DE112005002091T5

DE112005002091T5 - Verstärkerschaltung und Verfahren zum Reduzieren des Spannungs- und Stromrauschens

Info

Publication number: DE112005002091T5
Application number: DE112005002091T
Authority: DE
Inventors: Robert San Diego Matthews
Original assignee: Quantum Applied Science and Research Inc
Current assignee: Quantum Applied Science and Research Inc
Priority date: 2004-09-10
Filing date: 2005-09-09
Publication date: 2007-07-19
Also published as: WO2006031704A2; GB2432983A; US7518443B2; WO2006031704A3; GB2432983B; US20080111621A1; JP2008512968A; GB0705226D0

Abstract

Verstärkerschaltung mit:
– einer Signalquelle mit einer zugehörigen Impedanz zum Erzeugen eines Signals, das bei einer Frequenz variiert;
– einer ersten variablen Impedanz mit einem ersten Impedanzwert, der mit der Signalquelle verbunden ist;
– einer zweiten variablen Impedanz mit einem zweiten Impedanzwert, der mit der ersten variablen Impedanz und mit Erde verbunden ist;
– einem Verstärker, der mit der ersten und der zweiten variablen Impedanz verbunden ist; und
– einem Modulationsfrequenzgenerator zum Erzeugen einer Modulationsfrequenz und Erstellen einer Form der Modulation, in der der erste und der zweite Impedanzwert bei der Modulationsfrequenz zueinander phasenversetzt sind, so dass die Summe des ersten und des zweiten Impedanzwerts an dem Verstärker konstant ist, während der erste und der zweite Impedanzwert variiert werden, um das Stromrauschen zu reduzieren.

Description

Die vorliegende Erfindung beansprucht die Priorität der U.S. vorläufigen Patentanmeldung Nr. 60/608,366 mit der Bezeichnung „System zum Reduzieren von Stromrauschen in Hochimpedanzschaltungen und -sensoren", angemeldet am 10. September 2004
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft allgemein das Gebiet der aktiven elektronischen Geräte und insbesondere elektronische Verstärker, die sowohl ein Spannungsrauschen als auch ein Stromrauschen erzeugen. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Verstärkerschaltung zum Reduzieren der Wirkung des Stromrauschens an dem Verstärkereingang unter Reduzieren in den meisten praktischen Fällen auch des Spannungsrauschens.
2. Diskussion des Standes der Technik
Mess- und Verstärkersysteme sind manchmal durch den Effekt ihres internen Stromrauschens der auf die Impedanz eines externen Elements, das mit dem Verstärkersystem verbunden ist, wirkt, begrenzt. Dieses Stromrauschen wird durch die Impedanz des Elements multipliziert und ergibt ein effektives Spannungsrauschen an dem Verstärkereingang. Bei einer Anordnung, in der der Verstärker mit einer Antenne mit einer sehr hohen Impedanz, etwa einer reinen Kapazität, verbunden ist, wird eine Frequenz vorhanden sein, unterhalb der das Spannungsrauschen an dem Systemeingang durch den Effekt des Stromrauschens, das auf die Antennenimpedanz wirkt, dominant ist. Da aktive elektronische Geräte und insbesondere elektronische Verstärker sowohl ein Spannungsrauschen als auch ein Stromrauschen erzeugen, ist es erwünscht, einige Arten von Rauschreduktionssystemen zu haben, um diese Geräte unempfindlicher zu machen.
