DE1766492A1 - Kopplungsschaltung zur Daempfung von Signalen - Google Patents

Description

6600-68/H/Bg 17CC/OO

RCA 57857 1/66492

U.S.Ser.lio. 644 153
Piled June 7, 1967

Radio Corporation of America New York, N.Y. (Y.St.A.)

Kopplungsschaltung zur Dämpfung von Signalen

Die Erfindung betrifft eine Kopplungsschaltung zur Dämpfung von Signalen mindestens zweier unterschiedlicher Frequenzen aus einem Sign alt) and, mit zwei miteinander gekoppelten, zwischen die Eingangs- und Ausgangsklemmen der Schaltung gleichsinnig in Reihe geschalteten Induktivitäten und mit einem an die Verbindung zwischen den Induktivitäten angeschlossenen Parallel-Resonanzkreis.

Insbesondere betrifft die Erfindung Bandfilter für den Zwischenfrequenzverstärker von Schwarzweiß- oder Farbfernsehempfängern und für Sperr- oder Saugkreise zur Dämpfung von an das Filter angelegten unerwünschten Signalen.

In Zwischenfrequenz-Yerstärkern für Schwarzweiß- oder Farbfernseiigeräte ist es bekannt, zur Dämpfung des Eigentonträgere und des Nachbarkanal-Tonträgers bezüglich des Bildträgere TÜÜTterkreise zu verwenden, die man zwei allgemeinen Gruppen zurechnen kann, nämlich den Ketten- oder

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Abzweigschaltungen und den Nullunterdrückungsschaltungen. Ein Beispiel für eine Kettenfilterschaltung ist eine Folge von gegeneinander verstimmten Kreisen zwischen den Stufen einer Folge von Verstärkern mit sogenannten Absorptionsfallen, die an die abgestimmten Kreise angeschlossen sind. Ein Beispiel für eine Nullunterdrückungsschaltung ist ein überbrücktes T-Glied, wobei die Nullunterdrückung einer speziellen Frequenz vorgenommen wird. In Schwarzweiß-Fernsehempfängern sind Kettenschaltungen seit vielen Jahren üblich. Abwechselnd geschaltete Filterkreise vom Ableit- oder Kettentyp weisen eine Phasencharakteristik bezüglich des Amplitudenganges auf, der einen durch das Phasenminimumkriterium definierten Grenzwert besitzt. Dadurch wird verhindert, daß die Phasencharakteristik unabhängig vom gewünschten Amplitudengang gewählt wird. In Farbfernsehempfängern hat es sich erwiesen, daß die Nullunterdrückungsschaltungen den Kettenschaltungen insofern überlegen sind, als sie eine bessere Phasencharakteristik im Frequenzbereich des chromamodulierten Hilfsträgers aufweisen.

In Farbfernsehempfängern ist also die Verwendung von Sperrfiltern zweckmäßig, die so ausgewählt werden, daß eine Phasencharakteristik nicht durch das Phasenminimumkriterium begrenzt wird. Das sogenannte Bifilar-T-Saugglied, das zum Typ der Nullunterdrückungeschaltung gehört, bewirkt die gewünschte Dämpfung des Eigentonträgers, also

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des Trägers des begleitenden Tonsignals, während gleichzeitig eine bessere Phasencharakteristik im Durchlaßbereich erreicht wird. Es ist bekannt, das Bifilar-T-Glied zur Dämpfung sowohl des Eigentonträgers als auch des benachbarten Tonträgars zu verwenden. Dabei ist es jedoch schwierig, die Saug-Resonanzkreise abzugleichen, da die Einstellung des einen Saugkreises die Abgleichung des zweiten Kreises beeinflußt. Außerdem sind zur Anpassung der negativen Induktivität und des Widerstandes, die durch die Spulen mittelanzapfung des Bifilar-T-Gliedes geliefert werden, Resonanzkreise mit hohem Gütefaktor Q und einem niedrigen Induktivitäts-Kapazitäts-Yerhältnis erforderlich. Wegen dieser Schwierigkeiten wurde das Bifilar-T-Saugglied bisher fast ausschließlich mit nur einem Resonanzschwingkreis verwendet, sodaß nur eine einzige Dämpfungssaugfrequenz erzielbar war.

