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Die
Erfindung betrifft eine elektronische Treiberschaltung für direkt
modulierte Halbleiterlaser gemäß den diesbezüglichen
Merkmalen des Anspruchs 1.
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Eine
derartiges elektronische Treiberschaltung für direkt modulierte Halbleiterlaser
ist aus der deutschen Offenlegungsschrift 100 65 838 A1 bekannt.
Die vorbekannte elektronische Treiberschaltung weist als erste Schaltungsmittel
zur Erzeugung eines Konstantstromes eine durch zwei Transistoren
gebildete Stromspiegelschaltung auf. Als zweite Schaltungsmittel
zur Modulation des Konstantstromes ist bei der vorbekannten elektronischen
Treiberschaltung ein Differenzverstärker vorgesehen, der durch
zwei Transistoren und eine Stromquelle gebildet ist. Bei der vorbekannten
elektronischen Treiberschaltung sind darüber hinaus Schaltungsmittel
vorgesehen, die beim Ansteigen des Stromes durch den Halbleiterlaser
und beim Abfallen des Stromes durch den Halbleiterlaser einen zusätzlichen
positiven bzw. negativen Strompuls bzw. Stromimpuls für den Halbleiterlaser
bereitstellen. Durch diese zusätzlichen
Strompulse werden parasitäre
Elemente, wie Induktivitäten
und/oder Kapazitäten,
kompensiert und eine verbesserte optische Signalform des modulierten Stromes
im Halbleiterlaser bereitgestellt.
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Aus
der US-Patentschrift 4,032,802 sowie aus dem japanischen Abstract
mit der Veröffentlichungsnummer
2002111118A sind jeweils elektronische Treiberschaltungen für direkt modulierte
Halbleiterlaser mit ersten Schaltungsmitteln zur Erzeugung eines
Konstantstroms beschrieben. Zweite Schaltungsmittel sind zur Modulation
des Konstantstroms in Abhängigkeit
von einem digitalen Datensignal vorhanden, wobei der modulierte
Strom einem Halbleiterlaser zugeführt wird. Außerdem sind
dritte Schaltungsmittel mit Kapazitäten vorhanden, so dass die
Schaltungsmittel für
Gleichstrom einen hohen Widerstand und für Wechselstrom einen niedrigen
Widerstand aufweisen.
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Der
Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, eine elektronische Treiberschaltung
für direkt
modulierte Halbleiterlaser anzugeben, die auch bei hohen Modulationsfrequenzen über einem
Gbit/s eine weitgehend optimale Signalform des modulierten Stromes
im Halbleiterlaser gewährleistet.
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Diese
Aufgabe wird ausgehend von einer elektronischen Treiberschaltung
der eingangs angegebenen Art erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden
Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen elektronischen Treiberschaltung
sind in Unteransprüchen
beschrieben.
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Ein
wesentlicher Vorteil der elektronischen Treiberschaltung ist darin
zu sehen, dass eine Bandbreitenbegrenzung der elektronischen Treiberschaltung
auf Grund der parasitären
Kapazität
des Halbleiterlasers reduziert bzw. quasi vermieden wird, wodurch
eine weitgehend optimale Signalform des modulierten Stromes im Halbleiterlaser
und damit eine weitgehend optimale Signalform der optischen Laserpulse
des Halbleiterlasers gewährleistet
wird.
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Dieser
Sachverhalt soll nun kurz erläutert
werden: Bei üblichen
Halbleiterlasern hat die parasitäre
Kapazität
Cpar in der Regel einen Wert von ca. 1 pF.
Parallel zu der parasitären
Kapazität
CPar liegt für Wechselströme der differenzielle
ohmsche Widerstand rd des Halbleiterlasers. Der differenzielle Widerstand
rd beträgt ca.
50 Ω bis
100 Ω.
Aus dem differenziellen Widerstand rd und der parasitären Kapazität Cpar kann man eine Zeitkonstante τ = Cpar rd berechnen, die in der Größenordnung
von ca. 100 ps liegt. Für
eine solche Zeitkonstante von ca. 100 ps ergibt sich eine Grenzfrequenz
der elektronischen Treiberschaltung von ca. 1,7 GHz. Um nun diese
Grenzfrequenz zu erhöhen,
ist erfindungsgemäß vorgesehen,
parallel zu der parasitären
Kapazität Cpar einen weiteren Widerstand zu schalten,
der die Zeitkonstante τ reduziert.