Ein vorgeschlagener Weg zum Reduzieren des Effekts des Spannungsrauschens ist die Verwendung des gut bekannten Verfahrens des Choppens eines Eingangsspannungssignals. Eine solche Chopperstabilisierung wurde etwa 1950 entwickelt und ist ein häufig verwendetes Standardverfahren, das bei Operationsverstärkern mit einem geringen DC-Offset verwendet wird. Es wird auf 9 Bezug genommen, in der eine Gesamtschaltung unter Verwendung des Chopperstabilisierungsansatzes gezeigt ist. Eine Signalspannungsquelle 1015 erzeugt ein Signal V_IN, das an einen Verstärker 1030 gesendet wird. Ein Ausgang 1032 von dem Verstärker 1030 ist mit einem AC-Verstärker 1033 verbunden. Ein Ausgang eines AC-Verstärkers 1033 ist mit einem Demodulator 1040 verbunden, der schließlich ein Ausgangssignal V_OUT an dem Ausgang 1047 erzeugt. Ein Modulationssignalfrequenzgenerator 1050 ist vorgesehen, um ein Synchronisationssignal 1055 an den Demodulator 1040 zu senden. Der Modulationssignalfrequenzsignalgenerator 1050 steuert einen Schalter 1062, während er bei 1072 geerdet ist. Der Schalter 1062 schließlich sendet ein Spannungssignal mit der Modulationssignalfrequenz V_IN entweder zu einem nicht-invertierenden Anschluss 1082 des Verstärkers 1030 oder zu einem invertierenden Anschluss 1083 des Verstärkers 1030. Die Schaltung schaltet das Spannungssignal V_IN bei dem Verstärker 1030 um das Vorzeichen des Signal, das an dem Verstärkereingang anliegt, umzukehren. Das DC Eingangsspannungssignal V_IN wird in ein verstärktes AC Signal V_amp übertragen, das dann als ein AC Signal weiter verstärkt werden kann. Der Demodulator 1040 ist vorgesehen, um das Signal synchron zurück in ein DC Signal V_OUT an dem Ausgang 1047 zu demodulieren.
Jeder Verstärker hat ein DC Offset oder einen Offsetdrift. In diesem Fall wird der DC Offset oder Offsetdrift als V_off bezeichnet. Die Spannung an dem Verstärkerausgang 1032 V_amp ist ein Rechteckwellensignal, das zwischen V_IN + V_off und – V_IN + V_off schwingt, eine Spannung aufgrund des Offsetdrifts des Verstärkers, das eine wesentliche Form von Rauschen ist, hat keinen Effekt auf die Peak zu Peak-Amplitude der Rechteckischen Welle, die durch 2V_IN gegeben ist. Wenn das Eingangssignal kein DC Signal ist, sondern mit einer relativ geringen Frequenz f_s schwankt, erzeugt das Choppen Seitenbänder um die Chopperfrequenz f_mod, die bei f_mod±f_s auftritt. Ein Wandeln des Signals in eine höhere Frequenz ist natürlich nützlich, typischerweise nimmt das Spannungsrauschen bei fast allen Verstärkern mit einer zunehmenden Frequenz des Eingangssignals ab.
Eine einfache Schaltung zum Verdeutlichen der Chopperstabilisierung für einen Verstärker 1030 mit der Spannungsquelle 1015 ist in 10 gezeigt. Die Spannungsquelle ist über einen Kondensator 1020 mit einem Verstärker 1030 verbunden, der bei 1032 ein Ausgangssignal schafft. Ein Schalter 1063 ist zwischen dem Kondensator 1020 und dem nicht invertierenden Anschluss des Verstärkers 1030 vorgesehen.
Der invertierende Anschluss 1083 ist bei 1072 geerdet. Der Kondensator C_amp des Verstärkers 1030 ist auch als bei 1072 geerdet gezeigt. Weiter sind eine Spannungsrauschquelle 1080 und eine Stromrauschquelle 1085 gezeigt.