Die Erfindung bezweckt, eine Bandpaß-Koppelschaltung vom Nullunterdrückungstyp anzugeben, in welcher eine hohe Signaldämpfung für zwei Frequenzen möglich ist. Die Schaltung soll aus Komponenten mit leicht erkennbaren Werten bestehen· Die Schaltung soll ferner direkt und ohne weiteres abgleichbar sein.

Eine Bandpaß-Kopplungsschaltung der eingangs genannten Art enthält erfindungsgemäß ein weiteres Resonanzglied, das mit dem Parallelresonanzkreis verbunden ist und ebenso wie

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dieses eine Induktivität und eine Kapazität besitzt. Das Verhältnis aus der Induktivität zur Kapazität einer der beiden Resonanzschaltungen ist niedrig bezüglich desjenigen der anderen Schaltung. Der Parallelresonanzkreis ist zur Dämpfung von Signalen einer ersten Frequenz aus dem durch die Kopplungsschaltung übertragenen Frequenzband abgestimmt, das weitere Resonanzglied zur Dämpfung von ^ Signalen einer zweiten, unterschiedlichen Frequenz ebenfalls in einem durch die Schaltung übertragenen Frequenzband.

Anhand der Zeichnung bevorzugte Ausführungsbeispiele sei die Erfindung im folgenden näher erläutert.

Fig. 1 ist ein vereinfachtes schematisches Schaltbild einer Zwischenstufen-Kopplungsschaltung gemäß der Erfindung?

Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild einer Zwischenstufen-Kopplungsschaltung zur Übertragung von Signalen vom " Tuner zum ZF-Verstärkerkanal in einem Fernsehempfänger;

Fig. 3 ist ein äquivalentes, schematisches Schaltbild eines Bifilar-T-Gliedes der in Fig. 1 dargestellten Art; und

Fig. 4 ist ein schematisches Schaltbild einer bei Transistorverstärkern verwendeten Kopplungsschaltung·

In Fig. 1 ist schematisch eine Resonanz-Bandpaßschaltung dargestellt, die eine Eingangsklemme I mit einer Ausgangsklemme 0 verbindet. Zwischen die Eingangsklemme I und eine

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an einem Referenzpotential, beim dargestellten Ausführungsbeispiel Massepotential, liegende Klemme ist eine ZP-Schwingungsquelle 11 mit ihrer charakteristischen Impedanz 12 geschaltet. Ein verstellbarer Koppelkondensator

13 liegt zwischen der Eingangsklemme I und einer Endklemme eines Paares in Reihe geschalteter, miteinander gekoppelter Induktivitäten 14 und 15· Die Induktivitäten 14 und 15 sind derart miteinander gleichsinnig in Reihe geschaltet, daß die Induktivität des Paares gleich der oumme der Einzelinduktivitäten zuzüglich der doppelten Gegeninduktivität zwischen ihnen ist. Eine solche gleichsinnige Reihenschaltung ist an sich bekannt. Die andere Endklemme der Serienschaltung aus den Induktivitäten 14 und 15 ist mit der Ausgangsklemme 0 verbunden. Zwischen der Ausgangsklemme 0 und Masse liegt eine durch einen Kondensator 16 dargestellte Ausgangsnutzschaltung. Die beiden miteinander gekoppelten Induktivitäten

14 und 15 sind mit den Kondensatoren 16 und 13 sowie mit irgendwelchen Streukapazitäten, die zwischen den Induktivitäten 14, 15 vorhanden sein können, in Resonanz, sodaß ein Resonanzbandpaß zur Kopplung der Eingangsklemme I mit der Ausgangsklemme 0 entsteht.

