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Zweistufiger Transistorbreitbandverstärker Die Erfindung bezieht sich
auf einen zweistufigen Transistor-Breitbandverstärker, vorzugsweise in Emitterschaltung,
für Signale mit niedrigeren Frequenzen als 100 Hz bis höheren Frequenzen als die
Grenzfrequenz der Transistoren, bei dem der Kollektorkreis des ersten Transistors
die Reihenschaltung eines Widerstandes und zweier Anhebungs-(»peaking<c)-Induktivitäten
enthält und die an der Reihenschaltung des Widerstandes und einer der Induktivitäten
auftretende Signalspannung der Eingangselektrode des zweiten Transistors zugeführt
wird.
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Diese an sich bekannte Schaltung wird in Transistorverstärkern verwendet,
bei denen die Eingangsimpedanz der zweiten Stufe sehr klein ist; durch die Wirkung
der Induktivitäten wird nämlich der nachteilige Einfluß der Ausgangskapazität der
vorhergehenden Stufe ausgeglichen.
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Wenn aber auch die zweite Stufe eine kapazitive Eingangsimpedanz aufweist,
die eine Abschwächung der hohen Frequenzen hervorruft, genügt die bekannte Anordnung
nicht; die Übertragungskurve wird dabei merklich verformt.
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Bei einem solchen Verstärker werden diese Nachteile vermieden, und
eine Verbesserung der Übertragung wird erreicht, wenn gemäß der Erfindung die beiden
»Peaking«-Induktivitäten fest miteinander gekoppelt sind und die an den Kollektor
des ersten Transistors unmittelbar angeschlossene Induktivität wenigstens so groß
wie, vorzugsweise aber einige Male größer als die zweite Induktivität ist.
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Es ist zwar bereits ein zweistufiger Röhrenverstärker für ein Frequenzband
von etwa 2 bis 5,5 MHz bekannt, bei dem die Anode der ersten Röhre über zwei miteinander
gekoppelte Spulen wechselstrommäßig mit Masse verbunden ist und die Spannung über
eine dieser Spulen dem Gitter der folgenden Röhre zugeführt wird. Dabei wird durch
lose Kopplung der Spulen und durch Abstimmung zusammen mit der Anodenkapazität der
ersten Röhre und der Gitterkapazität der zweiten Röhre ein zweikreisiges induktiv
gekoppeltes Bandfilter gebildet, das eine Durchlaßcharakteristik üblicher Art aufweist.
Dabei sind in bekannter Weise die gekoppelten Schwingungskreise wenig gedämpft;
jedoch wird nicht die Spannung über der Reihenschaltung eines Widerstandes und dieser
einen Spule dem Gitter der nachfolgenden Röhre zugeführt, und weil diese Spule eine
hohe Impedanz für das ganze Frequenzband aufweisen soll, kann sie nicht als »Peaking«-Induktivität,
die j a mir eine beträchtliche Impedanz für die höchsten Signalfrequenzen aufweisen
soll, bezeichnet werden. Auch ist diese Spule gerade einige Male größer als die
andere Spule, während bei einem Verstärker nach der Erfindung die mit dem Widerstand
im Querzweig liegende Induktivität etwa gleich groß oder vorzugsweise erheblich
kleiner sein soll. Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, daß infolge der erstgenannten
Induktivität in Reihe mit der zweiten Induktivität scheinbar eine Quelle der höchsten
Signalfrequenzen wirksam wird, deren Schwingungen den geschlossenen Kreis des Widerstandes,
der zweiten Induktivität und der Eingangsimpedanz des zweiten Transistors durchfließen.
Diese Quelle hat infolge des geringen Wertes der zweiten Induktivität eine geringe
Innenimpedanz, so daß sie zum Ausgleich der Verstärkungsverminderung des zweiten
Transistors in der Nähe dessen Grenzfrequenz geeignet ist.
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Die Erfindung wird an Hand der beiden Figuren näher erläutert, die
zwei Ausführungsbeispiele der Erfindungdarstellen.
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In Fig. 1 werden die Signale einer Quelle 1, z. B. Videosignale mit
einer Bandbreite von wenigen Hertz bis einigen MHz, der Basiselektrode eines Transistors
2 zugeführt, dessen Kollektorkreis die Reihenschaltung einer Induktivität 3 und
eines Widerstandes 4 enthält. Die Spannung an dieser Reihenschaltung wird über einen
Trennkondensator 5 der Basiselektrode eines zweiten Transistors 6 zugeführt, dessen
Ausgangskreis das verstärkte Signal entnommen wird. Die Induktivität 3 hat dabei
die Funktion, die geringere Verstärkung infolge der Abnahme des Kollektor-Basis-Stromverstärkungsgrades
ä bei Signalfrequenzen in der Nähe ihrer Grenzfrequenz fca, auszugleichen (»peaking«),
und muß somit erst bei dieser Frequenz eine Impedanz haben, die mit derjenigen des
Widerstandes 4 vergleichbar ist. Auf diese Weise wird dann bekanntlich die Bandbreite
des Verstärkers wesentlich vergrößert.