Aufgrund der Reduktion der Zeitkonstante τ vergrößert sich die Grenzfrequenz
der Treiberschaltung, wodurch die gewünschte optimale Signalform
des modulierten Stromes im Halbleiterlaser und damit die gewünschte optimale
Signalform der optischen Laserpulse erreicht wird.
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Ein
weiterer wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen elektronischen Treiberschaltung
ist darin zu sehen, dass – anders
als bei der eingangs beschriebenen vorbekannten elektronischen Treiberschaltung – kein zusätzlicher
Gleichstrom von der Treiberschaltung erzeugt zu werden braucht.
Bei der erfindungsgemäßen elektronischen
Treiberschaltung ist nämlich
das Fließen
eines zusätzlichen
Gleichstromes wirkungsvoll durch die dritten Schaltungsmittel verhindert,
die für
einen Gleichstrom einen hohen ohmschen Widerstand erzeugen. Lediglich
für den
auf Grund der Modulation des Stromes generierten Wechselstromanteil
bilden die dritten Schaltungsmittel nämlich einen niedrigen ohmschen
Widerstand; Gleichstrom wird durch die drittem Schaltungsmittel
blockiert.
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Durch
das Zuschalten bzw. Parallelschalten eines für Wechselstrom niederohmigen
ohmschen Widerstands wird zwar der zur parasitären Kapazität Cpar parallele
Gesamtwiderstand reduziert, wodurch die Zeitkonstante τ ebenfalls
sinkt und die Grenzfrequenz steigt; durch den reduzierten Parallelwiderstand
geht jedoch auch Strom durch den Halbleiterlaser „verloren", da nämlich der
von der Treiberschaltung erzeugte modulierte Strom nun auch durch
den zusätzlichen
ohmschen Widerstand fließt.
Dadurch fließt
insgesamt weniger Strom durch den Halbleiterlaser, so dass der optische „Hub" in der optischen
Ausgangsleistung des Halbleiterlasers sinkt. Es wird daher gemäß einer
Weiterbildung der erfindungsgemäßen elektronischen
Treiberschaltung als vorteilhaft angesehen, wenn die dritten Schaltungsmittel
hinsichtlich der Größe des ohmschen
Widerstandes für
Wechselstrom derart dimensioniert ist, dass ein vorgegebener Hub
in der optischen Ausgangsleistung des Halbleiterlasers gewährleistet
wird.
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Erfindungsgemäß weisen
die dritten Schaltungsmittel eine Widerstandseinrichtung und eine
damit verbundene Blockiereinrichtung auf, wobei die Widerstandseinrichtung
die Höhe
des ohmschen Widerstandes der dritten Schaltungsmittel festlegt
und die Blockiereinrichtung für
Gleichstrom hochohmig und Wechselstrom der Modulationsfrequenz niederohmig
ist. Durch die Aufteilung der dritten Schaltungsmittel in eine Widerstandseinrichtung
und eine Blockiereinrichtung lassen sich die beiden Komponenten
jeweils für
sich optimieren. Die Blockiereinrichtung wird dabei durch eine Verstärkerschaltung
gebildet, die ausgangsseitig mit dem weiteren Anschluss der Widerstandseinrichtung
verbunden ist.
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Die
Widerstandseinrichtung kann beispielsweise vorteilhaft durch einen
Transistor gebildet sein, der derart angesteuert ist, dass er einen
ohmschen Widerstand vorgegebener Größe erzeugt. Bei dem Transistor kann
es sich in vorteilhafter Weise um einen Feldeffekttransistor handeln,
der über
seinen Gate-Anschluss angesteuert ist und den ohmschen Widerstand
vorgegebener Größe zwischen
seinem Source-Anschluss und seinem Drain-Anschluss erzeugt.
