschließt, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
3 ist ein Paar von Graphen, die die Spannungswelligkeit der Zwischenkreisspannung, u_dc , und die Ausgangsströme der Phasen a und b, i_a , i_b , bei 50 Hz mit dem und ohne das von der Steuerung des ASD von 1 bis 2 bereitgestellte(n) Steuerschema vergleichen.
4 ist eine Koeffizientenmatrix, A, für ein Zustandsraummodell des ASD-Systems von 1 bis 2 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
5 ist eine Koeffizientenmatrix, A₀ , die sich aus der Eingabe von stabilen Betriebswerten in die Koeffizientenmatrix, A, von 5 ergibt, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
6 ist eine Koeffizientenmatrix, A₁ , die aus der Linearisierung der Koeffizientenmatrix, A, von 5 erhalten wird, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
7 ist eine Koeffizientenmatrix, A_d , die durch Einbeziehung des aktiven Dämpfungsmoduls der Steuerung des ASD von 1 bis 2 in die Koeffizientenmatrix, A, von 4 erhalten wird, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung
8 ist eine Koeffizientenmatrix, A_9d , die durch Erweiterung der Koeffizientenmatrix, A_d , von einer 7x7-Matrix auf eine 9x9-Matrix erhalten wird, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
9 ist eine Koeffizientenmatrix, A₉₀ , die sich aus der Eingabe stabiler Betriebswerte in die Koeffizientenmatrix, A_9d , von 8 ergibt, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
10 ist eine Koeffizientenmatrix, A_9l , die aus der Linearisierung der Koeffizientenmatrix, A_9d , von 8 erhalten wird, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
11A bis 11B sind ein Flussdiagramm, das eine Technik zum Bestimmen der d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten und einer Grenzfrequenz zur Stabilisierung des ASD-Systems von 1 bis 2 veranschaulicht, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Die Ausführungsformen der Erfindung beziehen sich auf ein System und Verfahren zum Steuern eines ASD, der einen kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator einschließt, so dass der ASD unter allen normalen Betriebsbedingungen stabil ist. Der ASD schließt ein Steuersystem ein, das zum Analysieren der Stabilität des ASD-Ausgangs und aktiven Stabilisieren des Ausgangs des ASD programmiert oder konfiguriert ist. Das Steuersystem berechnet Kompensations-, Stabilisierungs- oder Dämpfungskoeffizienten, -konstanten oder -faktoren und eine Eckfrequenz für einen Hochpassfilter für Gleichgewichts- oder stabile Betriebspunkte nach der ersten Methode von Lyapunov. Das Steuersystem extrahiert Störungen im Ausgangsstrom durch den ASD, kompensiert die Störungen durch deren Multiplikation mit den Kompensationskoeffizienten und addiert die kompensierten Störungen auf, um eine Rückkopplungs-, Kompensations- oder Dämpfungsfrequenz oder -drehzahl zu erhalten. Das Steuersystem addiert dann die Kompensationsfrequenz zu einem Referenzmotordrehzahlbefehl, um einen zum Steuern eines Inverters des ASD verwendeten Drehwinkel zu modifizieren, zu ändern oder anzupassen. Dieses aktive Dämpfungssteuerungsschema reduziert die THD des ASD-Ausgangsstroms und die Zwischenkreis-Spannungswelligkeit erheblich.
Unter Bezugnahme auf 1 wird ein ASD-System oder eine Schaltung 10, die einen ASD 12 einschließt, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Der ASD 12 schließt einen Eingang 14, der an eine Wechselstromquelle 16 angeschlossen ist, und einen Ausgang 18, der an einen Motor oder eine Induktionsmaschine 20 angeschlossen ist, ein. Der ASD 12 schließt ferner einen Gleichrichter 22, der zwischen dem Eingang 14 und einem Induktor, L, angeschlossen ist; einen Zwischenkreis 24, der einen kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator, C, darüber aufweist; und einen Inverter 26, der eine Vielzahl von Schaltdiodenpaaren 28 aufweist, die zwischen dem Zwischenkreis 24 und dem Ausgang 18 gekoppelt sind, ein. Der kleine Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator, C, kann auch in Form einer Kondensatorbank mit mehreren kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensatoren vorliegen. Der ASD 12 schließt auch ein Steuersystem oder eine Steuerung 30 zum Steuern des Inverters 26 ein. Der ASD 12 kann zusätzlich einen Filter, wie zum Beispiel einen elektromagnetischen Interferenzfilter oder LC-Filter, am Eingang 14 und/oder Ausgang 18 einschließen.
Unter Bezugnahme auf 2 wird nun das ASD-System 10 von 1, das den ASD 12 einschließt, mit einer detaillierteren Ansicht der Steuerung 30 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung gezeigt. Wie gezeigt, schließt der ASD 12 zusätzlich einen Satz von Sensoren 32 ein, einschließlich mindestens eines Spannungs- und Stromsensors zum Erfassen oder Messen einer Zwischenkreisspannung, u_dc , über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator, C, und zweier Phasen des Ausgangsstroms, i_a , i_b , der vom Inverter 26 zur Induktionsmaschine 20 fließt. Während in 2 die Ausgangsströme der Phasen a und b, i_a , i_b , des Inverters 26 gemessen werden, können stattdessen die Ausgangsströme der Phasen b und c oder der Phasen a und c gemessen werden. An einem dq/abc-Block 34 werden die von den Stromsensoren abgetasteten Ausgangsströme der Phasen a und b, ĩ_a , ĩ_b , dann von einem abc-Referenzrahmen, in dem die a-, b- und c-Achsen in derselben Ebene 120° voneinander beabstandet liegen, in einen dq-Referenzrahmen (direkte Quadratur) umgeformt, in dem die d-Achsen und q-Achsen 90° voneinander beabstandet liegen und die d-Achse von der a-Achse weg zur b-Achse um einen Drehwinkel, θ, gedreht ist, unter Verwendung einer Clarke-Transformation und dann einer Park-Transformation mit dem Drehwinkel, θ, von einer früheren Iteration des Steuerschemas. Der Ausgang des dq/abc-Blocks 34 ist ein abgetasteter Strom, ĩ_s , im dq-Referenzrahmen, der in ein aktives Dämpfungsmodul 36 eingegeben wird.