Zur gleichsinnigen Serienschaltung der miteinander gekoppelten Induktivitäten 14 und 15 dient eine Verbindungsleitung 17 vom einen Ende der Induktivität 14 zu einem Ende der Induktivität 15. Wie in Fig. 1 dargestellt ist, ist diese Verbindungsleitung 17 außerdem an eine Klemme J

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angeschlossen. Parallel zur Induktivität 14 liegt ein veränderlicher Widerstand 18, der eine Steuerung der Unterdrückungscder Sperrstelle bei der Saugfrequenz ermöglicht,

Zwischen die Klemme J und Masse ist ein Parallel-ttesonanzkreis mit einer verstellbaren Induktivität 19 und einem Kondensator 20 geschaltet. Dieser Parallelresonsnzkreis bildet einen kritischen Wert der Induktivität und des Widerstandes zwischen der Klemme J und Masse, so daß bei der zu sperrenden Frequenz Spannungen entwickelt werden, deren Phase und Amplitude derart sind, daß Spannungen, die bei übereinstimmenden Frequenzen durch die Induktivitäten 14 und 15 erzeugt werden, aufgehoben werden. An der Ausgangsklemme 0 erscheint somit ein Null-Ausgangssignal, welches der zu sperrenden Frequenz entspricht. Die unerwünschten Signale werden daher stark gedämpft. Eine solche Spannungsaufhebung (weiter oben als "Nullunterdrückung" bezeichnet) würde, wenn sie vollkommen wäre, ein Ausgangssignal vom Wert Full ergeben, und die zu sperrende, d.h. "abgesaugte" Frequenz würde unendlich stark gedämpft werden. Praktisch realisierbare Dämpfungsverhältnisse liegen bei 40 db.

Der Bifilar-T-Bandpaßabsaugkreis wird in der Schaltung nach Fig. 1 insofern verbessert, als bei zwei zu sperrenden Frequenzen eine Dämpfungskerbe vorhanden ist. Der aus der Induktivität 19 und dem Kondensator 20 bestehende Parallelresonanzkreis wird veranlaßt, den kritischen Wert für die

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induktive Reaktanz und den Widerstand bei zwei gesonderten Frequenzen zur Verfügung zu stellen, und zwar dadurch, daß an ihn ein zusätzliches Resonanzglied angeschlossen wird, das aus einer einstellbaren Induktivität 21 und einem Kondensator 22 besteht. Wie in Figo 1 dargestellt ist, besteht zwischen der Induktivität 19 und der Induktivität 21 eine gegenseitige induktive Kopplung. Wie weiterhin in Fig. 1 zu sehen ist, bewirkt ein Kondensator 23 eine kapazitive Kopplung zwischen dem ersten und dem zweiten Resonanzkreis. Das die Induktivitäten 19 und 21, die Kondensatoren 20 und 22 und die beschriebene Kopplung enthaltende Netzwerk bildet zwischen der Klemme J und Masse eine Doppelresonanzschaltung, deren Impedanzcharakteristik bei zwei getrennten Frequenzen den kritischen Wert für die induktive Reaktanz und den Widerstand liefert. In einigen Fällen kann der Kondensator 22 fortgelassen werden. Das zweite Resonanzglied würde dann aus der Serienschaltung aus der Induktivität 21 und dem Kondensator 23 bestehen.

In Fig. 2 ist dargestellt wie die anhand von Fig. 1 beschriebene Bandpaßschaltung in Verbindung mit einem ZF-Verstärkersystem eines Fernsehempfängers verwendet wird. Fig. 2 zeigt einen Hochfrequenz-Tuner 25, dessen ZF-Ausgangsklemme 26 über eine Leitung 27 mit der Eingangsklemme I einer Bandpaß-Resonanzschaltung verbunden ist. Die Ausgangsklemme 0 der Bandpaßschaltung ist an das Steuergitter

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einer Vakuumröhre 28 angeschlossen, welche die erste Yerstärkerstufe im ZF-System des Fernsehempfängers darstellt. Die niceht dargestellte Eingangskapazität der Verstärkerröhre 28, die zwischen ihrem Steuergitter und Masse wirksam ist, entspricht dem Kondensator 16 gemäß Fig. 1.

