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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Pulsbreitenmodulationsverstärker, der
verwendet wird zur Verstärkung
der Ausgangsleistung von akustischen Wiedergabegeräten und
liefert eine Vorrichtung zur Reduzierung der Offset-Spannung und des
Ausgangsrauschens.
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Die
Konversionseffizienz von Pulsbreitenmodulationsverstärkern ist
größer als
die von typischen Verstärkern
der Klasse A, AB und B. Zum Beispiel liegt auch der Konversionsfaktor
von Verstärkern
der Klasse B, von denen man sagt, dass sie einen guten Konversionsfaktor
besitzen um 70%, während
der eines Pulsbreitenmodulationsverstärkers 85–90% betragen kann. Dementsprechend
werden Pulsbreitenmodulationsverstärker weit verbreitet verwendet
als Niederfrequenzverstärker
von akustischen Geräten zur
Verwendung in Fahrzeugen oder als Niederfrequenzverstärker für öffentliche
Ansprachen.
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Im
Folgenden wird ein konventionelles Beispiel eines Pulsbreitenmodulationsverstärkers erläutert mit
Bezug auf Zeichnungen. 4 ist
ein Blockdiagramm, das den gesamten Aufbau eines konventionellen
Pulsbreitenmodulationsverstärkers
zeigt. Ein Pulsbreitenmodulationssignal wird erzeugt, unter Verwendung
eines Vergleichens 5, durch Vergleichen des Eingabesignals,
das durch einen Operationsverstärker 1 verstärkt wird
und der Sägezahnschwingung,
die durch einen Sägezahnoszillator 4 erzeugt
wird. Dieses Pulsbreitenmodulationssignal wird durch eine Ausgangsstufen-Treiberschaltung 6 verstärkt, um
eine End-Ausgangsstufe 7 zu treiben. Die Ausgabe der End-Ausgangsstufe 7 wird
demoduliert durch Entfernen der Trägerschwingung und der höheren Oberwelle
durch Tiefpassfilter 8 und die Niederfrequenz-Ausgangsleistung
wird an eine Last 9 geliefert.
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Bei
Pulsbreitenmodulationsverstärkern
werden FET's mit
einem niedrigen Einschaltwiderstand und einem niedrigen Antriebsstrom
im Vergleich zu Transistoren weit verbreitet angewandt als eine
Verstärkungseinrichtung,
die in der Ausgangsstufen-Treiberschaltung 6 und
der End-Ausgangsstufe 7 verwendet wird. Eine H-Brückenverbindungsanordnung,
die durch eine Verbindung von FET's in Form einer H-Brücke
gebildet wird, wird allgemein bei der End-Ausgangsstufe 7 angewandt.
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Darüber hinaus
wird negative Rückkopplung von
der End-Ausgangsstufe zu dem Operationsverstärker als eine Audioschaltung
angelegt, um den Klirrfaktor, das Rauschen, etc. zu verbessern.
Bei diesen Pulsbreitenmodulationsverstärkern muss der Träger mit
der gleichen Frequenz (im Folgenden als Träger bezeichnet) wie die Oszillationsfrequenz
des Sägezahnoszillators 4 vor
der negativen Rückkopplung
eliminiert werden und somit sind Tiefpassfilter in den Rückkopplungsschaltungen 2 und 3 enthalten.
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5 ist ein Stromlaufplan,
der einen Operationsverstärker 1 bei
dem konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärker zeigt. Ein Differenzverstärker umfasst
einen Operationsverstärker 1,
Kondensatoren 13, 15, Widerstände 12, 14, 16 und 17.
Ein Signal wird in eine Eingabestelle 10 eingegeben, durch
einen Kondensator 11 und einen Widerstand 12 geleitet
und dann an eine (+)-Endstelle des Operationsverstärkers 1 angelegt.
Die Ausgangsstufe wird auch mit den (+)- und (–)-Endstellen des Operationsverstärkers 1 durch
Rückkopplungsschaltungen 2 und 3 verbunden.
Die Kondensatoren 13 und 15 sind Kondensatoren
zur Begrenzung von Hochfrequenz, so dass keine Hochfrequenz auf
den Operationsverstärker
von den Rückkopplungsschaltungen aufgebracht
wird. In Übereinstimmung
mit der Zeitkonstante zu der jede der Kapazitäten C ist und jeder innere
Widerstand der Rückkopplungsschaltungen 2 und 3 R
(nicht gezeigt) ist, wird eine Frequenz fc = ½πnCR(fc
liegt allgemein um 20 kHz) eine Grenzfrequenz, d. h. die Frequenz,
die höher
als diese ist wird nicht negativ rückgekoppelt.