Das aktive Dämpfungsmodul 36 schließt einen Hochpassfilter (HPF) 38 ein, der eine Störung oder Variation des abgetasteten Stroms, ĩ_s , extrahiert, gemäß: ${\begin{matrix} i_{s d 2} = \frac{s}{s + ω_{c}} {\tilde{i}}_{s d} \\ i_{s q 2} = \frac{s}{s + ω_{c}} {\tilde{i}}_{s q} \end{matrix}$
wobei ĩ_sd die d-Achsen-Komponente des abgetasteten Stroms, ĩ_s , ist; ĩ_sq die q-Achsen-Komponente des abgetasteten Stroms, ĩ_s , ist; ω_c die Eck- oder Grenzfrequenz des HPF 38 ist; i_sd2 die d-Achsen-Komponente der Störung ist und i_sq2 die q-Achsen-Komponente der Störung ist. Nachdem die Störung von dem HPF 38 extrahiert wurde, dämpft, kompensiert oder stabilisiert das aktive Dämpfungsmodul 36 die Störung. Genauer gesagt multipliziert das aktive Dämpfungsmodul 36 die d-Achsen-Komponente der Störung, i_sd2 , und die q-Achsen-Komponente der Störung mit jeweiligen d-Achsen- und q-Achsen-Dämpfungs-, -Kompensations- oder -Stabilisierungskoeffizienten, -konstanten oder -faktoren, k_d , k_q , in den Dämpfungs-, Kompensations- oder Stabilisierungsblöcken 40, 42. Die Auswahl der Dämpfungskoeffizienten, k_d , k_q , und der Grenzfrequenz, ω_c , wird weiter unten in Bezug auf 11 weiter erörtert.
Nachdem die Störung gedämpft wurde, erhält das aktive Dämpfungsmodul 36 eine Rückkopplungs-, Kompensations- oder Dämpfungsfrequenz, ω_o , am Ausgang des Summierungsblocks 44 gemäß: $ω_{c} = k_{d} i_{s d 2} + k_{q} i_{s q 2}$
Die Kompensationsfrequenz, ω₀ , ist der Ausgang des aktiven Dämpfungsmoduls 36 und wird zusammen mit einem Referenzmotordrehzahlbefehl, ω_r*, der ein Eingang für die Steuerung 30 ist, in den Summierungsblock 46 eingespeist. Der Referenzmotordrehzahlbefehl, ω_r*, ist ein skalarer Befehl, wie zum Beispiel 100*π Radianten/Sekunde in einer nicht einschränkenden Ausführungsform. Der Summierungsblock 46 addiert die Kompensationsfrequenz, ω_o , mit dem Referenzmotordrehzahlbefehl, ω_r*, um eine gedämpfte, kompensierte oder stabilisierte Drehzahl, ω_d , zu erhalten. Die gedämpfte Drehzahl, ω_d , wird dann im Integrationsblock 48 integriert, um einen gedämpften, kompensierten oder stabilisierten Drehwinkel, θ, für den dq-Referenzrahmen zu erhalten. Der Drehwinkel, θ, wird angepasst, modifiziert oder verändert in Bezug auf das, was der Drehwinkel gewesen wäre, wenn der Referenzmotordrehzahlbefehl, ω_r*, ohne Addieren einer Kompensationsfrequenz, ω_o , integriert würde. Die vorstehend beschriebene über die Kompensationsfrequenz, ω_o , vorgenommene Anpassung ist die Art und Weise, wie die Steuerung 30 den Ausgang des Inverters 26 des ASD 12 stabilisiert.
Der Referenzmotordrehzahlbefehl, ω_r*, wird gleichzeitig mit dem Summierungsblock 46 ebenfalls in einen Volt pro Hertz-Block (V/Hz-Block) 50 eingegeben. Basierend auf dem Referenzmotordrehzahlbefehl, ω_r*, gibt der V/Hz-Block 50 eine Inverterausgangsspannungsreferenz, u_f , aus gemäß: $u_{f} = u_{s q} = k U_{b} \frac{ω_{e}}{ω_{b}}$
wobei u_sq die q-Achsen-Komponente der Inverterausgangsspannungsreferenz, u_f , ist, k eine Konstante ist, die auf einen gewünschten Wert gesetzt werden kann, um den Ausgang des V/Hz-Blocks 50 zu steuern; U_b die Basisspannung der Induktionsmaschine 20 ist; ω_e die Synchrondrehzahl der Induktionsmaschine 20 ist und ω_b die Nenndrehzahl der Induktionsmaschine 20 ist. In einer nicht einschränkenden Ausführungsform, in der der ASD 12 mit einem kleinen 3 %-Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator ausgestattet ist (wobei 100 % bei Verwendung eines Elektrolytkondensators vorliegen würden), wird k auf einen Wert von 0,9 gesetzt. Die d-Achsen-Komponente, u_sd , der Inverterausgangsspannungsreferenz, u_f , wird auf 0 gesetzt. Da die Kompensationsfrequenz, ω_o , vor der Eingabe in den V/Hz-Block 50 nicht zum Referenzmotordrehzahlbefehl, ω_r*, addiert wird, hat die Kompensationsfrequenz, ω_o , keinen Einfluss auf die Inverterausgangsspannungsreferenz, u_f .