Während das Verfahren der Chopperstabilisierung allgemein eingeführt und wirksam ist zum Reduzieren des Spannungsrauschen eines Verstärkers, ist es in Situationen ineffektiv, bei denen das Rauschen des Verstärkereingangs durch das Stromrauschen des Verstärkers dominiert wird. Die in 10 gezeigte Schaltung zeigt eine Situation, in der das Stromrauschen I_N wahrscheinlich ein begrenzender Faktor der Gesamtempfindlichkeit des Gerätes ist. Ein Eingangssignal V_IN, wird von einer Antenne oder einer Spannungsquelle 1015 detektiert, wobei die Impedanzen durch die Kapazität C_s repräsentiert sind. Der Kondensator 1020 mit einer Kapazität C_s ist mit dem Verstärker 1030 mit einem Verstärkungsfaktor von 1 und mit einer Eingangskapazität C_amp verbunden. Der Verstärkungsfaktor könnte natürlich andere Werte außer 1 haben. Jedenfalls sind ein Stromrauschen I_N und ein Spannungsrauschen V_n weiter vorhanden, da der Kondensator 1020 über den Schalter 1063 verbunden ist. Eine Chopperstabilisierung kann erreicht werden durch einfaches Öffnen und Schließen des Schalters 1063 mit einer bestimmten Frequenz f_mod, was den Verstärker 1030 unempfindlicher und für das Signal V_IN empfindlicher macht. Wenn die Schaltungsübertragungsfunktion von der Signalspannung zu dem Verstärker S_sig in dem empfindlichen Zustand ist, ist die Spannung an dem Ausgang 1032 des Verstärkers 1030 gegeben durch:
und in dem unempfindlichen Zustand durch:
An dem nicht invertierenden Anschluss 1082 des Verstärkers 1030 wird daher die Signalamplitude von mit einer Rechteckwelle multipliziert, die mit einer Frequenz f_mod sich zwischen 0 und 1 bewegt. Der Strom wird mit der Rechteckwelle, die sich zwischen
mit einer Frequenz f_mod bewegt und das Spannungsrauschen ist konstant. Die Tatsache, dass der Ausdruck, der das Stromrauschen repräsentiert, bei einer Frequenz f_mod moduliert wird, bedeutet, dass es gemeinsam mit dem Signal konvertiert wird und daher nicht eliminiert oder reduziert wird.
Trotz der oben diskutierten vorgeschlagenen Lösungen zur Reduktion des Stromrauschens in einem elektronischen Verstärker war keines dieser Verfahren bei dem Reduzieren von Stromrauschen erfolgreich. Weder das traditionelle Verfahren der Chopperstabilisierung noch die bekannten Verfahren der Kapazitätsmodulation bewirken eine effektive Reduktion des Stromrauschens. Es besteht daher Bedarf an einer Verstärkerschaltung, die sowohl ein Spannungsrauschen als auch ein Stromrauschen reduziert.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf eine Schaltung gerichtet, die den Effekt des Verstärkerstromrauschens reduziert. Diese Schaltung reduziert in den meisten praktischen Fällen auch das effektive Spannungsrauschen. Die Schaltung weist eine Signalquelle auf mit einer zugehörigen Impedanz, die ein Signal mit einer variierenden Frequenz erzeugt. Erste und zweite Geräte mit variabler Impedanz sind zwischen der Spannungsquelle und einem Verstärker vorgesehen. Ein Modulationsfrequenzgenerator erzeugt eine Modulationsfrequenz zum Ändern der ersten und der zweiten Impedanzwerte zum Ändern der Phase der ersten und der zweiten Impedanzwerte mit der Modulationsfrequenz, so dass die Summe der ersten und der zweiten Impedanzwerte am Eingang des Verstärkers im Wesentlichen konstant ist, obwohl der erste und der zweite Impedanzwert nicht variiert werden. Infolgedessen verschiebt die Modulation mit der Frequenz f_mod das Signal zu den Seitenbändern um die Modulationsfrequenz. Die Modulationsfrequenz wird vorzugsweise so gewählt, dass die Seitenwände in einem Bereich sind, bei der der Rauschbeitrag zu dem wirksamen Verstärkerspannungsrauschen gering ist. Der Ausgang von dem Verstärker wird sodann zu einem Bandpassfilter geführt, der auf die Modulationsfrequenz zentriert ist, um alle Frequenzen außerhalb der interessierenden Bandbreite zu entfernen. Das Signal selbst wird durch Demodulieren des Ausgangs des Bandpassfilters unter Verwendung eines Synchronisationssignals, das von dem Modulationssignal hergeleitet wird, zurückgewonnen. Schließlich wird die demodulierte Spannung direkt durch ein Tiefpassfilter geführt, um ein Sensorausgangssignal zu erzeugen.
Während das erste und das zweite Gerät mit variabler Impedanz viele Ausbildungen haben kann, etwa durch Transistorenrelais oder Dioden gebildet werden kann, bestehen die Einheiten mit variabler Impedanz vorzugsweise aus variablen Kondensatoren, deren Kapazitäten die Zunahme und Abnahme entweder in dem Rechteckwellenmuster oder einem Sinuswellenmuster sensiert. Es ist zu beachten, dass auch dann, wenn die variablen Kondensatoren maximale Werte haben, die sich um 10 % unterscheiden, das wirksame Stromrauschen und Spannungsrauschen in dem System noch erheblich reduziert werden kann.
Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden eingehenden Beschreibung, in der bevorzugte Ausführungsbeispiele in Verbindung mit den Zeichnungen wiedergegeben sind, wobei einander entsprechende Bezugszeichen einander entsprechende Teile in den verschiedenen Ansichten wiedergeben.
KURZE ERLÄUTERUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltdiagramm einer Verstärkerschaltung mit einer Spannungs- und Stromrauschreduktion nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
2 ist ein Schaltdiagramm, die Spannungsrauschquellen und Stromrauschquellen und ein Paar von Schaltungen S1 und S2 zeigt, die zum Reduzieren des Rauschens in dem System verwendet werden;
3 ist ein Schaltdiagramm, wobei die Schaltungen S1 und S2 durch variable Kondensatoren ersetzt sind;
4 ist ein Schaltdiagramm, das dem von 3 ähnlich ist, wobei ein Eingangswiderstand und der Verstärkerwiderstand gezeigt sind;
5 ist eine Kurve, die zeigt, wie sich die Kapazität als eine Funktion der Zeit in Übereinstimmung mit der Erfindung unter Verwendung einer Rechteckwellenmodulation ändert;
5B ist eine Kurve der Kapazität über die Zeit bei einer Sinuswellenmodulation;
6 ist eine Kurve, die die Rauschspektraldichte bei einer Rechteckwellenmodulation zeigt;
7 ist eine Kurve, die die Rauschspektraldichte bei einer Sinuswellenmodulation zeigt;
8 ist eine Kurve, die die Rauschspektraldichte bei einer Rechteckwellenmodulation in einem Fall zeigt, in dem die verwendeten variablen Kondensatoren in ihrem Maximalwert um 10 % variieren;
9 ist eine Schaltung einer vereinfachten Chopperstabilisationsschaltung; und
10 ist ein Schaltdiagramm einer vorbekannten einfachen Schaltung, die zum Verdeutlichen der Chopperstabilisation für einen Verstärker mit kapazitivem Eingang dient.
EINGEHENDE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Es wird zunächst auf 1 Bezug genommen. Diese zeigt einen Verstärkerkreis 10 mit einer Rauschminderung, die in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Eine Signalquelle 15 erzeugt ein Ausgangssignal V_IN, das mit dem restlichen System durch ein kapazitives Element, vorzugsweise einem kapazitiven Sensor oder einer Elektrode, gekoppelt ist, das ein elektrisches Potential ohne Bewirkung einer Berührung mit dem Potential misst, oder eine Antenne. Das kapazitive Element 20 ist mit einer Modulationsstufe 25 verbunden, die durch einen Verstärker 30 mit einer hohen Eingangsimpedanz, geringem Rauschen und einer geringen Eingangskapazität gepuffert ist. Ein Ausgang 32 des Verstärkers 30 ist mit einem Bandpassfilter 35 verbunden. Das Signal verläuft sodann durch einen Demodulator 40 zu einem Tiefpassfilter 45 und schließlich zu einem Ausgang 47. Ein Modulationssignalfrequenzgenerator 50 ist vorgesehen, um ein Modulationssignal sowohl an die Modulationsstufe 25 als auch einen Phasenschiebemechanismus 55 zu senden. Das Eingangssignal V_IN wird mit einer Frequenz F_mod moduliert, dass das Signal in Seitenbänder um die Modulationsfrequenz f_mod zu verschieben. Die Modulationsfrequenz wird so gewählt, dass die Seitenbänder in einem Bereich bei dem Spannungsrauschen des Verstärkers 30 tief ist. Ein Ausgangssignal V_amp des Verstärkers 30 wird sodann durch das Bandpassfilter 35 geführt zentriert, um die Modulationsfrequenz, um alle Frequenzen außerhalb der interessierenden Bandbreite zu entfernen. Das Signal wird durch Demodulieren des Ausgangs des Bandpassfilters 35 unter Verwendung eines Synchronisationssignals, das von dem Modulationssignal hergeleitet wird, rückgewonnen. Der Modulationsfrequenzgenerator 50 führt, wie in den Zeichnungen gezeigt, durch den Phasenschiebemechanismus 55, um den Demodulator 40 zu steuern, um eine Rückgewinnung des Signals zu ermöglichen. Schließlich wird das demodulierte Spannungssignal durch einen Tiefpassfilter 45 gefiltert, um einen Sensorausgang V_Lpout bei 47 zu erzeugen.
