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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen FET-Verstärker und
insbesondere auf einen FET-Verstärker,
der die Verzerrungsverschlechterung in der Ausgabeleistung aufgrund
von Temperaturschwankungen in der Arbeitsumgebung minimieren kann.
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Beschreibung des Standes der
Technik
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Als
Vorrichtungen zum Gebrauch in Hochleistungsausgabeverstärkern für Mikrowellenbandkommunikationsgeräte werden
immer mehr LDMOS-FETs (lateraldiffundierte MOS-Feldeffekttransistoren) eingesetzt.
Diese Vorrichtungen haben den Vorteil, bessere Ausgabeverzerrungskennlinien
als GaAs-FETs (Galliumarsenidfeldeffekttransistoren) aufzuweisen,
die im allgemeinen eine hohe Ausgabe besser bereitstellen können. Daher
sind sie für
drahtlose Basisstationen der Art W-CDMA (Breitbandkodierte Teilung
mehrfacher Zugriff) geeignet. Gleichzeitig haben diese Geräte den Nachteil,
dass ihr Betriebsstrom (Drainstrom) stark mit der Umgebungstemperatur
beim Betrieb schwankt und ihre Empfindlichkeit gegenüber Verzerrungen
auch stark mit den Schwankungen dieses Drainstroms schwankt.
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Selbst
wenn der Drainstrom auf eine bestimmte Stromstärke bei der Normaltemperatur
eingestellt wird, wird die Stromstärke des Drainstromes schwanken,
wenn die Umgebungstemperatur schwankt. Demzufolge kann ein großer Unterschied zwischen
dem verbrauchten Strom bei der Normaltemperatur und der bei niedrigeren
oder höheren Temperaturen entstehen,
und dies würde
für die
Reduzierung des Stromverbrauches des Systems unerwünscht sein.
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Die
die Verzerrungsempfindlichkeit eines LDMOS-FET hoch empfindlich
gegenüber
dem Drainstrom ist und sein Optimum (sweet spot) eng ist, kann es
stark mit einem Ansteigen oder Absenken der Umgebungstempertur schwanken.
Um einen LDMOS-FET in einem breiten Temperaturbereich zu nutzen,
ist es von dem Standpunkt des Unterdrückens der Verzerrungsempfindlichkeit
notwendig, entweder eine Vorrichtung mit einer höheren Kapazität als nötig auszuwählen oder
Temperaturkompensation mit einer externen Schaltung durchzuführen.
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Somit
ist für
Verstärker,
die einen LDMOS-FET nutzen, die Temperaturkompensation der Gatespannung
ein unabdingbares Verfahren hinsichtlich der Verringerung des Stromverbrauches, der
Größe und der
Kosten. Um die Verzerrungsempfindlichkeit eines LDMOS-FET-Verstärkers auf
dem optimalen Punkt innerhalb des Umgebungstemperaturbereiches des
Betriebes zu halten, ist es unabdingbar, die Gatespannung Vgs so
steuern, dass der Drainstrom Ids konstant gehalten wird.
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Ein
Beispiel des Standes der Technik um diese Gatespannung des FET zu
kompensieren, wird in der
japanischen
Patentoffenlegungsschrift Nr. Sho-57-157606 offenbart.
1 stellt
eine Beispiel einer herkömmlichen
externen Temperaturkompensationsschaltung dar.
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Die
in 1 gezeigte herkömmliche Schaltung enthält einen
Thermistor 54 in einem Teil einer Spannungsteilungsschaltung
zum Zuführen
der Gatespannung, und sie ist so konfiguriert, um die Gatespannung
Vgs, die an einen FET 51 angelegt wird, mittels temperaturabhängiger Schwankungen in
dem Widerstand des Thermistors einer Temperaturkompensation zu unterwerfen.
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Der
Temperaturbereich, der lineare Kompensation der Gatespannung Vgs
in dieser Temperaturkompensationsschaltung erlaubt, beträgt ungefähr 30°C. Wenn hinsichtlich
der wahrscheinlichen Anwendung auf Kommunikationsgeräte die Umgebungstemperatur
von –10° C bis + 80°C reichen
soll, ist es schwierig, die Gatespannung in einem breiten Temperaturbereich
mit der in 1 gezeigten Temperaturkompensationsschaltung
zu kompensieren, weil die temperaturabhängigen Schwankungen in dem
Widerstand des Thermistors in diesem Temperaturbereich mindestens
zwei Größenordnungen
betragen.