Die Inverterausgangsspannungsreferenz, u_f , wird zusammen mit dem angepassten Drehwinkel, θ, in den dq/αβ-Block 52 eingegeben. Der dq/αβ-Block 52 führt eine inverse Park-Transformation an der Inverterausgangsspannungsreferenz, u_f , unter Verwendung des angepassten Drehwinkels, θ, durch, um die Inverterausgangsspannungsreferenz, u_f , vom dq-Referenzrahmen in einen αβ umzuformen, in dem eine Achse mit der a-Achse ausgerichtet ist und eine β-Achse senkrecht zur a-Achse steht. Der dq/αβ-Block 52 gibt das Ergebnis der Umformung in einen Raumvektor-Pulsbreitenmodulations-Block (SVPWM-Block) 54 aus. Der SVPWM-Block 54 steuert den Inverter 26 gemäß dem Ausgang des dq/αβ-Blocks 52 und der abgetasteten Zwischenkreisspannung, ũ_dc , von den Sensoren 32.
Unter Bezugnahme auf 3 wird nun ein Paar von Graphen 56, 58, die die Spannungswelligkeit der Zwischenkreisspannung, u_dc , und die Ausgangsströme der Phasen a und b, i_a , i_b , bei 50 Hz mit dem und ohne das von der Steuerung 30 von 1 bis 2 bereitgestellte(n) Steuerschema vergleichen, gezeigt. Wie in Graph 58 gezeigt, liegt ohne die Verwendung des von der Steuerung 30 bereitgestellten Steuerschemas eine Welligkeit der Zwischenkreisspannung, u_dc , von 264 V DC vor und sind die Ausgangsströme der Phasen a und b, i_a , i_b , mit einer THD von 58 % verzerrt und nähern sich nicht dem gewünschten Sinuswellenausgang an. Wie in Graph 58 gezeigt, wird jedoch bei Verwendung des von der Steuerung 30 bereitgestellten Steuerschemas die Welligkeit der Zwischenkreisspannung, u_dc , auf 100 V reduziert und wird die THD an den Ausgangsströmen der Phasen a und b, i_a , i_b , auf 16 % reduziert. Zusätzlich nähern sich die Ausgangsströme der Phasen a und b, i_a , i_b , stärker einer Sinuswelle zum Betreiben des Motors 20 an. Das von der Steuerung 30 implementierte Steuerschema bietet somit eine deutliche Verbesserung der Welligkeit der Zwischenkreisspannung, u_dc , und der THD und der Wellenform im vom Inverter 26 ausgegebenen Strom. Mit anderen Worten ist das Steuerschema der Steuerung 30 wirksam, um den Ausgang des ASD 12 von 1 bis 2 zu stabilisieren.
Um die Stabilität des ASD-Systems 10 zu analysieren, kann das ASD-System 10 als Zustandsraumgleichung beschrieben oder modelliert werden, die die V/Hz-Steuerung des ASD 12 einschließt und die Spannungsschwankung an dem kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator, C, unter Verwendung einer 7x7-Matrix berücksichtigt. Die Zustandsraumgleichung für das ASD-System 10 ohne das aktive Dämpfungsmodul 36 ist gegeben durch: $\frac{d x}{d t} = A x + B u$
wobei x der Zustandsvektor, einschließlich der Systemzustandsvariablen, ist; u der Eingangsvektor, einschließlich der Systemeingänge, ist und A und B Systemkoeffizienten-Matrizen sind, die Koeffizienten einschließen, die das ASD-System 10 beschreiben. Der Zustandsvektor, x, ist eine 7x1-Matrix, deren Transponierung gegeben ist durch: $x = {[\begin{array}{l} i_{s d} & i_{s q} & ψ_{s d} & ψ_{s q} & ω_{r} & i_{L} & u_{C} \end{array}]}^{T}$
wobei i_sd , i_sq der Statorstrom auf der d- und q-Achse sind; ψ_sd , ψ_sq der Statorfluss auf der d- und q-Achse sind; ω_r die Rotordrehzahl ist; i_L der durch den Induktor, L, fließende Strom ist und u_C die Spannung an einem kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator, C, ist.
Der Eingangsvektor, u, ist eine 2x1-Matrix, deren Transponierung gegeben ist durch: $u = {[\begin{matrix} T_{L} & E \end{matrix}]}^{T}$
wobei T_L das Lastmoment ist und E gegeben ist durch: $E = \frac{3 \sqrt{w}}{π} V_{L L}$
wobei V_LL die dreiphasige Quellleitungsspannung ist.
Die Koeffizientenmatrix, B, ist eine 7x2-Matrix, deren Transponierung gegeben ist durch: $B = {[\begin{array}{l} 0 & 0 & 0 & 0 & - \frac{n_{p}}{J} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & \frac{1}{L} & 0 \end{array}]}^{T}$
wobei n_p die Anzahl der Pole ist und J die Trägheit des Motors 20 ist.
Die Koeffizientenmatrix, A, ist eine 7x7-Matrix, die gegeben ist durch Gl. 9, die in 4 gezeigt ist. In der Koeffizientenmatrix, A, ist L_m die gegenseitige Induktivität; ist L_s die Statorinduktivität; ist L_r die Rotorinduktivität; ist R_s der Statorwiderstand und ist R_r der Rotorwiderstand. Zusätzlich sind σ, τ_r und R_eq (der äquivalente Widerstand, der durch die Totzeit, t_d , verursacht wird) gegeben durch: $σ = 1 - \frac{L_{m}^{2}}{L_{s} L_{r}}$
$τ_{r} = \frac{L_{r}}{R_{r}}$
$R_{e q} = \frac{4 t_{d} f_{s w} u_{C}}{π \sqrt{i_{s d}^{2} + i_{s q}^{2}}}$
wobei f_sw die Schaltfrequenz ist.
