DE10392352T5

DE10392352T5 - Meßschaltung mit kapazitivem Brückensensor

Info

Publication number: DE10392352T5
Application number: DE10392352T
Authority: DE
Inventors: Rongtai Edina Wang
Original assignee: Rosemount Inc
Current assignee: Rosemount Inc
Priority date: 2002-02-15
Filing date: 2003-01-27
Publication date: 2005-05-19
Anticipated expiration: 2023-01-28
Also published as: DE10392352B4; AU2003214897A8; RU2004127586A; JP2005517945A; US20030155936A1; AU2003214897A1; CN1643342A; JP4679820B2; WO2003071230A2; CN1310015C; WO2003071230A3; RU2301405C2; US6720777B2

Abstract

Vorrichtung zur Messung einer Prozeßvariablen mit:
einem ersten Erfassungskondensator mit einer Kapazität C₁, die auf der Prozeßvariablen beruht;
einem zweiten Erfassungskondensator mit einer Kapazität C₂, die auf der Prozeßvariablen beruht;
einem Brückenknoten, der eine erste Seite des ersten Erfassungskondensators mit einer ersten Seite des zweiten Erfassungskondensators koppelt;
einer Erregungsquelle, die mindestens einen ersten und zweiten Spannungspegel liefert; und
einer Schalter-Schaltung, die selektiv eine zweite Seite sowohl des ersten als auch zweiten Erfassungskondensators mit der Erregungsquelle koppelt, um eine Darstellung von C₁–C₂ am Brückenknoten abzuleiten.

Description

Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung und insbesondere eine Vorrichtung, die die Stabilität eines Differenzsensors oder Sensorpaares für einen solchen Meßwandler erhöht.
Hintergrund der Erfindung
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung werden verwendet, um Prozeßvariable von Fluiden in einem industriellen Prozeß zu messen. Normalerweise sind diese Meßwandler an Einsatzorten angeordnet und liefern standardisierte Übertragungssignale, die eine Prozeßvariable des überwachten Fluids darstellen, z. B. Druck. Die Fluide sind u. a. Schlämme, Flüssigkeiten, Dämpfe und Gase in Industrieprozeßanlagen, z. B. in Anlagen zur Verarbeitung von Chemikalien, breiigen Massen, Petroleum, Gas, Pharmazeutika, Nahrungsmitteln und andere Fluiden. Die überwachten Prozeßvariablen können Druck, Temperatur, Durchfluß, Füllstand, pH, Leitfähigkeit, Trübung, Dichte, Konzentration, chemische Zusammensetzung und andere Eigenschaften von Fluiden sein.

Ein Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung weist normalerweise auf: einen Sensor, der die Prozeßvariable erfaßt, eine Meßschaltung, die eine Messung des Wertes einer erfaßten Prozeßvariablen durchführt und eine Übertragungsschal-, tung, die die Meßinformation an einen anderen Ort überträgt. Ein Beispiel für einen Sensor, der in einem Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung verwendet wird, ist ein kapazitiver Sensor, der einen Druck im industriellen Prozeß mißt. Ein solcher Sensor weist eine druckabhängige Struktur auf, die ein Paar Kondensatorplatten trägt, die gemeinsam einen kapazitiven Sensor bilden. Der Druck, der auf die Struktur wirkt, verän dert die relativen Positionen der Platten, um die Kapazität zwischen den Platten als Maß für den Druck zu ändern. Herkömmlicherweise sind Kondensatorplatten in einem Hohlraum in der druckabhängigen Struktur angeordnet, so daß Druck, der auf eine Seite der Struktur wirkt, den Hohlraum verformt, um eine der Platten zu verformen. Ebenfalls herkömmlicherweise besteht die druckabhängige Struktur aus einem Saphir oder einem anderen korrosionsbeständigen, druckabhängigen Material. Ein solcher Sensor ist im US-Patent 5 637 802 , erteilt am 10. Juni 1997 an Frick et al., beschrieben und ist auf den gleichen Anmelder übertragen wie die vorliegende Erfindung.

Die Kondensatorplatten, die von dem druckabhängigen Material gehalten werden, bilden einen Absolutdrucksensor. Dennoch wird, wie in dem Patent von Frick et al. beschrieben, der Differenzdruck, d. h. eine Differenz zwischen zwei Drücken im industriellen Prozeß, so erfaßt, daß eine Differenz zwischen den Kapazitäten zweier solcher Sensoren erkannt wird. Die Meßschaltung lädt die Kondensatorplatten und führt eine Messung des Differenzdrucks durch.

Die Meßschaltung kann einen Delta-Sigma-Umsetzer (auch als Sigma-Delta-, ΔΣ- oder ΣΔ-Umsetzer bezeichnet) aufweisen, der als Kapazitäts-Digitalwandler wirkt. Die Delta-Sigma-Schaltung kann eine oder zwei Integrationsstufen aufweisen; die Schaltung, die zwei Integrationsstufen verwendet, zeigt ein deutlich reduziertes Quantisierungsrauschen bei der Messung.

Im Falle einer differentiellen Kapazitätsverhältnismessung stellt die Meßschaltung ein Meßausgangssignal bereit, daß das Verhältnis zwischen (C₁–C₂) und einer bestimmten Referenzkapazität C_REF darstellt, nämlich (C₁–₂)/C_REF. Leider kann ein solches Umsetzersystem instabil werden. Insbesondere kann die Differenz zwischen den beiden Kapazitäten entweder positiv oder negativ sein, je nachdem, ob C₂ größer oder kleiner ist als C₁. Wenn das Inkrement, das proportional zu (C₁–C₂) ist, die gleiche Polarität hat wie das Inkrement, das proportional zur Referenzkapazität C_REF ist, wird das System zu einem nichtkonvergenten Integrationssystem und ist instabil. Dies kann auftreten, wenn C₂ größer ist als C₁, und gilt sowohl für Kapazitäts-Digitalumsetzer erster wie auch zweiter Ordnung. Außerdem gibt es bei einem Kapazitäts-Digitalumsetzer zweiter Ordnung eine Begrenzung des Verhältnisses C_REF/|C₁–C₂|. Da der Wert von |C₁–C₂| beliebig klein sein kann, kann das Verhältnis C_REF/|C₁–C₂| beliebig groß sein. Wenn das Verhältnis zu groß wird, kann sich das Ausgangssignal der zweiten Stufe des Delta-Sigma-Umsetzers sättigen.

Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung verwendet einen Referenzkondensator, der größer ist als die erwartete maximale Differenz |C₁–C₂|_max zwischen den beiden Kondensatoren des Differenzpaares. Folglich bewirkt das Vorzeichen der Differenz C₁–C₂ keine Nichtkonvergenz des Integrationsprozesses. Außerdem kann der Wert der Kapazität C_REF so festgelegt werden, daß sich die Ausgangssignale des Umsetzers nicht sättigen.

Erfindungsgemäß werden erste Seiten eines Paares von kapazitiven Sensoren an einem Brückenknoten und mit einer Prozeßvariablen gekoppelt, um eine Differenzkapazität bereitzustellen, die die Prozeßvariable darstellt. Eine Schalter-Schaltung koppelt selektiv die Kondensatoren mit einer ersten oder einer zweiten Spannung, um eine Darstellung von C₁–C₂ am Brückenknoten abzuleiten.

In bevorzugten Ausführungsformen weist die Schalter-Schaltung einen ersten Schalter, der die zweite Seite des ersten Kondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt, und einen zweiten Schalter auf, der die zweite Seite des zweiten Kondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt. Eine Schaltersteuerung betätigt den ersten und zweiten Schalter während einer ersten Phase, um den ersten Kondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Kondensator mit dem zweiten Spannungspegel zu koppeln, und während einer zweiten Phase, um den zweiten Kondensator mit dem ersten Spannungspegel und den ersten Kondensator mit dem zweiten Spannungspegel zu koppeln.

In bevorzugten Ausführungsformen ist ein Summierknoten mit dem Brückenknoten gekoppelt, und ein Referenzkondensator C_REF ist mit dem Summierknoten gekoppelt.

In einer Ausführungform werden die Sensorkondensatoren und der Referenzkondensator während erster und zweiter sich gegenseitig ausschließenden Zyklen betrieben, um Ladungen, die C₁–C₂ und C_REF darstellen, an den Summierknoten zu liefern, so daß

wobei N_A und N_B die Anzahl der ersten und zweiten Zyklen sind.

In einer weiteren Ausführungsform wird der Referenzkon densator während jeweiliger Phasen der ersten und zweiten Zyklen entgegengesetzt betrieben, und die Sensoren werden während jeweiliger Phasen aller Zyklen entgegengesetzt betrieben, um Ladungen, die (C₁–C₂)–C_REF und (C₁–C₂)+C_REF darstellen, an den Summierknoten zu liefern, so daß

