DE10347293A1 - Klasse D-Verstärker - Google Patents

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DE10347293A1
DE10347293A1 DE10347293A DE10347293A DE10347293A1 DE 10347293 A1 DE10347293 A1 DE 10347293A1 DE 10347293 A DE10347293 A DE 10347293A DE 10347293 A DE10347293 A DE 10347293A DE 10347293 A1 DE10347293 A1 DE 10347293A1
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Kenichi Taura
Masayuki Tsuji
Masayuki Ishida
Tsuyoshi Nakada
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

Ein von einem Impulsmodulator ausgegebenes impulsmoduliertes Signal (ei) und ein eine durch einen Leistungsschalter bewirkte Verzerrung enthaltendes Rückkopplungssignal (ef) werden in einem ersten Integrator (21) bzw. einem zweiten Integrator (24) integriert und in einen Komparator (25) eingegeben, so dass ein Korrektursignal (Vc) erzeugt wird.

Description

  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Klasse D-Verstärker, und insbesondere auf einen Klasse D-Verstärker mit einer Korrekturschaltung.
  • Die Klasse D-Verstärkung wurde herkömmlich verwendet als ein Verfahren zum Ermöglichen einer Vorrichtungsminiaturisierung, in dem eine Leistungsverstärkung von Audiosignalen mit hohem Wirkungsgrad und niedrigem Leistungsverlust durchgeführt wurde. Ein Klasse D-Verstärker ist bekannt, bei dem ein digitalisiertes Audiosignal direkt in ein impulsbreitenmoduliertes Signal umgewandelt und zu einem Leistungsschalter geführt wird. Der Leistungsschalter enthält üblicherweise eine Schaltvorrichtung, die mit einer Konstantspannungs-Leistungsquelle verbunden ist, und eine Schaltvorrichtung, die mit Erde (oder negativer Leistungsquelle) verbunden ist.
  • Weiterhin bekannt ist ein Verfahren zum Verringern von Rundungsfehlern, die bewirkt werden durch einen Wiederquantisierer, der für die PWM(Impulsbreitenmodulations)-Umwandlung mittels einer Delta-Sigma-Modulation erforderlich ist, wodurch ermöglicht wird, dass ein PWM(impulsbreitenmoduliertes)-Signal mit hoher Genauigkeit erhalten wird. Ein derartiges PWM-Signal wird von dem Leistungsschalter mit hoher Genauigkeit ausgegeben, so dass ein Audiosignal mit hoher Qualität von dem Klasse D-Verstärker ausgegeben werden kann (siehe Japanische Patentanmeldungs-Offenlegungsschriften Nummern 11-261347 (1999) und 2001-292040).
  • Jedoch bewirkt das vorstehend beschriebene Verfahren das Problem, dass die Verwendung einer idealen Konstantspannungs-Leistungsquelle für die Leistungszuführung zu dem Leistungsschalter aus Kostengründen im Allgemeinen schwierig zu realisieren ist, und das Problem, dass der Leistungsverbrauch in der Konstantspannungs-Leistungsquelle erhöht wird, was zu Verlusten von dem Klasse D-Verstärker zugehörigen Vorteilen führt. Angesichts dieser Probleme wurden in vielen Fällen Kompromisse gemacht, obgleich nicht ausreichen, einem bei denen nur eine abwechselnde Komponente der Audiofrequenz unterdrückt wird, die insbesondere in Frage kommt wegen eines LC-Filters.
  • Weiterhin haben gemäß dem vorstehend beschriebenen Verfahren die den Leistungsschalter bildenden Leistungsschaltvorrichtungen jeweils eine endliche Verzögerungszeit für das Ein- und Ausschalten. Daher ist es im Allgemeinen schwierig, eine von den Schaltvorrichtungen, die mit der Konstantspannungs-Leistungsquelle und Erde verbunden sind, einzuschalten, und die andere gleichzeitig auszuschalten. Somit war es erforderlich, eine Totzeit einzustellen, nach der eine der Vorrichtungen nahezu vollständig ausgeschaltet ist und bis die andere eingeschaltet ist.
  • Die vorstehend erwähnten Schwankungen in der Zuführungsspannung erscheinen direkt als Schwankungen der Amplitude eines Ausgangssignals von dem Leistungsschalter, wodurch eine Verzerrung eines von dem Verstärker ausgegebenen Audiosignals bewirkt wird.
  • Weiterhin bewirkt eine Verzerrung eines Ausgangssignals des Leistungsschalters, die sich aus der Totzeiteinstellung ergibt, auch eine Verzerrung eines von dem Verstärker ausgegebenen Audiosignals.
  • Als Maßnahmen gegen die vorgenannten Probleme ist ein Korrektursystem gemäß einer herkömmlichen Technik bekannt (siehe Nationale Veröffentlichung der Übersetzung Nr. 2001-51739; z.B. 3-8). Die herkömmliche Technik wird insbesondere nachfolgend beschrieben mit Bezug auf Zeichnungen, die die Konfiguration zeigen.
  • 32 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers mit einem herkömmlichen Korrektursystem illustriert.
  • In 32 sind ein Impulsmodulator 100, eine Korrektureinheit 102, ein Leistungsschalter 103 und ein TPF (Tiefpassfilter) 104 in Reihe miteinander geschaltet. Eine Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 ist zwischen Knoten N100 und N101 parallel zu der Korrektureinheit 102 und dem Leistungsschalter 103 geschaltet und ist mit ihrem Ausgang mit der Korrektureinheit 102 verbunden.
  • Bei dem Klasse D-Verstärker mit dem wie vorstehend beschrieben ausgebildeten Korrektursystem erzeugt der Impulsmodulator 100 ein binäres impulsmoduliertes Signal Vr durch Modulieren eines Audiosignals.
  • Der Leistungsschalter 103 führt eine Leistungsverstärkung durch Umschalten zwischen einer Konstantspannungs-Leistungsquelle und Erde entsprechend einem Wert eines Korrektursignals Vc, das ein durch die Korrektureinheit 102 übertragenes binäres Impulssignal ist, was eine Leistungszuführung zu einer Last ermöglicht, die mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist. Hier hat der Leistungsschalter 103 einen Faktor, der eine Verzerrung in einem Audiosignal (nachfolgend als Verzerrungsfaktor bezeichnet) wie Schwankungen der Zuführungsspannung und eine Totzeiteinstellung für Operationen der Schaltvorrichtungen bewirkt.
  • Die Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 erfasst die mit Verzerrungen eines von dem Leistungsschalter 103 erzeugten Ausgangssignals, und erfasst insbesondere einen Fehler, der in einem Rückkopplungssignal Vs enthalten ist, das von dem Leistungsschalter 103 ausgegeben wird, mit Bezug auf das von dem Impulsmodulator 100 ausgegebene impulsmodulierte Signal Vr, wodurch ein Fehlersignal Vb entsprechend dem Fehler erzeugt und ausgegeben wird.
  • Die Korrektureinheit 102 korrigiert das von dem Impulsmodulator 100 eingegebene impulsmodulierte Signal Vr durch Änderung seiner Breite entsprechend dem Fehlersignal Ve von der Fehlerbehandlungsvorrichtung 101, wodurch eine Steuerung derart durchgeführt wird, dass das Fehlersignal Ve von der Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 verringert wird.
  • Die innere Ausbildung der Korrektureinheit 102 wird nachfolgend im Einzelnen beschrieben.
  • 33 ist ein Blockschaltbild, das die innere Ausbildung der Korrektureinheit 102 illustriert. In 33 sind ein Integrator 200, ein Amplitudenbegrenzer 201 und ein "–"-Anschluss eines Komparators 202 in Reihe miteinander verbunden. Der "+"-Anschluss des Komparators 202 ist mit dem Ausgangsteil der Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 verbunden und der Ausgangsteile des Komparators 202 ist mit dem Eingang es Leistungsschalters 103 verbunden. Der Eingang des Integrators 200 ist mit dem Ausgang des Impulsmodulators 100 verbunden.
  • Als Nächstes wird die Arbeitsweise der jeweiligen Komponenten der Korrektureinheit 102 mit Bezug auf 34 beschrieben, welche Signalwellenformen an jeweiligen Punkten in der Korrektureinheit 102 illustriert.
  • In 34 stellt die Bezugszahl 210 eine Wellenform des in den Integrator 200 eingegebenen impulsmodulierten Signals Vr dar, und 211 stellt eine trapezförmige Wellenform des an dem "–"-Anschluss des Komparators 202 eingegebenen Eingangssignals Vi dar, das aus dem impulsmodulierten Signal Vr erhalten wurde, das während des Durchgangs durch den Integrator 200 und den Amplitudenbegrenzer 201 umgewandelt wurde. Durch die Arbeitsweise des Integrators 200 sind die fallende Kante und die ansteigende Kante der trapezförmigen Wellenform 211 unter einem bestimmten Winkel geneigt. Die Amplitude der trapezförmigen Wellenform 211 ist innerhalb eines bestimmten Bereichs durch die Arbeitsweise des Amplitudenbegrenzers 201 begrenzt.
  • Die Bezugszahlen 212 und 213 stellen jeweils eine Wellenform des von der Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 ausgegebenen und an dem "+"-Anschluss des Komparators 202 eingegebenen Fehlersignals Ve dar, und 214 und 215 stellen jeweils eine Wellenform des von dem Komparators 202 durch Vergleich des Eingangssignals Vi und des in den Komparator 202 eingegebenen Fehlersignals Ve erzeugten und ausgegebenen Fehlersignals Vc dar.
  • Hier sind die Wellenformen 212 und 213 von Fehlersignalen Ve miteinander unterschiedlichen Werten abgeleitet. Die Wellenform 214 ist von dem in dem Komparator 202 entsprechend der Wellenform 212 erzeugten Korrektursignal Vc abgeleitet, und die Wellenform 215 ist von dem in dem Komparator 202 gemäß der Wellenform 213 erzeugten Korrektursignal Vc abgeleitet.
  • Aus 34 ist ersichtlich, dass der Komparator 202 in der Korrektureinheit 102 ein Korrektursignal Vc mit einer weiten Impulsbreite (d.h., die Wellenform 214) erzeugt, wenn das Fehlersignal Ve ein hohes Potential hat (in dem Fall der Wellenform 212), und umgekehrt ein Korrektursignal Vc mit einer schmalen Impulsbreite (d.h., die Wellenform 215) erzeugt, wenn das Fehlersignal Ve ein niedriges Potential hat (in dem Fall der Wellenform 213).
  • Daher ist bei der Erzeugung des Fehlersignals Ve aus dem impulsmodulierten Signal Vr, das als Bezugsgröße verwendet und von dem Impulsmodulator 100 eingegeben wird, und dem Rückkopplungssignal Vs, das von dem Leistungsschalter 103 eingegeben wird, die Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 so ausgebildet, dass sie ein Fehlersignal Ve erzeugt, dessen Potential wie bei der Wellenform 213 abgesenkt ist in dem Fall, in welchem die Impulsbreite eines Rückkopplungssignals Vs einen Fehler enthält, der breiter als oder gleich der Impulsbreite eines als Bezugsgröße verwendeten impulsmodulierten Signals Vr ist, und ein Fehlersignal Ve erzeugt, dessen Potential wie bei der Wellenform 212 erhöht ist, für den Fall, dass die Impulsbreite eines Rückkopplungssignals Vs einen Fehler enthält, der schmaler als die oder gleich der Impulsbreite eines als Bezugsgröße verwendeten impulsmodulierten Signals Vr ist.
  • Die Verwendung des Klasse D-Verstärkers mit dem Korrektursystem der vorbeschriebenen Konfiguration kann automatisch einen Fehler des von dem Leistungsschalter 103 ausgegebenen Rückkopplungssignals Vs mit Bezug auf das als Bezugswert verwendete impulsmodulierte Signal Vr verringern.
  • Somit kann die durch Schwankungen der Zuführungsspannung und die Totzeiteinstellung in dem Leistungsschalter 103 bewirkte Signalverzerrung automatisch korrigiert werden, wodurch das Auftreten von Verzerrungen eines von dem Verstärker ausgegebenen Audiosignals verhindert wird.
  • Jedoch führt das Korrektursystem, das eine Korrektur mittels einer Rückkopplung in dem Klasse D-Verstärker durchführt, der in der Nationalen Veröffentlichung der Übersetzung 2001-517393 offenbart ist, das wie vorstehend beschrieben ausgebildet ist, zu den folgenden Problemen.
  • Zuerst muss, um die Wirkungen der Korrektur zu verbessern, das an dem "–"-Anschluss des Komparators 202 eingegebene Signal Vi in ein Signal mit trapez förmiger Wellenform von hoher Genauigkeit umgewandelt werden. Jedoch erfordert die Erzeugung eines Signals mit trapezförmiger Wellenform von hoher Genauigkeit nachteiligerweise eine Schaltungskonfiguration, die im Vergleich zu der in 33 gezeigten Schaltung kompliziert ist.
  • Zweitens sind ein impulsmoduliertes Signal Vr und ein in die Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 eingegebenes Rückkopplungssignal Vs Impulssignale. Es ist sehr schwierig, normalerweise ein Fehlersignal Ve aus derartigen Impulssignalen zu erzeugen, und verbleibende Impulse in dem Fehlersignal Ve können nicht vollständig entfernt werden. Solche verbleibenden Impulse führen nachteiligerweise zu Schwierigkeiten beim Erhalten ausreichender Korrekturwirkungen.
  • In dem Fall, in welchem eine verbleibende Impulskomponente nicht vollständig entfernt werden kann, ist die Arbeitsweise der Schaltung beschränkt. D.h., wenn die Impulskomponente in einem nichtlinearen Bereich der Korrektureinheit 102 verzerrt wird, tritt eine Verzerrung in dem Fehlersignal Ve auf, die eine ordnungsgemäße Durchführung der Korrektur verhindert. Somit ist es ideal, wenn das in der Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 erzeugte Fehlersignal Ve keine Impulskomponente enthält, die die Differenz zwischen Niedrigfrequenzkomponenten des impulsmodulierten Signals Vr und des Rückkopplungssignals Vs reflektiert.
  • Tatsächlich jedoch destabilisiert die Phasendrehung des Rückkopplungssignals Vs in der Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 Schleifenoperationen, wodurch es schwierig wird, die Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 so zu filtern, dass eine Impulskomponente ausreichend gedämpft wird. Andererseits muss, um ausreichende Wirkung der Rückkopplung zu erhalten, das Fehlersignal Ve ausreichend verstärkt und korrigiert werden, was umgekehrt bewirkt, dass gleichzeitig eine verbleibende Impulskomponente verstärkt wird.
  • Aus den vorgenannten Gründen ist es schwierig, wegen der verbleibenden Impulse ausreichende Korrekturwirkungen zu erhalten (Verringerung der Verzerrung in einem Audiosignal).
  • Mit der vorstehend beschriebenen, öffentlich bekannten Konfiguration kann ein PWM-Signal mit hoher Genauigkeit erhalten werden, und ein Audiosignal mit hoher Qualität kann als ein Ausgangssignal des Verstärkers erhalten werden durch Reflektieren des PWM-Signals zu einem Ausgang des Leistungsschalters mit hoher Genauigkeit.
  • Jedoch bewirken Schwankungen der zu dem Leistungsschalter gelieferten Zuführungsspannung nachteiligerweise eine Verzerrung ein einem Ausgangssignal. Wenn eine Spannung mit einem bestimmten Wert immer über eine Konstantspannungsschaltung zu dem Leistungsschalter geliefert wird, kann die Verzerrung in einem Ausgangssignal verringert werden; jedoch verbraucht der Leistungsschalter relativ viel Leistung und somit nimmt der Leistungsverlust in der Konstantspannungsschaltung zum Zuführen einer Spannung mit einem bestimmten Wert zu dem Leistungsschalter zu, wodurch ein anderes Problem dahingehend bewirkt wird, dass eine Leistungsverstärkung eines Audiosignals nicht mit hohem Wirkungsgrad und geringem Leistungsverlust durchgeführt werden kann.
    •
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Klasse D-Verstärker mit einer einfachen Schaltungs konfiguration vorzusehen, der in der Lage ist, die Verzerrung in einem Audiosignal mit hoher Genauigkeit zu reduzieren, d.h., einen Klasse D-Verstärker mit hohem Wirkungsgrad, bei dem die Verzerrung in einem Ausgangssignal aufgrund von Schwankungen der zu einem Leistungsschalter gelieferten Zuführungsspannung stark reduziert ist im Vergleich zu einem herkömmlichen Verstärker, und der ohne jedes Problem verwendet werden kann, selbst wenn sich die Zuführungsspannung in einem relativ weiten Bereich ändert.
  • Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung enthält der Klasse D-Verstärker einen Impulsmodulator, eine Korrekturschaltung und einen Leistungsschalter. Der Impulsmodulator erzeugt ein impulsmoduliertes Signals. Die Korrekturschaltung korrigiert ein durch Rückkopplung in sie eingegebenes Rückkopplungssignal mit Bezug auf ein impulsmoduliertes Signal. Der Leistungsschalter erzeugt ein Spannungssignal auf der Grundlage eines von der Korrekturschaltung ausgegebenen Korrektursignals. Das Rückkopplungssignal wird auf der Grundlage des Spannungssignals erzeugt. Die Korrekturschaltung enthält einen ersten Integrator, einen zweiten Integrator und einen Komparator. Der erste Integrator führt eine Integration auf der Grundlage des impulsmodulierten Signals durch. Der zweite Integrator führt eine Integration auf der Grundlage des Rückkopplungssignals durch. Der Komparator vergleicht ein erstes integriertes Signal, das von dem ersten Integrator ausgegeben wurde, mit einem zweiten integrierten Signal, das von dem zweiten Integrator ausgegeben wurde, wodurch das Korrektursignal in Übereinstimmung mit dem Ergebnis des Vergleichs erzeugt wird.
  • Das impulsmodulierte Signal und das Rückkopplungssig nal können in integrierte Signale mit einer Niedrigfrequenzkomponente, die in dem ersten bzw. zweiten Integrator hervorgehoben ist, umgewandelt werden. Der Komparator vergleicht die integrierten Signale und erzeugt das Korrektursignal und gibt es zu der Korrekturschaltung als das Rückkopplungssignal aus. Daher kann eine in dem Leistungsschalter auftretende Verzerrung eines Audiosignals korrigiert werden mit einem Impulssignal, das entfernt wird (d.h., die hervorgehobene Niedrigfrequenzkomponente). Dies kann verhindern, dass die Arbeitsweise der Schaltung durch eine verbleibende Impulskomponente eingeschränkt wird. D.h., es kann verhindert werden, dass eine derartige Impulskomponente, die in einen nichtlinearen Bereich der Korrekturschaltung eintritt und darin verzerrt wird, eine Verzerrung in einem Fehlersignal und eine Behinderung der ordnungsgemäßen Korrektur bewirkt. Weiterhin kann das Korrektursignal direkt in der Korrekturschaltung auf der Grundlage eines Fehlers zwischen dem impulsmodulierten Signal und dem Rückkopplungssignal erzeugt werden, wodurch ermöglicht wird, dass die Schaltungskonfiguration insgesamt vereinfacht wird.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung enthält der Klasse D-Verstärker einen Impulsmodulator, eine Korrekturschaltung und einen Leistungsschalter. Der Impulsmodulator erzeugt ein impulsmoduliertes Signal. Die Korrekturschaltung korrigiert ein durch Rückkopplung in sie eingegebenes Rückkopplungssignal mit Bezug auf das impulsmodulierte Signal. Der Leistungsschalter erzeugt ein Spannungssignal auf der Grundlage eines von der Korrekturschaltung ausgegebenen Korrektursignals. Das Rückkopplungssignal wird auf der Grundlage des Spannungssignals erzeugt. Die Korrekturschaltung enthält einen ersten Integrator, einen zweiten Integrator, eine erste Subtraktionsvorrichtung, einen dritten Integrator, eine Umkehrschaltung und einen Komparator. Der erste Integrator führt eine Integration auf der Grundlage des impulsmodulierten Signals durch. Der zweite Integrator führt eine Integration auf der Grundlage des Rückkopplungssignals durch. Die erste Subtraktionsvorrichtung erhält eine Differenz zwischen einem ersten integrierten Signal, das von dem ersten Integrator ausgegeben wurde, und einem zweiten integrierten Signal, das von dem zweiten Integrator ausgegeben wurde. Der dritte Integrator integriert ein erstes Differenzsignal, das von der ersten Subtraktionsvorrichtung ausgegeben wurde. Die Umkehrschaltung kehrt ein drittes integriertes Signal um, das von dem dritten Integrator ausgegeben wurde. Der Komparator vergleicht das erste Differenzsignal und das von der Umkehrschaltung umgekehrte dritte integrierte Signal, wodurch das Korrektursignal entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs erzeugt wird.
  • Die Niedrigfrequenzkomponente des ersten Differenzsignals (d.h., die Verzerrung in einem Audiosignal) kann weiterhin in dem dritten Integrator hervorgehoben und dann in der Umkehrschaltung umgekehrt werden, wodurch der Komparator das erste Differenzsignal mit einer Komponente versehen kann, die sich aus der Verzerrung des Audiosignals ergibt, und das Korrektursignal erzeugen kann, wobei die Verzerrung des Audiosignals weiter hervorgehoben wird. Die ermöglicht die Durchführung einer Korrektur mit höherer Genauigkeit als bei dem Klasse D-Verstärker nach dem ersten Aspekt.
  • Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung enthält der Klasse D-Verstärker einen Leistungsschalter, eine Korrekturschaltung und eine arithmetische Einheit. Der Leistungsschalter schaltet eine Leistungsquelle, die eine Zuführungsspannung liefert, ein/aus in Abhängigkeit von einem impulsbreitenmodulierten Signal. Die Korrekturschaltung korrigiert eine Impulsbreite des in den Leistungsschalter einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einer Amplitude eines von einem Ausgang des Leistungsschalters erzeugten Rückkopplungssignals. Die arithmetische Einheit stellt die Amplitude des in die Korrekturschaltung einzugebenden Rückkopplungssignals entsprechend einem Wert der Zuführungsspannung ein.