Zusätzlich zu den in Fig_e 1 dargestellten Elementen weist die Schaltung nach Fig, 2 einen Hochfrequenz-Überbrückungskondensator 29 auf, der zwischen das untere Ende des aus der Induktivität 19 und dem Kondensator 20 bestehenden Parallelresonanzkreises und Masse geschaltet ist. Ein Entkopplungswiderstand 50 liegt einerseits an einer Quelle für eine AVR-Spannung (Spannung für eine automatische Verstärkungsregelung) und andererseits über die Induktivitäten 15 und 19 am Steuergitter der Röhre 28. Zwischen die Ausgangsklemme 0 und das untere Ende des Parallelresonanzkreises 19, 20 ist ferner ein Widerstand 24 geschaltet, der eine

und
Steuerung der Güte bzw· Dämpfung /der Bandbreite ermöglicht.

Fig. 3 zeigt ein äquivalentes Schaltbild der Schaltung nach Fig. 1. Die Eingangsschwingungsquelle 11 und ihre Quellenimpedanz 12 ist, wie in der Darstellung zu sehen ist, an die Eingangsklemme I angeschlossen, und der Ausgangsnutzkreis wird wie in Fig. 1 durch einen Kondensator 16 repräsentiert. Der veränderliche Koppelkondensator 13 liegt zwischen der Eingangsklemme I und einer Endklemme der äquivalenten Schaltungsanordnung für die Induktivitäten 14 und 15. Die äqui-

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valente Sciialtungsanordnung für die Elemente 14, 15 und 18 ist ein induktives T-Glied, das zwei Serieninduktivitäten 33 und 34 und eine Querinduktivität 35 enthält. In Pig» 3 ist L.. der Induktivitätswert der Induktivität 14, gemessen bei offenem Kreis der Induktivität 15. L₂ i^s^ der Induktivitätswert der Induktivität 15, gemessen bei offenem Kreis der Induktivität 14. Der Wert für M kann bei niedrigen Frequenzen dadurch erhaltenverden, daß man die gleichsinnig in Reihe geschalteten Induktivitäten 14 und 15 mißt und für die Gesamtinduktivität die folgende Formel verwendet}

L, = I₁ + L₀ + 2M

Da L.,, I₀ und L₊ bekannt sind, kann M bestimmt werden. Wenn die beiden Induktivitäten 14, 15 gleich und fest miteinander gekoppelt sind, wie es beispielsweise in einer bifilar-gewiekelten Spule der Fall ist, dann ist L₁ = Lp = M.

Für die äquivalente Schaltung nach Fig. 3 sei angenommen, daß L₁, L₂ und M untereinander gleich und jeweils gleich dem Wert L sind. Ferner sei angenommen, daß die Induktivitäten 14, nach Fig. 1 für die äquivalente Schaltung verlustfrei sind und eine unendlich große Güte Q besitzen. Das äquivalente induktive T-Glied enthält die beiden in fieihe geschalteten Induktivitäten 33 und 34, deren Werte L-j + M und L₂ + M betragen. Da L-, L₂ und M gleich L sind, sind die Induktivitäten 33 und 34 jeweils gleich 2L. Zwischen den Indukti-

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vitäten 33 und 34 ist ein Verbindungspunkt IT dargestellt. Diese elektrische Verbindung ist ein nicht körperlich realisierbarer Punkt, sodaß bezüglich dieses Punktes Vorsicht geboten ist. Im äquivalenten T-Kreis ist zwischen den Verbindungspunkt N und die Klemme J eine zusätzliche Induktivität 35 geschaltet, deren Wert eine negative Gegeninduktivität M ist β Zwischen den Verbindungspunkt N und die Klemme J ist ferner in Serie mit der Induktivität 25 ein negativer Widerstand 36 mit folgendem Wert geschaltet» -\m² (I + M)²