Es wird jetzt auf 2 Bezug genommen, die in den Einzelheiten der Modulationsstufe 25 von 1 dargestellt sind. In diesem Fall wird das Eingangssignal V_IN von einer kapazitiven Antenne 25, die als kapazitives Element 20, C_s dargestellt ist, erkannt. Obwohl eine reine Kapazität gezeigt ist, könnte die Antenne bei der vorliegenden Patentanmeldung auch eine Widerstandskopplung haben, vorzugsweise eine Antenne mit hoher Impedanz. Ein kapazitives Element 20 ist mit dem Verstärker 30 über eine erste variable Impedanz oder einen Schalter 60 verbunden. Eine zweite Impedanz oder ein Schalter 65 ist vorgesehen, der die Leitung zwischen dem Schalter 60 und dem Verstärker 30 mit einer Kapazität 70 zur Masse 72 verbindet. Schalter 60 und 65 können Transistoren, Relais oder Dioden sein. Der Kondensator 70 hat einen Kapazitätswert C_bal, die eine Balancekapazität darstellt. Der Schalter 65 wird phasenversetzt zu dem Schalter 60 betätigt in Übereinstimmung mit der Modulationsfequenz, die von dem Modulationsfrequenzsignalgenerator 50 von 1 erzeugt wird.
In 2 ist weiter gezeigt, dass der Verstärker 30 eine zugehörige Kapazität C_amp hat, die durch einen Kondensator 75 gebildet wird, der ebenfalls mit Masse 72 verbunden ist. Weiter hat der Verstärker 30 ein Eingangsspannungsrauschen V_N, das durch eine Spannungsrauschquelle 80 dargestellt ist und ein Eingangsstromrauschen I_N, das durch eine Stromrauschquelle 85 dargestellt ist.
Der Verstärker 30 hat, wie in 2 ebenfalls gezeigt ist, eine zugehörige Kapazität C_amp, die gebildet wird durch einen Kondensator 75, der ebenfalls mit Masse 72 verbünden ist. Weiter hat der Verstärker 30 ein Eingangsspannungsrauschen V_N, das durch eine Spannungsrauschquelle 80 dargestellt ist und ein Eingangsstromrauschen I_N, das durch eine Stromrauschquelle 85 repräsentiert ist.
Wenn der Balancekondensator C_bal wie beschrieben geschaltet wird, schwingt die Verstärkerspannung zwischen
In diesem Fall bewegt sich die Rechteckwelle, die auf das Stromrauschen aufgebracht wird, zwischen
in einem sensibilisierten Zustand und
in einem nicht sensibilisierten Zustand. Die Komponente des Verstärkerausgangs 32 aufgrund des Rauschens der Frequenz f_n ist daher für I_N = I_Nosin(2πf_nt) gegeben durch:
In diesem Ausdruck wird das Signal durch den zweiten oder unteren Therm ausgedrückt. Der Betrag des Vermischens der Tiefenfrequenz ist proportional zu der Änderung der Impedanz an dem Eingang des Verstärkers. Durch Anpassen der Werte von C_s und C_bal wird ein hohes Ausmaß an Zurückweisung der Vermischung des Stromrauschens mit tiefer Frequenz erzeugt.