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6 zeigt den Operationsverstärker 1 und die
negativen Rückkopplungsschaltungen 2 und 3 eines
konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärkers. In derselben Weise wie
in 5 umfasst ein Differenzverstärker einen
Operationsverstärker 1, Kondensatoren 13, 15,
Widerstände 12, 14, 16 und 17.
Die Trägerschwingung
und die höhere
Oberwelle werden in dem von der Ausgangsstufe negativ rückgekoppelten
Signal durch einen Tiefpassfilter, der durch einen Widerstand 19 und
einen Kondensator 20 gebildet wird und durch einen Tiefpassfilter,
der durch einen Widerstand 23 und durch einen Kondensator 22 gebildet
wird entfernt und dann wird das Signal an die (+)- und (–)-Endstellen des Operationsverstärkers jeweils
durch die Widerstände 18, 21 negativ rückgekoppelt.
Zu dieser Zeit sind Erdungspunkte des Kondensators zur Entfernung
von Trägerschwingung
und die Erdungspunkte der Widerstände 14, 17 des
Eingangsstufen-Differenzverstärkers die gleichen
und ihr Spannungspotenzial beträgt
½ Vcc
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Bei
jedem der oben erwähnten
konventionellen Beispiele jedoch muss der Verstärkungsgrad des Operationsverstärkers 1 erhöht werden,
um den Betrag der negativen Rückkopplung
zu erhöhen,
um die Charakteristik zu verbessern. Da aber der Operationsverstärker 1 ein
Gleichstromverstärker
ist, kann eine Erhöhung
des Verstärkungsgrades
eine Offset-Spannung erzeugen, die eine Abweichung der Mittenspannung
des zu verstärkenden
Wechselsignals von der Mittenspannung der Stromquelle darstellt.
Im Falle von Gleichstromverstärkung
wird Gleichstromkopplung zur Verbindung mit der nächsten Verstärkungsstufe
verwendet und somit wird die Offset-Spannung zu der nächstens
Verstärkungsstufe übertragen
und dort erscheint eine nicht vernachlässigbar hohe Offset-Spannung.
Eine Erzeugung dieser Offset-Spannung kann schädlich sein bei Erlangung einer
großen
Ausgabe durch effektive Ausnutzung der Spannungsquelle.
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Da
die Filter in den negativen Rückkopplungsschaltungen 2 und 3 Tiefpassfilter
sind, sind sie auch mit dem Operationsverstärker 1 gleichstromgekoppelt
und die Offset-Spannung
der Verstärkerstufe nach
dem Vergleicher 5 wird auch an den Operationsverstärker angelegt
und dies resultiert in einer Schwierigkeit genügender Korrektur der Offset-Spannung
nur durch den Operationsverstärker 1.
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Wenn
die Erde der Tiefpassfilter der negativen Rückkopplungsschaltungen 2 und 3 und
die Erde des Operationsverstärkers 1 des
Eingangsschritts auch gleich sind und die negativen Rückkopplungsschaltungen
mit dem Operationsverstärker 1 gleichstromgekoppelt
sind, kann Rauschen zunehmen, da die Trägerschwingung der Ausgangsstufe
zu dem Operationsverstärker 1 leckt.
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Die
Frequenz der Trägerschwingung
des in der 6 gezeigten
konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärkers ist auch größer als
der hörbare Bereich
(zum Beispiel 63 kHz) und darüber
hinaus enthält
das negativ rückgekoppelte
Signal aus der Ausgangsstufe Koppelrauschen, das in der Ausgabe der
FET-Schaltung 7 der End-Ausgangsstufe verblieben war und
dies verschlechtert die Rauschcharakieristik der gesamten Schaltung.
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7 ist eine Frequenzanalyse
der Spannung an der End-Ausgangsstufe (beide Seiten der Last 9 in 4) des in 4 gezeigten Pulsbreitenmodulationsverstärkers, der
den Operationsverstärker 1 und
die negativen Rückkopplungsschaltungen, gezeigt
in 6 einschließt. Eingangsspannung
zu dieser Zeit ist 0, nur das Restrauschen des Verstärkers wird
analysiert. Man sieht, dass eine höhere Oberwellen-Komponente
und eine fraktionelle Oberwellen-Komponente der Trägerschwingung
und ihre komplexen, gemischten oder modulierten Komponenten neben
der grundlegenden Schwingungsfrequenz 63 kHz auftreten und der hörbare Bereich
wird auch beeinflusst. Der Grund, warum diese Rauschkomponenten
durch die Tiefpassfilter in 6 nicht eliminiert
werden, kann darin bestehen, dass die Kondensatoren der Tiefpassfilter
auf den Punkt von
½ Vcc
geerdet
sind auf Grund der Gleichstromkopplung der negativen Rückkopplungsschaltungen.