^Rb

E, ist der Widerstand des parallel zur Induktivität 14 gemäß Mg· 1 geschalteten tiberbrückungswiderstandes 18 und w ist 2^ multipliziert mit der Schwingungsfrequenz. In der äquivalenten Schaltung gemäß Fig. 3 sind ferner zwei Widerstände 31 und 32 in Reihe mit den Induktivitäten 33 und 34 geschaltet. Ebenso wie der Widerstand 36 repräsentieren die Widerstände 31 und 32 den transformierten Wert des Überbrückungswiderstandes 18. Der Wert der Widerstände 31 und 32 ist jeweils gleich!

2 vJ² (I + M)²

^Rb

Das Blindglied zwischen der Klemme J und Masse ist mit X^. bezeichnet. Dieses Glied hat die Aufgabe, die negative Gegeninduktivität 35 und den negativen Widerstand 36 an eine komplementäre positive Induktivität und einen positiven

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Widerstand anzupassen. Bei der Saugfrequenz wird die Summe der Impedanzen vom Verbindungspunkt Ή und Masse Null betragen. Im Falle einer "Fullimpedanz" ist die Schwingungsquelle 11 von der Nutzschaltung bzw. dem Kondensator 16 entkoppelt.

Im ZF-Verstärker eines Fernsehempfängers sind die unerwünschten, zu sperrenden bzw. abzusaugenden Frequenzen die Eigentonträgerschwingung bei 4-1,25 MHz und die Trägerschwingung für den Nachbarkanalton bei 47,25 MHz. Die kritische Impedanz für die Sperrung bei 4-7,25 MHz wird durch den die Induktivität 19 und den Kondensator 20 enthaltenden Parallelresonanzkreis gewährleistet. Dieser Kre^s ist so abgestimmt, daß Komponenten für die induktive Reaktanz und für den Widerstand vorhanden sind, durch welche bei 47,25 MHz die negativen Komponenten der induktiven Reaktanz 35 und des Widerstandes 36 aufgehoben werden. Bei einem bereits erprobten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der Parallelresonanzkreis in der Nähe von 50 MHz abgestimmt und besitzt einen niedrigen Gütefaktor Q und ein niedriges Verhältnis der Induktivität zur Kapazität.

Mit dem Parallelresonanzkreis aus der Induktivität 19 und dem Kondensator 20 ist ein zweiter Parallelresonanzkreis gekoppelt, der die Induktivität 21 und den Kondensator 22 enthält und die Impedanz für eine Sperre oder

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"Absaugung" bei 41,25 MHz liefert. Per zweite Parallelresonanzkreis besitzt einen relatiT hohen Gütefaktor Q und ein hohes Verhältnis von Induktivität zu Kapazität. Dieser Kreis ist so abgestimmt, daß die induktive Reaktanz und der Widerstand zwischen der Klemme J und Masse reflektiert und bei 41,25 MHz die negative induktive Reaktanz 55 und der negative Widerstand 36 aufgehoben werden, Bei einer praktischen Ausführungsform befindet sich der zweite Kreis aus der Induktivität 21 und. dem Kondensator 22, wenn er vom ersten Resonanzkreis 19, 20 abgekoppelt ist, bei 49,5 MHz in Resonanz. Die beiden Resonanzkreise sind im wesentlichen auf die gleiche Frequenz abgestimmt und können, wenn sie miteinander gekoppelt sind, als überkoppeltes, doppelt abgestimmtes Netzwerk angesehen werden. Wenn die beiden Kreise zusammengekoppelt sind, wird die Resonanzfrequenz des zweiten Kreises wegen seines hohen Induktivität-Kapazität-Verhältnisses wesentlich abgeändert, nämlich auf ungefähr 41,9 MHz. Im Gegensatz hierzu wird die Resonanz des ersten Resonanzkreises wegen seines niedrigen Verhältnisses von Induktivität zu Kapazität und wegen seiner niedrigen Impedanz praktisch nicht beeinflußt. Die für eine Überkopplung der beiden Resonanzglieder erforderliche Kapazität des Kondensators 23 ist im Vergleich mit dem Kondensator 20" klein. Daher wird die Resonanz des ersten Resonanzkreises nicht wesentlich durch die über den Kondensator 23 eingekoppelte Impedanz des zweiten Kreises beeinträchtigt.