Die Chopperstabilisierung in elektronischen Schaltungen wird im Allgemeinen unter Verwendung von Halbleiterschaltern, etwa Transistoren, implementiert. Diese Schalter sind jedoch nicht gut geeignet für Anwendungen nach der Erfindung, bei der die Empfindlichkeit kritisch ist wegen der Leckage in einer Off-Betriebsweise und der Ladeinjektion bei dem Schalten. Die Leckage und die Ladeinjektion könnten das Gesamtrauschen des Systems auf nicht akzeptable Werte erhöhen. Ein resistives oder ein Kontaktschalten wird vorzugsweise erreicht unter Verwendung von mikroelektromechanischen Systemen (MEMS). Solche Schalter zeigen Stromlebensdauer in der Größenordnung von 10⁷ Zyklen. Da die Lebensdauer bei Schaltfrequenzen, die typischerweise für eine geeignete Wandlung der Signale erforderlich ist, als ungeeignet angesehen werden.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird eine Eingangskapazitätsmodulation verwendet. Schalter 60 und 65 der 2 sind durch variable Kondensatoren 160 und 165 ersetzt, wie in 3 gezeigt. In diesem Fall wird ein Verstärker 30 sensibilisiert und desensibilisiert auf V_IN durch Modulieren des Kondensators 160. In dem Fall von Schaltern wird der Kondensator 165, der den Kapazitätswert C2 hat, um 180° aus der Phase zu dem Kondensator 160 mit dem Kapazitätswert C1 moduliert. Um die Verstärkereingangsimpedanz V_IN konstant zu halten, sind die Kondensatoren 160 und 165 für eine Verwendung mit Verstärkern mit geringem Rauschen ausgebildet und sind vorzugsweise unter Verwendung von MEMS Technologie hergestellt.
Bei einem Setzen C₁ = C_bal = Co gilt C₁ = C_max und C₂ = C_min, was dem Verstärker entspricht, der für das Signal empfindlich ist, X_sig wird zu:
wobei C_tot = C₀C_max/(C₀ + C_max) + C₀C_min/(C₀ + C_min) + C_amp die Gesamtkapazität der Eingangsschaltung ist. Wenn der Verstärker
für das Eingangssignal desensibilisiert ist, gilt C₁ = C_min und C₂ = C_max, so dass:
Die Gesamtkapazität der Eingangsschaltung bleibt unverändert und damit die Spannung, die das Stromrauschen erzeugt, das durch die Eingangsschaltung schließt, bleibt unverändert, da die Kondensatoren 160 und 165 moduliert werden.
Es wird jetzt auf die 4 Bezug genommen, in der das Schaltdiagramm von 3 unter Zufügung eines Widerstands R_IN gezeigt wird, der einen Weg zur Masse für DC-vorgespannte Ströme des Verstärkers 30 bietet. Der Verstärker 30 hat eine Eingangskapazität von C_amp in dem Kondensator 75 und einen Eingangswiderstand R_amp. Esvesteht sich, dass der Widerstand R_IN durch eine Vorspannungsstromstabilisierung ersetzt werden könnte, wie es in dem US-Patent Nr. 6,686,800 gezeigt ist, die hier durch Bezugnahme eingeschlossen wird. Es ist zu beachten, dass es viele praktische Fälle gibt, in denen es erwünscht ist, eine Messung mit zwei unterschiedlichen Sensoren durchzuführen und die Differenz ihrer Ausgangssignale zu verwenden. Zu diesem Zweck kann die Schaltung, die in 4 gezeigt ist, verwendet werden, um das Potential an gesonderten Sensoren zu messen durch Ersetzen des Ausgleichskondensators 70 durch ein zweites Kapazitätssensorelement (nicht gezeigt), das sorgfältig mit dem ersten Kapazitätselement passend ausgewählt ist.
Die 5A und 5B zeigen Ausdrucke von zwei Arten der Modulation. 5A repräsentiert eine Rechteckwellenmodulation eines Kapazitätswerts C1 und C2 und 5B zeigt eine Sinuswellenmodulation von C1 und C2. Jede Wiedergabe repräsentiert die Kurven für
für die folgenden Parameter: C₂ = 1pF, C_bal = 1pF, C₁ Modulation zwischen 0,1 und 2pF, C₂ Modulation zwischen 0,1 und 2pF und eine Modulationsfrequenz f_mod = 1024 Hz. In dem Fall einer Rechteckwellenmodulation bleiben die Werte für C_tot unverändert. C_tot wird in dem Fall einer Sinuswelle jedoch mit 2xf_mod moduliert, was eine Wandlung des Stromrauschens bei dem Doppelten der Modulationsfrequenz verursacht. Dieses zusätzliche Rauschen kann durch ein Filtern vor der Demodulation berücksichtigt werden. Weiter ist das nicht lineare Verhalten sowohl für C_source und C_ballast zu beachten, das auf den sinusförmigen Komponenten in den Denominantoren sowohl auf C_source und C_ballast beruht. Diese Nichtlinearitäten werden jedoch durch die Schaltungsparameter kompensiert.
