DE1766492C3 - Kopplungsschaltung für einen Fernsehempfänger - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Kopplungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

In Zwischenfrequenz-Verstärkern für Schwarzweißoder Farbfernsehgeräte ist es bekannt, zur Dämpfung des Eigentonträgers und der Nachbarkanal-Tonträger bezüglich des Bildträgers Filterkreise zu verwenden, die man zwei allgemeinen Gruppen zurechnen kann, nämlich den Ketten- oder Abzweigschaltungen und den Nullunterdrückungsschaltungen. Ein Beispiel für eine Kettenfilterschaltung ist eine Folge von gegeneinander verstimmten Kreisen zwischen den Stufen einer Folge von Verstärkern mit sogenannten Absorptionsfallen, die an die Schwingkreise angeschlossen sind. Ein Beispiel für eine Nullunterdrückungsschaltung ist ein überbrücktes T-Glied, wobei die Nullunterdrückung einer speziellen Frequenz vorgenommen wird. In Schwarzweiß-Fernsehempfängern sind Kettenschaltungen seit vielen Jahren üblich. Bei abwechselnd geschalteten Filterkreisen vom Ableit- oder Kettentyp hat die Phasencharakteristik bezüglich des Amplitudenganges einen durch das Phasenminimumkriterium definierten Grenzwert. Dadurch wird verhindert, daß die Phasencharakteristik unabhängig vom gewünschten Amplitudengang gewählt wird. In Farbfernsehempfängern hat es sich erwiesen, daß die Nullunterdrückungsschaltungen den Kettenschaltungen insofern überlegen sind, als sie eine bessere Phasencharakteristik im Frequenzbereich des chromamodulierten Hilfsträger aufweisen. In Farbfernsehempfängern ist also die Verwendung von Sperrfiltern zweckmäßig, die so ausgewählt werden, daß eine Phasencharakteristik nicht durch das Phasenminimumkriterium begrenzt wird. Das sogenannte Bifilar-T-Saugglied, das zum Typ der Nullunterdrür.kungsschaltung gehört, bewirkt die gewünschte Dämpfung des Eigentonträgers, also des Trägers des begleitenden Tonsignals, während gleichzeitig eine bessere Phasencharakteristik im Durchlaßbereich erreicht wird.

Es ist bekannt, das Bifilar-T-Glied zur Dämpfung sowohl des Eigentonträgers als auch der benachbarten Tonträger zu verwenden; bei einer bekannten Schaltung der eingangs genannten Art sind zwischen dem Verbindungspunkt der gleichsinnig in Reihe geschalteten Induktivitäten und Masse zwei Parallelresonanzkreise in Reihe geschaltet, von denen der eine auf 41,25 MHz und der andere auf 47,25 MHz abgestimmt ist (US-PS 3114 889 und »IEEE Transactions on Broadc. and Telev. Rec«, November 1964, Seiten.j60 - 65). Dabei ist es jedoch schwierig, die Saug-Resonanzkreise abzugleichen, da die Einstellung des einen Saugkreises die Abgleichung des zweiten Kreises beeinflußt. Außerdem sind zur Anpassung der negativen Induktivität und des Widerstandes, die durch die Spulenmittelanzapfung des Bifilar-T-Gliedes eingeführt werden, Resonanzkreise mit hohem Gütefaktor Q erforderlich. Wegen dieser Schwierigkeiten wurde das Bifilar-T-Saugglied bisher in der Praxis fast ausschließlich mit nur einem Resonanzschwingkreis verwendet, so daß nur eine einzige Frequenz gedämpft werden konnte.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Kopplungsschaltung der vorliegenden Gattung anzugeben, deren Resonanzkreise eine gute Signaldämpfung für zwei verschiedene Frequenzen ermöglichen und dabei einfacher hergestellt und abgeglichen werden können als bisher.

Die Erfindung löst diese Aufgabe durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1.