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der Abgleichung wird die Induktivität 19 für Ätnixnales Ansprechen dea Gesamtnetzwerkes "bei der ersten frequenz 47,25 MHz eingestellt. Sodann wird die Induktivität 21 für minimales Ansprechen des Gesamtnetzwerkes bei der zweiten Frequenz 41,25 MHz justiert. Während dieses Schrittes ist die Verstimmung des ersten Resonanzkreises gering, und möglicherweise ist keine Wiederholung der Abgleichung erforderlich.

Bei der Auslegung des ZF-Systems ist es wünschenswert, daß der Nachbarkanal-Ionträger mit einer breiten Saugkerbe stark gedämpft wird, sodaß die Frequenzmodulation des Tonträgers ihn nicht aus der Kerbe herausführt. Wenn der 47,25 MHz-Nachbartonträger nicht gedämpft wird, wird er sich außerdem dem empfangenen Bildträger bei 45,75 MHz überlagern, wodurch ein in starkem Maße sichtbares Schwebungsmuster hervorgerufen wird. Die somit wünschenswerte hohe Dämpfung und eine breite Kerbe werden durch entsprechende Auswahl der Resonanzfrequenz des ersten Resonanzkreises und durch dessen Induktivität-Kapazität-Verhältnis gewährleistet. Der Gütewert Q des Hesonanzkreises 19, 20 wird so gewählt, daß die Widerstandskomponente dieses Kreises zum negativen Widerstand 36 paßt. Pur das Absaugen des unerwünschten Nachbartonträgers erreicht man auf diese Weise eine nahezu vollkommene Unterdrückung bzw. Aufhebung, Bei der Abgleichung kann dann der Wert des veränderlichen Widerstandes 18 parallel zur Induktivität 14 für den ge-

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nauen negativen Widerstandswert in der äquivslenten Schaltung justiert werden, die Unterdrückung wird dann für den Nachbartonträger optimal.

Die Absaugung oder Unterdrückung des begleitenden oder Eigentonträgers wirft insofern ein anderes Problem auf, als die Kerbe in der Frequenzkurve scharf und nicht zu tief sein soll. D.h., die Dämpfung des Tones sollte bezüglich der Frequenz genügend scharf sein, sodaß nicht die im hohen Videofrequenzteil des Durchlaßbereiches übertragenen Farbseitenbänder beeinträchtigt werden, und die Dämpfung sollte ausreichen, um eine 920 kHz-Schwebung mit dem Farbhilfsträger zu vermeiden. Da der Eigenton aber das gewünschte Signal ist, ist eine totale Dämpfung allgemein nicht erwünscht. Der Eigentonträger liegt bei 41,25 MHz, und der zweite Parallelresonanzkreis befindet sich bei einer etwas höheren Frequenz in Resonanz, wenn er an den ersten Resonanzkreis angekoppelt ist. Da die Kreise überkoppelt, also doppeltreaonant sind, liefert die Endklemme des ersten Kreises die richtige induktive Reaktanz bei 41,25 MHz. Der Widerstandswert kann jedoch ungenau sein. Dies muß zwar nicht unbedingt der Fall sein, da nicht immer eine hohe Dämpfung gewünscht wird, doch ist durch eine entsprechende Justierung des Koppelkondensators 23 eine Einstellung des zwischen der Klemme J und Masse herrschenden Widerstandswertes möglich. Die Erfindung gibt also eine

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optimale Schaltungsanordnung an, welche die richtige Induktivität und den richtigen Widerstand "bei zwei ausgewählten Frequenzen gewährleistet.