Die 6 und 7 vergleichen das gesamte effektive Eingangsrauschen mit und ohne der Signalmodulation in einem Schaltkreis zum Messen der Spannungen mit sehr hoher Impedanz, das in Übereinstimmung mit der Erfindung konstruiert ist. Insbesondere 6 zeigt die Reduktion des Rauschens bezogen auf den Eingang für eine vollständige Rechteckwellenmodulation, während 7 denselben Fall bei einer reinen Sinuswellenmodulation zeigt. 8 zeigt einen Fall, in dem die Modulationsfrequenz 120 Hz beträgt und die variablen Kondensatoren C1 und C2 in ihrem Maximalwert um 10 % voneinander abweichen aufgrund von Variationen bei der Herstellung. Es ist erkennbar, dass das Verfahren nach der Erfindung relativ robust gegenüber Unzulänglichkeiten bezüglich der internen Parameter ist.
Darauf basierend sollte es erkennbar sein, dass die erste und die zweite Einrichtung mit variabler Impedanz gegeneinander phasenversetzt sind bei einer Modulationsfrequenz derart, dass die Summe der Impedanzwerte, die der ersten variablen Impedanz und der zweiten variablen Impedanz eigen sind, an dem Eingang des Verstärkers im wesentlichen konstant bleibt. Die Modulation verschiebt ein interessierendes Signal in Seitenbänder, um die Modulationsfrequenz derart, dass dann, wenn eine Ausgang des Verstärkers durch ein Bandpassfilter geführt wird, das bei der Modulationsfrequenz zentriert ist, im wesentlichen alle Frequenzen außerhalb einer interessierenden Bandbreite entfernt werden. Ein Demodu lieren des Ausgangs des Bandpassfilters würde durchgeführt zum Rückgewinnen des Signals durch die Verwendung eines Synchronisationssignals, das basierend auf dem Modulationssignal hergeleitet wird. Auf diese Weise reduziert die Verstärkerschaltung nach der vorliegenden Erfindung wirksam das Stromrauschen des Erststufenverstärkers. Mit der Vorsehung eines Ausgleichselements können Feineinstellung für die Reduktion des effektiven Stromrauschens durchgeführt werden. In dem praktischen Fall, dass das Spannungsrauschen des Verstärkers ebenfalls mit der Frequenz variiert, kann die so beschriebene Modulation auch verwendet werden zum Wandeln des Signals in einen Bereich mit geringerem Spannungsrauschen, wodurch das effektive Spannungsrauschen des Verstärkers reduziert wird.
Obwohl die Erfindung unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsbeispiele beschrieben worden ist versteht es sich, dass verschiedene Abwandlungen und/oder Modifikationen der Erfindung vorgenommen werden können, ohne sich von dessen Grundgedanken zu lösen. Beispielsweise können die erste und die zweite variable Impedanz durch variable Widerstände gebildet werden. Allgemein gilt, dass die Erfindung nur durch den Schutzbereich der nachfolgenden Ansprüche beschränkt ist.
Zusammenfassung
Eine Verstärkerschaltung mit Stromrauschunterdrückung verwendet erste und zweite variablen Impedanzen zwischen einer Signalquelle und einem Verstärker. Ein Modulationsfrequenzgenerator erzeugt eine Modulationsfrequenz f_mod, um den ersten und den zweiten Impedanzwert zu ändern phasenversetzt zueinander bei der Modulationsfrequenz, so dass die Summe des ersten und des zweiten Impedanzwerts an dem Verstärker relativ konstant ist. Die Modulation bei der Frequenz f_mod verschiebt das Signal in Seitenbandfrequenzen um die Modulationsfrequenz. Der Ausgang von dem Verstärker wird zu einem Bandpassfilter geführt, der um die Modulationsfrequenz zentriert ist, um alle Frequenzen außerhalb des interessierenden Bereichs zu entfernen. Das Signal selbst wird durch Demodulieren des Ausgangs des Bandpassfilters unter Verwendung eines Synchronisationssignals, das von dem Modulationssignal hergeleitet wird, rückgewonnen.