Die Erfindung hat den Vorteil, daß die Resonanz der einen Resonanzschaltung wegen ihres niedrigen Induktivität-Kapazität-Verhältnisses kaum durch die andere Schaltung beeinflußt wird und demgemäß ein einfacher Abgleich möglich ist und daß un die Kopplungsschaltung keine hohen Anforderungen etwa hinsichtlich des Q-Faktors gestellt werden müssen, obwohl zwei verschiedene Frequenzen gut gedämpft werden. Die Erfindung eignet sich insbesondere für Bandfilter für den Zwischenfrequenz-Verstärker von Schwarzweißoder Farbfernsehempfängern und für Sperr- oder Saugkreise zur Dämpfung von an das Filter angelegten unerwünschten Signalen.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt. Es zeigt

F i g. 1 ein vereinfachtes schematisches Schaltbild einer Stufen-Kopplungsschaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein schematisches Schaltbild einer Kopplungs schaltung zur Übertragung von Signalen vom Tunei zum ZF-Verstärkerkanal in einem Fernsehempfänger,

Fig.3 ein schematisches Ersatz-Schaltbild eine; Bifilar-T-Gliedes der in F i g. 1 dargestellten Art und

F i g. 4 ein schematisches Schaltbild einer bei Transi storverstärkern verwendeten Kopplungsschaltung.

In Fig.! ist sehematisch eine Resonanz-Bandpaß

schaltung dargestellt, die eine Eingangsklemme / mit einer Ausgangsklemme O verbindet. Zwischen die Eingangsklemme 1 und eine an einem Referenzpotential, beim dargestellten Ausführungsbeispiel Massepotential, liegende Klemme ist eine ZF-Schwingungsquelle 11 mit ihrer charakteristischen Impedanz 12 geschaltet. Ein verstellbarer Koppelkondensator 13 liegt zwischen der Eingangsklemme / und einer Endklemme eines Paares in Reihe geschalteter, miteinander gekoppelter Induktivitäten 14 und 15. Die Induktivitäten 14 und 15 ,₀ sind derart miteinander gleichsinnig in Reihe geschaltet, daß die Induktivität des Paares gleich der Summe der Einzelinrf'iktivitäten zuzüglich der doppelten Gegeninduktivität zwischen ihnen ist. Eine solche gleichsinnige Reihenschaltung ist an sich bekannt. Die andere i<; Endklemme der Serienschaltung aus den Induktivitäten 14 und 15 ist mit der Ausgangsklemme O verbunden. Zwischen der Ausgangsklemme O und Masse liegt eine durch einen Kondensator 16 dargestellte Ausgangsnutzschaltung. Die beiden miteinander gekoppelten Induktivitäten 14 und 15 sind mit den Kondensatoren 16 und 13 sowie mit irgendwelchen Streukapazitäten, die zwischen den Induktivitäten 14,15 vorhanden sein können, in Resonanz, so daß ein Resonanzbandpaß zur Kopplung der Eingangsklemme / mit der Ausgangsklemme O entsteht.

Zur gleichsinnigen Serienschaltung der miteinander gekoppelten Induktivitäten 14 und 15 dient eine Verbindungsleitung 17 vom einen Ende der Induktivität 14 zu einem Ende der Induktivität 15. Wie in F i g. 1 dargestellt ist, ist diese Verbindungsleitung 17 außerdem an eine Klemme / angeschlossen. Parallel zur Induktivität 14 liegt ein veränderbarer Widerstand 18, der eine Steuerung der Unterdrückungs- oder Sperrstelle bei der Saugfrequenz ermöglicht.

Zwischen die Klemme / und Masse ist ein Parallel-Resonarizkreis mit einer verstellbaren Induktivität 19 und einem Kondensator 20 geschaltet. Dieser Parallel resonanzkreis bildet einen kritischen Wert der Induktivität und des Widerstandes zwischen der Klemme / und Masse,, so daß bei der zu sperrenden Frequenz Spannungen entwickelt werden, deren Phase und Amplitude derart sind, daß Spannungen, die bei übereinstimmenden Frequenzen durch die Induktivitäten 14 und 15 erzeugt werden, aufgehoben werden. An der Ausgangsklemme O erscheint somit ein Null-Ausgangssignal, welches der zu sperrenden Frequenz entspricht. Die unerwünschten Signale werden daher stark gedämpft. Eine solche Spannungsaufhebung (weiter oben als »Nullunterdrückung« bezeichnet) würde» wenn sie vollkommen wäre, ein Ausgangssignal vom Wert Null ergeben, und die zu sperrende, d. h. »abgesaugte« Frequenz würde unendlich stark gedämpft werden. Praktisch realisierbare Dämpfungsverhältnisse liegen bei 40 db.