  • Der Klasse D-Verstärker erzielt einen hohen Wirkungsgrad, bei dem die Verzerrung in einem Ausgangssignal, die sich aus Schwankungen der zu dem Leistungsschalter gelieferten Zuführungsspannung ergibt, erheblich verringert ist im Vergleich mit einem herkömmlichen Klasse D-Verstärker, und ein Audiosignal-Ausgangspegel ist, wenn keine Verzerrung auftritt, wenig verringert, selbst wenn die Zuführungsspannung innerhalb eines relativ weiten Bereichs schwankt.
  • Gemäß einem vierten Aspekt der Erfindung enthält der Klasse D-Verstärker einen Leistungsschalter und eine Korrekturschaltung. Der Leistungsschalter schaltet eine eine Zuführungsspannung liefernde Leistungsquelle ein/aus in Abhängigkeit von einem impulsbreitenmodulierten Signal. Die Korrekturschaltung korrigiert eine Impulsbreite des in den Leistungsschalter einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einer Amplitude eines von einem Ausgang des Leistungsschalters erzeugten Rückkopplungssignals. Die Korrekturschaltung enthält einen ersten Integrator, einen zweiten Integrator und einen Komparator. Der erste Integrator integriert das impulsbreitenmo dulierte Signal. Der zweite Integrator integriert eine Differenz zwischen dem Rückkopplungssignal und einer Bezugsspannung, die auf der Grundlage einer Gleichspannungskomponente der Zuführungsspannung erzeugt wird. Der Komparator vergleicht Ausgangssignale des ersten und des zweiten Integrators. Ein Ausgangssignal des Komparators wird in den Leistungsschalter eingegeben.
  • Der Klasse D-Verstärker erzielt einen hohen Wirkungsgrad, bei dem die Verzerrung in einem Ausgangssignal, die sich aus Schwankungen der zu dem Leistungsschalter gelieferten Zuführungsspannung ergibt, beträchtlich verringert ist im Vergleich mit einem herkömmlichen Klasse D-Verstärker, und ein Audiosignal-Ausgangspegel ist, wenn keine Verzerrung auftritt, wenig verringert, selbst wenn die Zuführungsspannung in einem relativ weiten Bereich schwankt.
  • Gemäß einem fünften Aspekt der Erfindung enthält der Klasse D-Verstärker einen Leistungsschalter, eine Korrekturschaltung, einen Pegelbezugssignalgenerator und eine Pegeleinstellschaltung. Der Leistungsschalter schaltet eine eine Zuführungsspannung liefernde Leistungsquelle ein/aus in Abhängigkeit von einem impulsbreitenmodulierten Signal. Die Korrekturschaltung korrigiert eine Impulsbreite des in den Leistungsschalter einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einer Amplitude eines Ausgangssignals des Leistungsschalters. Der Pegelbezugssignalgenerator erzeugt ein Pegelbezugssignal aus der Zuführungsspannung. Die Pegeleinstellschaltung stellt eine Amplitude des in die Korrekturschaltung einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einem Wert des Pegelbezugssignals ein.
  • Der Klasse D-Verstärker erzielt einen hohen Wirkungsgrad, bei dem die Verzerrung in einem Ausgangssignal, die sich aus Schwankungen der zu dem Leistungsschalter gelieferten Zuführungsspannung ergibt, erheblich reduziert ist im Vergleich mit einem herkömmlichen Klasse D-Verstärker, und der ohne Probleme verwendet werden kann, selbst wenn die Zuführungsspannung innerhalb eines relativ weiten Bereichs schwankt.
  • Gemäß dem sechsten Aspekt der Erfindung enthält der Klasse D-Verstärker einen Impulsmodulator, einen Leistungsschalter, eine Korrekturschaltung, einen Pegelbezugssignalgenerator, eine Pegeleinstellschaltung, eine Pegeleinstellschaltung und eine Modulationsindex-Einstellschaltung. Der Impulsmodulator moduliert eine Impulsbreite eines Eingangssignals, um ein impulsbreitenmoduliertes Signal auszugeben. Der Leistungsschalter schaltet eine eine Zuführungsspannung liefernde Leistungsquelle ein/aus in Abhängigkeit von dem impulsbreitenmodulierten Signal. Die Korrekturschaltung korrigiert eine Impulsbreite des in den Leistungsschalter einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einer Amplitude des Ausgangssignals des Leistungsschalters. Der Pegelbezugssignalgenerator erzeugt ein Pegelbezugssignal aus der Zuführungsspannung. Der Modulationsindex-Steuersignalgenerator erzeugt ein Modulationsindex-Steuersignal aus der Zuführungsspannung. Die Pegeleinstellschaltung stellt eine Amplitude des in die Korrekturschaltung einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einem Wert des Pegelbezugssignals ein. Die Modulationsindex-Einstellschaltung stellt einen Modulationsindex in dem Impulsmodulator entsprechend einem Wert des Modulationsindex-Steuersignals ein.
  • Der Klasse D-Verstärker erzielt einen hohen Wirkungsgrad, bei dem die Verzerrung in einem Ausgangssignal, die sich aus Schwankungen der zu dem Leistungsschalter gelieferten Zuführungsspannung ergibt, wesentlich reduziert ist im Vergleich mit einem herkömmlichen Klasse D-Verstärker, und der ohne Probleme verwendet werden kann, selbst wenn die Zuführungsspannung innerhalb eines relativ weiten Bereichs schwankt.
    •
  • Die Erfindung wird im Folgenden anhand von in den Figuren dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild, das die Schaltungskonfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung illustriert;
  • 2 ein Blockschaltbild, das die innere Konfiguration einer Korrekturschaltung gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert;
  • 3 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn keine Verzerrung auftritt;
  • 4A und 4B einen ersten Typ von Verzerrung;
  • 5A und 5B einen zweiten Typ von Verzerrung;
  • 6A und 6B einen dritten Typ von Verzerrung;
  • 7A und 7B einen vierten Typ von Verzerrung;
  • 8 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der erste Typ von Verzerrung auftritt;
  • 9 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der zweite Typ von Verzerrung auftritt;
  • 10 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der dritte Typ von Verzerrung auftritt;
  • 11 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der vierte Typ von Verzerrung auftritt;
  • 12 eine besondere Schaltungskonfiguration der Korrekturschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel;
  • 13 ein Blockschaltbild, das die Konfiguration einer Korrekturschaltung gemäß einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert;
  • 14 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn keine Verzerrung auftritt;
  • 15 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der erste Typ von Verzerrung auftritt;
  • 16 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der zweite Typ von Verzerrung auftritt;
  • 17 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der dritte Typ von Verzerrung auftritt;
  • 18 Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, wenn der vierte Typ von Verzerrung auftritt;
  • 19 eine besondere Schaltungskonfiguration der Korrekturschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel;
  • 20 die Konfiguration einer Messschaltung zum Bewerten der Wirkungen der Korrektur, die durch die Korrekturschaltung gemäß der Erfindung erzielt wird;
  • 21 ein Diagramm, in welchem gemessene Werte aufgezeichnet sind, die die Wirkungen der Korrektur anzeigen, die durch die Korrekturschaltung gemäß der Erfindung erzielt wird;
  • 22 ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert;
  • 23 Ausgangswellenformen des Klasse D-Verstärkers gemäß dem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel;
  • 24 ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert;
  • 25 ein Schaltungsdiagramm, das eine Korrekturschaltung des Klasse D-Verstärkers gemäß dem vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel illustriert;
  • 26 ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert;
  • 27 Signalwellenformen in jeweiligen Komponenten einer Korrekturschaltung des Klasse D-Verstärkers gemäß dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel;
  • 28 die innere Konfiguration einer Pegeleinstellschaltung des Klasse D-Verstärkers gemäß dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel;
  • 29 ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung illustriert;
  • 30 die innere Konfiguration eines Pegelbezugssignalgenerators eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem siebenten bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
  • 31 ein Diagramm, in welchem die Eingangs/Ausgangs-Charakteristiken des Pegelbezugssignalgenerators des Klasse D-Verstärkers gemäß dem siebenten bevorzugten Ausführungsbeispiel aufgezeichnet sind;
  • 32 ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einer herkömmlichen Technik illustriert;
  • 33 ein Blockschaltbild, das die innere Konfiguration einer Korrektureinheit gemäß der herkömmlichen Technik illustriert; und
  • 34 eine erläuternde Ansicht der Korrektur gemäß der herkömmlichen Technik.
  • Erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
  • Eine in einem Klasse D-Verstärker gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel enthaltende Korrekturschaltung ist in der Lage, ein von einem Impulsmodulator ausgegebenes impulsmoduliertes Signal und ein von einem Leistungsschalter ausgegebenes Rückkopplungssignal zu integrieren, die integrierten Signale in einem Komparator unter Verwendung des impulsmodulierten Signals als Bezugssignal zu vergleichen für die Ausgabe eines Ausgangssignals entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs zu dem Leistungsschalter, und schließlich die in dem Leistungsschalter auftretende Signalverzerrung zu korrigieren.
  • 1 ist ein Blockschaltbild, das die Schaltungskonfiguration des Klasse D-Verstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung enthaltend die Korrekturschaltung illustriert.
  • Der in 1 illustrierte Klasse D-Verstärker enthält einen Impulsmodulator 1, eine Korrekturschaltung 2, einen Leistungsschalter 3 und ein Tiefpassfilter (TPF) 4, die in Serie miteinander verbunden sind. Ein Signal wird von dem Impulsmodulator 1 zu dem TPF 4 übertragen. Eine Rückkopplungsschaltung 5 ist zwischen einem Knoten N1 und der Korrekturschaltung 2 so vorgesehen, dass ein Teil eines von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen Signals zu der Korrekturschaltung 2 zurückgeführt wird.
  • Die Korrekturschaltung 2 hat zwei Eingangsanschlüsse, von der eine ein Signal von dem Impulsmodulator 1 empfängt und der andere ein Rückkopplungssignal von der Rückkopplungsschaltung 5 empfängt.
  • Bei der vorbeschriebenen Konfiguration arbeiten die jeweiligen Komponenten wie nachfolgend beschrieben wird.
  • Der Impulsmodulator 1 wandelt ein digitales oder analoges Audiosignal in ein impulsmoduliertes Signals wie ein binäres impulsbreitenmoduliertes Signal oder ein binäres impulszahlmoduliertes Signals um, um ein derartiges impulsmoduliertes Signal auszugeben.
  • Die Korrekturschaltung 2 empfängt das impulsmodulierte Signal und das Rückkopplungssignal von der Rückkopplungsschaltung 5 und korrigiert einen Verzerrungsfaktor in dem Leistungsschalter 3, der in dem Rückkopplungssignal enthalten ist, unter Verwendung des impulsmodulierten Signals als Bezugswert, um das korrigierte impulsmodulierte Signal auszugeben.
  • Der Leistungsschalter 3, der gebildet ist durch eine mit einer Leistungsquelle verbundene Schaltvorrichtung und eine mit Erde (oder einer negativen Leistungsquelle) verbundene Schaltvorrichtung, führt eine Leistungsverstärkung durch, indem zwischen der Leistungsquelle und Erde umgeschaltet wird entsprechend dem impulsmodulierten Signal, das der Korrektur des von der Korrekturschaltung 2 ausgegebenen Verzerrungsfaktors unterzogen ist, um eine Leistungszuführung zu einer mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Last zu ermöglichen.
  • Das TPF 4 entfernt eine Hochfrequenzkomponente aus einem leistungsverstärkten Signal, das von dem Leistungsschalter 3 ausgegeben wird, um hierdurch ein demoduliertes Audiosignal auszugeben.
  • Schließlich führt die Rückkopplungsschaltung 5 eine Pegeleinstellung der Amplitude des von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen leistungsverstärkten Signals durch und liefert das im Pegel eingestellte Signal zu dem anderen Eingangsanschluss der Korrekturschaltung 2. In dem Fall, in welchem keine Verzerrung in der Signalamplitude in dem Leistungsschalter 3 auftritt, dient die vorgenannte Pegeleinstellung der Signalamplitude zur Dämpfung der Amplitude des in dem Leistungsschalter 3 leistungsverstärkten Signals auf denselben Pegel wie den der Amplitude des von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen impulsmodulierten Signals durch eine fest Dämpfungsverstärkung.
  • 2 ist ein Blockschaltbild, das innere Konfiguration der Korrekturschaltung 2 illustriert, die die Korrektur in dem Klasse D-Verstärker gemäß der Erfindung durchführt.
  • Die Konfiguration der in 2 illustrierten Korrekturschaltung 2 wird im Einzelnen beschrieben.
  • Eine Subtraktionsvorrichtung 20 ist mit ihrem Ausgangsanschluss mit dem Eingangsanschluss eines ersten Integrators 21 verbunden, und der Ausgangsanschluss des ersten Integrators 21 ist mit einem der Eingangsanschlüsse, d.h., dem "+"-Eingangsanschluss eines Komparators 25 verbunden.
  • Der Ausgangsanschluss einer Subtraktionsvorrichtung 23 ist mit dem Eingangsanschluss eines zweiten Integrators 24 verbunden, und der Ausgangsanschluss des zweiten Integrators 24 ist mit dem anderen Anschluss, d.h., dem "–"-Anschluss des Komparators verbunden.
  • Weiterhin ist der Ausgangsanschluss des ersten Integrators 21 ebenfalls mit dem Eingangsanschluss einer Verstärkungssteuervorrichtung 22 über einen zwischen dem ersten Integrator 21 und dem Komparator 25 vorgesehenen Knoten N2 verbunden. Der Ausgangsanschluss der Verstärkungssteuervorrichtung 22 ist mit den "–"-Anschlüssen der Subtraktionsvorrichtungen 20 bzw. 23 über einen Knoten N3 verbunden.
  • Der "+"-Anschluss der Subtraktionsvorrichtung 20 ist mit dem Ausgangsanschluss des Impulsmodulators 1 verbunden, und der "+"-Anschluss der Subtraktionsvorrichtung 23 ist mit dem Ausgangsanschluss der Rückkopplungsschaltung 5 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Komparators 25 ist mit dem Eingangsanschluss des Leistungsschalters 3 verbunden.
  • Bei der vorbeschriebenen Konfiguration bilden die Subtraktionsvorrichtung 20, der erste Integrator 21 und die Verstärkungssteuervorrichtung 22 eine Integrationsschaltung, die eine negative Rückkopplung über die Verstärkungssteuervorrichtung 22 bewirkt. In dieser Integrationsschaltung erhält die Subtraktionsvorrichtung 20 eine Differenz zwischen dem impulsmodulierten Signal von dem Impulsmodulator 1 und einem Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung 22, um ein erstes Differenzsignal zu erzeugen, und der erste Integrator 21 integriert das erste Differenzsignal. D.h., der erste Integrator 21 integriert das erste Differenzsignal auf der Grundlage des impulsmodulierten Signals, um eine Niedrigfrequenzkomponente hervorzuheben, die in dem impulsmodulierten Signal enthalten ist, sowie zweckmäßig eine Niedrigfrequenzverstärkung zu unterdrücken durch negative Rückkopplung durch die Verstärkungssteuervorrichtung 22, um zu verhindern, dass ein integriertes Signal von dem ersten Integrator 21 einen Arbeitsbereich der Schaltung überschreitet.
  • Weiterhin subtrahiert eine aus der Subtraktionsvor richtung 23 und dem zweiten Integrator 24 gebildete Integrationsschaltung ein Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung 22 von dem Rückkopplungssignal der Rückkopplungsschaltung 5, um ein zweites Differenzsignal zu erzeugen, und integriert das zweite Differenzsignal. D.h., der zweite Integrator 24 integriert das zweite Differenzsignal auf der Grundlage des Rückkopplungssignals, um eine Niedrigfrequenzkomponente hervorzuheben, die in dem Rückkopplungssignal enthalten ist, während die Subtraktionsvorrichtung 23 das Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung 22 von dem Rückkopplungssignal der Rückkopplungsschaltung 5 subtrahiert, um eine Niedrigfrequenzkomponente herabzusetzen, wodurch verhindert wird, dass ein integriertes Signal des zweiten Integrators 24 einen Arbeitsbereich der Schaltung überschreitet.
  • Der Komparator 25 vergleicht die Wellenform des integrierten Signals von dem ersten Integrator 21 mit der des integrierten Signals von dem zweiten Integrator 24, um das Ergebnis des Vergleichs als das Korrektursignal Vc, das ein binäres Impulssignal ist, auszugeben.
  • Nachfolgend wird die Arbeitsweise des Komparators 25 unter Verwendung mathematischer Ausdrücke beschrieben.
  • Zuerst kann, wobei das von dem Impulsmodulator 1 ausgegebene impulsmodulierte Signal durch ei und das von dem ersten Integrator 21 ausgegebene integrierte Signal durch eo1 dargestellt werden, das integrierte Signal eo1 wie folgt ausgedrückt werden: eo1 = G1∫(ei – Gf·eo1)dt = G1∫ei·dt – Gf·G1∫eo1·dt ... (1) worin G1 eine Konstante für die Verstärkung des ersten Integrators 21 ist und Gf eine Konstante für die Verstärkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 ist.
  • Weiterhin kann, wobei das von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Rückkopplungssignal durch ef und das von dem zweiten Integrator 24 ausgegebene integrierte Signal durch eo2 dargestellt werden, das integrierte Signal eo2 wie folgt ausgedrückt werden: eo2 = G2∫(ef – Gf·eo1)dt = G2∫ef·dt – Gf·G2∫eo1·dt ... (2)worin G2 eine Konstante für die Verstärkung des zweiten Integrators 24 ist.
  • In den Ausdrücken (1) und (2) sind die Niedrigfrequenzkomponenten der integrierten Signale eo1 und eo2 jeweils angemessen reduziert durch den zweiten Ausdruck (enthaltend die Konstant Gf für die Verstärkung) auf der rechten Seite.
  • Das von dem Komparator 25 ausgegebene Korrektursignal Vc wird als ein binärer Impuls von "H" oder "L" (d.h. "0" oder "1") erzeugt entsprechend dem Wert (eo1-eo2) .
  • Wenn z.B. der Wert (eo1-eo2) positiv ist, wird das Korrektursignal Vc gleich "H" von dem Komparator 25 als ein binäres Impulssignal ausgegeben. Dann bewirkt das Korrektursignal Vc gleich "H", dass ein Signal mit derselben Phase über den Leistungsschalter 3 und die Rückkopplungsschaltung 5 zurückgeführt wird. Somit wird das Rückkopplungssignal ef auf den Pegel "H" gebracht und erhöht den Wert des integrierten Signals eo2. Daher wird der Wert (eo1-eo2) verringert und nä hert sich null in dem eingeschwungenen Zustand.
  • Wenn andererseits der Wert (eo1-eo2) negativ ist, wird das Korrektursignal Vc gleich "L" von dem Komparator 25 als ein binäres Impulssignal ausgegeben. Dann bewirkt das Korrektursignal Vc "L", das ein Signal mit derselben Phase über den Leistungsschalter 3 und die Rückkopplungsschaltung 5 zurückgeführt wird. Somit wird das Rückkopplungssignal ef auf den Pegel "L" gebracht und verringert den Wert des integrierten Signals eo2. Daher wird der Wert (eo1-eo2) erhöht und nähert sich in dem eingeschwungenen Zustand null an.
  • D.h., der folgende, aus den Ausdrücken (1) und (2) erhaltene Ausdruck G1∫ei·dt – G2∫ef·dt + Gf – (G2 – G1)∫eol·dt ... (3) nähert sich null an.
  • Hier ist unter der Voraussetzung, dass die Konstanten G1 und G2, die nicht notwendigerweise einander gleich sind, nahezu gleich und als eine Konstante G angezeigt sind, ersichtlich, dass der Ausdruck (3) angenähert wie folgt ausgedrückt wird: G(∫ei dt – ∫ef dt) = 0 ... (4)
  • Dies zeigt, dass die Korrekturschaltung 2 bei der vorbeschriebenen Konfiguration dazu dient, die Niedrigfrequenzkomponente des Eingangssignals ei und die des Rückkopplungssignals ef gleichzumachen. Somit wird das von dem Komparator 25 ausgegebene Korrektursignal Vc so erzeugt, dass die Differenz zwischen der Niedrigfrequenzkomponente des impulsmodulierten Signals ei und derjenigen des Rückkopplungssignals ef, d.h., die Verzerrung in einem Audiosignal, verringert wird.
  • Wie beschrieben ist, wird die Verzerrung in einem Audiosignal durch Korrektur verringert. Wie aus der vorstehenden Beschreibung ersichtlich ist, wird die Verzerrung innerhalb eines Bereichs Gf·(G2 – G1)∫eo1 dt selbst dann verringert, wenn die Konstanten G1 und G2 einander unterschiedliche Werte haben. Jedoch kann unter der Voraussetzung, dass die Konstanten G1 und G2 gleiche Werte haben, die Herabsetzung der Verzerrung (Korrektur der Verzerrung) mit hoher Genauigkeit durchgeführt werden.
  • Als Nächstes wird der Zustand von Signalwellenformen an jeweiligen Punkten der Korrekturschaltung 2 beschrieben.
  • Zuerst wird ein Fall beschrieben, in welchem keine Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt. 3 illustriert Signalwellenformen im eingeschwungenen Zustand an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2 für diesen Fall. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt Spannungswerte dar.
  • In 3 stellt die Bezugszahl 30 eine Impulswellenform des von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen impulsmodulierten Signals ei dar, das in die Korrekturschaltung 2 eingegeben wird, und 31 stellt eine integrierte Wellenform des in dem ersten Integrator 21 auf der Grundlage der Impulswellenform 30 erzeugten integrierten Signals eo1 dar.
  • Die Bezugszahl 34 stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals of dar, und 32 stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 34 erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 33 stellt eine Impulswellenform des in den Komparator 25 erzeugten Korrektursignal Vc als einen binären Impuls von "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32 dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 31 höher als die Wellenform 32 ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 31 kleiner als die Wellenform 32 ist.
  • Die Impulswellenform 30 soll eine Amplitude haben, die im Bereich zwischen angenähert null und Vsig liegt. Unter der Voraussetzung, dass die von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Spannung gleich Vpow und eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, hat die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 34 eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vpow/K, und die Rückkopplungsschaltung 5 ist in einer solchen Weise eingestellt, dass die Amplitude der Impulswellenform 34 gleich der Amplitude der von dem Impulsmodulator ausgegebenen Impulswellenform 30 ist (d.h., Vpow/K = Vsig).