wobei N_A und N_B die Anzahl der ersten und zweiten Zyklen sind

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockschaltbild eines Meßwandlers zur industriellen Prozeßsteuerung, der die Meßschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung verwendet.
2 ist ein Schaltbild des Eingangs und der ersten Stufe eines Kapazitäts-Digitalumsetzers mit einem Brückensensor.
3 ist ein Schaltbild des Eingangs und der ersten und der zweiten Stufe eines Differenzkapazitäts-Digitalumsetzers gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
4 und 5 sind Schaltbilder, die Modifikationen des Eingangs des in 3 dargestellten Umsetzers darstellen.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Das Hauptproblem, das in der vorliegenden Erfindung behandelt wird, besteht darin, daß bekannte Differenzumsetzer nicht immer konvergent waren, was zu Instabilität führte. Die Erfindung verwendet eine Referenzkapazität, die größer ist als die erwartete maximale Differenz zwischen den Differenzkonden satoren, so daß der Umsetzer konvergent ist und der Integrator sich nicht sättigt.
1 ist ein Blockschaltbild eines Meßwandlers zur industriellen Prozeßsteuerung 10 mit einem Kapazitäts-Digitalumsetzer 12, z. B. einem Delta-Sigma-Umsetzer, der eingerichtet ist, um Signale, die einen Druck darstellen, von einem Sensor 14 zu empfangen. Der Sensor 14 ist ein Differenzsensor, der mindestens ein Paar druckabhängige Kondensatoren aufweist, die von einer Ladeschaltung 16 geladen werden. Ein Beispiel für einen Sensor 14 ist ein Paar Absolutdrucksensoren, wie in dem oben erwähnten Patent von Frick et al. beschrieben. Die Ladungen der Kondensatoren stellen einen Druck dar und werden an den Umsetzer 12 übergeben, der die Ladungen in digitale Signale umsetzt. Das digitale Signal, das vom Umsetzer 12 ausgegeben wird, wird vom Prozessor 18 verarbeitet und in einen Sender-Empfänger 20 eingegeben, der ein standardisiertes Übertragungssignal in einem Protokoll bereitstellt, das für die Übertragung über eine Zwei-Draht-Übertragungsstrecke 24 an eine zentrale Steuerungsstation 22 bestimmt ist. Außerdem kann die Steuerungsstation 22 an einen entfernten Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung 10 über eine Übertragungsstrecke 24 Signale senden, die über den Sender-Empfänger 20 empfangen werden, um den Meßwandler 10 auf bekannte Art und Weise zu steuern.
Eine bekannte Klasse von Meßwandlern zur industriellen Prozeßsteuerung verwendet einen metallischen Differenzsensor mit einem Paar kapazitiven Sensoren C_H und C_L, die differentiell angeordnet sind, um eine Prozeßvariable zu messen, z. B. Druck. Jeder Kondensator wird durch eine Erregungsspannung V_EX geladen, um mehrere Ladungspakete Q während sich gegenseitig ausschließenden Zeitperioden an einen Delta-Sigma-Umsetzer zu liefern. Der Delta-Sigma-Umsetzer integriert die Ladungspakete, um eine digitale Darstellung der Prozeßvariablen auf der Grundlage der Anzahl N der Ladungspakete von den kapazitiven Sensoren abzuleiten. Der Delta-Sigma-Umsetzer arbeitet auf der Grundlage einer Ladungsgleichgewichtsgleichung NHQH + NLQL, = 0, wobei Q_H = C_HV_EX, Q_L = -C_LV_EX und V_EX = V⁺ _REF-V^– _REF. Folglich gilt.
Der Fachmann wird anerkennen, daß diese Klasse von Meßwandlern es erfordert, daß die kapazitiven Sensoren C_H und C_L während sich gegenseitig ausschließender Zeitperioden betrieben werden müssen.
2 stellt eine Brückenmeßschaltung dar, bei der die kapazitiven Sensoren während erster Zyklen betrieben werden, um Ladungspakete Q_A abzuleiten, die die Differenz des Wertes der beiden Kapazitätswerte darstellen. Ein Referenzkondensator wird während sich gegenseitig ausschließender zweiter Zyklen in Bezug auf die Sensoren betrieben, um Ladungspakete Q_B abzuleiten. Die resultierende Ladungsgleichgewichtsgleichung lautet: NAQA + NBQB = 0,wobei Q_A = V_EX (C₁–C₂), Q_B = -V_EXC_REF, N_A die Anzahl der Integrationsoperationen bei (C₁–C₂) ist, N_B die Anzahl der Integrationsoperationen bei C_REF und V_EX = V⁺ _REF – V^– _REF ist. Folglich gilt.
Die in 2 dargestellte Schaltung weist einen kapazitiven Sensor 14, einen Referenzkondensator C_REF, eine Ladeschaltung 16 und einen Umsetzer 12 für einen Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung auf, z. B. den Meßwandler 10 (1). Der Sensor 14 weist ein Paar Kondensatoren C₁ und C₂ auf, die ein Eingangssignal über den Brückenknoten X und den Summierknoten Y an die erste Stufe 26 eines ein- oder zweistufigen Kapazitäts-Digitalumsetzers 12 vom Delta-Sigma-Typ liefern. Der Referenzkondensator C_REF liefert ein Eingangssignal über den Summierknoten Y an die erste Stufe 26 des Umsetzers 12. Der Sensor 14 kann so aufgebaut sein, wie in dem oben beschriebenen Patent von Frick et al. beschrieben, und kann Schutzelektroden und Schirme aufweisen, die mit einer gemein samen oder Massespannung zu den Zwecken gekoppelt sind, die in dem Patent von Frick et al. beschrieben sind.
Die Ladeschaltung 16 wird durch ein digitales Signal y(n) vom Ausgang des Umsetzers 12 gesteuert. Wenn y(n) hoch ist (z. B. wenn y = 1, dargestellt durch y), dann ist während der ersten Phase yΦ₁ der Kondensator C₁ mit der Referenzspannung V⁺ _REF infolge des leitenden Zustands des Schalters 30 gekoppelt, und der Kondensator C₂ ist infolge des leitenden Zustands des Schalters 36 mit der Referenzspannung V_REF gekoppelt. Der Schalter 38 koppelt den Summierknoten Y mit einer gemeinsamen Spannung, z. B. Masse. Somit ist während der Phase yΦ₁ der Kondensator C₁ auf V⁺ _REF geladen, und der Kondensator C2 ist auf V^– _REF geladen. Wenn beispielsweise V⁺ _REF 1,25 V Gleichstrom ist, ist die Spannung an der oberen Platte (wie in 2 gezeigt) des Kondensators C₁ +1,25 V, und die Spannung an der unteren Platte des Kondensators C₂ ist –1,25 V, und die Spannung am Knoten X ist Masse oder gemeinsame Spannung.