Der Bifilar-T· Bandpaßabsaugkreis wird in der Schaltung nach Fig. 1 insofern verbessert, als bei zwei zu sperrenden Frequenzen eine Dämpfungskerbe vorhanden ist. Der aus der Induktivität 19 und dem Kondensator 20 bestehende Parallelresonanzkreis wird veranlaßt, den kritischen Wert für die induktive Reaktanz und den Widerstand bei zwei gesonderte*. Frequenzen zur Verfügung zu stellen, und zwar dadurch, daß an ihn ein zusätzliches Resonanzglied angeschlossen wird, das aus einer einstellbaren Induktivität 21 und einem Kondensator 22t besteht. Wie in F i g. 1 dargestellt ist, besteht zwischen der Induktivität 19 und der Induktivität 21 eine gegenseitige induktive Kopplung.

Wie weiterhin in F i g. 1 zu sehen ist, bewirkt ein Kondensator 23 eine kapazitive Kopplung zwischen dem ersten und dem zweiten Resonanzkreis. Das die Induktivitäten 19 und 21, die Kondensatoren 20 und 22 und die beschriebene Kopplung enthaltende Netzwerk bildet zwischen der Klemme J und Masse eine Doppelresonanzschaltung, deren Impedanzcharakteristik bei zwei getrennten Frequenzen den kritischen Wert für die induktive Reaktanz und den Widerstand Hefen. In einigen Fällen kann der Kondensator 22 fortgelassen werden. Das zweite Resonanzglied würde dann aus der Serienschaltung aus der Induktivität 21 und dem Kondensator 23 bestehen.

In F i g. 2 ist dargestellt wie die anhand von F i g. 1 beschriebene Bandpaßschaltung in Verbindung mit einem ZF-Verstärkersystem eines Fernsehempfängers verwendet wird. F i g. 2 zeigt einen Hochfrequenz-Tuner 25, dessen ZF-Ausgangsklemme 26 über eine Leitung 27 mit der Eingangsklemme / einer Bandpaß-Resonanzschaltung verbunden ist. Die Ausgangsklemme Oder Bandpaßschaltung ist an das Steuergitter einer Vakuumröhre 28 angeschlossen, welche die erste Verstärkerstufe im ZF-System des Fernsehempfängers darstellt. Die nicht dargestellte Eingangskapazität der Verstärkerröhre 28, die zwischen ihrem Steuergitter und Masse wirksam ist, entspricht dem Kondensator 16 gemäß Fig. 1.

Zusätzlich zu den in F i g. 1 dargestellten Elementen weist die Schaltung nach F i g. 2 einen Hochfrequenz-Überbrückungskondensator 29 auf, der zwischen das untere Ende des aus der Induktivität 19 und dem Kondensator 20 bestehenden Parallelresonanzkreises und Masse geschaltet ist. Ein Entkopplungswiderstand 30 liegt einerseits an einer Quelle für eine AVR-Spannung (Spannung für eine automatische Verstärkungsregelung) und andererseits über die Induktivitäten 15 und 19 am Steuergitter der Röhre 28. Zwischen die Ausgangsklemme Ound das untere Ende des Parallelresonanzkreises 19, 20 ist ferner ein Widerstand 24 geschaltet, der eine Steuerung der Güte bzw. Dämpfung und der Bandbreite ermöglicht.

F i g. 3 zeigt ein äquivalentes Schaltbild der Schaltung nach F i g. 1. Die Eingangsschwingungsquelle 11 und ihre Quellenimpedanz 12 ist, wie in der Darstellung zu sehen ist, an die Eingangsklemme / angeschlossen, und der Ausgangsnutzkreis wird wie in F i g. 1 durch einen Kondensator 16 repräsentiert. Der veränderliche Koppelkondensator 13 liegt zwischen der Eingangsklemme / und einer Endklemme der äquivalenten Schaltungsanordnung für die Induktivitäten 14 und 15. Die äquivalente Schaltungsanordnung für die Elemente 14, 15 und 18 ist ein induktives T-Glied, das zwei Serieninduktivitäten 33 und 34 und eine Querinduktivität 35 enthält. In F i g. 3 ist L₁ der Induktivitätswert der Induktivität 14, gemessen bei offenem Kreis der Induktivität 15. L₂ ist der Induktivitätswert der Induktivität 15, gemessen bei offenem Kreis der Induktivität 14. Der Wert für M kann bei niedrigen Frequenzen dadurch erhalten werden, daß man die gleichsinnig in Reihe geschalteten Induktivitäten 14 und 15 mißt und für die Gesamtinduktivität die folgende Formel verwendet:

L₁ = L₁ + L₂ + 2 M.

