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QUERVERWEIS AUF VERWANDTE
ANMELDUNG
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Die
vorliegende Anmeldung basiert auf und beansprucht die Priorität der US-Provisional-Anmeldung
Nr. 60/790,406, eingereicht am 7. April 2006 mit dem Titel "Circuit to optimize
charging of bootstrap capacitor with bootstrap diode emulator" (Schaltung zur Optimierung
des Ladens eines Bootstrap-Kondensators
mit Bootstrap-Dioden-Emulator), welche hier durch Bezugnahme aufgenommen
wird. Die gesamten Inhalte der US-Patentanmeldung Nr. 10/712,893, eingereicht
am 12. November 2003 mit dem Titel "Bootstrap diode emulator with dynamic back-gate
biasing" (Bootstrap-Dioden-Emulator
mit dynamischem Back-Gate-Biasing) und der US-Patentanmeldung Nr.
11/207,465, eingereicht am 19. August 2005 mit dem Titel "Bootstrap diode emulator with
dynamic back-gate biasing and short-circuit protection" (Bootstrap-Dioden-Emulator
mit dynamischem Back-Gate-Biasing
und Kurzschlussschutz), werden ebenfalls durch Bezugnahme hier aufgenommen.
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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft die Optimierung des Ladens eines
Bootstrap-Kondensators, wobei ein Bootstrap-Kondensator von einer
einen Bootstrap-Kondensator emulierenden Diode geladen wird.
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Eine übliche Halbbrücken-Gatetreiberschaltung 100,
welche eine Last treibt, ist in 1 dargstellt.
Die Gatetreiberschaltung 100 beinhaltet eine High-Side
und eine Low-Side-Treiberschaltung DRV1
und DRV2 zum Treiben der High-Side- und Low-Side-Transistoren 105a und 105b auf
komplementäre
Art und Weise. In der dargestellten Schaltung 100 ist es
notwendig, Spannung DC1 für
die High-Side-Treiberschaltung DRV1, welche auf ein anderes Referenzniveau
referenziert ist als die Spannung DC2, welche für die Low-Side-Treiberschaltung DRV2
geliefert wird, zu liefern.
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Dies
liegt daran, dass eine Source des High-Side-Transistors 105a über einer
Source des Low-Side-Transistors 105b ist. Die High-Side-Treiberschaltung
DRV1 ist auf die Source des High-Side-Ausgangstransistors 105a referenziert.
Somit muss die Versorgungsspannung zur High-Side-Treiberschaltung
DRV1 über
der Versorgungsspannung zur Low-Side-Treiberschaltung DRV2 sein.
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Hierzu
ist, wie in 2 gezeigt, eine Bootstrap-Schaltung
beinhaltend einen Bootstrap-Kondenstor CBS und eine mit der Spannung
DC2 gekoppelte Diode DBS verwendet worden. Die Diode DBS ermöglicht es,
dass der Bootstrap-Kondensator CBS durch eine fließende High-Side-Versorgungsspannung
VBS über
der Source-Spannung bei einem Schaltknoten A geladen wird, während der
Low-Side Transistor 105b leitend und der High-Side-Transistor 105b ausgeschaltet (OFF)
ist. Wenn der Low-Side- Transistor 105b ausgeschaltet
(OFF) ist, ist die Versorgungsspannung für die High-Side-Treiberschaltung
DRV1 etwa auf dem Niveau der Spannung DC2 über der Source-Spannung bei
einem Schaltknoten A. Dies liegt daran, dass der Kondensator CBS
durch die Diode DBS von der Versorgungsspannung DC2 geladen worden
ist. Entsprechend ist durch die Verwendung dieser Bootstrap-Schaltung
die fließende
High-Side-Versorgungsspannung
VBS für
den High-Side-Treiber über
das Niveau von DC2, welche die Low-Side-Treiberschaltung DRV2 versorgt,
erhöht worden.
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In
einer anderen Schaltung 300, die in 3 gezeigt
ist, ist die Bootstrap-Diode DBS (2) durch
eine Bootstrap-Dioden-Emulator-Schaltung 302 ersetzt
worden, welche für
das Laden des Bootstrap-Kondensators CBS verwendet wird. Der Vorteil
der Schaltung 300 gegenüber
der Schaltung 101 (2) besteht
darin, dass die Verluste aufgrund der Diode verringert werden.