Während einer zweiten Phase yΦ₂ ist die obere Platte des Kondensators C₁ über den Schalter 32 mit V_REF (z. B. –1,25 V) gekoppelt, die untere Platte des Kondensators C₂ ist über den Schalter 34 mit V⁺ _REF (z. B. +1,25 V) gekoppelt, und die gemeinsame Spannung (z. B. Masse) liegt am Knoten X infolge des nichtleitenden Zustands des Schalters 38 nicht mehr an. Die Spannungsänderung (Erregungsspannung) am Eingangsknoten des Kondensators C₁ ist –2,50 V, und die Spannungsänderung am Eingangsknoten des Kondensators C₂ ist +2,50 V. Die Ladungsverschiebung vom Ausgangsknoten X des Kondensators C₁ über den Knoten Y zum Integrator 26 ist –V_EXC₁. Ebenso ist die Ladungsverschiebung vom Ausgangsknoten X des Kondensators C₂ über den Knoten Y zum Integrator 26 +V_EXC₂. Folglich ist die Gesamtladungsverschiebung vom Ausgangsknoten X der Kondensatorbrücke des Sensors zum Integrator 26 wie folgt: Q_A= –V_EX(C₁–C₂).
Wenn y(n) niedrig ist (wenn beispielsweise y = 0, dargestellt durch y), dann ist während der ersten Phase yΦ1 die Eingangsseite des Referenzkondensators C_REF infolge des leitenden Zustands des Schalters 44 mit der Referenzspannung V^– _REF gekoppelt, und die Ausgangsseite des Kondensators C_REF ist infolge des leitenden Zustands des Schalters 46 mit der gemein samen Spannung gekoppelt. Während einer zweiten Phase yΦ₂ ist die Eingangsseite des Referenzkondensators C_REF über den Schalter 42 mit V⁺ _{REF
gekoppelt. Die Ladungsverschiebung vom} Ausgangsknoten des Referenzkondensators C_REF über den Knoten Y an den Integrator 26 ist Q_B= V_EXC_REF.
Ein Verstärker 28 und ein Rückkopplungskondensator C_F bilden eine negative Integratorstufe 26. Wenn eine negative (oder positive) Ladung an den Integrator verschoben wird, wird ein positiver (oder negativer) Spannungsschritt am Ausgang des Integrators 26 erzeugt. Die Integratorstufe 26 integriert die Eingangssignale über eine Anzahl N von Probezyklen. Das Ausgangssignal der Stufe 26 ist ein Signal, das bei jedem y oder y-Zyklus über eine Periode von N Zyklen positive oder negative Schritte durchführt, wobei die digitale Umsetzung erfolgt. Wenn beispielsweise die Ladungsverschiebung von den Kondensatoren C₁–C₂ negativ ist, erhöht sich die Ausgangsspannung U(n) während jedes y-Zyklus positiv in Schritten, wobei jeder Schritt die Differenz der Kapazitätswerte von C₁–C₂ darstellt. Die Ladungsverschiebung vom Kondensator C_REF ist positiv, was bewirkt, daß sich die Ausgangsspannung U(n) während jedes y-Zyklus in Schritten verringert (negativ erhöht), wobei jeder Schritt den Wert der Referenzkapazität C_REF darstellt. Daher gilt. NA(C1–C2) – NBCREF = 0wobei N_A die Anzahl der Intergrationsoperationen bei (C₁–C₂) ist, wenn y = 1, und N_B die Anzahl der Intergrationsoperationen bei C_REF ist, wenn y = 0. Folglich gilt:
Da die Gesamtanzahl der Integrationsschritte konstant N ist, gilt N = N_A + N_B und das Verhältnis
kann aus der Anzahl der Integrationsschritte lediglich während y = 1 berechnet werden, nämlich:
Das in 2 dargestellte System bietet einen Vorteil, nämlich daß die Messung der Prozeßvariablen auf der Grundlage lediglich der Anzahl (N_A) der Integrationsschritte während der Zyklen y = 1 berechnet werden kann. Das System kann jedoch instabil werden, wenn der Wert des Kondensators C₂ größer ist als der Wert des Kondensators C₁. Insbesondere ist der Hauptgrund für die Instabilität, daß die Differenz der beiden Kapazitäten (C₁–C₂) entweder positiv oder negativ sein kann, je nachdem, ob C₂ größer oder kleiner als C₁ ist. (Dieses Risiko entsteht im Falle einer metallischen Differenzsensor-Kapapazitätsverhältnismessung möglicherweise nicht, wenn beide Kondensatoren (C_H und C_L) positiv sind.) Es ist ebenfalls erkennbar, daß die Differenz zwischen den Kapazitäten C₁ und C₂ klein sein kann im Vergleich zum Referenzkondensator. Es ist ebenfalls klar, daß, wenn |C₁–C₂| beliebig klein ist, C_REF/|C₁–C₂| beliebig groß sein kann. Wenn das Verhältnis C_REF/|C₁–C₂| groß ist, kann sich das Ausgangssignal W(n) der zweiten Stufe des Umsetzers sättigen (mitunter als "hitting the rail" bekannt).
3 stellt eine Brückenmeßschaltung gemäß der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform der Erfindung dar. In 3 arbeitet die Schaltung auf der Grundlage einer Ladungsgleichgewichtsgleichung: NAQA + NBQB = 0,wobei Q_A = –V_EX[(C1₁–C₂)-C_REF], Q_B = –V_EX[(C₁–C₂)+C_REF], N_A die Anzahl der Integrationszyklen bei Q_A ist und N_B die Anzahl der Integrationszyklen bei Q_B ist. Folglich gilt: (NA + NB) (C1–C2) = (NA–NB)CREF und
wobei N = NA + NB. Außerdem sind, wenn man C_REF > |C₁–C₂|_max (maximaler Wert von |C₁–C₂|) wählt, Q_A und Q_B immer entgegengesetzter Polarität, so daß der Integrator konvergent und das System stabil ist.