Das heißt grundsätzlich gesprochen
muss dieser Punkt ein perfekter Erdungspunkt sein, aber man denkt,
dass die Impedanz des Kondensators des Stromquellenfilters zum Beispiel
wirklich nicht infinitesimal klein ist und dementsprechend erscheint
die, an der End-Ausgangsstufe erzeugte Rauschkomponente an dem Operationsverstärker durch
die Impedanz der Stromquelle und wird dann verstärkt ausgegeben.
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EP-A-184
280 beschreibt frequenzstabilisierte Modulationssysteme mit zwei
Zuständen.
Eine Ausführung
eines solchen Systems gibt ein internes Synchronisierungssignal
ein. Eine andere Ausführung
umfasst eine symmetrische H-Brücken-Ausgangsstufe
mit zwei Ausgabestellen. Bei dieser Ausführung wird variable Hysterese
verwendet, um die Koppelfrequenz zu stabilisieren.
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"Schalten statt heizen" von H. Sax (ELEKTRONIK,
Band 37, Nr. 23, 11. September 1988, München, Deutschland, S. 112–116) beschreibt
einen klassischen Pulsbreitenmodulationsverstärker. Er verstärkt ein
Audiosignal für
einen Lautsprecher. Der Verstärker
selbst umfasst einen Sägezahnoszillator. Außerdem beschreibt
dieses Dokument einen Pulsbreitenmodulationsverstärker, der
eine H-Brücken-Ausgangsstufe
mit vier FET's umfasst.
Dieser Verstärker
umfasst einen Vergleicher, der eine Hysterese besitzt. Der Verstärker selbst
erzeugt die Modulationsfrequenz. Eine weitere Ausführung dieses
Dokuments legt eine Schaltung offen, bei der die Amplitude des Audio-Eingabesignals die
Hysterese des Vergleichers modifiziert, um die Modulationsfrequenz des
selbstschwingenden Pulsbreitenmodulationsverstärkers zu stabilisieren.
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DE-A-39
25 159 legt eine weitere Pulsbreitenmodulationsverstärkerschaltung
offen. Eine Ausführung
legt einen symmetrischen Differenzverstärker offen, der einen Sägezahngenerator,
eine Differenzeingabeschaltung, zwei Vergleicher, zwei Steuerkreise,
zwei Ausgangsstufen und Rückkopplungswiderstände umfasst.
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"Linear Databook 1" der National Semiconductor
Corporation (Ausgabe 1988, S. 2-329 bis 2-341) legt mehrere Standardschaltungen
für Operationsverstärker offen.
Eine dieser Schaltungen ist ein wechselstromgekoppelter nicht invertierender
Verstärker.
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Es
ist das Ziel der vorliegenden Erfindung einen Pulsbreitenmodulationsverstärker mit
hervonagenden Eigenschaften, wie einer kleinen Offset-Spannung der
End-Ausgangsstufe
und geringes Ausgangsrauschen zu liefern.
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Dieses
Ziel wird erreicht durch einen Pulsbreitenmodulationsverstärker in Übereinstimmung mit
Patentanspruch 1. Bevorzugte Ausführungen sind der Gegenstand
der abhängigen
Patentansprüche.
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Im
Folgenden werden bevorzugte Ausführungen
dieser Erfindung beschrieben mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen.
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1 ist ein Stromlaufplan,
der die Struktur des Eingabeteils eines Pulsbreitenmodulationsverstärkers der
ersten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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2 ist ein Stromlaufplan,
der die Struktur des Eingabeteils und der negativen Rückkopplungsschaltungen
eines Pulsbreitenmodulationsverstärkers der zweiten Ausführung der
vorliegenden Erfindung zeigt.
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3 ist eine Ausgabecharakteristik
bei keinem Eingangssignal eines Pulsbreitenmodulationsverstärkers der
zweiten Ausführung
der vorliegenden Erfindung.
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4 ist ein Blockdiagramm,
welches die gesamte Struktur eines konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärker zeigt.
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5 ist ein Stromlaufplan,
der die Struktur eines Eingabeteils eines konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärkers zeigt.
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6 ist ein Stromlaufplan,
der die Struktur des Eingabeteils und der negativen Rückkopplungsschaltungen
eines konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärkers zeigt.
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7 ist eine Ausgabecharakteristik
bei keinem Eingangssignal eines konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärkers.
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Im
Folgenden wird ein Pulsbreitenmodulationsverstärker der vorliegenden Erfindung
erläutert unter
Bezug auf Zeichnungen. Bei der folgenden Darstellung werden Teile
mit der gleichen Funktion wie bei dem konventionellen Pulsbreitenmodulationsverstärker, der
in 4, 5 und 6 gezeigt
ist, mit den selben Nummern bezeichnet und ihre Darstellung wird übergangen.