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 30 und 34 in dem in 3 gezeigten Zustand sind und der erste Integrator 21 und der zweite Integrator 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, werden die integrierten Wellenformen 31 und 32 wie in 3 gezeigt erzeugt, und das von dem Komparator 25 ausgegebene Korrektursignal Vc wird gleich der Impulswellenform 33. Hier hat die Impulswellenform 34 in eingeschwungenem Zustand die Verzögerungszeit 6, die hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 bewirkt wird, mit Bezug auf die von dem Komparator 25 ausgegebene Impulswellenform 33.
  • D.h., 3 zeigt, dass, wenn die Korrekturschaltung 2 normal in dem eingeschwungenen Zustand arbeitet, wobei keine Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 bewirkt wird, die Impulswellenform 34, die das Rückkopplungssignals ef ist, eine ähnliche Wellenform wie die Impulswellenform 30, die das impulsmodulierte Signal ei ist, mit der Verzögerungszeit 6 wird, was bedeutet, dass die Niedrigfrequenzkomponenten beider Impulswellenformen 30 und 34 einander gleich sind und ein Audiosignal normal ohne Verzerrung übertragen wird.
  • Das Rückkopplungssignal ef enthält tatsächlich eine Verzerrung der Wellenform, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt. Die Verzerrung verformt die Wellenform des Rückkopplungssignals ef, was bewirkt, dass die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef verschieden von der Niedrigfrequenzkomponente des impulsmodulierten Signals ei ist.
  • Es wird daher nachfolgend beschrieben, wie sich die Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2 des Klasse D-Verstärkers nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel im eingeschwungenen Zustand ändern, wenn eine normale Korrekturoperation durch die Korrekturschaltung 2 in dem Fall durchge führt wird, dass vier Muster von Wellenformverzerrungen, die in den 4A bis 7B illustriert sind, durch den Leistungsschalter 3 bewirkt werden. In den 4A bis 7B stellt die horizontale Achse die Zeit dar und die vertikale Achse stellt Spannungswerte dar. Die vier Muster der Wellenformverzerrung oder Kombinationen dieser Muster können jede Verzerrung darstellen, die tatsächlich auftritt.
  • Die 4A und 4B illustrieren den Fall, in dem eine fallende Verzögerung des Leistungsschalters 3 bewirkt, dass die Breite eines von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen Impulses um te1 größer ist als die Breite eines Impulses des Korrektursignals Vc, das noch in den Leistungsschalter 3 einzugeben ist (nachfolgend als erster Typ der Verzerrung bezeichnet).
  • 4A zeigt die Impulswellenform des von dem Komparator 25 ausgegebenen Korrektursignals Vc, bevor die Verzerrung auftritt, und 4B zeigt die Impulswellenform eines Ausgangssignals des Leistungsschalters 3, nachdem das in 4A gezeigte Korrektursignal Vc in den Leistungsschalter 3 eingegeben ist, in welchem der erste Typ von Verzerrung auftritt.
  • Die 5A und 5B illustrieren den Fall, in welchem eine ansteigende Verzögerung des Leistungsschalters 3 bewirkt, dass die Breite eines von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen Impulses um te2 kleiner ist als die Breite eines Impulses des Korrektursignal Vc, das noch in den Leistungsschalter 3 einzugeben ist (nachfolgend als zweiter Typ der Verzerrung bezeichnet).
  • 5A zeigt die Impulswellenform des von dem Komparator 25 ausgegebenen Korrektursignals Vc, bevor die Verzerrung auftritt, und 5B zeigt die Impulswellenform eines Ausgangssignals von dem Leistungsschalter 3, nachdem das in 5A gezeigte Korrektursignal Vc in den Leistungsschalter 3 eingegeben ist, in welchem der zweite Typ der Verzerrung auftritt.
  • Die 6A und 6B illustrieren den Fall, in welchem Schwankungen der Zuführungsspannung in dem Leistungsschalter 3 bewirken, dass die Breite eines von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen Impulse um ΔV1 größer als der von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Bezugsspannungswert Vpow ist (nachfolgend als dritter Typ der Verzerrung bezeichnet).
  • 6A zeigt die Impulswellenform des von dem Komparator 25 ausgegebenen Korrektursignals Vc, bevor die Verzerrung auftritt, und 6B zeigt die Impulswellenform eines von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen Signals, nachdem das in 6A gezeigte Korrektursignal Vc in den Leistungsschalter 3 eingegeben, in welchem der dritte Typ der Verzerrung auftritt.
  • Die 7A und 7B illustrieren den Fall, in welchem Schwankungen der Zuführungsspannung in dem Leistungsschalter 3 bewirken, dass die Breite eines von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen Impulses um ΔV2 kleiner als der von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Bezugsspannungswert Vpow ist (nachfolgend als vierter Typ der Verzerrung bezeichnet).
  • 7A zeigt die Impulswellenform des von dem Komparator 25 ausgegebenen Korrektursignals Vc, bevor die Verzerrung auftritt, und 7B zeigt die Impulswellenform eines Ausgangssignals des Leistungsschalters 3, nachdem das in 7A gezeigte Korrektursignal Vc in den Leistungsschalter 3 eingegeben wurde, in welchem der vierte Typ der Verzerrung auftritt.
  • Das Bezugszeichen 6 stellt die Verzögerungszeit dar, die in dem Leistungsschalter 3 in den 4A bis 7B erzeugt wird.
  • Bei dem ersten und dritten Muster der Verzerrung tritt die Verzerrung in den Niedrigfrequenzkomponenten als Erhöhung des Signalpegels auf. Bei dem zweiten und vierten Verzerrungsmuster tritt die Verzerrung in den Niedrigfrequenzkomponenten als Herabsetzung des Signalpegels auf.
  • Es wird nachfolgend beschrieben, wie sich die Wellenformen an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2 im eingeschwungenen Zustand für den Fall der vorgenannten ersten bis vierten Muster der Verzerrung ändern.
  • Zuerst wird der erste Typ der Verzerrung beschrieben. 8 illustriert die Wellenformen an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, indem eine Korrektur beim Auftreten des ersten Typs der Verzerrung durchgeführt wird. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt die Spannungswerte dar.
  • In 8 sind die Impulswellenform 30 und die integrierte Wellenform 31 dieselben wie die in 3 gezeigten, und somit wird deren wiederholte Erläuterung hier weggelassen.
  • Die Bezugszahl 34a stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, das in den eingeschwungenen gebracht ist durch von dem Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durchgeführt Korrektur beim Auftreten des ersten Typs der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3, und 32a stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 34a erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 33a stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 25 erzeugten Korrektursignals Vc als einen binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") gemäß der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32a dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 31 höher als die Wellenform 32a ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 31 niedriger als die Wellenform 32a ist.
  • Die Impulswellenform 30 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Es tritt keine Verzerrung in der Amplitude bei dem ersten Typ von Verzerrung auf. Daher hat, vorausgesetzt dass die von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Spannung gleich Vpow ist und eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 34a eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vpow/K und wird gleich der Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 30 durch die Wirkung der Rückkopplungsschaltung 5 (d.h., Vpow/K = Visg).
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 34a entsprechend einem Zyklus der Frequenz im eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 30 und 34a die in 8 gezeigt sind und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, sind die integrierten Wellenformen 31 und 32a wie in 8 gezeigt, ausgebildet.
  • Bei dem ersten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (4A, 4B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 32a größer als der der integrierten Wellenform 32, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist. Somit werden Zeitperioden, während denen die integrierte Wellenform 31 die integrierte Wellenform 32a übersteigt, verkürzt im Vergleich mit dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist.
  • Daher hat das von dem Komparator 25 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32a ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 33a.
  • Wie in 8 gezeigt ist, wird durch die normale Wirkung des Komparators 25 die Impulsbreite der Impulswellenform 33a um te1 schmaler ausgebildet als die Impulsbreite der Impulswellenform 34a als Antwort auf den ersten Typ der Verzerrung (d.h., Zeitperio den, während denen die Impulswellenform 33a den Pegel "H" hat, sind verkürzt im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist).
  • Folglich wird, selbst wenn die Impulswellenform 33a der in 8 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingegeben wird, wobei der erste Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, was eine Zunahme der Impulsbreite um te1 bewirkt, die Impulsbreite der Impulswellenform 34a gleich der der Wellenform 30. 8 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit 6, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen den Impulswellenformen 33a und 34a auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der erste Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Impulsbreite der von dem Komparator 25 ausgegebenen Impulswellenform 33a so, dass sie um te1 schmäler als die Impulsbreite der Impulswellenform 30 ist, als Antwort auf den ersten Typ der Verzerrung, wodurch der erste Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 korrigiert wird, um die Impulsbreite der Impulswellenform 34a nahezu gleich der der Impulswellenform 30 in dem eingeschwungenen Zustand zu machen, d.h., die Impulsfläche der Impulswellenform 34a entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz zu machen. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und die des impulsmodulierten Signals ei nahezu einander gleich zu machen, was bedeutet, dass diese Signale keinen Fehler zwischen sich haben, d.h., die Verzöge rung in einem Audiosignal ist korrigiert.
  • Als Nächstes wird der zweite Typ der Verzerrung beschrieben. 9 illustriert die Wellenformen an jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, in dem die Korrektur beim Auftreten des zweiten Typs der Verzerrung durchgeführt wird. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt die Spannungswerte dar.
  • In 9 sind die Impulswellenform 30 und die integrierte Wellenform 31 dieselben wie die in 8 gezeigten, und eine wiederholte Erläuterung von diesen wird hier weggelassen.
  • Die Bezugszahl 34b stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, das in den eingeschwungenen Zustand gebracht wurde durch von dem Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beim Auftreten des zweiten Typs der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 durchgeführte Korrektur, und 32b stellt eine integrierte Wellenform des in den zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 34b erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 33b stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 25 erzeugten Korrektursignals Vc als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") entsprechend der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32b dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 31 höher als die Wellenform 32b ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 31 niedriger als die Wellenform 32b ist.
  • Die Impulswellenform 30 soll ein Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Es tritt keine Verzerrung in der Amplitude bei dem zweiten Typ der Verzerrung auf. Daher hat unter Voraussetzung, dass die von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 geliefert Spannung gleich Vpow ist und eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 34b eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vpow/K und wird gleich der Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 30 durch die Wirkung der Rückkopplungsschaltung 5 (d.h., Vpow/K = Vsig).
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 34b entsprechend einem Zyklus der Frequenz im eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 30 und 34b wie in 9 gezeigt und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 arbeiten durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen, sind die integrierten Wellenformen 31 und 32b wie in 9 gezeigt ausgebildet.
  • Bei dem zweiten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (5A, 5B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 32b kleiner als der der integrierten Wellenform 32, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist. Somit werden Zeitperioden, während denen die integrierte Wellenform 31 die integrierte Wellenform 32b übersteigt, verlängert im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist.
  • Daher hat das von dem Komparator 25 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32b ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 33b.
  • Wie in 9 gezeigt ist, wird durch die normale Arbeitsweise des Komparators 25 die Impulsbreite der Impulswellenform 33b so ausgebildet, dass sie um te2 größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 34b ist als Antwort auf den zweiten Typ der Verzerrung (d.h., Zeitperioden, während denen die Impulswellenform 33b den Pegel "H" hat, sind verlängert im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist).
  • Folglich wird, wenn die Impulswellenform 33b mit der in 9 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingegeben wird, wobei der zweite Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, was bewirkt, dass die Impulsbreite um te2 vergrößert wird, die Impulsbreite der Impulswellenform 34b gleich der der Wellenform 30. 9 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit 6, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen den Impulswellenformen 33b und 34b auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der zweite Typ der Verzerrung in dem Leistungsschal ter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Impulsbreite der von dem Komparator 25 ausgegebenen Impulswellenform 33b so, dass sie um te2 größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 30 ist, als Antwort auf den zweiten Typ der Verzerrung, wodurch der zweite Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 korrigiert wird, um die Impulsbreite der Impulswellenform 34b im eingeschwungenen Zustand nahezu gleich der der Impulswellenform 30 zu machen, d.h, die Impulsfläche der Impulswellenform 34b entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz zu machen. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und die des impulsmodulierten Signals ei nahezu einander gleich zu machen, was bedeutet, dass die Signale keinen Fehler zwischen sich haben, d.h., die Verzerrung in einem Audiosignal ist korrigiert.
  • Als Nächstes wird der dritte Typ der Verzerrung beschrieben. 10 illustriert die Wellenformen an jeweiligen Punkten an der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, indem die Korrektur beim Auftreten des dritten Typs der Verzerrung durchgeführt wird. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt Spannungswerte dar.
  • In 10 sind die Impulswellenform 30 und die integrierte Wellenform 31 dieselben wie die in 8 gezeigten und eine wiederholte Erläuterung von diesen wird hier somit weggelassen.
  • Die Bezugszahl 34c stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals dar, das in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist durch von dem Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durchgeführt Korrektur beim Auftreten des dritten Typs von Verzerrung in dem Leistungsschalter 3, und 32c stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 34c erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 33c stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 25 erzeugten Korrektursignals Vc als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") entsprechend der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32c dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 31 höher als die Wellenform 32c ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 31 niedriger als die Wellenform 32c ist.
  • Die Impulswellenform 30 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Bei dem dritten Typ der Verzerrung tritt eine Verzerrung in der Amplitude um +ΔV1 mit Bezug auf den von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Bezugsspannungswert Vpow auf. Daher hat unter der Voraussetzung, dass eine fest Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 34c eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null (Vpow + ΔV1)/K. Somit ist die Amplitude der Impulswellenform 34c nicht gleich der, sondern um ΔV1/K größer als die Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 30.
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 34c entsprechend einem Zyklus der Frequenz im eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 30 und 34c wie in 10 gezeigt sind und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, sind die integrierten Wellenformen 31 und 32c wie in 10 gezeigt ausgebildet.
  • Bei dem dritten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (6A, 6B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 32c größer als der der integrierten Wellenform 32, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist. Somit werden die Zeitperioden, in denen die integrierte Wellenform 31 die integrierte Wellenform 32c übersteigt, verkürzt im Vergleich mit dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist.
  • Daher hat das von dem Komparator 25 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32c ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 33c.
  • Wie in 10 gezeigt ist, ist durch die normale Arbeitsweise des Komparators 25 die Impulsbreite der Impulswellenform 33c so ausgebildet, dass sie kleiner als die Impulsbreite der Impulswellenform 30 ist, als Antwort auf den dritten Typ der Verzerrung (d.h., Zu nahme der Amplitude um ΔV1) (d.h., die Zeitperioden, während denen die Impulswellenform 33c den Pegel "H" hat, sind verkürzt im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist).
  • Folglich wird, selbst wenn die Impulswellenform 33c mit der in 10 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingegeben wird, wobei bewirkt wird, dass der dritte Typ von Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, was eine Erhöhung der Amplitude im Vergleich zu einem normalen Wert um ΔV1 bewirkt, während die Impulsbreite unverändert bleibt, die Impulsfläche der Impulswellenform 34c entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz. 10 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit 6, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen Impulswellenformen 33c und 34c auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der dritte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Impulsbreite der von dem Komparator 25 ausgegebenen Impulswellenform 33c so, dass sie kleiner als die Impulsbreite der Impulswellenform 30 ist, als Antwort auf den dritten Typ der Verzerrung (d.h., die Amplitude nimmt um ΔV1 zu), wodurch der dritte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 korrigiert wird, um die Impulsfläche der Impulswellenform 34c entsprechend einem Zyklus der Frequenz im eingeschwungenen Zustand nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz zu machen. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und die des impulsmodulierten Signals ei einander nahezu gleich zu machen, was bedeutet, dass diese Signale keinen Fehler zwischen sich haben, d.h., die Verzerrung in einem Audiosignal ist korrigiert.
  • In diesem Fall ist die Zunahme der Amplitude der integrierten Wellenform 32c wirksam für die Verringerung der Impulsbreite des von dem Komparator 25 ausgegebenen Korrektursignals Vc.
  • Als Nächstes wird der vierte Typ der Verzerrung beschrieben. 11 illustriert die Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, indem die Korrektur beim Auftreten des vierten Typs der Verzerrung durchgeführt wird. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt den Spannungswert dar.
  • In 11 sind die Impulswellenform 30 und die integrierte Wellenform 31 dieselben wie die in 8 gezeigten, und eine wiederholte Erläuterung von diesen wird somit hier weggelassen.
  • Die Bezugszahl 34d stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, das in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, indem eine Korrektur durch den Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beim Auftreten des vierten Typs der Verzerrung im Leistungsschalter 3 durchgeführt wird, und 32d stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 34d erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 33d stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 25 erzeugten Korrektursignals Vc dar als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") entsprechend der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32d. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 31 höher als die Wellenform 32d ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 31 niedriger als die Wellenform 32d ist.
  • Die Impulswellenform 30 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Bei dem vierten Typ der Verzerrung tritt eine Verzerrung in der Amplitude um –ΔV2 mit Bezug auf den von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Bezugsspannungswert Vpow auf. Daher hat unter der Voraussetzung, dass eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 34d eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und (Vpow – ΔV2)/K. Somit ist die Amplitude der Impulswellenform 34d nicht gleich der, sondern um ΔV2/K kleiner als die Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 30.
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 34d entsprechend einem Zyklus der Frequenz im eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 30 und 34d wie in 11 gezeigt sind und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten. Sind die integrierten Wellenformen 31 und 32d wie in 11 gezeigt ausgebildet.
  • Bei dem vierten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (7A, 7B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 32d kleiner als der der integrierten Wellenform 32, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist. Somit werden Zeitperioden, während denen die integrierte Wellenform 31 die integrierte Form 32d überschreitet, verlängert im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist.
  • Daher hat das von dem Komparator 25 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 31 und 32d ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 33d.
  • Wie in 11 gezeigt ist, wird durch die normale Arbeitsweise des Komparators 25 die Impulsbreite der Impulswellenform 33d größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 30 als Antwort auf den vierten Typ der Verzerrung ausgebildet (d.h., Verringerung der Amplitude um ΔV2) (d.h., die Zeitperioden, während denen die Impulswellenform 33d den Pegel "H" hat, sind verlängert im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 3 gezeigt ist).
  • Folglich wird, selbst wenn die Impulswellenform 33d mit der in 11 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingege ben wird, wodurch bewirkt wird, dass der vierte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, was bewirkt, dass die Amplitude um ΔV2 im Vergleich zu einem normalen Wert herabgesetzt wird, wobei die Impulsbreite unverändert bleibt, die Impulsfläche der Impulswellenform 34d entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz. 11 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit delta4, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen den Impulswellenformen 33d und 34d auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der vierte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Impulsbreite der von dem Komparator 25 ausgegebenen Impulswellenform 33d als Antwort auf den vierten Typ der Verzerrung größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 30 (d.h., Verringerung der Amplitude um ΔV2), wodurch der vierte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 so korrigiert wird, dass die Impulsfläche der Impulswellenform 34d entsprechend einem Zyklus der Frequenz in dem eingeschwungenen Zustand nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz gemacht wird. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und die des impulsmodulierten Signals ei einander nahezu gleich zu machen, was bedeutet, dass diese Signale keinen Fehler zwischen haben, d.h. die Verzerrung in einem Audiosignal ist korrigiert.
  • In diesem Fall ist die Zunahme der Amplitude der integrierten Wellenform 32d wirksam für die Zunahme der Impulsbreite des von dem Komparator 25 ausgegebenen Korrektursignals Vc.
  • Die vorstehende Beschreibung wurde auf den Vorgang gerichtet, bei dem die Korrekturschaltung 2 entsprechend dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das impulsmodulierte Signal ei zu ihrem Ausgang überträgt, während die Korrektur auf der Grundlage der Rückkopplung durchgeführt wird.
  • Wie beschrieben ist, kann der Klasse D-Verstärker mit der in den 1 und 2 gezeigten Konfiguration die Verzerrung in einem Audiosignal, die sich hauptsächlich aus der Arbeitsweise des Leistungsschalters 3 ergibt, verringern (oder korrigieren).
  • Mit anderen Worten, der erste Integrator 21 integriert ein Signal auf der Grundlage des impulsmodulierten Signals ei, der zweite Integrator 24 integriert ein Signal auf der Grundlage des Rückkopplungssignals ef, der Komparator 25 vergleicht beide integrierten Signale in Bezug auf das impulsmodulierte Signal ei, um ein Impulssignal entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs zu erzeugen, für die Ausgabe des Impulssignals zu dem Leistungsschalter 3, wodurch die Korrekturschaltung 2 Faktoren korrigieren kann, die sich aus der Verzerrung in einem Audiosignal, die hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 bewirkt wird, ergeben.
  • Weiterhin erzeugen bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der erste und der zweite Integrator 21 und 24 ein Signal, aus dem eine Hochfrequenzkomponente entfernt wurde (d.h. ein Signal, aus welchem eine Impulskomponente entfernt wurde), auf der Grundlage dessen der Komparator 25 ein Korrektursignal erzeugt.
  • Dies kann verhindern, dass die Schaltungsoperation durch eine verbleibende Impulskomponente wie bei der herkömmlichen Technik eingeschränkt wird. D.h., es kann verhindert werden, dass eine derartige verbleibende Impulskomponente, die in einen nicht linearen Bereich der Korrekturschaltung 2 eintritt und darin verzerrt wird, eine Verzerrung in einem Fehlersignal bewirkt und eine ordnungsgemäße Korrektur verhindert.
  • Die herkömmliche Technik erfordert die Bildung einer trapezförmigen Welle mit hoher Genauigkeit und erfordert die Erzeugung eines Fehlersignals in einer Fehlerbehandlungsvorrichtung 101 und die Erzeugung eines Korrektursignals in der Korrektureinheit 102 auf der Grundlage des Fehlersignals, was zu einer komplizierten Ausbildung führt. Jedoch besteht bei der vorliegenden Erfindung keine Notwendigkeit, eine derartige trapezförmige Welle zu bilden, und ein Korrektursignal wird direkt in der Korrekturschaltung 2 erzeugt ohne die Notwendig der Erzeugung eines Fehlersignals, was eine insgesamt einfache Schaltungskonfiguration ermöglicht.