Die in 3 dargestellte Schaltung weist einen kapazitiven Sensor 14, einen Referenzkondensator C_REF, eine Ladeschaltung 16 und einen Umsetzer 12 für einen Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung auf, z. B. den Meßwandler 10 (1). Der Sensor 14 weist ein Paar Kondensatoren C₁ und C₂ auf, die ein Eingangssignal über den Brückenknoten X und den Summierknoten Y an die erste Stufe 26 des ein- oder zweistufigen Kapazitäts-Digitalumsetzers 12 vom Delta-Sigma-Typ liefern. Der Referenzkondensator C_REF liefert ein Eingangssignal über den Summierknoten Y an die erste Stufe 26 des Umsetzers 12. Der Sensor 14 kann aufgebaut sein, wie in dem oben beschriebenen Patent von Frick et al. beschrieben, und kann Schutzelektroden und Schirme aufweisen, die mit einer gemeinsamen oder Massespannung zu den Zwecken gekoppelt sind, die im Patent von Frick et al. beschrieben sind.
Während einer ersten Phase Φ1 ist der Kondensator C₁ infolge des leitenden Zustands des Schalters 50 mit der Referenzspannung V⁺ _REF gekoppelt, und der Kondensator C₂ ist infolge des leitenden Zustands des Schalters 56 mit der Referenzspannung V_REF gekoppelt. Der Schalter 58 koppelt die Knoten X und Y mit einer gemeinsamen Spannung, z. B. Masse. Somit wird während der Phase Φ1 der Kondensator C1 auf V⁺ _{REF
geladen, und} der Kondensator C₂ wird auf V_REF geladen. Wenn beispielsweise V⁺ _REF 1,25 V Gleichspannung ist, ist die Spannung an der oberen Platte (wie in 3 gezeigt) des Kondensators C₁ +1,25 V, die Spannung an der unteren Platte des Kondensators C₂ ist –1,25 V, und die Spannung am Knoten X ist Masse oder die gemeinsame Spannung.
Während einer zweiten Phase Φ₂ ist die obere Platte des Kondensators C₁ über den Schalter 52 mit V_REF (z . B . –1,25 V) gekoppelt, die untere Platte des Kondensators C₂ ist über den Schalter 54 mit V⁺ _REF (z. B. +1,25 V) gekoppelt, und die gemeinsame Spannung (z. B. Masse) liegt infolge des nichtleitenden Zustands des Schalters 58 nicht mehr an den Knoten X und Y an. Die Spannungsänderung (Erregungsspannung) des Kondensators C₁ ist –2,50 V, und die Spannungsänderung des Kondensators C₂ ist +2,50 V. Die Ladungsverschiebung vom Ausgangsknoten X des Kondensators C₁ über den Knoten Y zum Integrator 26 ist –V_EXC₁. Ebenso ist die Ladungsverschiebung vom Ausgangsknoten X des Kondensators C₂ über den Knoten Y zum Integrator 26 V_EXC₂.
Folglich ist die Gesamtladungsverschiebung vom Ausgangsknoten X der Kondensatorbrücke des Sensors zum Integrator –V_EX(C₁–C₂).
In dieser Ausführungsform ist, was bemerkenswert ist, die Ladungsverschiebung von der Sensorbrücke –V_EX(C₁–C₂) unabhängig vom digitalen Steuersignal y(n) vom Ausgangssignalumsetzer 12. Die Ladungsverschiebung auf der Referenzkondensatorseite von C_REF wird durch das digitale Signal y(n) gesteuert. Insbesondere während einer ersten Phase yΦ₁, wo y(n) niedrig ist (z. B. y = 0, dargestellt durch y), ist die Eingangsseite des Referenzkondensators C_REF infolge des leitenden Zustands des Schalters 62 mit der Referenzspannung V⁺ _REF gekoppelt, und die Ausgangsseite des Kondensators C_REF ist infolge des leitenden Zustands des Schalters 58 mit der gemeinsamen Spannung gekoppelt. Somit wird während der Phase yΦ₁ der Referenzkondensator C_REF auf V+_REF geladen. Während einer zweiten Phase yΦ₂ ist die Eingangsseite des Referenzkondensators C_REF über den Schalter 64 mit V _REF gekoppelt, wobei eine Erregungsspannung –V_EX = V^– _REF-V⁺ _REF entsteht. Die negative Ladung -V_EXC_REF auf der Grundlage des Wertes von C_REF und die Erregungsspannung werden an den Summierknoten Y geliefert, wo sie mit der Ladung von den Kondensatoren C₁ und C₂ kombiniert und über den Schalter 60 an den negativen Eingang des Verstärkers 28 in der ersten Stufe 26 des Umsetzers 12 angelegt werden.
Ebenso ist während einer ersten Phase yΦ₁, wo y(n) hoch ist (z. B, y = 1, dargestellt durch y), die Eingangsseite des Referenzkondensators C_REF infolge des leitenden Zustands des Schalters 62 mit der Referenzspannung V_REF gekoppelt, und die Ausgangsseite des Kondensators C_REF ist infolge des leitenden Zustands des Schalters 58 mit der gemeinsamen Spannung gekoppelt. Somit wird während der Phase yΦ₁ der Referenzkondensator C_REF auf V _REF geladen. Während einer zweiten Phase yΦ₂ ist die Eingangsseite des Referenzkondensators C_REF über den Schalter 64 mit V⁺ _REF gekoppelt, wobei eine Erregungsspannung V_EX = V⁺REF-V^– _REF entsteht . Eine positive Ladung V_EXC_REF auf der Grundlage eines Wertes von C_REF und die Erregungsspannung werden an den Summierknoten Y geliefert, wo sie mit der Ladung von den Kondensatoren C₁ und C₂ kombiniert und über den Schalter 60 an den negativen Eingang des Verstärkers 28 in der ersten Stufe 26 des Umsetzers 12 angelegt wird.
Das Ladungspaket -V_EX(C₁–C₂) , das die Differenz der Kapazitätswerte (C₁–C₂) darstellt, wird während aller Zyklen (y und y) angelegt, während das Ladungspaket, das den Kondensator C_REF darstellt, V_EXC_REF oder –V_EXC_REF ist, je nachdem, ob das digitale Steuersignal hoch (y = 1) oder tief (y = 0) ist. Wenn y = 1, dann ist die Gesamtladungsverschiebung von der Sensorbrücke und vom Referenzkondensator QA = –V_EX(C₁–C₂) +V_EXC_REF. Wenn y = 0, dann ist die Gesamtladungsverschiebung von der Sensorbrücke und vom Referenzkondensator Q_B= –V_EX(C₁–C₂)–V_EXC_REF. Wenn der Kapazitätswert von C_REF größer gewählt wird als der maximale Wert von |C₁–C₂|, also C_REF > |C₁–C₂|_MAX, dann ist das Ladungspaket Q_A immer positiv, während das Ladungspaket Q_B immer negativ ist.