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4 zeigt
die Bootstrap-Dioden-Emulator-Schaltung 302. Üblicherweise
verwendet eine derartige Schaltung einen Feldeffekttransistor (FET) 405,
welcher geringere Durchlassverluste als eine Diode hat. Die Bootstrap-Dioden-Emulator-Schaltung 302 umfasst
darüber
hinaus eine Gate-Steuerschaltung 410 zum Annehmen eines
Low-Side-Eingangssignals LIN und zum Treiben des FET 405 und eine
dynamische Back-Gate-Biasing-Schaltung 415. Die dynamische
Back-Gate-Biasing-Schaltung 415 nimmt das Low-Side-Eingangssignal
LIN an und ist mit dem Low-Side-Rücklaufknoten
B (sh. 3) und dem Bootstrap-Kondensator CBS verbunden.
Der FET 405 ist auch mit dem Bootstrap-Kondensator CBS und der Low-Side-Versorgungsspannung
DC2 VCC verbunden.
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Die
Gate-Steuerschaltung 410 ist in 5 gezeigt.
Sie beinhaltet Schalter 520, 525, 530, 535 und 545;
Inverterschaltungen 505 und 515; und eine Source 510.
Die dynamische Back-Gate-Biasing-Schaltung 415 ist
in 6 gezeigt. Diese Schaltung beinhaltet Schalter 620, 625, 630 und 635; zwei
Sources 610 und 615; und einen Inverter 605. Eine
Schaltung 700 in 7 zeigt
die Bestandteile der Gate-Steuerschaltung 410 und die dynamische Back-Gate-Biasing-Schaltung 415 kombiniert
mit dem Rest der Schaltung 300 von 3. Die Schaltung 700 ist
Gegenstand der US-Patentanmeldung Nr. 10/712,893, welche hier durch
Bezugnahme aufgenommen wird.
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Die
Schaltung 700 hat Beschränkungen, u. a. Zustände, wenn
der Bootstrap-Kondensator nicht voll geladen werden kann, da das
Low-Side-Signal LIN an den Low-Side-Treiber niedrig ist, obwohl
die Spannung VS an den Schaltknoten A immer noch niedrig ist. In
diesem Fall, wenn das Low-Side-Eingangssignal LIN niedrig ist, da
der Bootstrap-Dioden-Emulator aus ist, kann er den Bootstrap-Kondensator
CBS nicht laden. Dieser Mangel kann zur Entwicklung einer Spannung
an dem Bootstrap-Kondensator CBS, welche nicht ausreichend für eine ordnungsgemäße Versorgung
des High-Side-Treibers ist, führen.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung
zur Verfügung
zu stellen, welche das Laden des Bootstrap-Kondensators optimiert,
so dass der Bootstrap-Kondensator
immer geladen werden kann, wenn die Spannung VS an einem Schaltknoten
A niedrig ist.