  • Weiterhin enthält die Korrekturschaltung nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Verstärkungssteuervorrichtung 22 zum Steuern der Verstärkung der integrierten Wellenform von dem ersten Integrator 21, die Subtraktionsvorrichtung 20 subtrahiert ein Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung 22 von dem impulsmodulierten Signal ei (erhält die Differenz zwischen den Signalen), die Subtraktionsvorrichtung 23 subtrahiert das Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung 22 von dem Rückkopplungssignal ef (erhält die Differenz zwischen den Signalen) und der erste und zweite Integrator 21 und 24 integrieren jeweils die durch Subtraktion gebildeten Differenzsig nale, so dass eine Niedrigfrequenzverstärkung von integrierten Signalen, die in den Integratoren 21 und 24 erzeugt werden, geeignet gesteuert werden kann, wodurch verhindert wird, dass die integrierten Signale den Arbeitsbereich der Schaltung überschreiten.
  • Obgleich ein Ausgangssignal von dem ersten Integrator 21 in die Verstärkungssteuervorrichtung 22 eingegeben wird, die ein Eingangssignal gemeinsam zu den Subtraktionsvorrichtungen 20 und 23 liefert, wie in 2 gezeigt ist, kann stattdessen ein Ausgangssignal von dem zweiten Integrator 24 in die Verstärkungssteuervorrichtung 22 eingegeben werden. Alternativ kann eine Konfiguration verwendet werden, bei der zwei Verstärkungssteuervorrichtungen 22 vorgesehen sind, und ein Ausgangssignal von dem ersten Integrator 21 wird in eine der Verstärkungssteuervorrichtungen 22 eingegeben und ein von der einen der Verstärkungssteuervorrichtungen 22 ausgegebenes Signal wird in die Subtraktionsvorrichtung 20 eingegeben, während ein Ausgangssignal von dem zweiten Integrator 24 in die andere der Steuerverstärkungsvorrichtungen 22 eingegeben wird und ein von der anderen der Steuerverstärkungsvorrichtungen 22 ausgegebenes Signal in die Subtraktionsvorrichtung 23 eingegeben wird.
  • Jedoch verhindert die in 2 gezeigte Konfiguration, bei der das Ausgangssignal von dem ersten Integrator 21 in die Verstärkungssteuervorrichtung 22 eingegeben wird und das Ausgangssignal von der Verstärkungssteuervorrichtung 22 gemeinsam in die Subtraktionsvorrichtungen 20 und 23 eingegeben wird, dass die Verstärkung des zweiten Integrators 24 gedämpft wird, wodurch die Durchführung eines Korrekturvorganges mit hoher Genauigkeit ermöglicht wird.
  • Weiterhin enthält der Klasse D-Verstärker nach der vorliegenden Erfindung die Rückkopplungsschaltung 5 zum Dämpfen der Amplitude eines Ausgangssignals von dem Leistungsschalter 3 und zum Ausgeben des Rückkopplungssignals ef für die Eingabe in die Korrekturschaltung 2. Somit kann die Amplitude des in dem Leistungsschalter 3 verstärkten Signals in der Rückkopplungsschaltung 5 auf denselben Pegel wie den der Amplitude des von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen impulsmodulierten Signals ei gedämpft werden für den Fall, dass keine Verzerrung der Amplitude in dem Leistungsschalter 3 stattfindet, während ein Vergleichsvorgang in der Korrekturschaltung 2 für den Fall vereinfacht werden kann, dass eine Verzerrung der Amplitude in dem Leistungsschalter 3 stattfindet. Daher kann der Klasse D-Verstärker mit der Korrekturfunktion leicht erhalten werden.
  • Besonderes Beispiel des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels
  • Bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel ist eine spezifischere Konfiguration der Korrekturschaltung 2 in 12 gezeigt. Die in 12 gezeigte Konfiguration wird nachfolgend beschrieben.
  • In 12 ist der Ausgangsanschluss des in 1 gezeigten Impulsmodulators 1 mit einem Anschluss eines Widerstands 50 verbunden, während der andere Anschluss des Widerstands 50 mit einem Umkehrungs("–")-Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 56 über Knoten N4 und N7 verbunden ist. Weiterhin ist der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 56 an einem Knoten N5 verzweigt, um eine negative Rückkopplung über einen Kondensator 54 und den Knoten N5 vorzusehen sowie mit dem "–"-Eingangsanschluss eines Komparators 58 und einem Knoten N6 verbunden zu sein.
  • Einer der Anschlüsse eines Widerstands 52 und einer der Anschlüsse eines Widerstands 51 sind durch den Knoten N6 miteinander verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands 51 ist mit dem Umkehrungs("–")-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 56 über den Knoten N7 verbunden. Der andere Anschluss des Widerstands 52 ist mit dem Umkehrungs("–")-Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 57 über Knoten N8 und N9 verbunden.
  • Der Ausgang des Operationsverstärkers 57 ist an einem Knoten N10 verzweigt, um eine negative Rückkopplung über einen Kondensator 55 und den Knoten N10 vorzusehen sowie mit dem nicht umkehrenden ("+")-Eingangsanschluss des Komparators 58 verbunden zu sein. Der Ausgangsanschluss der in 1 gezeigten Rückkopplungsschaltung 5 ist mit dem umkehrenden ("–")-Anschluss des Operationsverstärkers 57 über einen Widerstand 53 und den Knoten N8 verbunden.
  • Der nicht umkehrende ("+")-Anschluss des Operationsverstärkers 56 und der des Operationsverstärkers 57 sind jeweils mit zweckmäßigen festen Potentialen verbunden. Der Ausgangsanschluss des Komparators 58 ist mit dem Eingangsanschluss des in 1 gezeigten Leistungsschalters 3 verbunden.
  • Bei der Korrekturschaltung 2 mit der vorbeschriebenen Konfiguration entspricht die Zuführung des über den Widerstand 50 eingegebenen impulsmodulierten Signals ei und des über den Widerstand 51 eingegebenen Ausgangssignals des Operationsverstärkers 56, die miteinander kombiniert werden, zu dem umkehrenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 56 der Ope ration der in 2 gezeigten Subtraktionsvorrichtung 20. D.h., die Umkehrung des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 56 mit Bezug auf den umkehrenden Eingangsanschluss entspricht dem Erhalten der Differenz zwischen dem impulsmodulierten Signal ei und dem Signal von der Verstärkungssteuervorrichtung 22 in der Subtraktionsvorrichtung 20.
  • Darüber hinaus entspricht die Akkumulation von Ladungen eines an dem umkehrenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 56 eingegebenen Signals in den Kondensator 54 der Funktion des in 2 gezeigten ersten Integrators 21. Weiterhin entspricht die Einstellung des Widerstandsverhältnisses zwischen den Widerständen 50 und 51 der Funktion der in 2 gezeigten Verstärkungssteuervorrichtung 22.
  • Andererseits entspricht die Zuführung des über den Widerstand 53 eingegebenen Rückkopplungssignals ef und des über den Widerstand 52 eingegebenen Ausgangssignals des Operationsverstärkers 56, die miteinander kombiniert werden, zu dem umkehrenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 der Arbeitsweise der in 2 gezeigten Subtraktionsvorrichtung 23. D.h., die Umkehrung des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 57 mit Bezug auf den umkehrenden Eingangsanschluss entspricht dem Erhalten der Differenz zwischen dem Rückführungssignal ef und dem Signal von der Verstärkungssteuervorrichtung 22 in der Subtraktionsvorrichtung 23.
  • Darüber hinaus entspricht die Akkumulation von Ladungen eines an dem umkehrenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 56 eingegebenen Signals in dem Kondensator 55 der Funktion des in 2 gezeigten zweiten Integrators 24. Weiterhin wirkt das Wider standsverhältnis zwischen den Widerständen 52 und 53 wie die in 2 gezeigte Verstärkungssteuervorrichtung 22.
  • Das Widerstandsverhältnis Gf1 zwischen den Widerständen 50 und 51 ist gleich dem Widerstandsverhältnis Gf2 zwischen den Widerständen 52 und 53.
  • Zusätzlich entspricht der Komparator 58 dem in 2 gezeigten Komparator 25. Da die Ausgangssignale der Operationsverstärker 56 und 57 umgekehrt zu denjenigen des ersten und zweiten Integrators 21 bzw. 24 in 2 sind, ist der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 56 mit dem "–"-Eingangsanschluss des Komparators 58 verbunden und der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 57 ist mit dem "+"-Eingangsanschluss des Komparators 58 verbunden, um eine Konfiguration mit einer umgekehrten Verbindung zu der des in 2 gezeigten Komparators 25 zu bilden, so dass das Ausgangssignal des Komparators 58 dieselbe Phase wie das des Komparators 25 hat.
  • Die vorhergehende ist eine besondere beispielhafte Konfiguration der Korrekturschaltung 2 gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel.
  • Bei dem obigen besonderen Beispiel kann, obgleich das Widerstandsverhältnis Gf1 zwischen den Widerständen 50 und 51 und das Widerstandsverhältnis Gf2 zwischen den Widerständen 52 und 53 einander gleich sind, selbst wenn diese Widerstandsverhältnisse etwas verschieden voneinander werden, die Korrektur der in dem Leistungsschalter 3 auftretenden Verzerrung normalerweise nur mit Schwankungen im Tastverhältnis des impulsmodulierten Signals ei und des Rückkopplungssignals ef durchgeführt werden. Jedoch kann, indem die Widerstandsverhältnisse einander gleich gemacht werden, die Wellenform des impulsmodulierten Signals ei und die des Rückkopplungssignals ef genau einander gleich gemacht werden, wenn keine Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, wodurch ermöglicht wird, dass eine Korrektur leicht durchgeführt wird, ohne dass die Konfiguration kompliziert wird.
  • Weiterhin entspricht das Einstellen des Widerstandsverhältnisses Gf1 zwischen den Widerständen 50 und 51 und des Widerstandsverhältnisses Gf2 zwischen den Widerständen 52 und 53 auf einander unterschiedliche Werte und das Einstellen der Widerstandsverhältnisse Gf1, Gf2, der Konstanten G1 für die Verstärkung des ersten Integrators 21, der Konstanten G2 für die Verstärkung des zweiten Integrators 24 und der von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Spannung Vpow der Funktion der Rückkopplungsschaltung 5. Somit kann die Rückkopplungsschaltung 5 weggelassen werden.
  • Zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel
  • Die Korrekturschaltung nach dem ersten Ausführungsbeispiel ist in den in 1 gezeigten und in dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschriebenen Klasse D-Verstärker eingesetzt. Die Korrekturschaltung dient nicht zum direkten Vergleich eines Signals von dem ersten Integrator und dem von dem zweiten Integrator, sondern zum Erhalten der Differenz zwischen dem Signal von dem ersten Integrator und dem von dem zweiten Integrator in einer Subtraktionsvorrichtung und dann zum Vergleichen eines Ausgangssignals (Differenzsignals) von der Subtraktionsvorrichtung und eines Signals, das durch Integrieren des Differenzsignals in einem dritten Integrator erhalten und dann in einer Umkehrschaltung umgekehrt wurde, wodurch ein Korrektursignal erzeugt wurde.
  • Ein Blockschaltbild der inneren Konfiguration der Korrekturschaltung 2 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist in 13 illustriert. Die in 13 gezeigte Konfiguration wird nachfolgend im Einzelnen beschrieben. In 13 haben die Subtraktionsvorrichtung 20, der erste Integrator 21, die Verstärkungssteuervorrichtung 22, die Subtraktionsvorrichtung 23 und der zweite Integrator 24 dieselbe Konfiguration und dieselbe Funktion und Arbeitsweise wie die in 2 gezeigten und bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschriebenen, so dass deren Erläuterung hier weggelassen wird.
  • In 13 ist der Ausgangsanschluss des ersten Integrators 21 mit dem "+"-Eingangsanschluss einer Subtraktionsvorrichtung 26 über den Knoten N2 verbunden, und der Ausgangsanschluss des zweiten Integrators 24 ist mit dem "–"-Eingangsanschluss der Subtraktionsvorrichtung 26 verbunden. Weiterhin ist der Ausgang der Subtraktionsvorrichtung 26 an einem Knoten N11 verzweigt, um sowohl mit dem "+"-Eingangsanschluss eines Komparators 29 als auch mit dem "–"-Eingangsanschluss des Komparators 29 über einen dritten Integrator 27 und eine Umkehrschaltung 28 verbunden zu sein.
  • Der Ausgangsanschluss des Komparators 29 ist mit dem Eingangsanschluss des Leistungsschalters 3 wie bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel verbunden.
  • Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel werden, wie in 13 gezeigt ist, die von dem ersten Integrator 21 ausgegebene integrierte Wellenform und diejenige von dem zweiten Integrator 24 nicht direkt verglichen, sondern die Differenz zwischen den integrierten Wellenformen in der Subtraktionsvorrichtung 26 und dann ein Ausgangssignal (Differenzsignal) von der Subtraktionsvorrichtung 26 und ein durch Integrieren des Differenzsignals in den dritten Integrator 27 und dann durch Umkehrung in der Umkehrschaltung 28 erhaltenes Signal, wodurch ein Korrektursignal Vc in dem Komparator 29 erzeugt wird.
  • Hier enthält das Differenzsignal von der Subtraktionsvorrichtung 26 die Differenz zwischen einer Niedrigfrequenzkomponente des impulsmodulierten Signals ei und der des Rückkopplungssignals ef. Die Differenz zwischen den Niedrigfrequenzkomponenten stellt einen in dem Rückkopplungssignal ef enthaltenen Fehler dar, d.h., die Verzerrung in einem ausgegebenen Audiosignal, und die Verzerrung wird in dem Komparator 29 korrigiert.
  • Es ist augenscheinlich, dass der Korrekturvorgang derselbe wie bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel ist, wenn ein festes Bezugspotential (Vsig/2) beispielsweise mit dem "–"-Eingangsanschluss des Komparators 29 verbunden ist.
  • Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel jedoch ist ein derartiges festes Bezugssignal (Vis/2) nicht mit dem "–"-Eingangsanschluss des Komparators 29 verbunden, sondern der dritte Integrator 27 zum Integrieren des Differenzsignals von der Subtraktionsvorrichtung 26, die mit Bezug auf Vsig/2 arbeitet, und die Umkehrschaltung 28 zum Umkehren des Differenzsignals sind mit dem "–"-Eingangsanschluss des Komparators 29 verbunden. Dies stellt weiterhin die folgende Wirkung zusätzlich zu der vorstehend beschriebenen Korrektur wirkung dar.
  • D.h., die Differenz zwischen den Niedrigfrequenzkomponenten des impulsmodulierten Signals ei und des Rückkopplungssignals ef (d.h., die Verzerrung in einem ausgegebenen Audiosignal), die in dem von der Subtraktionsvorrichtung 26 ausgegebenen Differenzsignal enthalten ist, wird in dem dritten Integrator 27 weiter integriert und somit hervorgehoben, und sie wird danach in der Umkehrschaltung 28 umgekehrt, so dass die hervorgehobene Verzerrung in dem ausgegebenen Audiosignal in dem Komparator 29 zu dem von der Subtraktionsvorrichtung 26 ausgegebenen Differenzsignal hinzugefügt wird. Somit kann das Korrektursignal Vc entsprechend der Verzerrung des ausgegebenen Audiosignals in dem Komparator 29 erzeugt werden, wobei die Verzerrung stärker als bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel hervorgehoben wird. Dies ergibt eine verbesserte Korrekturwirkung gegenüber der bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschriebenen Korrekturschaltung.
  • Als Nächstes wird der Zustand von Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2 beschrieben.
  • Zuerst wird ein Fall, in welchem keine Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, beschrieben. 14 illustriert Wellenformen im eingeschwungenen Zustand an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2 für diesen Fall. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt die Spannungswerte dar.
  • In 14 stellt die Zahl 40 eine Impulswellenform des von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen impulsmodulierten Signals ei dar, und 42 stellt eine integrierte Wellenform des in dem ersten Integrator 21 auf der Grundlage der Impulswellenform 40 erzeugten integrierten Signals eo1 dar.
  • Die Bezugszahl 44 stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, und 42 stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 44 erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 45 stellt eine Wellenform eines in der Subtraktionsvorrichtung 26 durch Subtrahieren der integrierten Wellenform 42 von der integrierten Wellenform 41 erzeugten Signals dar, und 46 stellt eine integrierte Wellenform dar, die durch Integrieren der Wellenform 45 in dem dritten Integrator 27 und Umkehren der Wellenform 45 in der Umkehrschaltung 28 erhalten wurde.
  • Die Bezugszahl 43 stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 29 erzeugten Korrektursignals Vc als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") gemäß der Differenz zwischen den Wellenformen 45 und 46 dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 45 höher als die Wellenform 46 ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 45 niedriger als die Wellenform 46 ist.
  • Die Impulswellenform 40 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Unter der Voraussetzung, dass die von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 ge lieferte Spannung gleich Vpow ist und eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, hat die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 44 eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vpow/K, und die Rückkopplungsschaltung 5 ist so eingestellt, dass die Amplitude der Impulswellenform 44 gleich der Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 40 ist (d.h., Vpow/K = Vsig).
  • Für den Fall, dass die Impulswellenformen 40 und 44 den in 14 gezeigten Zustand haben und der erste Integrator 21 und der zweite Integrator 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, sind die integrierten Wellenformen 41 und 42 wie in 14 gezeigt ausgebildet. Unter der Voraussetzung, dass die Subtraktionsvorrichtung 26 und der dritte Integrator 27 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 arbeiten, sind die Wellenformen 45 und 46 wie in 14 gezeigt ausgebildet.
  • Daher hat das von dem Komparator 29 ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 43. Hier hat im eingeschwungenen Zustand die Impulswellenform 44 die Verzögerungszeit 6, die hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 bewirkt wird, mit Bezug auf die von dem Komparator 29 ausgegebene Impulswellenform 43.
  • D.h., 14 zeigt, dass die Impulswellenform 44, die das Rückkopplungssignal ef ist, eine ähnliche Wellenform wie die Impulswellenform 40, die das impulsmodulierte Signal ei ist, in dem Fall erhält, in welchem die Korrekturschaltung 2 in dem eingeschwungenen Zustand normal arbeitet, welcher keine Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 bewirkt. Dies bedeu tet, dass die Niedrigfrequenzkomponenten beider Impulswellenformen 40 und 44 einander gleich sind und ein Audiosignal ohne Verzerrung normal übertragen wird.
  • Das Rückkopplungssignal ef enthält tatsächlich eine Wellenformverzerrung, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt. Die Verzerrung verformt die Wellenform des Rückkopplungssignals ef, wodurch bewirkt wird, dass die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef unterschiedlich zu der Niedrigfrequenzkomponente des impulsmodulierten Signals ei ist.
  • Die folgende Beschreibung erläutert, dass es vier Muster von Wellenformverzerrungen gibt, die in den 4A bis 7B illustriert sind und die durch den Leistungsschalter 3 bewirkt sind, und dass die Korrekturschaltung des Klasse D-Verstärkers gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel einen normalen Korrekturvorgang durchführt, wenn diese vier Verzerrungsmuster auftreten. Diese vier Muster oder Kombinationen dieser Muster können jede Verzerrung darstellen, die tatsächlich auftritt.
  • Es folgt nun eine Beschreibung, wie die Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2 sich in dem eingeschwungenen sich in dem Fall ändern, in dem diese vier Muster der Verzerrung auftreten.
  • Zuerst wird das erste Muster der Verzerrung beschrieben. 15 illustriert Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, durch Korrektur in dem Fall des ersten Typs der Verzerrung. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die verti kale Achse stellt Spannungswerte dar.
  • In 15 sind die Impulswellenform 40 und die integrierte Wellenform 41 dieselben wie die in 14 gezeigten und deren wiederholte Erläuterung wird somit hier weggelassen.
  • Die Bezugszahl 44a stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, welche in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist durch eine von dem Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel bei dem Auftreten des ersten Typs der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 durchgeführte Korrektur, und 42a stellt eine integrierte Wellenform in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 44a erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 45a stellt eine Wellenform eines in der Subtraktionsvorrichtung 26 durch Subtrahieren der integrierten Wellenform 42a von der integrierten Wellenform 41 erzeugten Signals dar, und 46a stellt eine integrierte Wellenform dar, die durch Integrieren der Wellenform 45a in dem dritten Integrator 27 und Umkehren der Wellenform 45a in der Umkehrschaltung 28 gebildet ist.
  • Die Bezugszahl 43a stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 29 erzeugten Korrektursignals Vc als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") gemäß der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 45a und 46a dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 45a höher als die Wellenform 46a ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 45a niedriger als die Wellenform 46a ist.
  • Die Impulswellenform 40 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null Vsig haben. Es tritt keine Verzerrung in der Amplitude bei dem ersten Typ der Verzerrung auf. Daher hat, vorausgesetzt, dass die von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Spannung gleich Vpow ist und eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die von der Rückkopplungsschaltung ausgegebene Impulswellenform 44a eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vpow/K und wird gleich der Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 40 durch die Wirkung der Rückkopplungsschaltung 5 (d.h., Vpow/K = Vsig).
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 44a entsprechend einem Zyklus der Frequenz im eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 40 und 44a wie in 15 gezeigt sind und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, sind die integrierten Wellenformen 41 und 42a wie in 15 gezeigt ausgebildet.
  • Bei dem ersten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (4A, 4B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 42a größer als der der integrierten Wellenform 42, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist.
  • Dies verkürzt die Zeitperioden, während denen die in der Subtraktionsvorrichtung 26 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 41 und 42a erzeugte integrierte Wellenform 45a den Bezugspegel Vsig/2 überschreitet. Andererseits überschreitet im Durchschnitt die durch den dritten Integrator 27 und die Umkehrschaltung 28 auf der Grundlage der Wellenform 45a gebildete integrierte Wellenform 46a den Bezugspegel Vsig/2.
  • Daher hat das von dem Komparator 29 auf der Grundlage der Differenz zwischen den Wellenformen 45a und 46a ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 43a. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Korrektursignal Vc in der Lage, eine hervorgehobene Verzerrung in einem Ausgangsaudiosignal zu korrigieren.