Der Verstärker 28 und der Rückkopplungskondensator C_F bilden einen umgekehrten Integrator. Wenn ein negatives Ladungspaket zum Integrator verschoben wird, wird ein positiver Spannungsschritt am Integratorausgang erzeugt; wenn ein positives Ladungspaket zum Integrator verschoben wird, wird ein negativer Spannungsschritt am Integratorausgang erzeugt. Die Stufe 26 integriert die Eingänge über eine Anzahl N von Abtastzyklen. Das Ausgangssignal der Stufe 26 ist ein Signal, das bei jedem y- oder y-Zyklus über die Periode von N Zyklen positive oder negative Schritte durchführt, so daß die digitale Umsetzung erfolgt. Beispielsweise ist während jedes y-Zyklus die Gesamtladung vom Brückennetzwerk und Referenzkondensator C_REF negativ, so daß sich die Ausgangsspannung. U(n) in Schritten positiv erhöht. Während jedes y-Zyklus ist die Gesamtladung vom Brückennetzwerk und vom Referenzkondensator C_REF Positiv, so daß sich die Ausgangsspannung U(n) in Schritten verringert (negativ erhöht).
Um das Quantisierungsrauschen zu unterdrücken, kann ein Modulator zweiter Ordnung verwendet werden. In diesem Fall wird das Ausgangssignal U(n) der ersten Stufe über ein Signalschalternetzwerk 70 an den Eingang der zweiten Stufe 72 des Umsetzers 12 angelegt. Der Ausgang W(n) der zweiten Stufe ist mit dem Eingang des Komparators 74 gekoppelt, der ein Ein gangssignal an ein D-Flipflop 76 liefert, um das Logiksignal y(n) abzuleiten. Am Integratoreingang der zweiten Stufe ist ein Kondensator C3 über einen Schalter 80 und ein Kondensator C₄ über einen Schalter 82 mit dem Ausgang U(n) vom Verstärker 28 gekoppelt. Die gegenüberliegenden Seiten beider Kondensatoren C₃ und C₄ sind über einen Schalter 84 mit dem negativen Eingang des Verstärkers 78 gekoppelt. Die Eingangsseiten beider Kondensatoren sind ebenfalls mit Masse oder der gemeinsamen Spannung über jeweilige Schalter 86 und 88 gekoppelt. Um eine optimale Wirkung zu erreichen, um das Quantisierungsrauschen zu unterdrücken, gilt:
In der Ausführungsform in 3 lautet die Ladungsgleichgewichtsgleichung: NAQA + NBQB = 0,wobei Q_A = -V_EX[(C₁–C₂)-C_REF], Q_B = –V_EX[(C₁–C₂)+C_REF], NA die Anzahl der Integrationszyklen y bei -C_REF und N_B die Anzahl der Integrationszyklen y bei +C_REF ist. Folglich ergibt sich aus der Ladungsgleichgewichtsgleichung: NA[(C1–C2)-CREF] + NB[(C1–C2) +CREF] = 0.
Folglich gilt:
wobei N = N_A + N_B. Solange der Wert von C_REF größer ist als ein erwarteter maximaler Wert von |C₁–C₂|, ist (C₁–C₂)-C_REF immer negativ, und das System ist konvergent.
4 stellt eine Ladeschaltung 16 und 5 einen Referenzkondensator C_REF gemäß Modifikationen der Erfindung dar. In 4 sind die Sensorkondensatoren C₁ und C₂ über die Schalter 50, 52, 54 und 56 mit Referenzspannungsquellen V+_REF und V^– _REF gekoppelt, wie in Verbindung mit 3 beschrieben. In diesem Fall ist der Eingang des Referenzkondensators C_REF mit einer programmierbaren Spannungsquelle V⁺ _PROG und V^– _PROG über Schalter 62 und 64 verbunden. Die programmierbare Spannungsquelle ist vom Anwender oder vom Computer programmierbar. Folglich kann der Wert der Ladung, die vom Referenzkondensator CREF angelegt werden, reguliert werden, z. B. für verschiedene Erfassungsbereiche der Meßschaltung.
Die Ladung vom Referenzkondensator C_REF kann alternativ unter Verwendung paralleler Referenzkondensatoren C_REF1, C_REF2, C_REF3 usw. programmiert werden, wie in 5 dargestellt. Einer der Referenzkondensatoren C_REF ist permanent in die Schaltung gekoppelt, während die anderen Referenzkondensatoren C_REF2, C_REFR3 usw. mit dem Knoten Y über die Schalter 90, 92 usw. selektiv gekoppelt werden. Folglich kann die Ladungsverschiebung, die durch das Referenzkondensatornetzwerk bedingt ist, selektiv reguliert werden.
Die Erfindung stellt also einen Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung bereit, der konvergent ist, so daß die bei bekannten Meßwandlern auftretende Instabilität vermieden wird. Die Erfindung ist zwar in Verbindung mit ein Paar kapazitiven Sensoren mit druckabhängigen Strukturen beschrieben, ist sie jedoch auch mit anderen Sensoren geeignet, einschließlich Sensoren mit druckabhängigen Diaphragmen.
Obwohl die Erfindung mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben worden ist, wird der Fachmann anerkennen, daß Änderungen in Form und Detail möglich sind, ohne vom Erfindungsgedanken und vom Schutzbereich der Erfindung abzuweichen.
Zusammenfassung
Ein Paar Sensorkondensatoren mit jeweils einer Kapazität C₁ und C₂, die auf einer Prozeßvariablen beruhen, sind mit einem Brückenknoten X gekoppelt, der mit einem Summierknoten Y gekoppelt ist. Ein Referenzkondensator C_REF, der mit dem Summierknoten gekoppelt ist, hat eine Kapazität C_REF, die größer ist als die erwartete maximale Differenz zwischen den Kapazitäten des Paares von Sensorkondensatoren, also C_REF > C₁–C_2MAX. Schalter 30–46, 50–58, 62–64 koppeln -selektiv die Erfassungskondensatoren und den Referenzkondensator mit mindestens einer ersten und zweiten Spannung V⁺REF, V^–REF, um Ladungen abzuleiten, die |C₁–C₂| und C_REF darstellen. In einer Ausführungsform werden die Erfassungskondensatoren C₁, C₂ betrieben, um während jeweiliger erster und zweiter Phasen Φ₁, Φ₂ erster Zyklen y geladen und entladen zu werden, und der Referenzkondensator C_REF wird betrieben, um während jeweiliger erster und zweiter Phasen Φ₁, Φ₂ zweiter Zyklen y geladen und entladen zu werden. In einer weiteren Ausführungsform wird der Referenzkondensator C_REF betrieben, um während alternierender Phasen der ersten und zweiten Zyklen yΦ₂ + yΦ₁, yΦ₁ + yΦ₂ geladen und entladen zu werden, und die Erfassungskondensatoren C₁, C₂ werden betrieben, um während jeweiliger erster und zweiter Phasen aller Zyklen Φ₁, Φ₂ geladen und entladen zu werden.