Claims

Verstärkerschaltung mit: – einer Signalquelle mit einer zugehörigen Impedanz zum Erzeugen eines Signals, das bei einer Frequenz variiert; – einer ersten variablen Impedanz mit einem ersten Impedanzwert, der mit der Signalquelle verbunden ist; – einer zweiten variablen Impedanz mit einem zweiten Impedanzwert, der mit der ersten variablen Impedanz und mit Erde verbunden ist; – einem Verstärker, der mit der ersten und der zweiten variablen Impedanz verbunden ist; und – einem Modulationsfrequenzgenerator zum Erzeugen einer Modulationsfrequenz und Erstellen einer Form der Modulation, in der der erste und der zweite Impedanzwert bei der Modulationsfrequenz zueinander phasenversetzt sind, so dass die Summe des ersten und des zweiten Impedanzwerts an dem Verstärker konstant ist, während der erste und der zweite Impedanzwert variiert werden, um das Stromrauschen zu reduzieren.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Form der Modulation Seitenbandfrequenzen hat und die erste und die zweite variable Impedanz das Signal zu den Seitenbandfrequenzen verschiebt.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Signalquelle einen kapazitiven Sensor aufweist, der ein elektrisches Potential ohne Kontakt mit dem Potential misst.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, wobei die Impedanz der Signalquelle bei der Signalfrequenz im Wesentlichen kapazitiv ist.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die erste und zweite variable Impedanz Schalter bilden.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, wobei die Schalter aus der Gruppe bestehend aus Transistoren, Ralais und Dioden ausgebildet sind.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die erste und die zweite Impedanz variable Kondensatoren bilden.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, wobei die variablen Kondensatoren unter Verwendung von mikroelektromechanischer Technologie konstruiert sind.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Form der Modulation periodisch ist.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, wobei die Form der Modulationen Rechteckwellen sind.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, wobei die Form der Modulation eine Sinuswelle ist.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei die zweite variable Impedanz ein Ausgleichselement aufweist.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, weiter mit einem Modulator, der stromabwärts des Verstärkers zum Rückgewinnen des Signals angeordnet ist.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 15, weiter mit einem Bandpassfilter, der zwischen dem Verstärker und dem Demodulator angeordnet ist, um die Frequenzen außerhalb einer interessierenden Bandbreite zu entfernen.
Die Verstärkerschaltung nach Anspruch 15, weiter mit einem Tiefpassfilter, der stromabwärts des Demodulators angeordnet ist und ein Sensorausgangssignal liefert.
Ein Verfahren zum Reduzieren des Stromrauschens in einer Verstärkerschaltung mit: – Sensieren eines Signals mit einem kapazitiven Element; – Senden des Signals in den Eingang eines Verstärkers; – Variieren einer ersten Impedanz über die Zeit zwischen dem kapazitiven Element und dem Eingang des Verstärkers; – Variieren einer zweiten Impedanz über die Zeit zwischen Masse und dem Eingang des Verstärkers; und – Steuern der Variation des ersten und des zweiten Elements derart, dass eine Nettoimpedanz an dem Eingang des Verstärkers über die Zeit im wesentlichen konstant gehalten wird.
Das Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Variieren der ersten und der zweiten Impedanz über die Zeit mit einer bestimmten Modulationsfrequenz durchgeführt wird, um so das Signal zu modulieren, wodurch ein moduliertes Signal erzeugt wird, das zu einer Seitenbandfrequenz übertragen wird.
Das Verfahren nach Anspruch 17, weiter mit: – Verstärken des modulierten Signals zum Erzeugen eines verstärkten modulierten Signals; – Filtern des verstärkten modulierten Signals mit einem Bandpassfilter, der bei einer interessierenden Modulationsfrequenz zentriert ist, um ein gefiltertes Signal mit im wesentlichen allen Frequenzen außerhalb der entfernten interessierenden Modulationsfrequenz zu erstellen; und – Demodulieren des gefilterten Signals unter Verwendung eines Synchronisationssignals zum Erzeugen eines demodulierten Signals.
Das Verfahren nach Anspruch 18 weiter mit Filtern des demodulierten Signals zum Erzeugen eines Sensorausgangssignals.
Das Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Signal mit einem kapazitiven Sensor sensiert wird, das ein elektrisches Potential ohne einen leitenden Kontakt mit dem Potential misst.