Als Anwendung der Erfindung auf einen Transistor-ZF-Yerstärker mit einer Transistoreingangsstufe 42 ist in Fig. 4 ein weiteres Ausführungsbeispiel dargestellt. Sehr bewährt hat sich eine Schaltungsanordnung, die mit der oben beschriebenen Eöhrenschaltung bis auf das Merkmal übereinstimmt, daß ee an der Ausgangsklemme 0 des Bandpasses ein Anpassungsglied liegt. Dieses Anpassungsglied weist einen Widerstand 41 und einen Kondensator 40 auf, die in Serie zwischen die Ausgangsklemme 0 und die Basis der Transistorstufe 42 geschaltet sind. Die in Pig. 4 mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 versehenen Schaltungselemente üben die entsprechende, bereits erläuterte Funktion aus.

In der nachfolgenden Liste sind repräsentative Werte von im Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 2 verwendeten Schaltungskomponenten angegeben.

Einstellbarer Kondensator 13 3-15 pF

Kondensator 20 91 pF

Kondensator 22 15 pF

Kondensator 23 5 pF

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Kondensator 29 1000 pF

Einstellbarer Widerstand 18 15 kOhm Widerstand 30 100 kOhm

Widerstand 24 5,6 kOhm

Einstellbare Induktivität 14 0,4-0,82 /uH Einstellbare Induktivität 15 0,34-0,51/uH Einstellbare Induktivität 19 0,159-0,195 /uH Einstellbare Induktivität 21 0,678-1,16 /uH

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Claims (3)

Patent ansprüche

1. Kopplungsschaltung zur Dämpfung von Signalen mindestens zweier unterschiedlicher Frequenzen aus einem Signalband, mit zwei miteinander gekoppelten, zwischen die Eingangsund Ausgangsklemmen der Schaltung gleichsinnig in Reihe geschalteten Induktivitäten und mit einem an die Verbindung zwischen den Induktivitäten angeschlossenen Parallelresonanzkreis, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Parallelresonanzkreis (19> 20) ein weiteres Resonanzglied (21, 22) verbunden ist, das das Verhältnis aus der Induktivität zur Kapazität einer der beiden Resonanzschaltungen niedrig bezüglich desjenigen der anderen Resonanzschaltung ist, und daß der Parallelresonanzkreis zur Dämpfung von Signalen einer ersten Frequenz aus dem durch die Kopplungsschaltung übertragenen Frequenzband und das weitere Resonanzglied zur Dämpfung einer zweiten,' unterschiedlichen Frequenz abgestimmt ist.

2. Kopplungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß das weitere Resonanzglied (21t 22) einen zweiten Parallelresonanzkreis enthält und mit dem ersten Resonanzkreis (19» 20) induktiv gekoppelt ist.

3. Kopplungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch

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gekennzeichnet, daß das weitere Resonanzglied (21, 22) einen zweiten Parallelresonanzkreis enthält und mit dem ersten Resonanzkreis (19, 20) kapazitiv gekoppelt ist.

4ο Kopplungsschaltung nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Eingangsklemme il) der Schaltung und die Verbindung (17) zwischen den Induktivitäten (H, 15) ein Widerstand (18) geschaltet ist,

5 ο Kopplungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß der Parallelresonanzkreis (21, 22) mit hohem Induktivität-Kapazität-Verhältnis einen höheren Gütefaktor Q aufweist als der andere Resonanzkreis (19, 20) mit niedrigem Induktivität-Kapazität-Verhältnis und zur Dämpfung von Signalen mit der Frequenz der Eigenton-Trägerschwingung eines Fernsehsignals abgestimmt ist, während der andere Resonanzkreis zur Dämpfung von Signalen mit der Frequenz der Tonträgerschwingung eines Nachbarkanalsignals abgestimmt ist.

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