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Ein
Beispiel des Standes der Technik, das Temperaturkompensation in
einem breiten Bereich erlaubt, wird in der
japanischen Patentoffenlegungsschrift Hei
4-317205 offenbart.
2 stellt
ein anderes Beispiel einer LDMOS-FET basierten Temperaturkompensationsschaltung
nach dem Stand der Technik dar.
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Unter
Bezug auf 2 werden die Gatespannungsdaten,
die der Umgebungstemperatur des Betriebes entsprechen, im Voraus
in einem Speicher 63 gespeichert und ein Controller stellt
die Ausgabe eines Temperatursensors 61 an den Speicher 63 als ein
Adresssignal bereit und liest die Gatespannungsdaten aus dem Speicher.
Ein D/A-Wandler 64 unterwirft die ausgelesenen Gatespannungsdaten
einer D/A-Wandlung und legt die umgewandelten Daten an einen FET 65 als
die Gatespannung an.
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In
Graichen, Günter:
Theorie, Kennwerte und Anwendungen des Heißleiters, radio fernsehen elektronik,
1981, S. 314–321
werden verschiedene Schaltungen mit Heißleitern und Widerständen für Temperaturkompensationsschaltungen
beschrieben.
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Allerdings
erfordert dieses Beispiel des Standes der Technik solche Schaltungen
wie u. a. einen Betriebsverstärker,
Controller und einen Speicher zusätzlich zu dem Temperatursensor,
und entsprechend führt
es zu einem Anstieg in Kosten und Schaltungsabmessungen.
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Zusammenfassung der Erfindung
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In
Anbetracht der obenerwähnten
Probleme ist es daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen
FET-Verstärker
bereitzustellen, der um die oben beschriebenen Nachteile der LDMOS-FET Temperaturkompensationsschaltungen
nach dem Stand der Technik bereinigt ist und der die Verschlechterung
der Verzerrungsempfindlichkeit in Abhängigkeit von Temperaturschwankungen
in der Betriebsumgebung durch lineare Temperaturkompensation der
Gatespannung minimieren kann.
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Diese
Aufgabe wird durch einen FET-Verstärker mit den Merkmalen des
Anspruchs 1 gelost.
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Ein
FET-Verstärker
mit einer Temperaturkompensationsschaltung nach der Erfindung ist
ein FET-Verstärker,
der mit einer Schaltung ausgestattet ist, die einen FET als sein
Verstärkungsbauteil
benutzt, um die Gatespannung des FET-Bauteils Temperaturkompensationen
zu unterwerfen, und diese Temperaturkompensationsschaltung kompensiert die
Gatespannung so, um den Drainstrom des FET-Bauteils auf einer vorgeschriebene
Stromstärke gegen
Schwankungen in der Umgebungstemperatur zu halten.
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Die
vorgeschriebene Stromstärke
des Drainstroms ist eine Stromstärke,
die Kreuzmodulationsverzerrungen dritten Grades in der Ausgabeleistung des
FET-Verstärkers
minimiert.
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Die
Temperaturkompensationsschaltung ist mit einer Widerstandsschaltung
versehen, bei der eine erste parallele Schaltung, die durch ein
erstes festes Widerstandsbauteil, dessen Widerstand nicht von der
Temperatur abhängt,
und ein erstes temperaturempfindliches Widerstandsbauteil, dessen
Widerstand von der Temperatur abhängt gebildet wird, und eine
zweite parallele Schaltung, die von einem zweiten festen Widerstandsbauteil
und einem zweiten temperaturempfindlichen Widerstandsbauteil gebildet
wird, in Reihe geschaltet sind, und einem dritten festen Widerstandsbauteil,
wobei eine Spannung, die durch Widerstandsschaltung und das dritte
feste Widerstandsbauteil geteilt wird, als die Gatespannung angelegt
wird. Weiterhin können
das erste feste Widerstandsbauteil und das zweite feste Widerstandsbauteil
entweder den gleichen Widerstand oder Widerstände in der gleichen Größenordnung
haben, wobei der Widerstand des ersten temperaturempfindlichen Widerstandbauteils
bei normaler Temperatur um eine Größenordnung niedriger ist als
der Widerstand des ersten festen Widerstandsbauteils und der Widerstand
des zweiten temperaturempfindlichen Widerstandsbauteils bei der
normalen Temperatur um eine Größenordnung
größer ist
als der des zweiten festen Widerstandsbauteils.