Nach der Erfindung wird nun
eine weitere Erhöhung der Bandbreite dadurch erzielt, daß eine zweite, mit der Induktivität
3 fest gekoppelte Induktivität 7 gleichfalls in den Kollektorkreis des Transistors
2 eingeschaltet ist. Die Spannung an der Induktivität 7 wird jedoch nicht direkt
der Basiselektrode des Transistors 6 zugeführt. Diese Induktivität liegt somit nicht
unmittelbar im Basiseingangskreis des Transistors 6. Die Induktivität 3 und 7 bilden
vorzugsweise zusammen eine gemeinsame Spule mit Anzapfung. _ Infolge der gegenseitigen
Induktion zwischen den Induktivitäten 3 und 7 wird scheinbar in Reihe mit der Induktivität
3 und dem Widerstand 4 eine Quelle von Signalschwingungen eingeführt,
deren Stärke mit der Signalfrequenz zunimmt. Diese Schwingungen durchfließen den
geschlossenen Kreis, dervon demWiderstand4, der Induktivität 3 und dem Eingangskreis
des Transistors 6 gebildet wird. Letzterer kann für diese Frequenzen als ein Widerstand
rbb in Reihe mit der Parallelschaltung eines verhältnismäßig kleinen Widerstandes
a're und einer verhältnismäßig großen Kapazität C dargestellt werden. Da die Stärke
dieser Schwingungen mit der Signalfrequenz zunimmt, können sie die Signalschwächung
infolge der Eingangskapazität C des Transistors 6 in beträchtlichem Maße ausgleichen.
Dabei leitet die Induktivität 3 selbst eine viel geringere Abschwächung dieser Schwingungen
ein, als wenn zur Erzielung eines ähnlichen Effektes ohne die Induktivität 7 für
die Induktivität 3 ein höherer Wert gewählt wäre. Mit anderen Worten: die Resonanzfrequenz
der Induktivität 3 mit der Eingangskapazität des zweiten Transistors, welche ein
Maß für die höchste noch zu verstärkende Signalfrequenz ist, wird auf diese Weise
künstlich hoch gehalten.
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In einem praktischen Ausführungsbeispiel mit Transistoren einer Art,
bei denen y'bb = 100 92, y, = 26 S2, a' = 50 und C = 230 pF, also mit einer Grenzfrequenz
F'ca = 360 KHz, wurde ein Widerstand 4 von 330 S2 und eine Induktivität 3 von 10
p.H verwendet. Die Induktivität 7 wird dann vorzugsweise einige Male größer gewählt
als die Induktivität 3. Das Transformationsverhältnis zwischen der Induktivität
3 und der Gesamtinduktivität 3 + 7 war z. B. 1 : 4,5. In diesem Falle konnte die
Bandbreite des Verstärkers bis 6 MHz bei 20 db Verstärkung je Stufe gesteigert werden.
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Naturgemäß könnte eine ähnliche Maßnahme bei Transistoren mit einem
Emitter-Kollektor-Stromverstärkungsgrad größer als 1, die in Basisschaltung betrieben
werden, Anwendung finden.
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In Fig. 2 ist parallel zum Kollektorwiderstand 4 des Transistors 2
ein @ Kondensator $ geschaltet, der vorzugsweise einige Mals größer gewählt wird
als die Eingangskapazität C des Transistors 6. Ferner wird ein Widerstand 9 größer
als der Widerstand 4 parallel zu den beiden Induktivitäten 3 und 7 geschaltet. Bei
einer Bemessung, bei der die Induktivitäten beträchtlich größer gewählt werden,
das Verhältnis zwischen den Widerständen 4 und 9 etwa gleich dem obenerwähnten Transformationsverhältnis
gewählt wird und die Widerstands-Induktivitäts-Kombination 9-3-7 etwa die gleiche
Zeitkonstante wie die Widerstands-Kapazitäts-Kombination 4-8-C haben muß, kann dann
eine noch weitergehende Bandverbreiterung erzielt werden.
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Als Variante dieser Schaltung kann der Widerstand 9 auch z. B. unmittelbar
mit der Speisequelle statt mit dem Verbindungspunkt der Elemente 3, 8 und 4 verbunden
und/oder der Widerstand 4 parallel zu den Elementen 3 und 8 geschaltet werden. Auch
können die gekoppelten Induktivitäten3 und 7 als üblicherherabtransformierender
Transformator ausgebildet werden.