Da Lu L₂ und L_t bekannt sind, kann M bestimmt werden. Wenn die beiden Induktivitäten 14„ 15 gleich und fest miteinander gekoppelt sind, wie es beispielswei-

se in einer bifilar-gewickelten Spule der Fall ist, dann ist L_x = L₂ = M.

Für die äquivalente Schaltung nach F i g. 3 sei angenommen, daß Li, L₂ und M untereinander gleich und jeweils gleich dem Wert L sind. Ferner sei angenommen, daß die Induktivitäten 14,15 nach Fi g. 1 für die äquivalente Schaltung verlustfrei sind und eine unendlich große Güte Q besitzen. Das äquivalente induktive T-Glied enthält die beiden in Reihe geschalteten Induktivitäten 33 und 34, deren Werte L\ + M und Li + M betragen. Da Li, Li und M gleich L sind, sind die Induktivitäten 33 und 34 jeweils gleich 2 Z. Zwischen den Induktivitäten 33 und 34 ist ein Verbindungspunkt N dargestellt. Diese elektrische Verbindung ist ein nicht körperlich realisierbarer Punkt, so daß bezüglich dieses Punktes Vorsicht geboten ist. Im äquivalenten T-Kreis ist zwischen den Verbindungspunkt Nund die Klemme J eine zusätzliche Induktivität 35 geschaltet, deren Wert eine negative Gegeninduktivität M ist. Zwischen den Verbindungspunkt N und die Klemme J ist ferner in Serie mit der Induktiviät 25 ein negativer V/iederstand 36 mit folgendem Wert geschaltet:

-u,² (L + M)²

Rb'\si der Widerstand des parallel zur Indunktivität 14 gemäß F i g. 1 geschalteten Überbrückungswiderstandes 18 und ω ist 2π multipliziert mit der Schwingungsfrequenz. In der äquivalenten Schaltung gemäß F i g. 3 sind ferner zwei Widerstände 31 und 32 in Reihe mit den Induktivitäten 33 und 34 geschaltet. Ebenso wie der Widerstand 36 repräsentieren die Widerstände 31 und 32 den transformierten Wert des Überbrückungswiderstandes 18. Der Wert der Widerstände 31 und 32 ist jeweils gleich:

2o,²{L + M)²

Das Bindeglied zwischen der Klemme J und Masse ist mit X, bezeichnet. Dieses Glied hat die Aufgabe, die negative Gegeninduktivität 35 und den negativen Widerstand 36 an eine komplementäre positive Induktivität und einen positiven Widerstand anzupassen. Bei der Saugfrequenz wird die Summe der Impedanzen zwischen Verbindungspunkt N und Masse Null betragen. Im Falle einer »Nullimpedanz« ist die Schwingungsquelle 11 von der Nutzschaltung bzw. dem Kondensator 16 entkoppelt.

Im ZF-Verstärker eines Fernsehempfängers sind die unerwünschten, zu sperrenden bzw. abzusaugenden Frequenzen die Eigentonträgerschwimgung bei 41,25 MHz und die Trägerschwingung für den Nachbarkanalton bei 47,25 MHz. Die kritische Impedanz für die Sperrung bei 47,25 MHz wird durch den die Induktivität 19 und den Kondensator 20 enthaltenden Parallelresonanzkreis gewährleistet. Dieser Kreis ist so abgestimmt, daß Komponenten für die induktive Reaktanz und für den Widerstand vorhanden sind, durch welche bei 47,25 MHz die negativen Komponenten der induktiven Reaktanz 35 und des Widerstandes 36 aufgehoben werden. Bei einem bereits erprobten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der Parallelresonanzkreis in der Nähe von 50 mHz abgestimmt und besitzt einen niedrigen Gütefaktor Qund ein niedriges Verhältnis der Induktivität zur Kapazität.