Claims

Vorrichtung zur Messung einer Prozeßvariablen mit: einem ersten Erfassungskondensator mit einer Kapazität C₁, die auf der Prozeßvariablen beruht; einem zweiten Erfassungskondensator mit einer Kapazität C₂, die auf der Prozeßvariablen beruht; einem Brückenknoten, der eine erste Seite des ersten Erfassungskondensators mit einer ersten Seite des zweiten Erfassungskondensators koppelt; einer Erregungsquelle, die mindestens einen ersten und zweiten Spannungspegel liefert; und einer Schalter-Schaltung, die selektiv eine zweite Seite sowohl des ersten als auch zweiten Erfassungskondensators mit der Erregungsquelle koppelt, um eine Darstellung von C₁–C₂ am Brückenknoten abzuleiten.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schalter-Schaltung aufweist: einen ersten Schalter, der die zweite Seite des ersten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel koppelt, einen zweiten Schalter, der eine zweite Seite des zweiten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel koppelt; und eine Schaltersteuerung, die gekoppelt ist, um den ersten und zweiten Schalter während einer ersten Phase zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel zu koppeln, und den ersten und zweiten Schalter während einer zweiten Phase zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und dem zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel zu koppeln.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit: einem Referenzkondensator mit einer Kapazität C_REF, die größer ist als eine erwartete maximale Differenz zwischen den Kapazitäten des ersten und des zweiten Erfassungskondensators, und einem Summierknoten, der mit einer ersten Seite des Referenzkondensators und dem Brückenknoten gekoppelt ist, wobei die Schalter-Schaltung die zweite Seite des Referenzkondensators mit der Erregungsquelle selektiv koppelt, um eine erste und zweite Ladung am Summierknoten während sich gegenseitig ausschließender Zyklen abzuleiten.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Schalter-Schaltung aufweist: einen ersten Schalter, der die zweite Seite des ersten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt, einen zweiten Schalter, der eine zweite Seite des zweiten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt, und einen dritten Schalter, der eine zweite Seite des Referenzkondensators mit einem von zwei Spannungspegeln der Erregungsquelle selektiv koppelt.
Vorrichtung nach Anspruch 4, ferner mit einer Schaltersteuerung, die mit dem ersten, zweiten und dritten Schalter gekoppelt ist und eingerichtet und angeordnet ist, um den dritten Schalter zu betreiben, um den Referenzkondensator mit einem Spannungspegel während der ersten Phase eines ersten Zyklus und während der zweiten Phase eines zweiten Zyklus zu koppeln und um den Referenzkondensator mit einem anderen Spannungspegel während der ersten Phase des zweiten Zyklus und während der zweiten Phase des ersten Zyklus zu koppeln, den ersten und zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel während einer ersten Phase jedes Zyklus zu koppeln, und den ersten und zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel während einer zweiten Phase jedes Zyklus zu koppeln.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Schaltersteuerung den ersten, zweiten und dritten Schalter während N_A erster Zyklen und N_B zweiter Zyklen betreibt, so daß eine integrierte Ladung, die vom ersten und zweiten Erfassungskondensator geliefert wird, eine integrierte Ladung ausgleicht, die vom Referenzkondensator geliefert wird, und
Vorrichtung nach Anspruch 4, ferner mit einer Schaltersteuerung, die mit dem ersten, zweiten und dritten Schalter gekoppelt ist und eingerichtet und angeordnet ist, um den ersten und zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel während einer ersten Phase eines ersten Zyklus zu koppeln, den ersten und den zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel während einer zweiten Phase des ersten Zyklus zu koppeln, und den dritten Schalter zu betreiben, um den Referenzkondensator mit einem Spannungspegel während der ersten Phase eines zweiten Zyklus zu koppeln und den Referenzkondensator mit einem weiteren Spannungspegel während der zweiten Phase des zweiten Zyklus zu koppeln.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei die Schaltersteuerung den ersten, zweiten und dritten Schalter während N_A erster Zyklen und N_B zweiter Zyklen betreibt, so daß eine integrierte Ladung, die vom ersten und zweiten Erfassungskondensator geliefert wird, eine integrierte Ladung ausgleicht, die vom Referenzkondensator geliefert wird und
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Erregungsquelle eine programmierbare Spannungsquelle aufweist, wobei die programmierbare Spannungsquelle programmierbar ist, um zwei Spannungspegel an den Referenzkondensator zu liefern.
Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei der Referenzkondensator eine Anordnung aus mehreren Kondensatoren aufweist und ein vierter Schalter Kondensatoren der Anordnung selektiv parallel koppelt.
Vorrichtung nach Anspruch 3, ferner mit einer Schaltersteuerung, die mit der Schalter-Schaltung gekoppelt ist und eingerichtet und angeordnet ist, um die Schalter-Schaltung zu betreiben, um den Referenzkondensator mit einem Spannungspegel während der ersten Phase eines ersten Zyklus und während der zweiten Phase eines zweiten Zyklus zu koppeln und den Referenzkondensator mit einem weiteren Spannungspegel während der ersten Phase des zweiten Zyklus und während der zweiten Phase des ersten Zyklus zu koppeln, die Schalter-Schaltung zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel während einer ersten Phase jedes Zyklus zu koppeln, und die Schalter-Schaltung zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel während einer zweiten Phase jedes Zyklus zu koppeln.
Vorrichtung nach Anspruch 11, wobei die Schaltersteuerung die Schalter-Schaltung während N_A erster Zyklen und N_B zweiter Zyklen betreibt, so daß eine integrierte Ladung, die vom ersten und zweiten Erfassungskondensator geliefert wird, eine integrierte Ladung ausgleicht, die vom Referenzkondensator geliefert wird, und
Vorrichtung nach Anspruch 3, ferner mit einer Schaltersteuerung, die mit der Schalter-Schaltung gekoppelt ist und eingerichtet und angeordnet ist, um die Schalter-Schaltung zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel während einer ersten Phase eines ersten Zyklus zu koppeln, und die Schalter-Schaltung zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel während einer zweiten Phase des ersten Zyklus zu koppeln, die Schalter-Schaltung zu betreiben, um den Referenzkondensator mit einem Spannungspegel während der ersten Phase eines zweiten Zyklus zu koppeln, die Schalter-Schaltung zu betreiben, um den Referenzkondensator mit einem weiteren Spannungspegel während der zweiten Phase des zweiten Zyklus zu koppeln.
Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Schaltersteuerung die Schalter-Schaltung während N_A erster Zyklen und N_B zweiter Zyklen betreibt, so daß die integrierte Ladung, die vom ersten und zweiten Erfassungskondensator geliefert wird, eine integrierte Ladung ausgleicht, die vom Referenzkondensator geliefert wird und