Gl. 4 zeigt, dass das ASD-System 10 ein gekoppeltes nichtlineares System ist. Um die Stabilität des nichtlinearen Systems zu analysieren, wird die erste Methode von Lyapunov angewendet. Eine Gleichgewichts-, stationäre oder stabile Betriebspunktlösung für Gl. 4 ist gegeben durch: $0_{7,1} = A_{0} x_{0} + B u_{0}$
wobei 0_7,1 eine 7x1-Matrix ist, in der jedes Element „0“ ist, x₀ der Zustandsvektor, x, in einem stabilen Betriebspunkt ist, dessen Transponierung gegeben ist durch: $x_{0} = {[\begin{array}{l} i_{s d 0} & i_{s q 0} & ψ_{s d 0} & ψ_{s q 0} & ω_{r 0} & i_{L 0} & u_{C 0} \end{array}]}^{T}$
u₀ der Eingangsvektor, u, an einem stabilen Betriebspunkt ist, dessen Transponierung gegeben ist durch: $u_{0} = {[\begin{matrix} T_{L 0} & E_{0} \end{matrix}]}^{T}$
und A₀ die Koeffizientenmatrix, A, an einem stabilen Betriebspunkt ist, die durch Gl. 16 gegeben ist, die in 5 gezeigt ist. In der Koeffizientenmatrix, A₀ , ist ω_b ' gegeben durch: $ω_{b}^{'} = \frac{ω_{b}}{k}$
Das tiefgestellte Zeichen „0“ am Ende von Systemvariablen in Gl. 13 bis 15 stellt die Systemvariablen am stabilen Betriebspunkt dar. Die Steuerung 30 kann verwendet werden, um die stationäre Lösung für Gl. 13 zu erhalten.
Die Zustandsgleichung des Kleinsignalsystems wird durch Linearisierung erhalten und ist gegeben durch: $\frac{d x}{d t} = A_{l} x + B u$
wobei A_l die Koeffizientenmatrix, A, nach der Linearisierung ist und durch Gl. 19 gegeben ist, die in 6 gezeigt ist. In Gl. 18 sind R_eq0,d , R_eq0,q , X_eq0,dq und i_eq0 gegeben durch: $R_{e q 0, d} = R_{e q 0} \frac{i_{s q 0}^{2}}{i_{s d 0}^{2} + i_{s q 0}^{2}}$
$R_{e q 0, q} = R_{e q 0} \frac{i_{s d 0}^{2}}{i_{s d 0}^{2} + i_{s q 0}^{2}}$
$X_{e q 0, d q} = R_{e q 0} \frac{i_{s d 0} i_{s q 0}}{i_{s d 0}^{2} + i_{s q 0}^{2}}$
$i_{e q 0} = \frac{u_{C 0}}{R_{e q 0}}$
Die Steuerung 30 kann zur Berechnung der Eigenwerte von Gl. 18 durch Substitution der Parameter des ASD-Systems 10 und der stationären Lösung aus Gl. 13 verwendet werden. Diese Eigenwerte ergeben die Polverteilung für das ASD-System 10. Alle Eigenwerte/Pole, die sich in der rechten Hälfte der s-Ebene befinden, machen das System instabil. Wenn die Steuerung 30 bestimmt, dass sich Pole in der rechten Hälfte der s-Ebene befinden, ist das ASD-System 10 somit instabil. Das Analysieren des ASD-Systems 10 unter Verwendung der Gl. 4, 13 und 18 bietet einen Vorteil gegenüber früheren Systemen, indem der Strom, i_L , durch den Induktor, L, und die Spannung, uc, über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator, C, einbezogen werden, so dass der Zustandsvektor, x, 7 Variablen einschließt und die Koeffizientenmatrix, A, eine 7x7-Matrix ist.
Zur Stabilisierung jeglicher durch die Analyse des ASD-Systems 10 unter Verwendung der Gl. 4, 13 und 18 gefundenen Instabilität sind die Dämpfungskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , in das Systemmodell einbezogen. Um die Dämpfungskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c in das durch Gl. 4 gegebene Modell einzubeziehen, wird das durch Gl. 4 gegebene Modell modifiziert, um das aktive Dämpfungsmodul 36 einzuschließen, gemäß: $\frac{d x}{d t} = A_{d} x + B u$
wobei A_d die Koeffizientenmatrix, A, ist, modifiziert durch das aktive Dämpfungsmodul 36 gemäß Gl. 25, die in 7 gezeigt ist. Da die d-Achsen- und q-Achsen-Störungen, i_sd2 , i_sq2 , jedoch nicht durch Zustandsvariablen in der Koeffizientenmatrix, A_d , dargestellt werden, werden d-Achsen- und q-Achsen-Zwischenstörungen, i_sd1 , i_sq1 , eingeführt gemäß: ${\begin{matrix} i_{s d 1} = \frac{ω_{c}}{s + ω_{c}} {\tilde{i}}_{s d} \\ i_{s q 1} = \frac{ω_{c}}{s + ω_{c}} {\tilde{i}}_{s q} \end{matrix}$
Deshalb sind die d-Achsen und q-Achsen-Störungen, i_sd2 , i_sq2 , nun gegeben durch: ${\begin{matrix} i_{s d 2} = {\tilde{i}}_{s d} - i_{s d 1} \\ i_{s q 2} = {\tilde{i}}_{s q} - i_{s q 1} \end{matrix}$
Daher ist das komplette Modell für das ASD-System 10 mit dem aktiven Dämpfungsmodul 36 gegeben durch: $\frac{d x_{9}}{d t} = A_{9 d} x_{9} + B_{9} u$
wobei x₉ ein Zustandsvektor mit 9 Zustandsvariablen ist, dessen Transponierung gegeben ist durch $x_{9} = {[\begin{array}{l} i_{s d} & i_{s q} & i_{s d 1} & i_{s q 1} & ψ_{s d} & ψ_{s q} & ω_{r} & i_{L} & u_{C} \end{array}]}^{T}$
B₉ eine 9x2-Koeffizientenmatrix ist, deren Transponierung gegeben ist durch: $B_{9} = {[\begin{array}{l} 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & - \frac{n_{p}}{J} & 0 & 0 \\ 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & 0 & \frac{1}{L} & 0 \end{array}]}^{T}$
und A_9d eine Koeffizientenmatrix, A_d , ist, modifiziert zu einer 9x9-Koeffizientenmatrix, die durch Gl. 31 gegeben ist, die in 8 gezeigt ist.