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Das
erste temperaturempfindliche Widerstandsbauteil und das zweite temperaturempfindliche
Widerstandsbauteil können
Thermistoren sein.
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Das
Verstärkungsbauteil
des FET-Verstärkers
kann ein LDMOS-FET (lateral diffundierter MOS Feldeffekttransistor)
sein.
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Der
kompensierbare Temperaturbereich kann sich mindestens von –10°C bis auf
+80°C erstrecken.
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Der
FET-Verstärker
mit Temperaturkompensationsschaltung nach der Erfindung hat den
Vorteil, dass er die Drainstromstärke des LDMOS-FET-Verstärkers konstant
halten kann und damit die Verschlechterung der Verzerrungsempfindlichkeit
minimieren kann, indem ein Schaltungsnetzwerk bereitgestellt wird,
bei dem mindestens zwei Stufen eines Paars von festen Widerstandsbauteilen
und temperaturempfindlichen Widerstandsbauteilen, die jeweils parallel
geschaltet sind, in Reihe in einer Gate-Vorspannungsschaltung geschaltet
sind.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Diese
und andere Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden durch die folgende detailllierte Beschreibung im
Zusammenhang mit den beigelegten Zeichnungen offensichtlich, bei
denen:
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1 eine
FET-Temperaturkompensationsschaltung mit einem herkömmlichen
Thermistor darstellt;
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2 eine
andere herkömmliche
FET-Temperaturkompensationsschaltung ist;
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3 ein
Kennlinienschaubild ist, das Schwankungen in dem Drainstrom relativ
zu der Gatespannung eines LDMOS-FET zeigt, wenn die Umgebungstemperatur
beim Betrieb konstant gehalten wird;
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4 die
Kennlinien der Kreuzmodulationsverzerrung dritten Grades relativ
zu dem Drainstrom des LDMOS-FET-Verstärkers zeigt;
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5 Schwankungen
in der Gatespannung zeigt, die notwendig sind, um den Drainstrom
die ganze Zeit unabhängig
von der Betriebstemperatur konstant zu halten;
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6 einen
LDMOS-FET-Verstärker
mit einer Temperaturkompensationsschaltung nach der Erfindung zeigt;
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7 temperaturabhängige Schwankungen in
dem Widerstand des Thermistors zeigt;
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8 den
kombinierten Widerstand der ersten und zweiten parallelen Verbindungen
und ihren Reihenwiderstand relativ zu der Betriebstemperatur zeigt;
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9 die
Temperaturkompensationskennlinien der Erfindung zeigt;
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10 ein
Temperaturkompensationskennliniendiagramm ist, wobei einer der Thermistoren
als ein festes Widerstandsbauteil angenommen wird; und
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11 ein
Temperaturkompensationskennliniendiagramm mit einer Temperaturkompensationsschaltung
nach dem Stand der Technik ist, die auf den LDMOS-FET angewandt
wird.
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Detaillierte Beschreibung
des bevorzugten Ausführungsbeispiels
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Zuerst
werden Schwankungen im Drainstrom erklärt, die von der Betriebsumgebungstemperatur
eines LDMOS-FET abhängen. 3 ist
ein Kennliniendiagramm, das Schwankungen in dem Drainstrom relativ
zu der Gatespannung mit der Betriebsumgebungstemperatur Ta als Parameter
zeigt. Vgs und Ids werden auf ihre entsprechenden Werte bei Ta =
1 + 25°C
normiert. Wenn Vgs auf einem Normwert von 1 festgestellt wird, d.
h. wenn keine Temperaturkompensation angelegt wird, wird entsprechend
zu 4 der Drainstrom Ids soviel wie von –38% bei
Ta = –10°C bis +71%
bei Ta = +80°C schwanken.
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Als
nächstes
wird die Verzerrungsempfindlichkeit des LDMOS-FET erklärt. 4 stellt
ein Beispiel der Kennlinien der Kreuzmodulationsverzerrung dritten
Grades (IM3) des LDMOS-FET dar. Wie 4 zeigt,
gibt es einen Wert des Drainstroms Ids, bei dem IM3 minimiert (optimiert)
ist, und IM3 steigt steil an, wenn dieser Drainstrom Ids abfällt. Selbst
wenn die Verzerrungsempfindlichkeit auf den optimalen Punkt bei
der Standardbetriebsumgebungstemperatur (Ta = +25°C) unter
einer Bedingung, bei der die Gatespannung Vgs fest ist, eingestellt
wird, wird daher die Verzerrungsempfindlichkeit von dem optimalen
Punkt abweichen und sich auf der Seite der niedrigen Temperatur
verschlechtern, bei der die Betriebsumgebungstemperatur niedrig
ist und ein Abfall in dem Drainstrom Ids auftritt.