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Es
wird eine Schaltung zur Verfügung
gestellt zur Optimierung des Ladens eines Bootstrap-Kondensators,
welcher mit einer fließenden
High-Side-Versorgungsspannung an einem ersten Anschluss und einer
Schaltknotenspannung an einem zweiten Anschluss verbunden ist, wobei
die Schaltung zur Optimierung in einer Gatetreiberschaltung mit
High- und Low-Side-Treiberschaltungen zum
Treiben von High- und Low-Side Schaltern beinhaltet ist, welche
an einem Schaltknoten in einer Halbbrücke verbunden sind, um einer
Last Strom zu liefern, wobei die High-Side-Treiberschaltung eine erste
Steuerspannung empfängt,
welche auf ein erstes Niveau referenziert ist, und eine Low-Side-Treiberschaltung
eine zweite Steuerspannung empfängt, welche
auf ein zweites Niveau referenziert ist, und wobei der Bootstrap-Kondensator
eine Versorgungsspannung für
die High-Side-Treiberschaltung liefert. Die optimierende Schaltung
beinhaltet einen ersten Schalter, welcher mit dem ersten Anschluss
des Bootstrap-Kondensators verbunden ist; und einen Phasenrichtungskomparator
zum Abtasten der Spannung am Schaltknoten und zum Anschalten (ON)
des ersten Schalters, wenn die Spannung am Schaltknoten niedrig
(LOW) ist, wodurch das Laden des Bootstrap-Kondensators optimiert
wird, wenn der Phasenrichtungskomparator aktiviert ist.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch die
folgende Beschreibung der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungsfiguren
deutlich.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGSFIGUREN
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1 ist
ein Diagramm einer üblicherweise verwendeten
Gate-Treiberschaltung
mit einer Halbbrückenstufe
zum Treiben einer Last;
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2 ist
ein Diagramm der Gate-Treiberschaltung von 1, wobei
eine Bootstrap-Schaltung anstelle einer Spannungsquelle für die High-Side-Treiberschaltung
verwendet wird;
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3 ist
ein Diagramm einer weitere Abwandlung des Gate-Treibers von 2, wobei
die Bootstrap-Schaltung eine Bootstrap-Dioden-Emulator-Schaltung
anstelle der Bootstrap-Diode
verwendet;
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4 ist
ein Diagramm der Dioden-Emulator-Schaltung von 3;
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5 ist
ein Diagramm einer Gate-Steuerschaltung von 4;
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6 ist
ein Diagramm einer dynamischen Back-Gate-Biasing-Schaltung von 4;
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7 ist
ein kombiniertes Diagramm in den 3–6 beschriebener
Schaltungen;
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8 ist
ein Diagramm eines Bootstrap-Dioden-Emulators, welcher von einem
Phasenrichtungskomparator der vorliegenden Erfindung gesteuert wird;
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9 ist
eine graphische Darstellung der Ablauffolge von Signalen über die
Zeit;
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10 ist
ein Diagramm der Phasenrichtungskomparatorschaltung;
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11 ist
eine graphische Darstellung der Ablauffolge von Signalen von Bestandteilen
des Phasenrichtungskomparators von 10 über die
Zeit; und
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12 ist
ein Diagramm von zwei Ausgangstransistoren, welche in einer Halbbrücke zum
Treiben eines Motors verbunden sind.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
DER ERFINDUNG
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt 8 eine Schaltung 800,
welche das Laden des Bootstrap-Kondensators CBS optimiert, so dass
er immer dann geladen wird, wenn die Spannung VS an einem Schaltknoten
A (7) niedrig ist. Die Schaltung 800 beinhaltet
einen Phasenrichtungskomparator 220, die Emulatordiode,
welche durch den FET 405 dargestellt ist (siehe auch 4),
und einen Bootstrap-Dioden-Emulator-Treiber 200.
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Der
Phasenrichtungskomparator 220 und der Bootstrap-Dioden-Emulator-Treiber 200 sind
zwischen der Low-Side-Versorgungsspannung
VCC und der Erde VSS geschaltet.
Der Phasenrichtungskomparator 220 empfängt ein Signal von dem Bootstrap-Dioden-Emulator-Treiber 200 und
ein Aktivierungssignal LOPD, welches durch einen Low-Side-Ausgangs-Vortreiber
vom Low-Side-Eingangssignal LIN erzeugt wird, und liefert einen
Ausgang VSsense out an den Low-Side-Treiber. Der Diodenemulator
LDMOS 405 ist zwischen der Low-Side-Versorgungsspannung
VCC und der fließenden
High-Side-Versorgungsspannung VBS geschaltet. Die fließende High-Side-Versorgungsspannung
VBS liegt an einem Kondensator CBS an, welcher
mit dem Schaltknoten (Phase) VS verbunden ist.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung werden die High- und Low-Side-Eingangssignale HIN und LIN abgetastet.
Wenn das High-Side-Eingangssignal HIN
hoch (HIGH) ist, wird der Phasenrichtungskomparator 220 deaktiviert.
Wenn das Low-Side-Eingangssignal
LIN hoch (HIGH), und somit das LOPD-Signal, welches von dem Low-Side-Eingangssignal
LIN erzeugt wird, hoch (HIGH) ist, wird der Phasenrichtungskomparator 220 aktiviert.