Um nach den Dämpfungskoeffizienten, k_d , k_q , und der Grenzfrequenz, ω_c , mit der ersten Methode von Lyapunov aufzulösen, müssen die Gleichungen für den stationären Zustand und das Kleinsignalsystem gefunden werden. Die Gleichung für den stationären Zustand ist gegeben durch: $0_{9,1} = A_{90} x_{90} + B_{9} u_{90}$
wobei 0_9,1 eine 9x1-Matrix ist, in der jedes Element „0“ ist, x₉₀ der Zustandsvektor, x₉ , an einem stabilen Betriebspunkt ist, dessen Transponierung gegeben ist durch: $x_{90} = {[\begin{array}{l} i_{s d 0} & i_{s q 0} & i_{s d 10} & i_{s q 10} & ψ_{s d 0} & ψ_{s q 0} & ω_{r 0} & i_{L 0} & u_{C 0} \end{array}]}^{T}$
u₀ der Eingangsvektor, u, an einem stabilen Betriebspunkt ist, dessen Transponierung gegeben ist durch: $u = {[\begin{matrix} T_{L 0} & E_{0} \end{matrix}]}^{T}$
und A₉₀ die Koeffizientenmatrix, A_9d , an einem stabilen Betriebspunkt ist, die durch Gl. 35 gegeben ist, die in 9 gezeigt ist. Die Zustandsgleichung des Kleinsignalsystems, die durch Linearisierung der Gl. 28 erhalten wird, ist gegeben durch: $\frac{d x_{9}}{d t} = A_{9 l} x_{9} + B_{9} u$
wobei A_9l die Koeffizientenmatrix, A₉ , nach der Linearisierung ist und durch Gl. 37 gegeben ist, die in 10 gezeigt ist.
Unter Bezugnahme auf 11A bis 11B wird nun eine Technik oder ein Prozess 60 zur Bestimmung der geeigneten Werte für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und der Grenzfrequenz, ω_c , gezeigt, die/der vom aktiven Dämpfungsmodul 36 in der Steuerung 30 des ASD 12, der in 1 bis 2 gezeigt ist, verwendet wird. Der Prozess 60 kann von der Steuerung 30 des ASD 12 oder von einer anderen Steuerung durchgeführt werden. Der Prozess 60 wird jedoch so beschrieben, als ob die Steuerung 30 den Prozess 60 durchführt. Die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , müssen von der Steuerung 30 berechnet werden, bevor die Steuerung 30 den Ausgang des Inverters 26 des ASD 12 effektiv stabilisieren kann. Der Prozess 60 wird nachstehend in Verbindung mit Gl. 35 und 39 beschrieben, die von der Steuerung 30 im Prozess 60 zur Auflösung nach den d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und der Grenzfrequenz, ω_c , verwendet werden.
Der Prozess 60 beginnt bei SCHRITT 62, wenn die Steuerung 30 aktiviert wird. Bei SCHRITT 64 wird eine große Vielfalt von Betriebsparametern für den Motor 20 in die Steuerung 30 eingegeben. Die Betriebsparameter werden in Gl. 35 verwendet. Die Steuerung 30 löst Gl. 35 mehrmals durch Variieren der Rotordrehzahl von der Niederfrequenz bis zur Nennfrequenz, wie zum Beispiel von 5 Hz bis 50 Hz, und durch Variieren der Last von Nulllast bis Volllast nach x₉₀ auf. Wenn es bei SCHRITT 68 eine Lösung für x₉₀ an einem beliebigen stabilen Betriebspunkt gibt, speichert die Steuerung 30 diese Lösung bei SCHRITT 70 in einer Matrix. Da x₉₀ eine 9x1-Matrix ist und alle Lösungen in derselben Matrix gespeichert werden, ist die resultierende Lösungsmatrix eine 9xN-Matrix, wobei N die Anzahl der Lösungen ist. Nachdem die Steuerung 30 eine Lösung bei SCHRITT 70 speichert oder bestimmt, dass es bei SCHRITT 68 keine Lösung gab, bestimmt die Steuerung 30 bei SCHRITT 72, ob alle Betriebsbedingungen berücksichtigt wurden. Wenn einige Betriebsbedingungen nicht berücksichtigt wurden, geht der Prozess 60 zurück zu SCHRITT 66, um die Betriebsbedingungen zu variieren.
Sobald die Steuerung 30 alle Betriebsbedingungen berücksichtigt hat, geht der Prozess 60 zu SCHRITT 74 über. Bei SCHRITT 74 werden ein Satz der d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und der Grenzfrequenz, ω_c , aus einem gegebenen Bereich gewählt oder ausgewählt. Bei SCHRITT 76 gibt die Steuerung 30 die ausgewählten Werte für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , in Gl. 39 ein. Nachdem die Steuerung 30 für die Eigenwerte (Pole und Nullen) der Gl. 39 nach den gewählten Werten für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , aufgelöst hat, bestimmt die Steuerung 30 bei SCHRITT 78, ob irgendwelche der resultierenden Eigenwerte in der rechten Hälfte der s-Ebene positioniert sind. Eigenwerte, die in der rechten Hälfte der s-Ebene liegen, machen das System instabil. Wenn also die Steuerung 30 bestimmt, dass Eigenwerte in der rechten Hälfte der s-Ebene liegen, verwirft die Steuerung 30 die aktuell gewählten Werte für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , und der Prozess 60 geht zu SCHRITT 80 über. Bei SCHRITT 80 bestimmt die Steuerung 30, ob alle möglichen Werte für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , berücksichtigt wurden. Wenn dies der Fall ist, endet der Prozess 60 bei SCHRITT 82. Wenn nicht, geht der Prozess 60 zu SCHRITT 74 zurück, wo die Steuerung 30 einen anderen Satz der d-Achsen und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , im gegebenen Bereich auswählt.