  • Wie in 15 gezeigt ist, wird durch die normale Wirkung des Komparators 29 die Impulsbreite der Impulswellenform 43a so ausgebildet, dass sie um te1 kleiner als die der Impulsbreite der Impulswellenform 44a ist, als Antwort auf den ersten Typ der Verzerrung (d.h., die Zeitperioden, während denen die Impulswellenform 43a den Pegel "H" hat, sind verkürzt im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist).
  • Folglich wird, selbst wenn die Impulswellenform 43a mit der in 15 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingegeben wird, was bewirkt, dass der erste Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, wodurch die Zunahme der Impulsbreite um te1 bewirkt wird, die Impulsbreite der Impulswellenform 44a gleich der der Wellenform 40. 15 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit 6, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen den Impulswellenformen 43a und 44a auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der erste Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Impulsbreite der von dem Komparator 29 ausgegebenen Impulswellenform 43a so, dass sie um te1 kleiner als die Impulsbreite der Impulswellenform 40 ist, als Antwort auf den ersten Typ der Verzerrung, wodurch der erste Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 korrigiert wird, um die Impulsbreite der Impulswellenform 44a nahezu gleich der der Impulsbreite 40 im eingeschwungenen Zustand zu machen, d.h., um die Impulsfläche der Impulswellenform 44a entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz zu machen. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und die des impulsmodulierten Signals ei einander nahezu gleich zu machen, was bedeutet, dass diese Signale keinen Fehler zwischen sich haben, d.h. die Verzerrung in einem Audiosignal korrigiert ist.
  • Als Nächstes wird der zweite Typ der Verzerrung beschrieben. 16 illustriert die Wellenformen an jeweiligen Punkten der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, indem bei dem Auftreten des zweiten Typs der Verzerrung eine Korrektur durchgeführt wird. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt Spannungswerte dar.
  • In 16 sind die Impulswellenform 40 und die integrierte Wellenform 41 dieselben wie die in 15 gezeigten und eine wiederholte Erläuterung von diesen wird somit hier weggelassen.
  • Die Bezugszahl 44b stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsvorrichtung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist durch die von dem Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beim Auftreten des zweiten Typs der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 durchgeführte Korrektur, und 42b stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 44b erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 45b stellt eine Wellenform eines in der Subtraktionsvorrichtung 26 durch Subtrahieren der integrierten Wellenform 42b von der integrierten Wellenform 41 erzeugten Signals dar, und 46b stellt eine integrierte Wellenform dar, die durch Integrieren der Wellenform 45b in dem dritten Integrator 27 und Umkehren der Wellenform 45b in der Umkehrschaltung 28 gebildet wurde.
  • Die Bezugszahl 43b stellt ein Impulswellenform des in dem Komparator 29 erzeugten Korrektursignals Vc als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") gemäß der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 45b und 46b dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 45b höher als die Wellenform 46b ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 45b niedriger als die Wellenform 46b ist.
  • Die Impulswellenform 40 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Bei dem zweiten Typ der Verzerrung tritt keine Verzerrung der Amplitude auf. Daher hat unter der Voraussetzung, dass die von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Spannung gleich Vpow ist und eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 44b eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vpow/K und wird gleich der Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 40 durch die Wirkung der Rückkopplungsschaltung 5 (d.h., Vpow/K = Vsig).
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 44b entsprechend einem Zyklus der Frequenz in dem eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 40 und 44b wie in 16 gezeigt sind und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, sind die integrierten Wellenformen 41 und 42b wie in 16 gezeigt ausgebildet.
  • Bei dem zweiten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (5A, 5B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 42b kleiner als der der integrierten Wellenform 42, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist.
  • Somit sind die Zeitperioden, während denen die in der Subtraktionsvorrichtung 26 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 41 und 42b erzeugte integrierte Wellenform 45b den Bezugspegel Vsig/2 überschreitet, verlängert. Andererseits ist im Durchschnitt die integrierte Wellenform 46b, die durch den dritten Integrator 27 und die Umkehrschaltung 28 auf der Grundlage der Wellenform 45b gebildet ist, unterhalb des Bezugspegels Vsig/2.
  • Daher hat das von dem Komparator 29 auf der Grundlage der Differenz zwischen den Wellenformen 45b und 46b ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 43b. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Korrektursignal Vc in der Lage, eine hervorgehobene Verzerrung in einem Ausgangsaudiosignal zu korrigieren.
  • Wie in 16 gezeigt ist, ist durch die normale Wirkung des Komparators 29 die Impulsbreite der Impulswellenform 43b so ausgebildet, dass sie um te2 größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 44b ist, als Antwort auf den zweiten Typ der Verzerrung (d.h., die Zeitperioden, während denen die Impulswellenform 43b den Pegel "H" hat, sind verlängert im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist).
  • Folglich wird, selbst wenn die Impulswellenform 43b mit der in 16 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingegeben wird, was bewirkt, dass der zweite Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, wodurch bewirkt wird, dass die Impulsbreite um te2 verringert wird, die Impulsbreite der Impulswellenform 44b gleich der der Wellenform 40. 16 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit 6, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen den Impulswellenformen 43b und 44b auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der zweite Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Impulsbreite der von dem Komparator 29 ausgegebenen Impulswellenform 43b so, dass sie um te2 größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 40 ist, als Antwort auf den zweiten Typ der Verzerrung, wodurch der zweite Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 korrigiert wird, um die Impulsbreite der Impulswellenform 44b nahezu gleich der der Impulswellenform 40 im eingeschwungenen Zustand zu machen, d.h., die Impulsfläche der Impulswellenform 44b entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz zu machen. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und die des impulsmodulierten Signals ei nahezu einander gleich zu machen, was bedeutet, dass diese Signale keinen Fehler zwischen sich haben, d.h., die Verzerrung in einem Audiosignal ist korrigiert.
  • Als Nächstes wird der dritte Typ der Verzerrung beschrieben. 17 illustriert die Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist durch die Korrektur beim Auftreten des dritten Typs der Verzerrung. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt Spannungswert e dar.
  • In 17 sind die Impulswellenform 40 und die integrierte Wellenform 41 dieselben wie die in 15 gezeigten und eine wiederholte Erläuterung von diesen wird somit hier weggelassen.
  • Die Bezugszahl 44c stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, welche in den eingeschwungenen Zustand durch die von dem Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beim Auftreten des dritten Typs der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 durchgeführte Korrektur gebracht ist, und 42c stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 44c erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 45c stellt eine Wellenform eines in der Subtraktionsvorrichtung 26 durch Subtrahieren der integrierten Wellenform 42c von der integrierten Wellenform 41 erzeugten Signals dar, und 46c stellt eine integrierte Wellenform dar, die durch Integrieren der Wellenform 45c in dem dritten Integrator 27 und Umkehren der Wellenform 45c in der Umkehrschaltung 28 gebildet wurde.
  • Die Bezugszahl 43c stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 29 erzeugten Korrektursignals Vc als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") gemäß der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 45c und 46c dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 45c höher als die Wellenform 46c ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 45c niedriger als die Wellenform 46c ist.
  • Die Impulswellenform 40 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Bei dem dritten Typ der Verzerrung tritt eine Verzerrung von +ΔV1 in der Amplitude mit Bezug auf den von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Bezugsspannungswert Vpow auf. Daher ist unter Voraussetzung, dass eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die Amplitude der von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen Impulswellenform 44c im Bereich zwischen angenähert null (Vpow + ΔV1)/K, und sie ist somit nicht gleich der, sondern um ΔV1/K größer als die Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 40.
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 44c entsprechend einem Zyklus der Frequenz im eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 40 und 44c wie in 17 gezeigt sind und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von angenähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, sind die integrierten Wellenformen 41 und 42c wie in 17 gezeigt ausgebildet.
  • Bei dem dritten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (6A, 6B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 42c größer als der der integrierten Wellenform 42, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist.
  • Somit sind die Zeitperioden, während denen die in der Subtraktionsvorrichtung 26 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 41 und 42c erzeugte integrierte Wellenform 45c den Bezugspegel Vsig/2 überschreitet, verkürzt. Andererseits überschreitet im Durchschnitt die von dem dritten Integrator 27 und der Umkehrschaltung 28 auf der Grundlage der Wellenform 45c gebildete integrierte Wellenform 46c den Bezugspegel Vsig/2.
  • Daher hat das von dem Komparator 29 auf der Grundlage der Differenz zwischen den Wellenformen 45c und 46c ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 43c. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Korrektursignal Vc in der Lage, die hervorgehobene Verzerrung in einem Ausgangsaudiosignal zu korrigieren.
  • Wie in 17 gezeigt ist, wird durch die normale Wirkung des Komparators 29 die Impulsbreite der Impulswellenform 43c als Antwort auf den dritten Typ der Verzerrung so ausgebildet, dass sie kleiner als die Impulsbreite der Impulswellenform 40 ist (d.h., Zunahme der Amplitude um ΔV1) (d.h., die Zeitperioden, während denen die Impulswellenform 43c den Pegel "H" hat, sind verkürzt im Vergleich mit dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist).
  • Folglich wird, selbst wenn die Impulswellenform 43c mit der in 17 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingegeben wird, wodurch bewirkt wird, dass der dritte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, was eine Erhöhung der Amplitude im Vergleich mit einem normalen Wert um ΔV1 bewirkt, wobei die Impulsbreite unverändert bleibt, die Impulsfläche der Impulswellenform 44c entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz. 17 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit 6, die hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen den Impulswellenformen 43c und 44c auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der dritte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiele die Impulsbreite der von dem Komparator 29 ausgegebenen Impulswellenform 43c so, dass sie kleiner als die Impulsbreite der Impulswellenform 40 ist, als Antwort auf den dritten Typ der Verzerrung (d.h., Zunahme der Amplitude um ΔV1), wodurch der dritte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 korrigiert wird, um die Impulsfläche der Impulswellenform 44c entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz zu machen. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und diejenige des impulsmodulierten Signals ei einander nahezu gleich zu machen, was bedeutet, dass diese Signale keinen Fehler zwischen sich haben, d.h., die Verzerrung in einem Audiosignal ist korrigiert.
  • In diesem Fall ist die Zunahme der Amplitude der integrierten Wellenform 42c, die bewirkt, dass die obere Seite der Wellenform 45c eine negative Neigung hat, wirksam in der Verringerung der Impulsbreite des von dem Komparator 29 ausgegebenen Korrektursignals Vc.
  • Als Nächstes wird der vierte Typ der Verzerrung beschrieben. 18 illustriert die Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2, die in den eingeschwungenen Zustand durch Korrektur beim Auftreten des vierten Typs der Verzerrung gebracht ist. Die horizontale Achse stellt die Zeit dar und die vertikale Achse stellt Spannungswerte dar.
  • In 18 sind die Impulswellenform 40 und die integrierte Wellenform 41 dieselben wie die in 15 gezeigten und eine wiederholte Erläuterung von diesen wird somit hier weggelassen.
  • Die Bezugszahl 44d stellt eine Impulswellenform des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen und in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignals ef dar, die durch von dem Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beim Auftreten des vierten Typs der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 durchgeführte Korrektur in den eingeschwungenen Zustand gebracht ist, und 42d stellt eine integrierte Wellenform des in dem zweiten Integrator 24 auf der Grundlage der Impulswellenform 44d erzeugten integrierten Signals eo2 dar.
  • Die Bezugszahl 45d stellt eine Wellenform eines in der Subtraktionsvorrichtung 26 durch Subtrahieren der integrierten Wellenform 42d von der integrierten Wellenform 41 erzeugten Signals dar, und 46d stellt eine integrierte Wellenform dar, die durch Integrieren der Wellenform 45d in dem dritten Integrator 27 und Umkehren der Wellenform 45d in der Umkehrschaltung 28 gebildet wurde.
  • Die Bezugszahl 43d stellt eine Impulswellenform des in dem Komparator 29 erzeugten Korrektursignals Vc als binären Impuls "H" oder "L" (d.h., "0" oder "1") gemäß der Differenz zwischen den Wellenformen 45d und 46d dar. Insbesondere wird, wenn die Wellenform 45d höher als die Wellenform 46d ist, ein Impuls "H" (oder "1") erzeugt, während ein Impuls "L" (oder "0") erzeugt wird, wenn die Wellenform 45d niedriger als die Wellenform 46d ist.
  • Die Impulswellenform 40 soll eine Amplitude im Bereich zwischen angenähert null und Vsig haben. Bei dem vierten Typ der Verzerrung tritt die Verzerrung in der Amplitude um –ΔV2 mit Bezug auf den von der Konstantspannungs-Leistungsquelle zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Bezugsspannungswert Vpow auf. Daher hat unter der Voraussetzung, dass eine feste Dämpfungsverstärkung in der Rückkopplungsschaltung 5 gleich 1/K ist, die von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebene Impulswellenform 44d einen Amplitudenbereich zwischen angenähert null und (Vpow – ΔV2)/K. Somit ist die Amplitude der Impulswellenform 44d nicht gleich der, sondern um ΔV2/K kleiner als die Amplitude der von dem Impulsmodulator 1 ausgegebenen Impulswellenform 40.
  • Wenn die Korrektur in der Korrekturschaltung 2 normal durchgeführt wird, wird die Impulsfläche der Impulswellenform 44d entsprechend einem Zyklus der Frequenz in dem eingeschwungenen Zustand gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz.
  • In dem Fall, in welchem die Impulswellenformen 40 und 44d wie in 18 gezeigt sind und der erste und der zweite Integrator 21 und 24 auf der Grundlage von an genähert Vsig/2 durch die Wirkung der Verstärkungssteuervorrichtung 22 und dergleichen arbeiten, sind die integrierten Wellenformen 41 und 42d wie in 18 gezeigt ausgebildet.
  • Bei dem vierten Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 (7A, 7B) ist der Durchschnittswert der integrierten Wellenform 42d kleiner als der der integrierten Wellenform 42, die in dem Fall erzeugt wird, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist.
  • Somit sind die Zeitperioden, während denen die in der Subtraktionsvorrichtung 26 auf der Grundlage der Differenz zwischen den integrierten Wellenformen 41 und 42d erzeugte integrierte Wellenform 45d den Bezugspegel Vsig/2 überschreitet, verlängert. Andererseits ist im Durchschnitt die durch den dritten Integrator 27 und die Umkehrschaltung 28 auf der Grundlage der Wellenform 45d gebildete integrierte Wellenform 46d unterhalb des Bezugspegels Vsig/2.
  • Daher hat das von dem Komparator 29 auf der Grundlage der Differenz zwischen den Wellenformen 45d und 46d ausgegebene Korrektursignal Vc die Impulswellenform 43d. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Korrektursignal Vc in der Lage, eine hervorgehobene Verzerrung in einem Ausgangsaudiosignal zu korrigieren.
  • Wie in 18 gezeigt ist, wird durch die normale Arbeitsweise des Komparators 29 die Impulsbreite der Impulswellenform 43d als Antwort auf den vierten Typ der Verzerrung so ausgebildet, dass sie größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 40 ist (d.h., Verringerung der Amplitude um ΔV2) (d.h., die Zeitpe rioden, während denen die Impulswellenform 43d den Pegel "H" hat, sind verlängert im Vergleich zu dem Fall, in welchem keine Verzerrung auftritt, wie in 14 gezeigt ist).
  • Folglich wird, selbst die Impulswellenform 43d mit der in 18 gezeigten Impulsbreite zurückgeführt und wieder in den Leistungsschalter 3 eingegeben wird, wodurch bewirkt wird, dass der vierte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, was eine Verringerung der Amplitude im Vergleich zu einem normalen Wert um ΔV2 bewirkt, wobei die Impulsbreite unverändert bleibt, die Impulsfläche der Impulswellenform 44d entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz. 18 zeigt auch, dass die Verzögerungszeit 6, die sich hauptsächlich durch den Leistungsschalter 3 ergibt, zwischen den Impulswellenformen 43d und 44d auftritt.
  • Wie beschrieben ist, setzt in dem Fall, in welchem der vierte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Impulsbreite der von dem Komparator 29 ausgegebenen Impulswellenform 43d so, dass sie größer als die Impulsbreite der Impulswellenform 40 ist, als Antwort auf den vierten Typ der Verzerrung (d.h., Herabsetzung der Amplitude um ΔV2), wodurch der vierte Typ der Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 korrigiert wird, um die Impulsfläche der Impulswellenform 44d entsprechend einem Zyklus der Frequenz nahezu gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 40 entsprechend einem Zyklus der Frequenz zu machen. Dies dient dazu, die Niedrigfrequenzkomponente des Rückkopplungssignals ef und die des impulsmodulierten Signals ei einander nahezu gleich zu machen, was bedeutet, dass diese Signale keinen Fehler zwischen sich haben, d.h., die Verzerrung in einem Audiosignal ist korrigiert.
  • In diesem Fall ist die Herabsetzung der Amplitude der integrierten Wellenform 42d, die bewirkt, dass die obere Seite der Wellenform 45d eine positive Neigung hat, wirksam in der Vergrößerung der Impulsbreite des von dem Komparator 29 ausgegebenen Korrektursignals Vc.
  • Die vorstehende Beschreibung wurde auf den Vorgang gerichtet, bei dem die Korrekturschaltung 2 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das impulsmodulierte Signal ei zu ihrem Ausgang überträgt, während die Durchführung der Korrektur auf der Rückkopplung beruht.
  • Wie beschrieben ist, kann der Klasse D-Verstärker mit der in den 1 und 13 gezeigten Konfiguration die Verzerrung in einem Audiosignal, die sich hauptsächlich aus der Arbeitsweise des Leistungsschalters 3 ergibt, reduzieren (oder korrigieren).
  • Weiterhin werden bei dem Klasse D-Verstärker gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die integrierten Wellenformen von dem ersten und dem zweiten Integrator 21 und 24 nicht direkt in einen Komparator eingegebenen, sondern werden der Subtraktion in der Subtraktionsvorrichtung 26 unterworfen und ein resultierendes Subtraktionssignal wird ausgegeben. Danach werden das Subtraktionssignal und das Signal, das durch Integrieren des Subtraktionssignals in dem dritten Integrator 27 und Umkehren des Signals in der Umkehrschaltung 28 erhalten wurde, in den Komparator 29 für einen Vergleich eingegeben, um die Verzerrung in einem Audiosignal hervorzuheben. Dies kann weiterhin die Wirkungen der Korrektur bei der Verringerung (oder Korrektur) der Verzerrung in einem Audiosignal verbessern im Vergleich mit dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel.
  • Besonderes Beispiel des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels Eine spezifischere beispielhafte Konfiguration der Korrekturschaltung 2 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, die in 19 gezeigt ist, wird nachfolgend beschrieben.
  • Die Konfiguration der Stufe vor den Ausgängen der Operationsverstärker 56 und 57 ist dieselbe wie die in 12 gezeigte und bildet die Subtraktionsvorrichtungen 20 und 23, den ersten Integrator 21, den zweiten Integrator 24 und die Verstärkungssteuervorrichtung 22, die in dem Blockschaltbild nach 13 gezeigt sind. Die speziellen Verbindungen und Funktionen der jeweiligen Schaltungen wurden in dem spezifischen Beispiel des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels beschrieben und eine wiederholte Erläuterung hiervon wird somit hier weggelassen.
  • Bei der in 19 gezeigten Korrekturschaltung 2 nach dem vorliegenden besonderen Beispiel ist der Ausgang des Operationsverstärkers 56 mit dem umkehrenden ("–")-Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 66 über den Knoten N5, einen Widerstand 60 und einen Knoten N12 verbunden, während der Ausgang des Operationsverstärkers 57 mit dem nicht umkehrenden ("+")-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 über den Knoten N10, einen Widerstand 62 und einen Knoten N13 verbunden ist.
  • Der Operationsverstärker 66 bewirkt eine negative Rückkopplung über einen Widerstand 61 und ist mit seinem nicht umkehrenden Eingangsanschluss mit einem geeigneten festen Potential über den Knoten N13 und einen Widerstand 63 verbunden.
  • Der Ausgang des Operationsverstärkers 66 ist an einem Knoten N14 verzweigt, um sowohl mit dem nicht umkehrenden ("+")-Eingangsanschluss eines Komparators 68 als auch mit dem umkehrenden ("–")-Eingangsanschluss eines Operationsverstärkers 67 über einen Widerstand 64 und einen Knoten N15 verbunden zu sein. Der nicht umkehrende ("+")-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 67 ist mit einem geeigneten festen Potential verbunden.
  • Der Operationsverstärker 67 bewirkt eine negative Rückkopplung über einen Knoten N16, einen Kondensator 65 und den Knoten N15.
  • Der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 67 ist mit dem umkehrenden ("–")-Eingangsanschluss des Komparators 68 über den Knoten N16 verbunden. Der Ausgangsanschluss des Komparators 68 ist mit dem Eingangsanschluss des in 1 gezeigten Leistungsschalters 3 verbunden.
  • Bei der wie vorstehend beschrieben ausgebildeten Korrekturschaltung 2 bilden die Widerstände 60 bis 63 und der Operationsverstärker 66 die in 13 gezeigte Subtraktionsvorrichtung 26.
  • Jedoch sind die Ausgangssignale der Operationsverstärker 56 und 57 umgekehrt zu denen des ersten und zweiten Integrators 21 bzw. 24 in 13. Somit ist der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 56 mit dem umkehrenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 verbunden, und der Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 57 ist mit dem nicht umkehrenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 66 verbunden, wodurch die Ausgangssignale von dem Operationsverstärker 66 und der in 13 gezeigten Subtraktionsvorrichtung 26 in dieselbe Phase gebracht werden.
  • Der Widerstand 64, der Kondensator 65 und der Operationsverstärker 67 bilden den dritten Integrator 27 und die Umkehrschaltung 28 nach 13 und haben die Funktion des Integrierens und Umkehrens eines von dem Operationsverstärker 66 ausgegebenen Signals.
  • Wie beschrieben ist, bildet die in 19 gezeigte beispielhafte Schaltung die Korrekturschaltung 2 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel.
  • Gemessene Daten
  • 20 ist ein Blockschaltbild, das eine Messschaltung zum Messen tatsächlicher Wirkungen der Korrektur in dem Fall der Verwendung der in 12 (besonderes Beispiel des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels) oder 19 (besonderes Beispiel des zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels) gezeigten Korrekturschaltung illustriert.