Mit dem Parallelresonanzkreis aus der Induktivität 19 und dem Kondensator 20 ist ein zweiter Parallelresonanzkreis gekoppelt, der die Induktivität 21 und den Kondensator 22 enthält und die Impedanz für eine Sperre oder »Absaugung« bei 41,25 MHz liefert. Der zweite Parallelresonanzkreis besitzt einen relativ hohen Gütefaktor Q und ein hohes Verhältnis von Induktivität zu Kapazität. Dieser Kreis ist so abgestimmt, daß er Werten für die induktive Reaktanz und den Widerstand zwischen der Klemme / und Masse entspricht, durch die

ίο bei 41,25 MHz die negative induktive Reaktanz 35 und der negative Widerstand 36 aufgehoben werden. Bei einer praktischen Ausführungsform befindet sich der zweite Kreis aus der Induktivität 21 und dem Kondensator 22, wenn er vom ersten Resonanzkreis 19, 20 abgekoppelt ist, bei 49,5 MHz in Resonanz. Die beiden Resonanzkreise sind im wesentlichen auf die gleiche Frequenz abgestimmt und können, wenn sie miteinander gekoppelt sind, als überkoppeltes, doppelt abgestimmtes Netzwerk angesehen werden. Wenn die beiden Kreise zusammengekoppelt sind, wird die Resonanzfrequenz des zweiten Kreises wegen seines hohen Induktivität-Kapazität-Verhältnisses wesentlich abgeändert, nämlich auf ungefähr 41,9MHz. Im Gegensatz hierzu wird die Resonanz des ersten Resonanzkreises wegen seines niedrigen Verhältnisses von Induktivität zu Kapazität und wegen seiner niedrigen Impedanz praktisch nicht beeinflußt. Die für eine Überkopplung der beiden Resonanzglieder erforderliche Kapazität des Kondensators 23 ist im Vergleich mit dem Kondensator 20 klein. Daher wird die Resonanz des ersten Resonanzkreises nicht wesentlich durch die über den Kondensator 23 eingekoppelte Impedanz des zweiten Kreises beeinträchtigt.

Bei der Abgleichung wird die Induktivität 19 für minimales Ansprechen des Gesamtnetzwerkes bei der fersten Frequenz 47,25 MHz eingestellt. Sodann wird die Induktivität 21 für minimales Ansprechen des Gesamtnetzwerkes bei der zweiten Frequenz 41,25MHz justiert. Während dieses Schrittes ist die Verstimmung des ersten Resonanzkreises gering, und möglicherweise ist keine Wiederholung der Abgleichung erforderlich.

Bei der Auslegung des ZF-Systems ist es wünschenswert, daß der Nachbarkanal-Tonträger mit einer breiten Saugkerbe stark gedämpft wird, so daß die Frequenzmodulation des Tonträgers ihn nicht aus der Kerbe herausführt. Wenn der 47,25 MHz-Nachbartonträger nicht gedämpft wird, wird er sich außerdem dem empfangenen Bildträger bei 45,75 MHz überlagern, wodurch ein in starkem Maße sichtbares Schwebungsmuster hervorgerufen wird. Die somit wünschenswerte hohe Dämpfung und eine breite Kerbe werden durch entsprechende Auswahl der Resonanzfrequenz des ersten Resonanzkreises und durch dessen Induktivität-Kapazität-Verhältnis gewährleistet. Der Gütewert Q des Resonanzkreises 19, 20 wird so gewählt, daß die Widerstandskomponente dieses Kreises zum negativen Wiederstand 36 paßt. Für das Absaugen des unerwünschten Nachbartonträgers erreicht man auf diese Weise eine nahezu vollkommene Unterdrückung bzw

Aufhebung. Bei der Abgleichung kann dann der Wen des veränderlichen Widerstandes 18 parallel zui Induktivität 14 für den genauen negativen Widerstands wert in der äquivalenten Schaltung justiert werden, dif Unterdrückung wird dann für den Nachbartonträgei

f>5 optimal.

Die Absaugung oder Unterdrückung des begleiten den oder Eigentonträgers wirft insofern ein andere; Problem auf, als die Kerbe in der Frequenzkurve schar