Wenn sich, zurückkehrend zu SCHRITT 78, keiner der Eigenwerte in der rechten Hälfte der s-Ebene befindet, geht der Prozess 60 zu SCHRITT 84 über. Bei SCHRITT 84 identifiziert die Steuerung 30 die dominanten Pole und dann den am schlechtesten gedämpften dominanten Pol der Eigenwerte unter allen Betriebsbedingungen. Bei SCHRITT 86 bestimmt die Steuerung 30, ob alle Betriebsbedingungen für das Auflösen der Gl. 39 berücksichtigt wurden. Wenn nicht, geht der Prozess 60 zu SCHRITT 76 zurück, um nach den Eigenwerten aufzulösen. Wenn dies der Fall ist, geht der Prozess 60 zu SCHRITT 88 über, wo die Steuerung 30 den am schlechtesten gedämpften dominanten Pol mit dem am schlechtesten gedämpften dominanten Pol aller zuvor identifizierten optimalen Parameter für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , vergleicht.
Wenn die Steuerung 30 bei SCHRITT 90 bestimmt, dass der am schlechtesten gedämpfte dominante Pol der aktuell ausgewählten d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und der Grenzfrequenz, ω_c , besser als die zuvor identifizierten optimalen Parameter ist, oder wenn noch keine optimalen Parameter ausgewählt wurden, stellt die Steuerung 30 bei SCHRITT 92 die aktuellen Werte für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , als die optimalen Parameter ein. Wenn nicht, verwirft die Steuerung 30 die aktuell gewählten d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , und der Prozess 60 geht zu SCHRITT 80 über. Wenn die Steuerung 30 bei SCHRITT 80 bestimmt, dass alle möglichen Werte für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , nicht berücksichtigt wurden, geht der Prozess 60 erneut zu SCHRITT 76 über. Wenn alle möglichen Werte für die d-Achsen- und q-Achsen Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , berücksichtigt wurden, endet der Prozess 60, und die Steuerung 30 verwendet die Werte für die d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, k_d , k_q , und die Grenzfrequenz, ω_c , die bei SCHRITT 92 als die optimalen Parameter eingestellt wurden, um den Ausgang des ASD 12 von 1 bis 2 zu stabilisieren.
Vorteilhafterweise bieten Ausführungsformen der Erfindung somit ein System und Verfahren zur Stabilisierung eines Ausgangs eines ASD mit einem kleinen Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator und zum Steuern eines Motors. Der ASD schließt eine Steuerung ein, die zwei Phasen des Ausgangsstroms des ASD und eine Zwischenkreisspannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator oder die Kondensatorbank von einer Vielzahl von Sensoren und einen Referenzmotordrehzahlbefehl empfängt. Die abgetasteten Ausgangsströme des ASD werden in ein aktives Dämpfungsmodul eingegeben, das eine Kompensationsfrequenz basierend auf d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten ausgibt, die zuvor von der Steuerung bestimmt wurden. Die Kompensationsfrequenz wird zum Referenzmotordrehzahlbefehl addiert, um eine gedämpfte Drehzahl zu bilden, die integriert wird, um einen gedämpften Drehwinkel zu finden. Ein SVPWM-Block steuert den Inverter basierend auf dem Referenzmotordrehzahlbefehl und dem gedämpften Drehwinkel, was den Ausgang des Inverters stabilisiert, indem die THD des ASD-Ausgangsstroms und die Zwischenkreis-Spannungswelligkeit an dem Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator reduziert wird. Die Verwendung der Kompensationsfrequenz zur Dämpfung des Referenzmotordrehzahlbefehls führt somit zu einem stabileren Ausgang für ASDs, die (einen) Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator(en) einschließen.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Steuersystem zur aktiven Dämpfung eines Ausgangs eines ASD mit einem Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator zum Berechnen eines d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten und eines q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten zur Stabilisierung eines Ausgangs des ASD basierend mindestens auf einer Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator an einem stabilen Betriebspunkt programmiert. Das Steuersystem ist ferner zum Extrahieren von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen in d-Achsen- und q-Achsen-Ausgangsströmen des ASD unter Verwendung eines Hochpassfilters, Dämpfen der d-Achsen-Störung und der q-Achsen-Störung mit dem d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten bzw. dem q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten und Berechnen einer Dämpfungsfrequenz basierend auf der gedämpften d-Achsen-Störung und der gedämpften q-Achsen-Störung programmiert. Das Steuersystem ist auch zum Dämpfen eines Drehwinkels eines Referenzmotordrehzahlbefehls zum Steuern des ASD unter Verwendung der Dämpfungsfrequenz programmiert.
Gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schließt ein Verfahren zur Stabilisierung eines ASD mit einem darin eingebauten Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator das Empfangen von Eingangsparametern, die einen von dem ASD ausgegebenen Strom von einem Stromsensor und einen Referenzmotordrehzahlbefehl umfassen, an einer Steuerung und das Berechnen eines d-Achsen-Stabilisierungsfaktors und eines q-Achsen-Stabilisierungsfaktors zum Stabilisieren des ASD mit der Steuerung basierend auf mindestens einer stationären Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator ein. Das Verfahren schließt zusätzlich das Umformen des von dem ASD ausgegebenen Stroms in einen d-Achsen-Strom und einen q-Achsen-Strom mit der Steuerung, das Erhalten von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen in den d-Achsen- bzw. q-Achsen-Strömen mit einem Hochpassfilter in der Steuerung und das Kompensieren der d-Achsen-Störung und der q-Achsen-Störung mit der Steuerung unter Verwendung des d-Achsen-Stabilisierungsfaktors bzw. des q-Achsen-Stabilisierungsfaktors ein. Darüber hinaus schließt das Verfahren das Berechnen einer Rückkopplungsfrequenz mit der Steuerung basierend auf der kompensierten d-Achsen-Störung und der kompensierten q-Achsen-Störung und das Kompensieren eines Referenzmotordrehzahlbefehls mit der Rückkopplungsfrequenz zum Ändern eines Drehwinkels für die Steuerung eines Inverters des ASD ein.