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Ausführung 1
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Ein
Pulsbreitenmodulationsverstärker
einer ersten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird dargestellt unter Bezug auf Figuren. 1 ist ein Stromlaufplan,
der den Aufbau des Eingabeteils eines Pulsbreitenmodulationsverstärkers der
ersten Ausführung
der vorliegenden Erfindung zeigt. Der Punkt, der sich von dem, in 5 gezeigten konventionellen
Aufbau unterscheidet besteht dann, dass Widerstand 17 verbunden
mit der (–)-Eingabestelle des
Operationsverstärkers 1 nicht
mit der Mittenspannung
(½)Vcc
verbunden
ist, sondern mit der Erde über
Kondensator 24. Durch diesen Schaltungsaufbau wird der
Operationsverstärker 1 ein
Wechselstromverstärker
und wenn die Frequenz niedrig ist, der Kondensator 24 C ist
und der Widerstand 17 R ist, ist Fc
= ½πCR [Hz]
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Dies
ist ein Hochpassfilter mit einer Grenzfrequenz von Fc. Da der Operationsverstärker 1 zu einem
Wechselstromverstärker
wurde, nimmt der Verstärkungsgrad
ab, sowie die Frequenzcharakteristik unter Fc fällt und die Verstärkung wird
1 bei Gleichstrom.
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Dementsprechend
wird die Offset-Spannung erniedrigt, unabhängig von der Verstärkung des
Operationsverstärkers,
bis zu der inhärenten
Offset-Spannung des Operationsverstärkers selbst. Da der Operationsverstärker keine
Gleichstromkopplung mit der nächsten
Verstärkungsstufe
besitzt, gibt es keinerlei Einfluss auf die Offset-Spannung der
nächsten
Verstärkungsstufe,
der in der Reduzierung der Offset-Spannung der End-Ausgangsstufe resultiert.
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Ausführung 2
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Ein
Pulsbreitenmodulationsverstärker
einer zweiten Ausführung
der vorliegenden Erfindung wird dargestellt unter Bezug auf Figuren. 2 ist ein Stromlaufplan,
der den Aufbau des Eingabeteils und der negativen Rückkopplungsschaltungen
eines Pulsbreitenmodulationsverstärkers der zweiten Ausführung der
vorliegenden Erfindung zeigt. Der Punkt, der sich von dem in 6 gezeigten konventionellen Aufbau
unterscheidet besteht darin, dass die Kondensatoren 20, 22 von
Tiefpassfiltern, die eine negative Rückkopplungsschaltung bilden
direkt mit der Erde verbunden sind und Rückkopplungssignale an den Operationsverstärker 1 rückgekoppelt
werden, nachdem der Gleichstrom im Rückkopplungssignal durch Koppelkondensatoren 25, 26 abgetrennt
ist. Bei in diesem Schaltungsaufbau besteht die Kopplung zur negativen
Rückkopplung
zwischen dem Primärstufen-Operationsverstärker 1 und
der negativen Rückkopplungsschaltung
von der Endstufe nicht in einer Gleichstromkopplung, sondern in
einer Wechselstromkopplung.
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3 zeigt das Ergebnis von
Frequenzanalyse der Offset-Spannung bei keinem Eingabesignal bei
diesem Schaltungsaufbau. Es ist offensichtlich, dass sie hervonagende
Eigenschaften bezüglich
geringem Leckverlust der höheren
Oberwellenkomponente und Rauschkomponente besitzt, mit Ausnahme
der Grundfrequenz des Trägers.
Man glaubt, dass, herrührend
von dem Wechsel der negativen Rückkopplungsschaltung
von Gleichstromkopplung zu Wechselstromkopplung Kondensatoren 20, 22 direkt
geerdet werden können,
so dass der Einfluss der Rest-Stromquellenimpedanz vermieden wird
und dass das Rauschen, das in der End-Ausgangsstufe erzeugt wird
nicht durch Stromquellenimpedanz an den Operationsverstärker übertragen
werden konnte, um verstärkt
zu werden.
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Wie
oben erwähnt,
wird durch Umwandlung des Primärstufen-Operationsverstärkers in
einen Wechselstromverstärker
die Kopplung mit der nächsten
Verstärkungsstufe
eine Wechselstromkopplung, was in einer Reduzierung der Offset-Spannung
der Endstufe resultiert. Ferner kann durch eine Wechselstromkopplung
zwischen den negativen Rückkopplungsschaltungen
und dem Operationsverstärker
die Gleichspannungskomponente abgetrennt werden und man eliminiert
einen Einfluss von Stromquellenimpedanz, so dass das Ausgangsrauschen
erniedrigt werden kann.