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Aus
dem vorgenannten ist ersichtlich, dass um die Verzerrungsempfindlichkeit
des LDMOS-FET-Verstärkers
an seinem optimalen Punkt in dem Bereich der Betriebsumgebungstemperatur
zu halten, es unerläßlich ist,
die Gatespannung Vgs so zu steuern, dass der Drainstrom Ids konstant
gehalten wird. 5, das eine modifizierte Version
von 3 ist, ist ein Kennliniendiagramm, das die Abweichungen
in der Gatespannung zeigt, um den Drainstrom die ganze Zeit ungeachtet
von Veränderungen in
der Betriebsumgebungstemperatur konstant zu halten. 5 zeigt,
dass der Drainstrom Ids in einem großen Bereich der Betriebsumgebungstemperatur konstant
gehalten werden kann, indem die Gatespannung Vgs einer primären (linearen)
Kompensation relativ zu der Betriebsumgebungstemperatur unterworfen
wird.
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Als
nächstes
wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung unter Bezug auf eine Zeichnung beschrieben. 6 ist
ein Blockdiagramm, das einen FET-Verstärker in einem Ausführungsmodus
der Erfindung darstellt.
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Das
in 6 gezeigte Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung weist einen LDMOS-FET 1 und eine Temperaturkompensationsschaltung 2 auf.
Die Temperturkompensationsschaltung 2 ist einer Schaltung,
bei der eine erste parallele Verbindung 27 eines festen
Widerstandsbauteiles 21 und eines temperaturempfindlichen
Widerstandbauteiles 23 und eine zweite parallele Verbindung 28 eines
festen Widerstandbauteiles 22 und eines temperaturempfindlichen
Widerstandbauteiles 24 in Reihe geschaltet sind, und aus
festen Widerstandsbauteilen 25 und 26 gebildet.
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Als
nächstes
wird der Betrieb des FET-Verstärkers
in dem Durchführungsmodus
der Erfindung beschrieben.
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Unter
Bezug auf 6 wird an dem LDMOS-FET 1,
dessen Sourceanschluß geerdet
ist, eine Gatespannung Vgs von einem Gatevorspannungsanschluß 3 über die
Temperaturkompensationsschaltung 2 und eine Drosselspule
angelegt. Weiterhin wird eine Drainstrom Vds von einem Drainvorspannungsanschluß 4 über eine
Drosselspule angelegt.
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Die
in 6 gezeigte Schaltung arbeitet als ein sourcegeerdeter
Verstärker.
Die Gatespannung Vgs des LDMOS-FET ist ein Wert, der sich durch
die Teilung der Spannung ergibt, die an den Gatevorspannungsanschluß durch
die serielle Schaltung der festen Widerstandsbauteile 25 und 26 und
der zwei parallelen Verbindungen ergibt.
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Die
Widerstände
der festen Widerstandsbauteile und der temperaturempfindlichen Widerstandsbauteile,
die die ersten und zweiten parallelen Verbindungen der Temperaturkompensationsschaltung 2 bilden,
werden wie folgt eingestellt. Die Widerstände der festen Widerstandsbauteile 21 und 22 werden
eingestellt, gleich zu sein oder dieselbe Größenordnung zu haben, und die
Widerstände
der temperaturempfindlichen Widerstandsbauteile 22 und 24 werden
eingestellt, eine Kombination aus einem um eine Größenordnung
größeren Wert
und einem um eine Größenordnung
kleineren Wert als die der festen Widerstandsbauteile 21 oder 22 bei
dem Standardpegel (+25°C)
in dem Bereich der Betriebsumgebungstemperatur zu sein. Die Widerstände der
festen Widerstandsbauteile 25 und 26 werden geeignet so
eingestellt, um die Gatespannung des LDMOS-FET 1 für eine geeignete
Temperaturkompensation zu steuern.
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Als
nächstes
wird der Betrieb der Temperaturkompensation in diesem Ausführungsmodus
der Erfindung beschrieben.
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Hier
wird ein Beispiel der Temperaturabhängigkeit eines typischen Thermistors
als ein temperaturempfindliches Widerstandsbauteil in 7 dargestellt.