Gemäß noch einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schließt ein ASD einen Eingang, der an eine Wechselstromquelle anschließbar ist, einen Gleichrichter, der mit dem Eingang verbunden ist, um eine Wechselstromeingangsleistung in eine Gleichstromleistung an einem Ausgang davon umzuwandeln, und einen Gleichstromzwischenkreis, der mit dem Gleichrichterausgang gekoppelt ist, um die Gleichstromleistung davon zu empfangen, ein. Der Zwischenkreis weist einen Dünnschichtkondensator und einen darauf angeordneten Induktor auf und ist mit einer Gleichstromseite eines Inverters mit einer an einen Motor anschließbaren Wechselstromseite gekoppelt. Der ASD schließt mindestens einen Stromsensor, der zum Messen von von der Wechselstromseite des Inverters ausgegebenen Strömen konfiguriert ist, sowie ein mit dem Inverter gekoppeltes Steuersystem ein. Das Steuersystem ist programmiert zum Bestimmen eines d-Achsen-Kompensationskoeffizienten und eines q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, die zum Stabilisieren der ASD-Ausgangsströme unter allen Betriebsbedingungen basierend auf mindestens einem stabilen Betriebspunkt für einen Satz von Betriebsparametern, einschließlich einer Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator und eines Stroms durch den Induktor, konzipiert sind. Zusätzlich ist das Steuersystem zum Extrahieren einer Störung in den Inverter-Ausgangsströmen aus dem mindestens einen Stromsensor unter Verwendung eines Hochpassfilters, Kompensieren einer d-Achsen-Komponente der Störung unter Verwendung des d-Achsen-Kompensationskoeffizienten und einer q-Achsen-Komponente der Störung unter Verwendung des q-Achsen-Kompensationskoeffizienten und Bestimmen einer Kompensationsfrequenz durch Kombinieren der kompensierten d-Achsen- und q-Achsen-Störungen programmiert. Darüber hinaus ist das Steuersystem zum Addieren der Kompensationsfrequenz zu einem Referenzmotordrehzahlbefehl, um einen Drehwinkel zum Steuern des Inverters anzupassen, und zum Steuern des Inverters basierend auf der Amplitude des Referenzmotordrehzahlbefehls und des angepassten Drehwinkels programmiert.
Die vorliegende Erfindung wurde im Sinne der bevorzugten Ausführungsform beschrieben, und es versteht sich, dass Äquivalente, Alternativen und Modifikationen, abgesehen von den ausdrücklich genannten, möglich und innerhalb des Schutzumfangs der beiliegenden Ansprüche sind.

Claims

Steuersystem zur aktiven Dämpfung eines Ausgangs eines drehzahlveränderbaren Antriebs (ASD) mit einem Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator, wobei das Steuersystem programmiert ist zum: Berechnen eines d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten und eines q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten zur Stabilisierung eines Ausgangs des ASD basierend mindestens auf einer Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator an einem stabilen Betriebspunkt; Extrahieren von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen in d-Achsen- und q-Achsen-Ausgangsströmen des ASD unter Verwendung eines Hochpassfilters; Dämpfen der d-Achsen-Störung und der q-Achsen-Störung mit dem d-Achsen-Dämpfungskoeffizienten bzw. dem q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten; Berechnen einer Dämpfungsfrequenz basierend auf der gedämpften d-Achsen-Störung und der gedämpften q-Achsen-Störung und Dämpfen eines Drehwinkels eines Referenzmotordrehzahlbefehls zum Steuern des ASD unter Verwendung der Dämpfungsfrequenz.
Steuersystem nach Anspruch 1, das ferner zum Berechnen einer Eckfrequenz für den Hochpassfilter basierend mindestens auf der Spannung des Zwischenkreis-Dünnschichtkondensators programmiert ist.
Steuersystem nach Anspruch 1, das ferner zum Analysieren einer Stabilität des ASD unter Verwendung der ersten Methode von Lyapunov mit einer 7x7-Matrix programmiert ist.
Steuersystem nach Anspruch 1, das ferner zum Berechnen der d-Achsen- und q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten unter Verwendung der ersten Methode von Lyapunov mit einer 9x9-Matrix programmiert ist.
Steuersystem nach Anspruch 1, das ferner zum Berechnen der d-Achsen- und q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten basierend auf einem d-Achsen- und einem q-Achsen-Statorstrom, einem d-Achsen- und einem q-Achsen-Statorfluss, einer Rotordrehzahl und einem Induktorstrom an dem stabilen Betriebspunkt programmiert ist.
Steuersystem nach Anspruch 5, das ferner zum Berechnen der d-Achsen- und q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten basierend auf einem d-Achsen-Störungszwischenstrom und einem q-Achsen-Störungszwischenstrom programmiert ist.
Steuersystem nach Anspruch 1, das ferner zum Dämpfen der d-Achsen- und q-Achsen-Störungen durch Multiplizieren der d-Achsen- und q-Achsen-Störungen mit den d-Achsen- bzw. q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten programmiert ist.
Steuersystem nach Anspruch 1, das ferner programmiert ist zum: Addieren der Dämpfungsfrequenz zum Referenzmotordrehzahlbefehl, um einen gedämpften Referenzmotordrehzahlbefehl zu erhalten; und Integrieren des gedämpften Referenzmotordrehzahlbefehls, um den gedämpften Drehwinkel zu erhalten.
Steuersystem nach Anspruch 1, das ferner zum Berechnen der d-Achsen- und q-Achsen-Dämpfungskoeffizienten programmiert ist, um den ASD unter allen Nennbetriebsbedingungen zu stabilisieren.