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Wenn
die High- und Low-Side-Eingangssignale HIN oder LIN aus (OFF) gehen,
wird eine Zeitsperre, beispielsweise eine Mikrosekunde, eingesetzt,
um den Phasenrichtungskomparator 220 aktiviert zu halten.
Wenn während
der Zeitsperre die Spannung VS aus (OFF) bleibt oder auf das Niveau DC– geht,
bleibt der Bootstrap-Dioden-Emulator 405 angeschaltet (ON).
Wenn während
der Zeitsperre die Spannung VS des Schaltknotens bei DC+ bleibt
oder auf DC+ geht, wird der Bootstrap-Dioden-Emulator 405 ausgeschaltet
(OFF) und der Phasenrichtungskomparator 220 wird deaktiviert.
Somit wird der Bootstrap-Dioden-Emulator 405 nur vom Phasenrichtungskomparator 220 getrieben.
Der Bootstrap-Kondensator CBS wird immer geladen, wenn der Phasenrichtungskomparator 220 aktiviert ist.
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Der
Phasenrichtungskomparator 220 tastet die Spannung VS ab.
Wenn am Ende der Zeitsperre die Phase der Spannung VS niedrig ist,
bleibt der Phasenrichtungskomparator 220 aktiviert. Wenn
die Spannung VS auf hoch (HIGH) geht, geht der Phasenrichtungskomparator 220 aus
(OFF).
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Wie
in 9 gezeigt, liefert der Phasenrichtungskomparator 220 einen
hohen Ausgang am Spannungsausgang VSsense, wenn das Signal LOPD
(LIN) hoch ist und die High-Side-Offset-Spannung VS niedrig bei
DC– ist.
Daher gibt es eine zweifache Aktivierung. Die Bootstrap-Emulator-Diode 405 wird
vom Phasenrichtungskomparator 220 angeschaltet (ON), wenn
der Low-Side-Treibereingang LIN
an ist und die High-Side-Offset-Spannung niedrig ist. Somit wird
gemäß der vorliegenden
Erfindung der Bootstrap-Dioden-Emulator 405 jedes mal eingeschaltet
(ON), wenn die Spannung VS an dem Schaltknoten A niedrig ist, wodurch
gewährleistet wird,
dass das Laden des Bootstrap-Kondensators CBS
optimiert wird.
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Eine
Schaltung der Phasenrichtungskomparatorschaltung 220 ist
in 10 dargestellt. Die Schaltung beinhaltet einen
Stromkomparator 230 mit Hysterese und zwei Schaltern. Die
Phasenrichtungskomparatorschaltung 220 verwendet ein LDMOS-Gerät 210 und
ein Niedervolt-NMOS-Gerät 225 zum
Vergleichen der fließenden
High-Side-Versorgungsspannung VBS und VCC. Die fließende High-Side-Versorgungsspannung
VBS ist in etwa gleich der Kombination der Spannung VS und VCC. Die
entsprechenden Ströme
IA und IB durch
das LDMOS-Gerät 210 und
das NMOS-Gerät 225 über die Widerstände Ra and
Rb werden zu der Stromkomparatorschaltung 230, welche eine
Hysteresekennlinie hat, geliefert.
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11 zeigt
Zeitsignale der Bestanteile der Schaltung 220. Wie gezeigt,
stellt die fließende High-Side-Versorgungsspannung
VBS die fließende High-Side-Bootstrap-Spannung dar, ein
Signal CMD wird vom Signal LOPD erzeugt, welches wiederum von dem
Low-Side-Eingangssignal LIN und der Gate-Steuerschaltung erzeugt
wird. Signale A und B sind Spannungen an Punkten, welche in 10 identifiziert
werden und ein Signal OUT stellt den Ausgang zur Gate-Steuerschaltung
für den Bootstrap-Dioden-Emulator 405 vom
Stromkomparator mit Hysterese dar.