und nicht zu tief sein soll. Das heißt, die Dämpfung des Tones sollte bezüglich der Frequenz genügend scharf sein, so daß nicht die im hohen Videofrequenzteil des Durchlaßbereiches übertragenen Farbseitenbänder beeinträchtigt werden, und die Dämpfung sollte ausreichen, um eine 920-kHz-Schwebung mit dem Farbhilfsträger zu vermeiden. Da der Eigenton aber das gewünschte Signal ist, ist eine totale Dämpfung allgemein nicht erwünscht. Der Eigentonträger liegt bei 41,25MHz, und der zweite Parallelresonanzkreis befindet sich bei einer etwas höheren Frequenz in Resonanz, wenn er an den ersten Resonanzkreis angekoppelt ist Da die Kreise überkoppeit, aiso doppeltresonant sind, liefert die Endklemme des ersten Kreises die richtige induktive Reaktanz bei 41,25 MHz. Der Widerstandswert kann jedoch ungenau sein. Sie muß zwar nicht unbedingt der Fall sein, da nicht immer eine hohe Dämpfung gewünscht wird, doch ist durch eine entsprechende Justierung des Koppelkondensators 23 eine Einstellung des zwischen der Klemme / und Masse herrschenden Widerstandswertes möglich. Die Erfindung gibt also eine optimale Schaltungsanordnung an, welche die richtige Induktivität und den richtigen Widerstand bei zwei ausgewählten Frequenzen gewährleistet.

Als Anwendung der Erfindung auf einen Transistor-ZF-Verstärker mit einer Transistoreingangsstufe 42 ist in F i g. 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel dargestellt.

Sehr bewährt hat sich eine Schaltungsanordnung, die mit der oben beschriebenen Röhrenschaltung bis auf das Merkmal übereinstimmt, daß an der Ausgangsklemme O des Bandpasses ein Anpassungsglied liegt. Dieses Anpassungsglied weist einen Widerstand 41 und einen Kondensator 40 auf, die in Serie zwischen die Ausgangsklemme Ound die Basis der Transistorstufe 42 geschaltet sind. Die in Fig.4 mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 versehenen Schaltungselemente üben die entsprechende, bereits erläuterte Funktion aus.

In der nachfolgenden Liste sind repräsentative Werte von im Ausführungsbeispiel der Erfindung nach F i g. 2 verwendeten Schaltungskomponenten angegeben.

Einstellbarer Kondensator 13
Kondensator 20
Kondensator 22
Kondensator 23
Kondensator 29
Einstellbarer Widerstand 18
Widerstand 30
Widerstand 24
Einstellbare Induktivität 14
Einstellbare Induktivität 15
Einstellbare Induktivität 19
Einstellbare Induktivität 21

3-15pF
91 pF
15 pF
5pF
1000 pF
15kOhm
100 kOhm
5,6 kOhm
0,4-0,82 μΗ
0,34-0,51 μΗ
0,159-0,195 μΗ
0,678-1,16 μΗ

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

709 636/6!

Claims (3)

I-J Λ J-» I υΰ 492 Patentansprüche:

1. Kopplungsschaltung für einen Fernsehempfänger zur Dämpfung von Signalen mindestens zweier unterschiedlicher Frequenzen aus einem Signalband, mit zwei miteinander gekoppelten, zwischen die Eingangs- und Ausgangsklemmen der Schaltung gleichsinnig in Reihe geschalteten Induktivitäten und mit einem an die Verbindung zwischen den Induktivitäten angeschlossenen Parallelresonanzkreis, der mit einem weiteren Resonanzglied gekoppelt ist, wobei der Parallelresonanzkreis zur Dämpfung von Signalen einer ersten Frequenz aus dem durch die Kopplungsschaltung übertragenen Frequenzband und das weitere Resonanzglied zur Dämpfung einer zweiten, unterschiedlichen Frequenz abgestimmt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Resonanzglied (21,22) parallei zu dem Parallelreson.nnzkreis {19, 20) geschaltet ist und daß das Verhältnis aus der Induktivität zur Kapazität einer der beiden Resonanzschaltungen niedrig im Verhältnis zu demjenigen der anderen Resonanzschaltung ist.

2. Kopplungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Resonanzglied (21, 22) einen zweiten Parallelresonanzkreis enthält, der mit dem ersten Resonanzkreis 19, 20) induktiv und/oder kapazitiv gegenseitig gekoppelt ist.

3. Kopplungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Parallelresonanzkreis (21,22) mit hohem Induktivität-Kapazität-Verhältnis einen höheren Gütefaktor Q aufweist als der andere Resonanzkreis (19, 20) mit niedrigem Induktivität-Kapazität-Verhältnis und zur Dämpfung von Signalen mit der Frequenz der Eigenton-Trägerschwingung eines Fernsehsignals abgestimmt ist, während der andere Resonanzkreis zur Dämpfung von Signalen mit der Frequenz der Tonträgerschwingung eines Nachbarkanalsignals abgestimmt ist.