  • Die Messung unter Verwendung der in 20 gezeigten Messschaltung wurde durchgeführt durch Eingabe einer Rechteckwelle mit einem Tastverhältnis von 50% in die Korrekturschaltung 2 und Eingabe eines Ausgangssignals der Korrekturschaltung 2 an dem Rückkopplungs-Eingangsanschluss der Korrekturschaltung 2, nach dem es mit einem Störsignal von einem Signalgenerator 301 in einer PWM-Modulationsschaltung 300 versehen wurde.
  • Auswertungen wurden gemacht durch Vergleich des Ergebnisses der Beobachtung in einem Wechselspannungs-Voltmeter 303 eines decodierten Ausgangspegels eines Impulswellen-Eingangssignals, das erhalten wurde durch Eingabe einer Rechteckwelle direkt in die PWM-Modulationsschaltung 300 ohne Durchgang durch die Korrekturschaltung 2, welches durch das TPF 302 hindurchgeht, und des Ergebnisses der Beobachtung in den Wechselspannungs-Voltmeter 303 eines decodierten Ausgangspegels eines Impulswellen-Eingangssignals in dem Zustand, in welchem die durch den Signalgenerator 301 in der PWM-Modulationsschaltung 300 vorgesehene Störung durch die Korrekturschaltung 2 unterdrückt wird.
  • Die Ergebnisse der Auswertungen sind in dem Diagramm nach 21 aufgezeichnet. In dem Diagramm nach 21 stellt die vertikale Achse den Störrestpegel dar und die horizontale Achse stellt die Störfrequenz dar. Hier wurden gemessene Daten A erhalten bei Verwendung der in 12 gezeigten Korrekturschaltung als der Korrekturschaltung 2, und gemessene Daten B wurden erhalten unter Verwendung der in 19 gezeigten Korrekturschaltung als der Korrekturschaltung 2.
  • Wie aus dem Diagramm nach 21 ersichtlich ist, erzielt die bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschriebene Korrekturschaltung 2 gute Korrekturwirkungen, und die bei dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschriebene Korrekturschaltung 2 zeigt bessere Korrekturwirkungen.
  • Obgleich die Ausgangsstufe vorstehend als Eintakt schaltung beschrieben wurde, kann die vorliegende Erfindung auch auf eine so genannte BTL(symmetrische Gegentakt-Ausgangsschaltung ohne Anpasstransformator)-Konfiguration angewendet werden, die zwei Ausgangsstufen zur Ausgabe von Audiosignalen, die um 180° in der Phasen gegeneinander versetzt sind, aufweist. D.h., durch zusätzliche Anwendung der Korrekturschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung für jede Ausgangsstufe in der BTL-Konfiguration können die Wirkungen der Korrektur der Verzerrung erhalten werden.
  • Drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
  • 22 ist ein Blockschaltbild der Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Der Klasse D-Verstärker enthält einen Impulsmodulator 1, eine Korrekturschaltung 2, einen Leistungsschalter 3, ein TPF 4, eine Rückkopplungsschaltung 5, einen Lautsprecher 406, eine erste Konstantspannungs-Steuerschaltung 407, eine zweite Konstantspannungs-Steuerschaltung 408, einen Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 und eine arithmetische Einheit 411. Dem Klasse D-Verstärker wird eine Zuführungsspannung Vcc von einer externen Quelle über einen Leistungsanschluss 409 zugeführt.
  • Der Impulsmodulator 1 erzeugt ein impulsmoduliertes Signal und der Leistungsschalter 3 führt einen Schaltvorgang zwischen der Leistungsquelle und Erde durch entsprechend einem in der Korrekturschaltung 2 korrigierten Korrektursignal, wodurch eine Leistungszuführung zu einer Last (Lautsprecher 406) ermöglicht wird, die mit dem Ausgang des Klasse D-Verstärkers verbunden ist. Der Schaltvorgang wird durch Schalt vorrichtungen durchgeführt, die wie bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben ausgebildet sind.
  • Das TPF 4 entfernt eine Hochfrequenzkomponente aus einem Ausgangssignal von dem Leistungsschalter 3, um ein zu dem Lautsprecher 406 zu lieferndes Audiosignal zu demodulieren, wodurch ein Ton erzeugt wird. Die Rückkopplungsschaltung 5 dämpft die Amplitude eines Ausgangssignals von dem Leistungsschalter 3 auf einen zweckmäßigen Pegel und liefert es zu der Korrekturschaltung 2.
  • Der Impulsmodulator 1 enthält eine Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung 1a für eine Delta-Sigma-Modulation eines digitalisierten Audiosignals und eine Impulsmodulationssignal-Umwandlungsvorrichtung 1b zum Umwandeln eines Delta-Sigma-modulierten Audiosignals in ein impulsmoduliertes Signal.
  • Der Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 enthält ein TPF 401 und eine Pegeleinstellvorrichtung 402. Die arithmetische Einheit 411 enthält eine Subtraktionsvorrichtung 403 und eine Additionsvorrichtung 404.
  • Die erste Konstantspannungs-Steuerschaltung 407, die hauptsächlich durch eine logische Schaltung gebildet ist, stabilisiert die von der externen Quelle über den Leistungsanschluss 409 zugeführte Zuführungsspannung Vcc auf einem bestimmten und liefert die stabilisierte Zuführungsspannung Vcc zu dem Impulsmodulator 1.
  • Die zweite Konstantspannungs-Steuerschaltung 408, die ebenfalls hauptsächlich durch eine logische Schaltung gebildet ist, stabilisiert die von der externen Quelle über den Leistungsanschluss 409 gelieferte Zuführungsspannung Vcc auf einen bestimmten Wert und liefert die stabilisierte Zuführungsspannung Vcc zu der Korrekturschaltung 2.
  • Obgleich er in 22 direkt mit dem Anschluss 409 verbunden ist, ist in der Praxis der Leistungsschalter 3 üblicherweise über ein Tiefpassfilter mit dem Anschluss 409 verbunden, das durch eine Induktivität und einen Kondensator gebildet ist. Jedoch dient ein derartiges Tiefpassfilter zur Beseitigung eines in der über den Anschluss 409 gelieferten Zuführungsspannung Vcc enthaltenen Hochfrequenzrauschens, und es erzeugt nicht die Wirkung der Unterdrückung von Spannungsschwankungen einer Niedrigfrequenzkomponente in einem Audiofrequenzband, im Unterschied zu den Konstantspannungs-Steuerschaltungen 407 und 408.
  • Dies ergibt sich daraus, dass die Verwendung einer Konstantspannungs-Steuerschaltung zum Stabilisieren der zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Spannung, die eine relativ große Leistung erfordert, den Nachteil ergibt, dass ein hoher Leistungsverlust in der Konstantspannungs-Steuerschaltung auftritt und die Kosten für den Einsatz der Konstantspannungs-Steuerschaltung erhöht.
  • Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Korrekturschaltung 2 zum Korrigieren eines Rückkopplungssignals anstelle einer Konstantspannungs-Steuerschaltung verwendet, und da sie dieselbe Konfiguration wie die in 2 gezeigte hat, wird die wiederholte Erläuterung von dieser hier weggelassen. Weitere Signalwellenformen an den jeweiligen Punkten und der Korrekturschaltung 2 sind dieselben wie die in 3 gezeigten und ihre Beschreibung wird hier ebenfalls weggelassen.
  • Der in 22 gezeigte Klasse D-Verstärker führt eine Reihe von Rückkopplungsoperationen durch, bei denen ein Korrektursignal Vc erzeugt wird auf der Grundlage des Vergleichs zwischen dem impulsmodulierten Signal ei, das von dem Impulsmodulator 1 ausgegeben wird, und einem Rückkopplungssignal ef, das von dem Leistungsschalter 3 ausgegeben und in die Korrekturschaltung 2 durch ein Rückkopplungssystem (Rückkopplungsschaltung 5 und arithmetische Einheit 411) eingegeben wird, und das Korrektursignal Vc wird ein Rückkopplungssignal ef, nachdem durch den Leistungsschalter 3 und das Rückkopplungssystem hindurchgegangen ist.
  • Die n 3 gezeigten Wellenformen werden in dem Fall erhalten, in welchem die Impulswellenform 30 des impulsmodulierten Signals ei und die Impulswellenform 34 des Rückkopplungssignals ef nahezu dieselbe Amplitude haben und in welchem die Verzögerungszeit 6 vorhanden ist, aber eine Wellenformverzerrung in dem Leistungsschalter 3 nicht auftritt. Weiterhin sind die Impulswellenform 30 und die Impulswellenform 33 des Korrektursignals Vc einander ähnlich.
  • Wenn jedoch die über dem Anschluss 409 zu dem Leistungsschalter gelieferte Zuführungsspannung Vcc einen voreingestellten Wert überschreitet und die Amplitude der Impulswellenform 34 demgemäß größer als die der Impulswellenform 30 wird, wird ein Ausgangssignal von dem zweiten Integrator 24 im Pegel erhöht, wodurch bewirkt wird, dass die integrierte Wellenform 32 im Vergleich zu 3 nach oben verschoben wird.
  • In diesem Fall werden, wie in 10 gezeigt ist, Zeitperioden, während denen die integrierte Wellenform 31 die integrierte Wellenform 32c übersteigt, d.h., Zeitperioden, während denen ein Ausgangssignal des Komparators 25 den Pegel "H" hat, verkürzt. Wie mit Bezug auf 10 beschrieben ist, verringert dies die Impulsbreite der Impulswellenform des Korrektursignals Vc und macht die Impulsfläche der Impulswellenform 34c entsprechend einem Zyklus der Frequenz gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz. Durch diesen Vorgang wird eine Korrektur für die Zunahme der zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Zuführungsspannung Vcc durchgeführt.
  • Demgegenüber wird, wenn die über den Anschluss 409 zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Zuführungsspannung Vcc unterhalb eines voreingestellten Wertes ist und die Amplitude der Impulswellenform 34 demgemäß kleiner wird als die der Impulswellenform 30, ein Ausgangssignal von dem zweiten Integrator 24 im Pegel herabgesetzt, wodurch bewirkt wird, dass die integrierte Wellenform 32 im Vergleich zu 3 nach unten verschoben wird.
  • In diesem Fall werden, wie in 11 gezeigt, Zeitperioden während denen die integrierte Wellenform 31 die integrierte Wellenform 32d überschreitet, d.h., Zeitperioden, während denen ein Ausgangssignal des Komparators 25 den Pegel "H" hat, verlängert. Wie mit Bezug auf 11 beschrieben ist, vergrößert dies die Impulsbreite der Impulswellenform des Korrektursignals Vc und macht die Impulsfläche der Impulswellenform 34d entsprechend einem Zyklus der Frequenz gleich der Impulsfläche der Impulswellenform 30 entsprechend einem Zyklus der Frequenz. Durch diesen Vorgang wird eine Korrektur für die Herabsetzung der zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Zuführungsspannung Vcc durchgeführt.
  • Wie beschrieben ist, gibt die Korrekturschaltung 2 das Korrektursignal Vc aus, während die Korrektur (des Impulses) bei dem impulsmodulierten Signal ei auf der Grundlage des Rückkopplungssignals ef durchgeführt wird.
  • Die spezifische Schaltungskonfiguration der Korrekturschaltung 2 ist in 12 gezeigt.
  • In der vorhergehenden Beschreibung enthalten sowohl das impulsmodulierte Signal ei, das von dem Impulsmodulator 1 in die Korrekturschaltung 2 eingegeben wird, als auch das Rückkopplungssignal ef, das von dem Leistungsschalter 3 ausgegeben und nach einer angemessenen Dämpfung in die Korrekturschaltung 2 eingegeben wird, eine Gleichspannungskomponente.
  • Die Korrekturschaltung 2 führt eine Korrektur enthaltend die Gleichspannungskomponente durch. Die Gründe hierfür werden nachfolgend beschrieben.
  • Das impulsmodulierte Signal ei ist grundsätzlich ein binäres Impulssignal, obgleich es eine Gleichspannungskomponente enthält, und stellt vorbestimmte Spannungswerte an jeweiligen Punkten in der Schaltung für jeden der beiden Pegel "H" und "L" dar. Daher ist es schwierig, herkömmliche Mittel eine Analogschaltung zum Blockieren einer Gleichspannungskomponente beispielsweise durch einen Kondensator zu verwenden und unabhängig einen Gleichspannungs-Arbeitspunkt allein einzustellen.
  • Weiterhin enthält die Korrekturschaltung 2 die Integratoren mit hohen Gleichspannungsverstärkungen, und somit ist die Stabilisierung von Arbeitspunkten der Schaltung durch Gleichspannungs-Rückkopplung über die Integratoren realistisch.
  • Die vorbeschriebene Korrektur einschließlich der Gleichspannungskomponente bewirkt kein Problem, wenn sich die Zuführungsspannung Vcc wenig ändert. Wenn sich jedoch die Zuführungsspannung Vcc stark ändert, tritt ein Problem auf.
  • Z.B. müssen in einem Automobil eingesetzte Instrumente fehlerfrei arbeiten, selbst wenn die Zuführungsspannung Vcc innerhalb eines Bereichs zwischen 11 V und 16 V variiert. Wenn somit der Mittelwert auf 13,2 V gesetzt ist, muss ein fehlerfreier Betrieb sichergestellt sein, selbst wenn die Zuführungsspannung Vcc innerhalb eines Bereichs von angenähert ±20% schwankt.
  • Unter diesen Bedingungen bewirkt die Durchführung der Korrektur enthaltend eine Gleichspannungskomponente zum Unterdrücken der Verzerrung in einem Ausgangssignal von dem Leistungsschalter 3 ein Problem dahingehend, dass ein ausgegebenes Audiosignal, wenn keine Verzerrung auftritt (d.h., der Pegel einer Ausgangsspannung), rasch reduziert wird in dem Fall, in welchem die Zuführungsspannung Vcc wie nachfolgend beschrieben kleiner wird.
  • Wenn z.B. die Zuführungsspannung Vcc auf 13,2 V gesetzt ist, was der beabsichtigte Mittenwert bei dem in 22 gezeigten Klasse D-Verstärker enthaltend die Korrekturschaltung 2 ist, wird angenommen, dass die Verstärkung der Korrekturschaltung 2 so einge stellt ist, dass ein von dem Klasse D-Verstärker ausgegebenes Gleichspannungspotential (nachfolgend als "Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential" bezeichnet) 6,6 V beträgt, was die Hälfte des Wertes der Zuführungsspannung Vcc ist, für den Fall, dass das impulsmodulierte Signal ei von dem Impulsmodulator 1 ein Tastverhältnis von 50% hat (nachfolgend als "Nichtmodulationsfall" bezeichnet).
  • In diesem Fall wird, selbst wenn die Zuführungsspannung Vcc in einem Bereich zwischen 11 V und 16 V schwankt, das Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential in dem Nichtmodulationsfall des impulsmodulierten Signals ei bei angenähert 6,6 V gehalten, selbst wenn die Korrektur durchgeführt wird.
  • Weiterhin erreicht bei der vorbeschriebenen Verstärkungseinstellung das Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential 11 V in dem Fall, in welchem das von dem Impulsmodulator 1 ausgegebene impulsmodulierte Signal ei ein Tastverhältnis von angenähert 80% hat, wenn die Zuführungsspannung Vcc auf 13,2 V gesetzt ist, was der beabsichtigte Mittenwert ist. Wenn jedoch die Zuführungsspannung Vcc von 13,2 V auf 11 V herabgesetzt ist, ermöglicht die vorstehend beschriebene Korrektur dem Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential, 11 V zu erreichen für den Fall, in welchem das von dem Impulsmodulator 1 ausgegebene impulsmodulierte Signal ei ein Impulstastverhältnis von angenähert 80% hat. Dies bedeutet, dass, wenn die Zuführungsspannung Vcc auf 11 V verringert ist, das Verstärkerausgangssignal zu der Zeit in die Sättigung getrieben wird, zu der das Impulstastverhältnis des impulsmodulierten Signals ei angenähert 80% überschreitet.
  • 23 ist ein Diagramm, das diesen Zustand mit Wellenformen erläutert. In 23 stellt die Bezugszahl 420 eine Wellenform (Sinuswelle) der Ausgangsspannung dar, wenn die Zuführungsspannung Vcc auf 11 V verringert wird, wobei das Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential in dem Nichtmodulationsfall auf 6,6 V gesetzt ist. Der Pegel dieser Ausgangsspannung beträgt (11 – 6,6)×2 = 8,8 Vpp.
  • Hier wird, wenn das Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential in dem Nichtmodulationsfall auf 5,5 V verschoben wird, was die Hälfte des Wertes der Zuführungsspannung (11V) zu dieser Zeit ist, die Wellenform (Sinuswelle) der Ausgangsspannung durch 421 dargestellt. In diesem Fall wird der Pegel der Ausgangsspannung auf 5,5×2 = 11 Vpp erhöht.
  • Wie beschrieben ist, ist es in dem Fall, in welchem die Zuführungsspannung Vcc innerhalb eines relativ großen Bereichs schwankt, bevorzugt, dass das Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential, das entsprechend dem Impulstastverhältnis des impulsmodulierten Signals ei bestimmt wird, in Übereinstimmung mit Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc geändert werden sollte, um den Pegel der Ausgangsspannung so weit wie möglich zu erhöhen. Insbesondere ist es bevorzugt, die Einstellung des Rückkopplungssystems so zu ändern, dass das Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotential in dem Nichtmodulationsfall immer die Hälfte des Wertes der Zuführungsspannung Vcc ist.
  • Daher sind der Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 und die arithmetische Einheit 411 bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel nach 22 vorgesehen. Diese Komponenten werden nachfolgend beschrieben.
  • Der Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 erzeugt ein Bezugssignal, das zum Aufrechterhalten des Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotentials in dem Nichtmodulationsfall auf einem Zielwert verwendet wird. Es wurde bereits beschrieben, dass der Zielwert des Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotentials in dem Nichtmodulationsfall die Hälfte des Wertes der zu dem Leistungsschalter 3 gelieferten Zuführungsspannung Vcc ist.
  • Daher dämpft bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel mit Bezug auf die Verstärkung 1/K der Rückkopplungsschaltung 5 der Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 die Eingangsspannung, d.h. die Zuführungsspannung Vcc auf Vcc/(2·K) durch die darin vorhandene Pegeleinstellvorrichtung 402 mit einer Verstärkung von 1/(2·K).
  • Da eine in der Zuführungsspannung Vcc enthaltene Wechselspannungs-Schwankungskomponente durch das TPF 401 in dem Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 entfernt wird, wird ein erzeugtes Bezugssignal nicht durch Wechselspannungsschwankungen beeinträchtigt.
  • In der arithmetischen Einheit 411 subtrahiert die Subtraktionsvorrichtung 403 ein Gleichspannungsausgangs-Bezugssignal, das von dem Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 erzeugt wurde, von der Ausgangsspannung der Rückkopplungsschaltung 5, und die Additionsvorrichtung 404 addiert ein festes Potential Vsig/2 zu einer durch Subtraktion erhaltenen Spannung. Hier kann, wenn eine in dem Ausgangs signal des Leistungsschalters 3 enthaltene Gleichspannungskomponente durch Vsw dargestellt wird, die Ausgangsspannung Vfb der arithmetischen Einheit 411 wie folgt ausgedrückt werden: Vfb = Vsw/K – Vcc/(2·K) + Vsig/2 ... (5)
  • Hier arbeitet in dem Fall des Nichtmodulationsfalls des impulsmodulierten Signals ei die Korrekturschaltung 2 in einer solchen Weise, dass eine Niedrigfrequenzkomponente, die in dem Rückkopplungssignal ef enthalten ist, d.h., Vfb, einer Niedrigfrequenzkomponente Vsig/2 gleich ist, die in dem impulsmodulierten Signal ei enthalten ist.
  • Daher ist durch Einführung der Beziehung Vfb = Vsig/2 in den Ausdruck (5) Vsw gleich Vcc/2. Da das TPF 4 das Ausgangssignal des Klasse D-Verstärkers von der Gleichspannungskomponente Vsw erzeugt, ermöglicht die vorbeschriebene Konfiguration die Wiedergabe eines in den Lautsprecher 406 eingegebenen Audiosignals.
  • Obgleich bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel beschrieben wurde, dass Subtraktions- und Additionsvorgänge in der arithmetischen Einheit 411 mit dem Gleichspannungspotential eines Signals, das durch die Rückkopplungsschaltung 5 hindurchgegangen ist, durchgeführt werden, können diese Vorgänge direkt mit dem Ausgangssignal des Leistungsschalters 3 durchgeführt werden und das Ergebnis kann die Rückkopplungsschaltung 5 gedämpft werden.
  • In diesem Fall ist es selbstverständlich, dass ein zu subtrahierendes Signal einen Wert von Vcc/2 haben sollte und ein zu addierendes Signal einen Wert K·Vsig/2 haben sollte. Die Subtraktions- und Additi onsvorgänge können in der entgegengesetzten Reihenfolge durchgeführt werden.
  • Viertes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
  • 24 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert. Das vorliegende Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel dahingehend, dass die arithmetische Einheit 411 nicht vorgesehen ist und statt der Korrekturschaltung 2 eine Korrekturschaltung 430 verwendet wird.
  • Die Korrekturschaltung 430 führt grundsätzlich dieselbe Operation durch wie die bei dem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschriebene Korrekturschaltung 2, enthält jedoch die Funktion des Steuerns des Verstärkerausgangs-Gleichspannungspotentials in dem Nichtmodulationsfall als Antwort auf ein Ausgangssignal des Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerators 410. Die Schaltungskonfiguration der Korrekturschaltung 430 ist in 25 gezeigt.
  • Wie in 25 gezeigt ist, unterscheidet die Korrekturschaltung 430 von der Korrekturschaltung 2 in der Konfiguration dahingehend, dass das Ausgangssignal des Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerators 410 über einen Widerstand 440 an den nicht umkehrenden ("+")-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 vom Differenzeingangstyp, der den zweiten Integrator 24 bildet, angelegt wird, und dieser nicht umkehrende ("+")-Eingangsanschluss ist mit einem festen Potentialpunkt verbunden, an welchem ein festes Gleichspannungspotential Vc1 über einen Widerstand 441 zugeführt wird.