Verfahren zum Stabilisieren eines drehzahlveränderbaren Antriebs (ASD), in dem ein Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator eingebaut ist, das Verfahren umfassend: Empfangen von Eingangsparametern, die einen von dem ASD ausgegebenen Strom von einem Stromsensor und einen Referenzmotordrehzahlbefehl an einer Steuerung umfassen; Berechnen eines d-Achsen-Stabilisierungsfaktors und eines q-Achsen-Stabilisierungsfaktors zum Stabilisieren des ASD mit der Steuerung basierend auf mindestens einer stationären Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator; Umformen des von dem ASD ausgegebenen Stroms in einen d-Achsen-Strom und einen q-Achsen-Strom mit der Steuerung; Erhalten von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen in den d-Achsen- bzw. q-Achsen-Strömen mit einem Hochpassfilter in der Steuerung; Kompensieren der d-Achsen-Störung und der q-Achsen-Störung mit der Steuerung unter Verwendung des d-Achsen-Stabilisierungsfaktors bzw. des q-Achsen-Stabilisierungsfaktors; Berechnen einer Rückkopplungsfrequenz mit der Steuerung basierend auf der kompensierten d-Achsen-Störung und der kompensierten q-Achsen-Störung und Kompensieren eines Referenzmotordrehzahlbefehls mit der Rückkopplungsfrequenz zum Ändern eines Drehwinkels für die Steuerung eines Inverters des ASD.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Berechnen der d-Achsen- und q-Achsen-Stabilisierungsfaktoren das Lösen der ersten Methode von Lyapunov mit einer quadratischen Matrix mit 9 Zeilen und 9 Spalten umfasst.
Verfahren nach Anspruch 10, ferner umfassend das Analysieren des ASD unter Verwendung der ersten Methode von Lyapunov mit einer quadratischen Matrix mit 7 Zeilen und 7 Spalten.
Verfahren nach Anspruch 10, ferner umfassend das Berechnen einer Grenzfrequenz für den Hochpassfilter mit der Steuerung basierend auf der mindestens einen stationären Spannung des Zwischenkreis-Dünnschichtkondensators; und wobei das Erhalten von d-Achsen- und q-Achsen-Störungen das Anlegen der Grenzfrequenz an die d-Achsen- und q-Achsen-Ströme umfasst.
Verfahren nach Anspruch 10, ferner umfassend das Ändern eines Raumvektor-Pulsweitenmodulationssteuerschemas mit der Steuerung zum Steuern des Inverters basierend auf dem Drehwinkel.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das Berechnen der Rückkopplungsfrequenz das Addieren der kompensierten d-Achsen-Störung und der kompensierten q-Achsen-Störung umfasst.
Drehzahlveränderbarer Antrieb (ASD), umfassend: einen Eingang, der an eine Wechselstromquelle anschließbar ist; einen Gleichrichter, der mit dem Eingang verbunden ist, um eine Wechselstromeingangsleistung in eine Gleichstromleistung an einem Ausgang davon umzuwandeln; einen Zwischenkreis, der mit dem Gleichrichterausgang gekoppelt ist, um die Gleichstromleistung von diesem zu empfangen, wobei der Zwischenkreis einen Dünnschichtkondensator und einen darauf angeordneten Induktor aufweist und mit einer Gleichstromseite eines Inverters mit einer an einen Motor anschließbaren Wechselstromseite gekoppelt ist; mindestens einen Stromsensor, der zum Messen von von der Wechselstromseite des Inverters ausgegebenen Strömen konfiguriert ist; und ein an den Inverter gekoppeltes Steuersystem, das programmiert ist zum: Bestimmen eines d-Achsen-Kompensationskoeffizienten und eines q-Achsen-Kompensationskoeffizienten, die zum Stabilisieren der ASD-Ausgangsströme unter allen Betriebsbedingungen basierend auf mindestens einem stabilen Betriebspunkt für einen Satz von Betriebsparametern, einschließlich einer Spannung über den Zwischenkreis-Dünnschichtkondensator und eines Stroms durch den Induktor, konzipiert sind; Extrahieren einer Störung in den Inverter-Ausgangsströmen aus dem mindestens einen Stromsensor unter Verwendung eines Hochpassfilters; Kompensieren einer d-Achsen-Komponente der Störung unter Verwendung des d-Achsen-Kompensationskoeffizienten und einer q-Achsen-Komponente der Störung unter Verwendung des q-Achsen-Kompensationskoeffizienten; Bestimmen einer Kompensationsfrequenz durch Kombinieren der kompensierten d-Achsen- und q-Achsen-Störungen, Addieren der Kompensationsfrequenz zu einem Referenzmotordrehzahlbefehl, um einen Drehwinkel zum Steuern des Inverters anzupassen; und Steuern des Inverters basierend auf der Amplitude des Referenzmotordrehzahlbefehls und des angepassten Drehwinkels.
ASD nach Anspruch 16, wobei das Steuersystem programmiert ist zum Steuern des Inverters durch: Anwenden eines Volt-pro-Hertz-Verfahrens auf den Referenzmotordrehzahlbefehl und Anwenden eines Raumvektor-Pulsweitenmodulationssteuerschemas auf den Inverter basierend auf dem Ergebnis des Volt-pro-Hertz-Verfahrens und dem angepassten Drehwinkel.
ASD nach Anspruch 16, wobei das Steuersystem ferner zum Bestimmen einer Grenzfrequenz programmiert ist, die zum Stabilisieren der ASD-Ausgangsströme unter allen Betriebsbedingungen basierend auf dem mindestens einen stabilen Betriebspunkt konzipiert ist.
ASD nach Anspruch 18, wobei das Steuersystem die Störung in den Inverter-Ausgangsströmen basierend auf der Grenzfrequenz extrahiert, nachdem die Inverter-Ausgangsströme in d-Achsen- und q-Achsen-Ströme umgeformt wurden.
ASD nach Anspruch 16, wobei das Steuersystem zum Bestimmen der d-Achsen- und q-Achsen-Kompensationskoeffizienten unter Verwendung der ersten Methode von Lyapunov unter Einbeziehung einer 9x9-Matrix programmiert ist; und wobei der Satz von Betriebsparametern ferner einen d-Achsen-Statorstrom, einen q-Achsen-Statorstrom, einen d-Achsen-Statorfluss, einen q-Achsen-Statorfluss und eine Rotordrehzahl einschließt.