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Wenn
das Signal LOPD angeschaltet (ON) wird, wird der Stromkomparator 230 aktiviert
und eine erste Gate-Steuerschaltung liefert ein Signal, welches
zum Anschalten des "Vssense" LDMOS-Geräts 210 verwendet
wird. 11 zeigt, dass, falls dann VBS ≤ VCC + Vhysteresis
ist, dann aktiviert der Stromkomparator 230 die zweite
Gate-Steuerschaltung und schaltet den Diodenemulator 405 an
(ON) (VSsense OUT geht auf hoch). Der Diodenemulator 405 bleibt
eingeschaltet, bis das Signal LOPD abgeschaltet wird (OFF) oder
bis VBS ≥ VCC
+ Vhysteresis.
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12 zeigt
zwei Ausgangstransistoren Q1 und Q2, welche in einer Halbbrückenstufe
geschaltet sind, um eine Phase einer Last, welche einen Motor umfasst,
zu treiben. Wenn das High-Side-Eingangssignal
HIN niedrig (LOW) ist, wird der Phasenrichtungskomparator 220 aktiviert.
Wenn das High-Side-Eingangssignal
HIN hoch (HIGH) ist, wird der Ausgangstransistor Q1 aktiviert, so
dass der Strom zur Motorlast fließen kann, wie Bezugszeichen 1 in der
Figur zeigt. Wenn dann das High-Side-Eingangssignal HIN aus (OFF)
geht, wird der Ausgangstransistor Q1 deaktiviert, wie Bezugszeichen 2 in
der Figur zeigt, und der Zeitsperrenzustand wird ausgelöst. Wenn
der Ausgangstransistor Q1 vollständig
aus (OFF) ist, aber bevor der Low-Side-Transistor Q2 angeschaltet
(ON) wird, fließt
der Strom durch die Freilaufdiode zum Motor, wie Bezugszeichen 3 in
der Figur zeigt.
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An
diesem Punkt ist das High-Side-Eingangssignal HIN aus (OFF); das
Low-Side-Eingangssignal LIN ist auch aus (OFF); und die Phasenrichtungskomparatorschaltung 220 wird
eine Mikrosekunde lang aktiviert. Während dieser Zeit wird die High-Side-Offsetspannung VS
beobachtet.
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Falls
die Schaltknotenspannung VS auf dem Niveau DC– ist, wird der Bootstrap-Dioden-Emulator angeschaltet
(ON). Falls die Spannung VS größer als VCC
ist, wird der Bootstrap-Dioden-Emulator
ausgeschaltet (OFF) und die Phasenkomparatorschaltung 220 wird
deaktiviert.
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Die
vorliegende Erfindung ist zwar unter Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsformen
beschrieben worden, jedoch sind für den Fachmann viele andere
Abwandlungen und Modifikationen ersichtlich. Daher wird es bevorzugt,
die vorliegende Erfindung nicht durch die spezifische hier enthaltene Offenbarung
einzuschränken.
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Zusammenfassung
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Eine
Schaltung zum Optimierung des Ladens eines Bootstrap-Kondensators, welcher
mit einer fließenden
High-Side-Versorgungsspannung
an einem ersten Anschluss und mit einer Schaltknotenspannung an
einem zweiten Anschluss verbunden ist, wobei die Schaltung zum Optimieren
in einer Gate-Treiberschaltung
beinhaltet ist, welche High- und Low-Side-Treiberschaltungen zum Treiben von High-
und Low-Side-Schaltern
hat, welche an einem Schaltknoten in einer Halbbrücke verbunden
sind, um Strom zu einer Last zu liefern, wobei die High-Side-Treiberschaltung
eine erste Steuerspannung empfängt,
welche auf ein erstes Niveau referenziert ist, und eine Low-Side-Treiberschaltung
eine zweite Steuerspannung empfängt,
welche auf ein zweites Niveau referenziert ist, wobei der Bootstrap-Kondensator
eine Versorgungsspannung für
die High-Side-Treiberschaltung
liefert. Die optimierende Schaltung beinhaltet einen ersten Schalter,
welcher mit dem ersten Anschluss des Bootstrap-Kondensators verbunden
ist; und einen Phasenrichtungskomparator zum Abtasten der Spannung
am Schaltknoten und zum Anschalten des ersten Schalters, wenn die Spannung
am Schaltknoten niedrig ist, wobei das Laden des Bootstrap-Kondensators
optimiert wird, wenn der Phasenrichtungskomparator aktiviert ist.