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Der
Widerstand des Thermistors ist normiert auf die Standardtemperatur
von +25°C
dargestellt. Der Widerstand bei –40°C ist um eine Größenordnung
höher als
bei +25°C,
während
der Widerstand bei +120°C
um eine Größenordnung
niedriger ist als bei +25°C.
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Bei
der folgenden Beschreibung wird zur Vereinfachung des Verständnisses
angenommen, dass die Widerstände
der festen Widerstandsbauteile 21 und 22 den gleichen
Wert (Ra) aufweisen. Weiterhin wird angenommen, dass bei der Standardbetriebsumgebungstemperatur
Ta von 25°C
der Widerstand des festen Widerstandsbauteils 21 so eingestellt
ist, dass der Widerstand des Thermistors 23 um eine Größenordnung
kleiner als der des festen Widerstandsbauteils 21 ist und
dass der Widerstand des festen Widerstandsbauteiles 22 so
eingestellt ist, dass der Widerstand des Thermistors 24 um
eine Größenordnung
größer als
der des festen Widerstandsbauteiles 22 ist.
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Zuerst
wird der kombinierte Widerstand der ersten parallelen Verbindung 27 (das
feste Widerstandsbauteil 21 und der Thermistor 23)
im wesentlichen durch den Widerstand (Ra/10) des Thermistors 23 bei
der Standardbetriebsumgebungstemperatur Ta von +25°C bestimmt.
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Weil
der Widerstand des Thermistors 23 bei einer niedrigen Betriebsumgebungstemperatur
Ta von –40°C um ungefähr eine
Größenordnung
größer als
bei der Standardbetriebsumgebungstemperatur Ta von +25°C ist, haben
die Widerstände
des festen Widerstandsbauteiles 21 und die des Thermistors 23 dieselbe
Größenordnung
und der kombinierte Widerstand der ersten parallelen Verbindung 27 wird
ungefähr
die Hälte
(Ra/2) des festen Widerstandsbauteiles 21 betragen. Weil
der Widerstand des Thermistors 23 bei einer hohen Betriebsumgebungstemperatur
Ta von +120°C
hingegen um ungefähr
eine Größenordnung
kleiner als bei der Standardbetriebsumgebungstemperatur Ta von +25°C ist, wird
er um zwei Größenordnungen
kleiner, mit dem Ergebnis, dass der kombinierte Widerstand der ersten
parallelen Verbindung 27 durch den Widerstand (Ra/100)
des Thermistors 23 bestimmt wird.
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Ähnlich wird
der kombinierte Widerstand der zweiten parallelen Verbindung 28 (das
feste Widerstandsbauteil 22 und der Thermistor 24)
im wesentlichen durch den Widerstand (Ra) des festen Widerstandbauteiles 22 bei
der Standardbetriebsumgebungstemperatur Ta von +25°C bestimmt.
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Weil
der Widerstand des Thermistors 24 bei einer niedrigen Betriebsumgebungstemperatur
Ta von –40°C ungefähr eine
Größenordnung
größer als bei
der Standardbetriebsumgebungstemperatur Ta von +25°C ist, wird
er um zwei Größenordnungen größer als
der des festen Widerstandsbauteiles 22 mit dem Ergebnis,
dass der kombinierte Widerstand des parallelen Teils durch den Widerstand
(Ra) des festen Widerstandsbauteiles 22 bestimmt wird.
Weil hingegen bei einer hohen Temperatur Ta von +120°C der Widerstand
des Thermistors 23 um ungefähr eine Größenordnung kleiner als bei
der Standardbetriebsumgebungstemperatur Ta von +25° wird, haben der
Widerstand des festen Widerstandsbauteiles 22 und der des
Thermistors 24 dieselbe Größenordnung, ungefähr der halbe
(Ra/2) Widerstand bei der Standardtemperatur.
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Diese
Beschreibung zeigt, dass der serielle kombinierte Widerstand (Rp1
+ Rp2) der ersten parallelen Verbindung (mit einem Widerstand von
Rp1), die aus dem festen Widerstandsbauteil 21 und dem Thermistor 23 besteht,
und der zweiten parallelen Verbindung (mit einem Widerstand von
Rp2) des festen Widerstandsbauteile 22 und des Thermistors 24 Temperaturkennlinien
aufweisen, die wie in 8 gezeigt eine primäre Neigung
relativ zu der Betriebsumgebungstemperatur Ta bilden.
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9 zeigt
die ermitteltn Vgs-Werte der Gatespannung, die mittels einer Temperturkompensationsschaltung
erhalten wurde, für
die die festen Widerstandsbauteile 25 und 26 geeignet
ausgewählt wurden.