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung, der angeordnet ist, um über eine Zwei-Draht-Übertragungsstrecke mit einer Zentralstation gekoppelt zu werden, wobei der Meßwandler aufweist: einen Sender-Empfänger, der mit der Übertragungsstrecke gekoppelt ist, zum Übertragen von Information an die Zentralstation und zum Empfangen von Information von der Zentralstation; einen Prozessor, der mit dem Sender-Empfänger gekoppelt ist, zur Verarbeitung von Information; einen Prozeßvariablensensor mit: einem ersten Erfassungskondensator mit einer Kapazität C₁, die auf der Prozeßvariablen beruht, einem zweiten Erfassungskondensator mit einer Kapazität C₂, die auf der Prozeßvariablen beruht, und einem Brückenknoten, der eine erste Seite des ersten Erfassungskondensators mit einer ersten Seite des zweiten Erfassungskondensators koppelt; eine Erregungsquelle, die mindestens einen ersten und zweiten Spannungspegel liefert; eine Schalter-Schaltung, die eine zweite Seite sowohl des ersten als auch zweiten Erfassungskondensators mit der Erregungsquelle selektiv koppelt, um eine Darstellung von C₁–C₂ am Brückenknoten abzuleiten; und einen Delta-Sigma-Umsetzer, der mit dem Brückenknoten gekoppelt ist, zur Lieferung von digitalen Informationssignalen an den Prozessor, die die Differenz zwischen den Kapazitäten des ersten und zweiten Kondensators darstellen.
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung nach Anspruch 15, wobei die Schalter-Schaltung aufweist: einen ersten Schalter, der die zweite Seite des ersten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt, einen zweiten Schalter, der eine zweite Seite des zweiten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt, und eine Schaltersteuerung, die gekoppelt ist, um den ersten und zweiten Schalter während einer ersten Phase zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel zu koppeln, und um den ersten und zweiten Schalter während einer zweiten Phase zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel zu koppeln.
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung nach Anspruch 15, ferner mit: einem Referenzkondensator mit einer Kapazität C_REF, die größer ist als eine erwartete maximale Differenz zwischen den Kapazitäten des ersten und des zweiten Erfassungskondensators, und einen Summierknoten, der mit einer ersten Seite des Referenzkondensators und dem Brückenknoten gekoppelt ist, wobei die Schalter-Schaltung die zweite Seite des Referenzkondensators mit der Erregungsquelle selektiv koppelt, um eine erste und eine zweite Ladung am Summierknoten während sich gegenseitig ausschließender Zyklen abzuleiten.
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung nach Anspruch 17, wobei die Schalter-Schaltung aufweist: einen ersten Schalter, der die zweite Seite des ersten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt, einen zweiten Schalter, der eine zweite Seite des zweiten Erfassungskondensators mit dem ersten und zweiten Spannungspegel selektiv koppelt, und einen dritten Schalter, der eine zweite Seite des Referenzkondensators mit einem von zwei Spannungspegeln der Erregungsquelle selektiv koppelt.
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung nach Anspruch 18, ferner mit einer Schaltersteuerung, die mit dem ersten, zweiten und dritten Schalter gekoppelt ist und eingerichtet und angeordnet ist, um den dritten Schalter zu betreiben, um den Referenzkondensator mit einem Spannungspegel während der ersten Phase eines ersten Zyklus und während der zweiten Phase eines zweiten Zyklus zu koppeln und den Referenzkondensator mit einem weiteren Spannungspegel während der ersten Phase des zweiten Zyklus und während der zweiten Phase des ersten Zyklus zu koppeln, den ersten und den zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel während einer ersten Phase jedes Zyklus zu koppeln, und den ersten und zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel während einer zweiten Phase jedes Zyklus zu koppeln.
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung nach Anspruch 19, wobei die Schaltersteuerung den ersten, zweiten und dritten Schalter während N_A erster Zyklen und N_B zweiter Zyklen betreibt, so daß eine integrierte Ladung, die vom ersten und zweiten Erfassungskondensator geliefert wird, eine integrierte Ladung ausgleicht, die vom Referenzkondensator geliefert wird, und
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung nach Anspruch 18, ferner mit einer Schaltersteuerung, die mit dem ersten, zweiten und dritten Schalter gekoppelt ist und eingerichtet und angeordnet ist, um den ersten und zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel während einer ersten Phase eines ersten Zyklus zu koppeln, den ersten und zweiten Schalter zu betreiben, um den ersten Erfassungskondensator mit dem zweiten Spannungspegel und den zweiten Erfassungskondensator mit dem ersten Spannungspegel während einer zweiten Phase des ersten Zyklus zu koppeln, und den dritten Schalter zu betreiben, um den Referenzkondensator mit einem Spannungspegel während der ersten Phase eines zweiten Zyklus zu koppeln und den Referenzkondensator mit einem weiteren Spannungspegel während der zweiten Phase des zweiten Zyklus zu koppeln.
Meßwandler zur industriellen Prozeßsteuerung nach Anspruch 21, wobei die Schaltersteuerung den ersten, zweiten und dritten Schalter während N_A erster Zyklen und N_B zweiter Zyklen betreibt, so daß eine integrierte Ladung, die vom ersten und zweiten Erfassungskondensator geliefert wird, eine integrierte Ladung ausgleicht, die vom Referenzkondensator geliefert wird, und
Verfahren zur Messung einer Prozeßvariablen mit den Schritten: Anlegen der Prozeßvariablen an einen ersten und zweiten Sensorkondensator, um jeweils eine erste und zweite Kapazität C₁ bzw. C₂, die auf der Prozeßvariablen beruhen, abzuleiten; Bereitstellen eines Referenzkondensators mit einer Referenzkapazität C_REF, die größer ist als eine Differenz zwischen den Kapazitäten des ersten und zweiten Kondensators; Ableiten einer ersten Ladung, die C₁–C₂ darstellt; Ableiten einer zweiten Ladung, die CREF darstellt; und Integrieren der ersten und zweiten Ladung.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei der erste und zweite Kondensator miteinander gekoppelt sind und eine Erregungsquelle mehrere Spannungen liefert, wobei das Verfahren ferner die Schritte aufweist: Definieren einer ersten und zweiten Phase jedes Zyklus, Anlegen einer ersten Spannung an den ersten Kondensator und einer zweiten Spannung an den zweiten Kondensator während der ersten Phase jedes Zyklus, Anlegen der zweiten Spannung an den ersten Kondensator und der ersten Spannung an den zweiten Kondensator während der zweiten Phase jedes Zyklus, Anlegen einer Spannung an den Referenzkondensator während der ersten Phase des ersten Zyklus und während der zweiten Phase des zweiten Zyklus und Anlegen einer weiteren Spannung an den Referenzkondensator während der ersten Phase des zweiten Zyklus und während der zweiten Phase des ersten Zyklus.
Verfahren nach Anspruch 23, wobei der erste und zweite Kondensator miteinander gekoppelt sind und eine Erregungsquelle mehrere Spannungen liefert, wobei das Verfahren ferner die Schritte aufweist: Definieren einer ersten und einer zweiten Phase jedes Zyklus, Anlegen einer ersten Spannung an den ersten Kondensator und einer zweiten Spannung an den zweiten Kondensator während der ersten Phase eines ersten Zyklus, Anlegen der zweiten Spannung an den ersten Kondensator und der ersten Spannung an den zweiten Kondensator während der zweiten Phase des ersten Zyklus, Anlegen einer Spannung an den Referenzkondensator während der ersten Phase des zweiten Zyklus und Anlegen einer weiteren Spannung an den Referenzkondensator während der zweiten Phase des zweiten Zyklus.