  • In dem Fall, in welchem ein Integrator (zweiter Integrator 24) mit einer großen Gleichspannungsverstärkung in einen Pfad eingefügt ist, entlang dessen das Rückkopplungssignal ef übertragen wird, wie bei der illustrierten Schaltungskonfiguration, wird ein durch den Rückkopplungsvorgang bestimmter Gleichspannungs-Arbeitspunkt hauptsächlich durch die Arbeitsweise des Integrators (zweiter Integrator 24) bestimmt.
  • Insbesondere hat der durch den Operationsverstärker 57 gebildete zweite Integrator 24 die Verstärkung des Operationsverstärkers 57 in dem Zustand, in welchem ein Gleichspannungssignal kaum zurückgeführt wird. Somit ändert sich jedoch ein Gleichspannungs-Ausgangspotential des Operationsverstärkers 56 als ein Ergebnis der Rückkopplungsoperation, wobei die sich ergebende Differenz zwischen Differenzeingängen des Operationsverstärkers 57 klein ist. Mit anderen Worten, die Gleichspannungs-Arbeitspunkte an verbundenen Stellen sind so bestimmt, dass dieser Bedingung genügt ist.
  • Es ist praktisch nicht schwierig, die Impedanz an dem "–"-Eingangsanschluss und dem "+"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 so zu erhöhen, dass sie ausreichen größer als die Widerstandswerte der Widerstände 52, 53, die mit dem "–"-Eingangsanschluss verbunden sind, und der Widerstände 440, 441, die mit dem "+"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 ist, und die Ausgangsimpedanz von Komponenten, die Signale über die Widerstände 52, 53, 440 und 441 zuführen, so zu reduzieren, dass sie ausreichend niedriger als die Widerstandswerte der Widerstände 52, 53, 440 und 441 ist.
  • Zur Vereinfachung der Beschreibung sollen die Widerstände 52 und 441 denselben Widerstandswert R3 haben, und die Widerstände 53 und 440 sollen denselben Widerstandswert R4 haben, und ein Ausgangssignal von dem Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalgenerator 410 soll gleich Vcc/(2·K) sein wie bei dem dritten bevorzugten Ausführungsbeispiel. Dann wird ein Gleichspannungspotential Vp an den "+"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 wie folgt ausgedrückt: Vp = (Vc1·R4 + Vcc·R3/(2·K)/(R3 + R4) ... (6)
  • Weiterhin hat, wenn ein Gleichspannungspotential an dem "–"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 durch Vn dargestellt wird, der Kondensator 55 eine unendliche Impedanz mit Bezug auf eine Gleichspannungskomponente, deren Einfluss vernachlässigt werden kann. Somit gilt der folgende Ausdruck: Vn = (Vt0·R4 + Vfb·R3/(R3 + R4) ... (7)worin Vt0 ein von dem Operationsverstärker 56 ausgegebenes Gleichspannungspotential ist und VfB ein von der Rückkopplungsspannung 5 ausgegebenes Gleichspannungspotential ist.
  • Vorausgesetzt, dass das Gleichspannungspotential in dem Nichtmodulationsfall eines eingegebenen impulsmodulierten Signals ei gleich Vsig/2 ist und Vt0 zu dieser Zeit einen Wert Vt00 hat, gilt der folgende Ausdruck: Vt00 = Vc0·(R1 + R2)/R1 – Vsig·R2/(2·R1) ... (8) worin R1 der Widerstandswert des Widerstands 50 und R2 der Widerstandswert des Widerstands 51 sind.
  • Wie in diesem Ausdruck gezeigt ist, ist der Wert Vt00 ein fester Wert, der durch ein Gleichspannungspotential des impulsmodulierten Signals ei, ein zu dem "+"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 56 geliefertes festes Potential Vc0 und die Widerstandswerte der Widerstände 50 und 51 bestimmt ist. Daher werden durch Setzen des festen Potentials Vc1 gleich Vt00 die Ausdrücke (6) und (7) in dem Nichtmodulationsfall des impulsmodulierten Signals ei auch in Bezug auf den ersten Ausdruck auf der rechten Seite gleich.
  • Wie vorstehend beschrieben ist, sind, wenn die Korrekturschaltung 430 normal arbeitet, Vp und Vn in den Ausdrücken (6) und (7) einander nahezu gleich. In diesem Fall werden die Ausdrücke (6) und (7) somit in dem zweiten Ausdruck auf der rechten Seite einander gleich. D.h., es gilt der Ausdruck Vfb = Vcc/2·K). Dies zeit, dass der Rückkopplungsvorgang so durchgeführt wird, dass das Gleichspannungspotential des Rückkopplungssignals ef gleich einem Gleichspannungsausgangs-Bezugssignal in dem Nichtmodulationsfall des impulsmodulierten Signals ei wird.
  • Weiterhin wird unter der Voraussetzung, dass der Leistungsschalter 3 eine Gleichspannungskomponente Vsw hat und der Ausdruck Vfb = Vsw/K gilt, der Rückkopplungsvorgang so durchgeführt, dass Vsw die Hälft des Wertes der Zuführungsspannung Vcc wird.
  • Es ist möglich, dass als Einstellbedingungen alle Widerstände R1 bis R4 auf denselben Widerstandswert R gesetzt werden und das feste Potential Vc0 auf Vsig/2 gesetzt wird. Dies ermöglicht, dass die Ausdrücke Vt00 = Vsig/2 und Vc1 = Vsig/2 gelten, was die Schaltungskonfiguration vereinfacht.
  • Obgleich bei der vorbeschriebenen Schaltungskonfiguration die Widerstände 52 und 441 denselben Widerstandswert und die Widerstände 53 und 440 denselben Widerstandswert haben, können dieselben Wirkungen selbst dann erhalten werden, wenn die Widerstände einander unterschiedliche Widerstandswerte haben.
  • Weiterhin kann, obgleich etwas kompliziert, eine Konfiguration verwendet werden, die mit einer Vorrichtung zum Umkehren eines Ausgangssignals des Gleichspannungsausgangs-Bezugssignalsgenerators 410 versehen ist anstelle der Übertragung dieses Ausgangssignals zu dem "+"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57, der den zweiten Integrator 24 bildet, d.h., eine Vorrichtung zum Umkehren der Richtung der Zunahme/Abnahme des Potentials des Gleichspannungsausgangs-Bezugssignals mit Bezug auf die Zunahme/Abnahme der Zuführungsspannung Vcc, wobei ein umkehrtes Signal über einen Widerstand zu dem "–"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 geliefert wird. In diesem Fall ist das Potential an dem "+"-Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 57 festgelegt, wodurch eine verbesserte Realisierbarkeit des Operationsverstärkers 57 erzielt wird.
  • Obgleich die Ausgangsstufe des Klasse D-Verstärkers vorstehend als Eintaktschaltung beschrieben wurde, braucht die vorliegende Erfindung nicht hierauf beschränkt zu sein, sondern kann auch auf eine so genannte BTL-Konfiguration mit zwei Ausgangsstufen zur Ausgabe von Audiosignalen, die um 180° in der Phase gegeneinander versetzt sind, angewendet werden. D.h., durch zusätzliche Anwendung der Korrekturschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung für jede Ausgangsstufe in der BTL-Konfiguration können die Wirkungen der Korrektur der Verzerrung erhalten werden.
  • Fünftes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
  • 26 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration eines Klasse D-Verstärkers gemäß einem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung illustriert.
  • Der Klasse D-Verstärker enthält einen Impulsmodulator 1, eine Pegeleinstellschaltung 450, die Korrekturschaltung 2, den Leistungsschalter 3, die Rückkopplungsschaltung 5, das TPF 4, den Lautsprecher 406, die erste Konstantspannungs-Steuerschaltung 407, die zweite Konstantspannungs-Steuerschaltung 408 und einen Pegelbezugs-Signalgenerator 460. Die Zuführungsspannung Vcc wird von einer externen Quelle über den Leistungsanschluss 409 zu dem Klasse D-Verstärker geliefert.
  • Der Impulsmodulator 1 enthält die Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung 1a für die Delta-Sigma-Modulation eines digitalisierten Audiosignals und die Umwandlungsvorrichtung 1b für ein impulsmoduliertes Signal zum Umwandeln eines Delta-Sigma-modulierten Audiosignals in ein impulsmoduliertes Signals. Der Pegelbezugs-Signalgenerator 460 enthält ein TPF 451 und ein Dämpfungsglied 452.
  • Der Impulsmodulator 1 erzeugt ein impulsmoduliertes Signal, das ein binäres Impulssignal ist, erhalten durch Modulieren der Impulsbreite eines Audiosignals. Der Leistungsschalter 3 führt einen Schaltvorgang entsprechend einem logischen Wert eines Korrektursignals durch, dessen Pegel (Amplitude) durch die Pegeleinstellschaltung 450 eingestellt wird und dessen Impulsbreite weiterhin durch die Korrekturschaltung 2 korrigiert wird, wodurch eine Leistungszuführung zu einer mit dem Ausgang des Klasse D-Verstärkers verbundenen Last (Lautsprecher 406) ermöglicht wird. Der Schaltvorgang wird durch Schaltvorrichtungen durchgeführt, die wie bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben ausgebildet sind.
  • Das TPF 4 entfernt eine Hochfrequenzkomponente aus einem Ausgangssignal des Leistungsschalters 3, um ein zu dem Lautsprecher 406 zu lieferndes Audiosignal zu demodulieren, wodurch ein Ton erzeugt wird. Die Rückkopplungsschaltung 5 dämpft die Amplitude des Ausgangssignals des Leistungsschalters 3 auf einen zweckmäßigen Pegel und liefert (führt zurück) das Ausgangssignal zu der Korrekturschaltung 2.
  • Die erste Konstantspannungs-Steuerschaltung 407 stabilisiert die von der externen Quelle über den Leistungsanschluss 409 gelieferte Zuführungsspannung Vcc auf einen bestimmten Wert und liefert die stabilisierte Zuführungsspannung Vcc zu dem Impulsmodulator 1. Die zweite Konstantspannungs-Steuerschaltung 408 stabilisiert die von der externen Quelle über den Leistungsanschluss 409 gelieferte Zuführungsspannung Vcc auf einem bestimmten Wert und liefert die stabilisierte Zuführungsspannung Vcc zu der Korrekturschaltung 2.
  • Obgleich er in 26 direkt mit dem Anschluss 409 verbunden ist, ist in der Praxis der Leistungsschalter 3 gewöhnlich über ein aus einer Induktivität und einem Kondensator bestehendes Tiefpassfilter mit dem Anschluss 409 verbunden.
  • Jedoch dienen solche Tiefpassfilter zur Beseitigung von in der Zuführungsspannung Vcc enthaltenen Hochfrequenzrauschen, und es erzeugt nicht ausreichend die Wirkungen der Unterdrückung von Spannungsschwankungen einer Niedrigfrequenzkomponente in einem Audiofrequenzband, anders als die Konstantspannungs-Steuerschaltungen 407 und 408.
  • Dies ergibt sich daraus, dass die Verwendung einer Konstantspannungs-Steuerschaltung zum Stabilisieren der zu dem Leistungsschalter 3, der eine relativ große Leistung erfordert, zu liefernden Spannung den Nachteil bringt, dass ein hoher Leistungsverlust in der Konstantspannungs-Steuerschaltung auftritt und die Kosten für den Einsatz der Konstantspannungs-Steuerschaltung erhöht. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Korrekturschaltung 2 zum Korrigieren eines Rückkopplungssignals anstelle einer Konstantspannungs-Steuerschaltung verwendet.
  • Da die Korrekturschaltung 2 dieselbe innere Konfiguration wie die in 2 gezeigte hat, wird die wiederholte Erläuterung von dieser hier weggelassen. Weiterhin sind die Signalwellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2 dieselben wie die in 3 gezeigten. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Impulswellenform 30 ein impulsmoduliertes Signal (nachfolgend als pegeljustiertes impulsmoduliertes Signal bezeichnet), das von der Pegeleinstellschaltung 450 ausgegeben wird.
  • Wie beschrieben ist, wird eine Reihe von Rückkopplungsoperationen durchgeführt, bei denen die Korrekturschaltung 2 das Korrektursignal Vc auf der Grund lage eines Vergleichs zwischen einem pegeljustierten impulsmodulierten Signal, das von der Pegeleinstellschaltung 450 ausgegeben wurde, und einem von dem Leistungsschalter 3 ausgegebenen und über die Rückkopplungsschaltung 5 in die Korrekturschaltung 2 eingegebenen Rückkopplungssignal erzeugt und ausgibt, und das Korrektursignal Vc wird ein Rückkopplungssignal, nachdem es durch den Leistungsschalter 3 und die Rückkopplungsschaltung 5 hindurchgegangen ist.
  • Wie bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben ist, illustriert 3 Wellenformen an den jeweiligen Punkten in der Korrekturschaltung 2, wenn keine Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt. Wenn eine Verzerrung in dem Leistungsschalter 3 auftritt, werden die Wellenformen durch die Korrekturschaltung 2 verändert, wie in den 8 bis 11 gezeigt und bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben ist.
  • Die Korrekturschaltung 2 führt grundsätzlich eine Korrektur (Impulsbreitenkorrektur) bei einem eingegebenen pegeljustierten impulsmodulierten Signal entsprechend der Differenz der Niedrigfrequenzkomponente zwischen dem pegeljustierten impulsmodulierten Signal und dem Rückkopplungssignal durch, wodurch ein Korrektursignal ausgegeben wird. Folglich kann, selbst wenn die zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Zuführungsspannung Vcc schwankt, ein Audiosignal hoher Qualität ohne Verzerrung erhalten werden, vorausgesetzt, dass die Zuführungsspannung Vcc innerhalb eines bestimmten Bereichs variiert.
  • Jedoch treten in dem Fall, dass die zu dem Leistungsschalter 3 gelieferte Zuführungsspannung Vcc sich über den vorbeschriebenen Bereich hinaus verändert, die folgenden Probleme auf.
  • D.h., wenn die zu dem Leistungsschalter 3 zu liefernde Zuführungsspannung Vcc über einen angemessenen Wert ansteigt und die Amplitude der Impulswellenform 34 beträchtlich größer als die der Impulswellenform 30 wird, hat die obere Seite der integrierten Wellenform 32, die auf der Grundlage der Impulswellenform 34 gebildet ist, eine schärfere Neigung als die der integrierten Wellenform 31, die auf der Grundlage der Impulswellenform 30 gebildet ist, wie in 27 gezeigt ist. Somit kreuzen die integrierten Wellenformen 31 und 32 einander in einer Zeitperiode vor dem Erreichen eines Halbzyklus der Impulswellenform 30, wodurch die Korrekturschaltung 2 und der Leistungsschalter 3 bewirkt werden, neue Impulse auszugeben. Nachfolgend wird dies als Wellenform-Teilungserscheinung bezeichnet.
  • Selbst wenn diese Wellenform-Teilungserscheinung stattfindet, ist der Einfluss auf die Tonqualität wie die Verzerrung klein, da eine Korrektur bei einer Niedrigfrequenzkomponente des impulsmodulierten Signals durchgeführt wird, jedoch erhöht eine Zunahme der Anzahl der Ein/Aus-Vorgänge des Leistungsschalters nachteilig den Leistungsverlust und die durch den Leistungsschalter 3 erzeugte elektromagnetische Welle.
  • Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Pegeleinstellschaltung 450 vorgesehen, um das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung zu verhindern. Die Arbeitsweise der Pegeleinstellschaltung 450 wird nachfolgend beschrieben.
  • Die Pegeleinstellschaltung 450 kann die in 28 gezeigte Konfiguration haben. In 28 führt ein Analogschalter 450a einen Schaltvorgang für die Auswahl und Ausgabe entweder einer Eingangsspitzenspannung oder eines Erdpotentials gemäß dem logischen Pegel des von dem Impulsmodulator 1 gelieferten impulsmodulierten Signals durch.
  • Ein Ausgangssignal von der Pegeleinstellschaltung 450 hat dieselbe Impulsbreite wie das impulsmodulierte Signal, dessen Amplitude allein auf einen Wert gleich einer Eingangsspitzenspannung eingestellt wird.
  • In den Pegelbezugs-Signalgenerator 460 wird eine Schwankungskomponente einer relativ hohen Frequenz enthaltend ein Audiosignalband gedämpft von der Zuführungsspannung Vcc in den TPF 451, und sie wird weiter gedämpft in dem Dämpfungsglied 452 auf angenähert 1/K. Eine resultierende Spannung wird zu der Pegeleinstellschaltung 450 als eine Spitzenspannung (Pegelbezugssignal) ausgegeben.
  • Als eine Folge wird die Amplitude (Spitzenwert) des pegeljustierten impulsmodulierten Signals, das in die Korrekturschaltung 2 eingegeben wird, angenähert Vcc/K. Dieser Wert ist nahezu gleich der Amplitude des von der Rückkopplungsschaltung 5 ausgegebenen Rückkopplungssignals, wie vorstehend beschrieben ist.
  • Der Grund warum die Wellenform-Teilungserscheinung stattfindet, liegt darin, dass die Amplitude des Rückkopplungssignals über die Grenze im Vergleich mit der Amplitude des impulsmodulierten Signals hinaus ansteigt. Bei diesem bevorzugten Ausführungsbeispiel stellt die Pegeleinstellschaltung 450 die Amplitude des pegeljustierten impulsmodulierten Signals, das in die Korrekturschaltung 2 einzugeben ist, so ein, dass sie nahezu gleich der Amplitude des Rückkopplungssignals ist, was das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung verhindern kann.
  • Die Einstellung der Amplitude des impulsmodulierten Signals bewirkt, dass der Pegel einer in dem impulsmodulierten Signal enthaltenen Audiosignalkomponente ebenfalls verändert wird. Die Korrekturschaltung 2 arbeitet, wie vorstehend beschrieben ist, in der Weise, dass eine in dem Rückkopplungssignal enthaltene Audiosignalkomponente in Übereinstimmung mit einer in dem impulsmodulierten Signal enthaltenen Audiosignalkomponente gebracht wird.
  • Daher variiert bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Pegel eines Ausgangsaudiosignals gemäß den Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc mit der durch die Pegeleinstellschaltung 450 durchgeführten Einstellung, wodurch bewirkt wird, dass die Wirkungen der Korrektur in der Korrekturschaltung 2 teilweise verloren gehen.
  • Jedoch ist es durch Einstellen einer Grenzfrequenz des TPF 451 indem Pegelbezugs-Signalgenerator 460 auf einem ausreichend niedrigen Wert möglich, zu verhindern, dass schnelle Schwankungen in der Zuführungsspannung Vcc (Schwankungen in einem relativ hohen Frequenzband) in einem Ausgangssignal des Pegelbezugs-Signalgenerator 460 erscheinen, und zu verhindern, dass die Pegeleinstellschaltung 450 eine Einstellung aufgrund solcher schneller Schwankungen durchführt.
  • Mit einer derartigen Einstellung wird die Impulsbreite durch die Korrekturschaltung 2 so korrigiert, dass das Auftreten von Verzerrungen mit Bezug auf relativ schnelle Schwankungen in der Zuführungsspannung Vcc in einem Audiofrequenzband ausreichend verhindert wird, und mit Bezug auf relativ milde Schwankungen, d.h. große Schwankungen mit einer relativ niedrigen Frequenz, wird die Korrektur der Impulsbreite angehalten und die Amplitude des impulsmodulierten Signals wird so eingestellt, dass das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung verhindert wird, wodurch eine Verschlechterung des Wirkungsgrades und eine elektromagnetische Interferenz vermieden werden können.
  • Obgleich bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Rückkopplungsschaltung 5 mit einer Verstärkung von 1/K und ein Dämpfungsglied 452 ebenfalls mit einem Dämpfungsverhältnis von 1/K beschrieben sind, ist dies auf den Fall gerichtet, in welchem ein Vorgang für das impulsmodulierte Signal und ein solcher für das Rückkopplungssignal, die von der Korrekturschaltung 2 durchgeführt werden, nahezu dieselben sind, und im Allgemeinen ist es nicht erforderlich, dass diese Vorgänge einander gleich sind.
  • Sechstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
  • Bei dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel stellt mit Bezug auf Schwankungen in der Zuführungsspannung Vcc in einem relativ niedrigen Frequenzband die Pegeleinstellschaltung 450 den Pegel des pegeljustierten impulsmodulierten Signals, das in die Korrekturschaltung 2 einzugeben ist, ein, wodurch das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung vermieden wird. Jedoch verändert sich der Pegel eines von dem Klasse D-Verstärker ausgegebenen Audiosignals entsprechend den Schwankungen in der Zuführungsspannung Vcc, wodurch Lautstärkeschwankungen des Laut sprechers 406 bewirkt werden.
  • Der Klasse D-Verstärker gemäß einem nachfolgend beschriebenen sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel hat eine Konfiguration, durch die es möglich ist, das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung zu vermeiden, während Lautstärkeschwankungen entsprechend Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc verhindert werden.
  • 29 ist ein Blockschaltbild, das die Konfiguration des Klasse D-Verstärkers gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel illustriert. Wie bei dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel enthält der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel auch den Impulsmodulator 1, die Pegeleinstellschaltung 450, die Korrekturschaltung 2, den Leistungsschalter 3, die Rückkopplungsschaltung 5, das TPF 4, den Lautsprecher 406, die erste Konstantspannungs-Steuerschaltung 407, die zweite Konstantspannungs-Steuerschaltung 408 und den Pegelbezugs-Signalgenerator 460. Dem Klasse D-Verstärker wird eine Zuführungsspannung Vcc von einer externen Quelle über einen Leistungsanschluss 409 zugeführt.
  • Der Klasse D-Verstärker nach dem vorliegenden Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem nach dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel dadurch, dass ein A/D-Wandler 500 hinzugefügt ist und weiterhin der Impulsmodulator 1 mit einem Multiplikationskoeffizientengenerator 510 und einer Multiplikationsschaltung 520 versehen ist.
  • Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel arbeitet der Pegelbezugs-Signalgenerator 460 auch als ein Modulationsindex-Steuersignalgenerator zum Erzeugen eines Signals, das einen Multiplikationskoeffizienten (d.h., Modulationsindex) steuert, der zu der Multiplikationsvorrichtung 520 zu liefern ist (nachfolgend als Modulationsindex-Steuersignal bezeichnet). Der A/D-Wandler 500 wandelt das Modulationsindex-Steuersignal, das von dem Pegelbezugs-Signalgenerator 460 ausgegeben wurde, in digitale Daten um und liefert ein digitalisiertes Modulationsindex-Steuersignal für den Multiplikationskoeffizientengenerator 510 in dem Impulsmodulator 1. Der Multiplikationskoeffizientengenerator 510 normiert ein Eingangssignal, wenn die Zuführungsspannung Vcc gleich einem voreingestellten Wert ist, auf 1, und erhält den Reziprokwert eines normierten Eingangssignals, um der Multiplikationsvorrichtung 520 den erhaltenen Reziprokwert als einen Multiplikationskoeffizienten zu liefern, d.h., einen Modulationsindex. Die Multiplikationsvorrichtung 520 multipliziert ein als digitale Daten gegebenes Audiosignal mit diesem Multiplikationskoeffizienten. Der A/D-Wandler 500, der Multiplikationskoeffizientengenerator 520 und die Multiplikationsvorrichtung 520 bilden eine Modulationsindex-Steuerschaltung.
  • Demgemäß wird eine in der Pegeleinstellschaltung 450 durchgeführte Einstellung bei einem Audiosignal ausgelöscht, wodurch Lautstärkeschwankungen in dem Lautsprecher 406 verhindert werden können. Dieser Vorgang wird nachfolgend beschrieben.
  • Ein Ausgangssignal des Bezugsbezugs-Signalgenerators 460 soll, wenn die Zuführungsspannung Vcc einen vorbestimmten Wert hat, auf 1 normiert werden, und eine n einem Ausgangssignal der Pegeleinstellschaltung 450 enthaltene Audiosignalkomponente soll, wenn die Zuführungsspannung Vcc einen vorbestimmten Wert hat, durch e1 dargestellt werden. Dann kann, wenn ein normiertes Ausgangssignal des Pegelbezugs-Signalgenerators 460 durch G dargestellt wird, die in dem Ausgangssignal der Pegeleinstellschaltung 450 enthaltene Audiosignalkomponente durch G·e1 ausgedrückt werden.
  • Weiterhin gilt, wenn die in die Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung 1a einzugebenden Audiosignaldaten durch e0 dargestellt werden, der Ausdruck e1 = M·e0, wobei M eine Umwandlungsverstärkung in der Delta-Sigma-Modulationsvorrichtung 1a und der Umwandlungsvorrichtung 1b für ein impulsmoduliertes Signal ist.
  • Hier wird, wenn ein Ausgangssignal des A/D-Wandlers 500 auf 1 normiert wird, wenn die Zuführungsspannung Vcc einen vorbestimmten Wert hat, das normierte Ausgangssignal des A/D-Wandlers 500 nahezu gleich dem vorbeschriebenen G. Der Multiplikationskoeffizientengenerator 510 berechnet den Reziprokwert des normierten Ausgangssignals, dessen Ausgangssignal nahezu 1/G wird.
  • Hier gilt, wenn ein in die Multiplikationsvorrichtung 520 eingegebenes Audiosignal e00 dargestellt wird, der Ausdruck e0 = e00/G.
  • Daher wird die in dem Ausgangssignal der Pegeleinstellschaltung 450 enthaltene Audiosignalkomponente ausgedrückt als G·M·e0 = M·e00, worin G nicht enthalten ist. Dies zeigt, dass die in die Korrekturschaltung einzugebende Audiosignalkomponente durch Schwankungen des Wertes G aufgrund von Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc nicht beeinträchtigt wird, so dass keine Lautstärkeschwankungen bewirkt werden.
  • Siebentes bevorzugtes Ausführungsbeispiel
  • Das sechste bevorzugte Ausführungsbeispiel führt vorbestimmte Prozesse bei einem eingegebenen Audiosignal in dem Impulsmodulator 1 durch, um das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung zu vermeiden, während das Auftreten von Lautstärkeschwankungen aufgrund von Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc verhindert wird.
  • Jedoch bewirkt das Hinzufügen des A/D-Wandlers 500, des Multiplikationskoeffizientengenerators 510 und der Multiplikationsvorrichtung 520 zur Durchführung solcher vorbestimmter Prozesse über bei einem eingegebenen Audiosignal unvermeidlich solche Nachteile wie eine Zunahme der Kosten.
  • Unter Berücksichtigung, dass die Wellenform-Teilungserscheinung tatsächlich auftritt, wenn die Zuführungsspannung Vcc über eine bestimmte Grenze hinaus ansteigt, ergibt das vorliegende Ausführungsbeispiel eine Konfiguration, bei der das von der Pegeleinstellschaltung 450 ausgegebene pegeljustierte impulsmodulierte Signal eine bestimmte Amplitude vor dem Erreichen dieser Grenze hat, und nur dann, wenn die Zuführungsspannung Vcc über diese Grenz hinaus ansteigt, wird die Amplitude des pegeljustierten impulsmodulierten Signals erhöht, um das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung zu verhindern. Dies vereinfacht die Konfiguration im Vergleich zu dem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel.
  • Das vorliegende Ausführungsbeispiel bietet eine ähnliche Konfiguration wie bei dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel, aber unterscheidet sich von dem fünften Ausführungsbeispiel dadurch, dass der Pegelbezugs-Signalgenerator 460 die in 30 gezeigte innere Konfiguration und nicht die in 26 gezeigte hat.
  • In 30 wird die Zuführungsspannung Vcc zu dem "+"-Eingangsanschluss eines Komparators 453 und einem der Eingangsanschlüsse eines Schalters 454 durch TPF 451 und das Dämpfungsglied 452 geliefert.
  • Eine feste Spannung V0 wird von einer Festspannungsquelle 455 zu dem "–"-Eingangsanschluss des Komparators 453 geliefert. Die Festspannung V0 wird auch zu dem anderen Eingangsanschluss des Schalters 454 geliefert.
  • Ein Ausgangssignal des Komparators 453 wird zu dem Steuereingangsanschluss des Schalters 454 geliefert. Der Schalter 454 wählte eine Ausgangsspannung des Dämpfungsgliedes 452 aus, wenn sie höher als eine feste Spannung V0 ist, und er wählt die feste Spannung V0 aus, wenn die Ausgangsspannung des Dämpfungsgliedes 452 gleich der oder niedriger als die feste Spannung V0 ist.
  • Daher ändert sich bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Pegel des von dem Pegelbezugs-Signalgenerator 460 ausgegebenen Pegelbezugssignals entlang einer ausgezogenen Linie 601 in 31 entsprechend den Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc. Ein Bezugszeichen Vcc1 stellt den Wert einer Zuführungsspannung dar, wenn die Ausgangsspannung des Dämpfungsgliedes 452 gleich der festen Spannung V0 ist.
  • Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel führt die Pegeleinstellschaltung 450 die Pegeleinstellung so durch, dass der Spannungswert des auszugebenden pegeljustierten impulsmodulierten Signals bei VO in einem Band festgelegt ist, in welchem die Zuführungsspannung Vcc niedriger als Vcc1 ist und die Amplitude des auszugebenden pegeljustierten impulsmodulierten Signals erhöht wird entsprechend der Zunahme der Zuführungsspannung Vcc in einem Band, in welchem die Zuführungsspannung Vcc gleich oder größer als Vcc1 ist.
  • Der obige Vorgang verhindert, dass ein von dem Klasse D-Verstärker ausgegebener Audiosignalpegel sich verändert, selbst bei Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc, indem die Amplitude des von der Pegeleinstellschaltung 450 ausgegebenen pegeljustierten impulsmodulierten Signals in einem Band konstant gehalten wird, in welchem die Wellenform-Teilungserscheinung wahrscheinlich nicht auftritt, und verhindert das Auftreten der Wellenform-Teilungserscheinung durch Erhöhen der Amplitude des von der Pegeleinstellschaltung 450 ausgegebenen pegeljustierten impulsmodulierten Signals gemäß der Zunahme der Zuführungsspannung Vcc in einem Band, in welchem die Wellenform-Teilungserscheinung wahrscheinlich auftritt.
  • Eine gestrichelte Linie 600 in 31 stellt Charakteristiken in dem Fall dar, in welchem das Dämpfungsglied 452 eine Dämpfung von angenähert 1/K über das gesamte Band wie bei dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel liefert. Eine strichpunktierte Linie 602 in 31 stellt Charakteristiken für den Fall der Erweiterung eines Bandes dar, in welchem das Ausgangssignal von dem Pegelbezugs-Signalgenerator 460 auf einem bestimmten Pegel gehalten wird durch Erhö hen der Größe der Dämpfung in dem Dämpfungsglied 452, um 1/K zu überschreiten, und Ändern der Spannung, bei welcher das Ausgangssignal des Pegelbezugs-Signalgenerators 460 beginnt, anzusteigen, von Vcc1 in Vcc2. Es ist festzustellen, dass es möglich ist, ein Band zu erweitern, in welchem das Ausgangssignal des Pegelbezugs-Signalgenerators 460 auf einem bestimmten Pegel gehalten wird, indem die feste Spannung V0 der Festspannungsquelle 455 erhöht wird.
  • Das Hinzufügen des A/D-Wandlers 500, des Multiplikationskoeffizientengenerators 510 und der Multiplikationsvorrichtung 520, die bei dem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel beschrieben sind, zu der Konfiguration des vorliegenden Ausführungsbeispiels macht es möglich, einen Vorgang zum Verhindern von Lautstärkeschwankungen in einem Band durchzuführen, in welchem die Amplitude des pegeljustierten impulsmodulierten Signals entsprechend den Schwankungen der Zuführungsspannung Vcc erhöht wird.
  • Obgleich die Ausgangsstufe bei den vorstehend beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispielen als Eintaktschaltung beschrieben wurde, kann die vorliegende Erfindung auch auf die so genannte BTL-Konfiguration mit zwei Ausgangsstufen zur Ausgabe von Audiosignalen, die um 180° in der Phase gegeneinander versetzt sind, angewendet werden. D.h., durch zusätzliche Anwendung der vorliegenden Erfindung auf jede Ausgangsstufe in der BTL-Konfiguration können die vorbeschriebenen Wirkungen der Korrektur der Verzerrung ebenfalls erhalten werden.
  • Die vorliegende Erfindung stellt einen Klasse D-Verstärker mit hohem Wirkungsgrad zur Verfügung, der in der Lage ist, Verzerrung in einem Ausgangssignal, die sich aus Schwankungen der zu dem Leistungsschalter zugeführten Zuführungsspannung ergeben beträchtlich zu reduzieren im Vergleich mit einem herkömmlichen Klasse D-Verstärker, der selbst dann ohne Probleme verwendet werden kann, wenn die Zuführungsspannung in einem relativ weiten Bereich schwankt, in welchem ein Audiosignal-Ausgangspegel wenig reduziert wird, wenn keine Verzerrung auftritt.
  • Während die Erfindung im Einzelnen gezeigt und beschriebene wurde, ist die vorstehende Beschreibung in allen Aspekten beispielhaft und nicht beschränkend. Es ist daher darauf hinzuweisen, dass zahlreiche Modifikationen und Änderungen vorgenommen werden können, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.

Claims (18)

  1. Klasse D-Verstärker, welcher aufweist: einen Impulsmodulator (1) zum Erzeugen eines impulsmodulierten Signals, eine Korrekturschaltung (2) zum Korrigieren eines in sie eingegebenen Rückkopplungssignals durch Rückkopplung in Bezug auf das impulsmodulierte Signals, und einen Leistungsschalter (3) zum Erzeugen eines Spannungssignals auf der Grundlage eines von der Korrekturschaltung ausgegebenen Korrektursignals, wobei das Rückkopplungssignal auf der Grundlage des Spannungssignals erzeugt wird und die Korrekturschaltung enthält: einen ersten Integrator (21) zum Durchführen einer Integration auf der Grundlage des impulsmodulierten Signals, einen zweiten Integrator (24) zum Durchführen einer Integration auf der Grundlage des Rückkopplungssignals, und einen Komparator (25) zum Vergleichen eines von dem ersten Integrator ausgegebenen ersten integrierten Signals und eines von dem zweiten Integrator ausgegebenen zweiten integrierten Signals, wodurch das Korrektursignal entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs erzeugt wird.
  2. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturschaltung weiterhin enthält: eine Verstärkungssteuervorrichtung (22) zum Steuern der Verstärkung des ersten integrierten Signals, eine erste Subtraktionsvorrichtung (20) zum Erhalten einer Differenz zwischen einem Ausgangssignal von der Verstärkungssteuervorrichtung und dem impulsmodulierten Signal, wodurch ein in den ersten Integrator einzugebendes erstes Differenzsignal erzeugt wird, und eine zweite Subtraktionsvorrichtung (23) zum Erhalten der Differenz zwischen dem Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung und dem Rückkopplungssignal, wodurch ein in den zweiten Integrator einzugebendes zweites Differenzsignal erzeugt wird.
  3. Klasse D-Verstärker welcher aufweist: einen Impulsmodulator (1) zum Erzeugen eines impulsmodulierten Signals, eine Korrekturschaltung (2) zum Korrigieren eines in diese eingegebenen Rückkopplungssignals durch Rückkopplung in Bezug auf das impulsmodulierte Signal, und einen Leistungsschalter (3) zum Erzeugen eines Spannungssignals auf der Grundlage eines von der Korrekturschaltung ausgegebenen Korrektursignals, wobei das Rückkopplungssignal auf der Grundlage des Spannungssignals erzeugt wird, welche Korrekturschaltung enthält: einen ersten Integrator (21) zum Durchführen einer Integration auf der Grundlage des impulsmodulierten Signals, einen zweiten Integrator (24) zum Durchführen einer Integration auf der Grundlage des Rückkopplungssignals, eine erste Subtraktionsvorrichtung (26) zum Er halten einer Differenz zwischen einem von dem ersten Integrator ausgegebenen ersten integrierten Signal und einem von dem zweiten Integrator ausgegebenen zweiten integrierten Signal, einen dritten Integrator (27) zum Integrieren eines von der ersten Subtraktionsvorrichtung ausgegebenen ersten Differenzsignals, eine Umkehrschaltung (28) zum Umkehren eines von dem dritten Integrator ausgegebenen dritten integrierten Signals, und einen Komparator (29) zum Vergleichen des ersten Differenzsignals und des von der Umkehrschaltung umgekehrten dritten integrierten Signals, wodurch das Korrektursignal entsprechend dem Ergebnis des Vergleichs erzeugt wird.
  4. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Korrekturschaltung weiterhin enthält: eine Verstärkungssteuervorrichtung (22) zum Einstellen einer Verstärkung des ersten integrierten Signals, eine zweite Subtraktionsvorrichtung (20) zum Erhalten einer Differenz zwischen einem Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung und dem impulsmodulierten Signal, wodurch ein in den ersten Integrator einzugebendes zweites Differenzsignal erzeugt wird, eine dritte Subtraktionsvorrichtung (23) zum Erhalten einer Differenz zwischen dem Ausgangssignal der Verstärkungssteuervorrichtung und dem Rückkopplungssignal, wodurch ein in den in zweiten Integrator einzugebendes drittes Differenzsignal erzeugt wird.
  5. Klasse D-Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine Rückkopplungs schaltung (5) zum Dämpfen einer Amplitude des in dem Leistungsschalter erzeugten Spannungssignals und zum Ausgeben des in die Korrekturschaltung einzugebenden Rückkopplungssignals.
  6. Klasse D-Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Konstante für die Verstärkung des ersten Integrators und eine Konstante für die Verstärkung des zweiten Integrators einander gleich sind.
  7. Klasse D-Verstärker, welcher aufweist: einen Leistungsschalter (3) zum Ein-/Ausschalten einer eine Zuführungsspannung liefernden Leistungsquelle in Abhängigkeit von einem impulsbreitenmodulierten Signal, eine Korrekturschaltung (2) zum Korrigieren einer Impulsbreite des impulsbreitenmodulierten Signals, das in den Leistungsschalter einzugeben ist, entsprechend einer Amplitude eines von einem Ausgangssignal des Leistungsschalters erzeugten Rückkopplungssignals, und eine arithmetische Einheit (411) zum Einstellen der Amplitude des in die Korrekturschaltung einzugebenden Rückkopplungssignals entsprechend einem Wert der Zuführungsspannung.
  8. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die arithmetische Einheit enthält: eine Subtraktionsvorrichtung (403) zum Subtrahieren einer auf der Grundlage einer Gleichspannungskomponente der Zuführungsspannung erzeugten Bezugsspannung von dem Rückkopplungssignal, und eine Additionsvorrichtung (404) zum Addieren einer festen Gleichspannung zu einem Ausgangssignal der Subtraktionsvorrichtung, wobei ein Ausgangssignal der Additionsvorrichtung in die Korrekturschaltung eingegeben wird.
  9. Klasse D-Verstärker, welcher aufweist: einen Leistungsschalter (3) zum Ein-/Ausschalten einer eine Zuführungsspannung liefernden Leistungsquelle in Abhängigkeit von einem impulsbreitenmodulierten Signal, und eine Korrekturschaltung (430) zum Korrigieren einer Impulsbreite des in den Leistungsschalter einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einer Amplitude eines von einem Ausgangssignal des Leistungsschalters erzeugten Rückkopplungssignals, worin die Korrekturschaltung enthält: einen ersten Integrator (50, 54, 56) zum Integrieren des impulsbreitenmodulierten Signals, einen zweiten Integrator (53, 55, 57, 440, 441) zum Integrieren einer Differenz zwischen dem Rückkopplungssignal und einem auf der Grundlage einer Gleichspannungskomponente der Zuführungsspannung erzeugten Bezugsspannung, und einen Komparator (58) zum Vergleichen der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Integrators, wobei ein Ausgangssignal des Komparators in den Leistungsschalter eingegeben wird.
  10. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Integrator einen Operationsverstärker (57) mit einem umkehrenden Eingangsanschluss und einem nicht umkehrenden Eingangsanschluss enthält, wobei das Rückkopplungssignal an den umkehrenden Eingangsanschluss über einen ersten Widerstand (53) eingegeben wird und die Bezugsspannung und eine feste Spannung über einen zweiten bzw. dritten Transistor (440, 441) an den nicht umkehrenden Eingangsanschluss angelegt werden.
  11. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Integrator einen Operationsverstärker mit einem umkehrenden Eingangsanschluss und einem nicht umkehrenden Eingangsanschluss enthält, wobei das Rückkopplungssignal und die umgekehrte Bezugsspannung über einen ersten bzw. zweiten Widerstand an den umkehrenden Eingangsanschluss angelegt werden und eine feste Spannung über einen dritten Widerstand an den nicht umkehrenden Eingangsanschluss angelegt wird.
  12. Klasse D-Verstärker, welcher aufweist: einen Leistungsschalter (3) zum Ein-/Ausschalten einer eine Zuführungsspannung liefernden Leistungsquelle in Abhängigkeit von einem impulsbreitenmodulierten Signal, eine Korrekturschaltung (2) zum Korrigieren einer Impulsbreite des in den Leistungsschalter einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einer Amplitude eines Ausgangssignals des Leistungsschalters, einen Pegelbezugs-Signalgenerator (460) zum Erzeugen eines Pegelbezugssignals aus der Zuführungsspannung, und eine Pegeleinstellschaltung (450) zum Einstellen einer Amplitude des in die Korrekturschaltung einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einem Wert des Pegelbezugssignals.
  13. Klasse D-Verstärker, welcher aufweist: einen Impulsmodulator (1) zum Modulieren einer Impulsbreite eines Eingangssignals, um ein impulsbreitenmoduliertes Signal auszugeben, einen Leistungsschalter (3) zum Ein-/Ausschalten einer eine Zuführungsspannung liefernden Leistungsquelle in Abhängigkeit von dem impulsbreitenmodulierten Signal, eine Korrekturschaltung (2) zum Korrigieren einer Impulsbreite des in den Leistungsschalter einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einer Amplitude eines Ausgangssignals von dem Leistungsschalter, einen Pegelbezugs-Signalgenerator (460) zum Erzeugen eines Pegelbezugssignals von der Zuführungsspannung, einen Modulationsindex-Steuersignalgenerator (460) zum Erzeugen eines Modulationsindex-Steuersignals von der Zuführungsspannung, eine Pegeleinstellschaltung (450) zum Einstellen einer Amplitude des in die Korrekturschaltung einzugebenden impulsbreitenmodulierten Signals entsprechend einem Wert des Pegelbezugssignals, und eine Modulationsindex-Einstellschaltung (500, 510 und 520) zum Einstellen eines Modulationsindex in dem Impulsmodulator entsprechend einem Wert des Modulationsindex-Steuersignals.
  14. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Pegelbezugs-Signalgenerator enthält: ein Tiefpassfilter (451) zum Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus der Zuführungsspannung, und eine Dämpfungsglied (452) zum Dämpfen eines Ausgangssignals des Tiefpassfilters.
  15. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Pegelbezugs-Signalgenerator enthält: ein Tiefpassfilter zum Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus der Zuführungsspannung, und ein Dämpfungsglied zum Dämpfen eines Ausgangssignals des Tiefpassfilters.
  16. Klasse D-Verstärker nach Anspruch 13 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Pegelbezugs-Signalgenerator auch als der Modulationsindex-Steuersignalgenerator dient.
  17. Klasse D-Verstärker nach einem der Ansprüche 13, 15 und 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Modulationsindex-Einstellschaltung enthält: einen A/D-Wandler (500) zum Umwandeln des Modulationsindex-Steuersignals in ein digitales Signal, einen Multiplikationskoeffizientengenerator (510) zum Erzeugen eines Multiplikationskoeffizienten entsprechend einem Wert des von dem A/D-Wandler ausgegebenen digitalen Signals, und eine Multiplikationsvorrichtung (520) zum Multiplizieren eines in den Impulsmodulator eingegebenen Signals mit dem Multiplikationskoeffizienten.
  18. Klasse D-Verstärker nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass der Pegelbezugs-Signalgenerator eine Spannung mit einem festen Wert als das Pegelbezugssignal in einem Band ausgibt, in welchem die Zuführungsspannung niedriger als ein voreingestellter Wert ist, und eine Spannung mit einem über den festen Wert erhöhten Wert mit einer Zunahme der Zuführungsspannung als das Pegelbezugssignal in einem Band ausgibt, in welchem die Zuführungsspannung gleich dem oder höher als der voreingestellte Wert ist.
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