In diesem Diagramm wird der erforderliche Pegel der Gatespannung
Vgs um den Drainstrom Ids konstant zu halten, der von 3 erhalten
wird, überlappt.
Nach 9 stimmen die beiden Kurven gut miteinander überein,
was darauf hinweist, dass die Temperaturkompensation in dem Bereich
der Betriebsumgebungstemperatur Ta von –10°C bis +80°C erreicht werden kann.
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10 ist
ein Temperaturkompensationskennliniendiagramm, wobei angenommen
wird, dass einer der Thermistoren 23 und 24 in
der Schaltung von 8 ein festes Widerstandsbauteil
ist und nur der andere sich mit der Temperatur verändert.
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10 zeigt,
dass die erste parallele Verbindungseinheit (das feste Widerstandsbauteil 21 und der
Thermistor 23) zu der linearen Kompensation in dem Niedertemperaturbereich
und dass die zweite parallele Verbindungseinheit (das feste Widerstandselement 22 und
der Thermistor 24) zu der linearen Kompensation in dem
Obertemperaturbereich beitragen.
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Um
die Effektivität
der vorliegenden Erfindung zu betonen, sind hierauf die Temperaturabhängigkeit
der Gatespannung der Temperaturkompensationsschaltung mit einem
Thermistor nach dem in 1 gezeigten Stand der Technik
in 11 graphisch dargestellt. In 11 sind
die abgeschätzten Pegel
der Gatespannung, die durch die Temperaturkompensationsschaltung
während
der Temperaturschwankung erzeugt werden, in der Kurve mit den weißen Kreisen
dargestellt. Wiederum ist der erforderliche Pegel der Gatespannung
um Ids ungeachtet von Temperaturschwankungen konstant zu halten,
in einer Kurve (durchgezogene Linien) dargestellt, die die schwarzen
Rechtecke verbinden. Somit beträgt der
Temperaturbereich, in dem die zwei Kurven übereinanderliegen, nämlich der
Temperaturbereich, in dem lineare Kompensation möglich ist, ungefähr 30°C. Für die Temperaturkompensationsschaltung nach
dem in 1 gezeigten Stand der Technik ist es schwierig,
die Gatespannung in einem großen
Temperaturbereich zu kompensieren.
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Wie
vorgehend beschrieben ist es nach der vorliegenden Erfindung möglich, genau
die Temperaturkompensation zu erreichen, welche die Verschlechterung
der Verzerrungsempfindlichkeit eines LDMOS-FET-Verstärkers minimiert,
in dem geeignet die Temperaturkennlinien oder der Widerstand der temperaturempfindlichen
Widerstandsbauteile und der Widerstand der festen Widerstandsbauteile 21 und 22,
die parallel verbunden sind, und die Widerstände der festen Widerstandsbauteile 25 und 26,
die in Reihe geschaltet sind, ausgewählt werden.
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Obwohl
die vorgehende Beschreibung vorschlägt, dass die Temperaturkompensation
durch die Temperaturkompensationsschaltung nach der Erfindung auf
die Standardbetriebsumgebungstemperatur Ta von +25°C zentriert
wird, kann sie auf jede andere gewünschte Temperatur angewandt
werden.
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Wie
ausgeführt,
ist es mit der Temperaturkompensationsschaltung und dem FET-Verstärker nach
der Erfindung möglich,
die Drainstromstärke des
LDMOS-FET-Verstärkers
konstant zu halten, was den Vorteil einer Minimierung der Verschlechterung
der Verzerrungsempfindlichkeit ergibt, indem ein Schaltungsnetzwerk
bereitgestellt wird, in dem mindes tens zwei Stufen eines Paares
von festen Widerstandsbauteilen und von temperaturempfindlichen
Widerstandsbauteilen, die jeweils parallel geschaltet sind, in Reihe
in einer Gatevorspannungsschaltung geschaltet werden.
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Während die
vorliegende Erfindung unter Bezug auf ein bestimmtes bevorzugtes
Ausführungsbeispiel
beschrieben wurde, versteht es sich, dass der Gegenstand, der durch
die vorliegende Erfindung umfaßt
wird, nicht auf diese spezifische Ausführungsform beschränkt wird.
Es ist hingegen beabsichtigt, alle Alternativen, Modifikationen
und Äquivalente
einzuschließen,
die von dem Geist und dem Umfang der folgenden Ansprüche eingeschlossen werden
können.