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Stattdessen
kann die Widerstandseinrichtung auch durch einen einfachen ohmschen
Widerstand gebildet sein. Um zu ermöglichen, dass die Größe des Widerstandes
individuell einstellbar ist, wird es als vorteilhaft angesehen,
wenn die Widerstandseinrichtung mindestens zwei parallele ohmsche
Widerstände
enthält, die
jeweils einzeln ein- oder ausschaltbar sind und gemeinsam den Widerstand
vorgegebener Höhe
erzeugen.
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Die
vorgegebene Größe des Widerstandes
ist dabei vorteilhaft derart zu wählen, dass sowohl der optische
Signalhub des Halbleiterlasers als auch die angestrebte elektrische
Grenzfrequenz der Treiberschaltung erreicht wird.
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Das
Ein- und Ausschalten der parallelen ohmschen Widerstände lässt sich
vorteilhaft dadurch bewirken, dass die ohmschen Widerstände jeweils
in Reihe mit einem Schaltelement liegen und die Schaltelemente der
Widerstandseinrichtung durch eine Steuereinrichtung derart angesteuert
werden, dass die Widerstandseinrichtung bzw. die parallelgeschalten
ohmschen Widerstände
in ihrer Gesamtheit den Widerstand vorgegebener Größe erzeugen.
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Die
Widerstandseinrichtung und die Blockiereinrichtung können in
vorteilhafter Weise derart miteinander verschaltet sein, dass die
Widerstandseinrichtung mit einem Anschluss an einen Anschluss des
Halbleiterlasers und mit einem weiteren Anschluss an die Blockiereinrichtung
angeschlossen ist.
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Die
Verstärkerschaltung
kann vorteilhaft durch einen Operationsverstärker gebildet sein, der ausgangsseitig
und mit seinem „Minus"-Eingang mit dem
weiteren Anschluss der Widerstandseinrichtung verbunden ist. Der „Plus"-Eingang des Operationsverstärkers ist
vorteilhaft an einen Tiefpass angeschlossen, dessen Grenzfrequenz
kleiner als die Modulationsfrequenz der elektronischen Treiberschaltung
ist.
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Der
Tiefpass am „Plus"-Eingang kann dabei
durch einen Kondensator und einen Widerstand gebildet sein, wobei
der Operationsverstärker über den
Kondensator an den weiteren Anschluss des Halbleiterlasers über den
Widerstand an den einen Anschluss der Widerstandseinrichtung angeschlossen
ist.
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Im Übrigen kann
die erfindungsgemäße Treiberschaltung
zusätzlich
in vorteilhafter Weise mit einer „Peaking"-Einrichtung
kombiniert werden, wie sie in der eingangs beschriebenen deutschen
Offenlegungsschrift erläutert
ist. Es wird daher als vorteilhaft angesehen, wenn die Treiberschaltung
vierte Schaltungsmittel enthält,
die beim Abfallen des Stromes und/oder beim Ansteigen des Stromes
durch den Halbleiterlaser einen zusätzlichen Stromfluss für den Halbleiterlaser
bereitstellen.
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Besonders
einfach und damit vorteilhaft lässt
sich eine solche „Peaking"-Einrichtung bilden,
wenn die vierten Schaltungsmittel einen Transistor aufweisen, dessen Emitteranschluss über einen
Widerstand mit dem Halbleiterlaser verbunden ist, und dessen Basisstrom
von einer Basis-Emitter-Steuerspannung festgelegt wird, die während der
ansteigenden Flanke des Stroms durch den Halbleiterlaser Peaks aufweist.
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Zur
Erzeugung von positiven und negativen Spannungspeaks wird es als
vorteilhaft angesehen, wenn die vierten Schaltungsmittel einen Transistor
aufweisen, dessen Emitteranschluss über einen Widerstand mit dem
Halbleiterlaser verbunden ist, und dessen Basisstrom von einer Basis-Emitter-Steuerspannung
festgelegt wird, die positive und negative Spannungspeaks entsprechend
den ansteigenden und abfallenden Flanken des Stroms durch den Halbleiterlaser
aufweist, wobei über
einen Stromspiegel an dem Transistor ein Konstantstrom erzeugt wird,
der entsprechend der Basis-Emitter-Steuerspannung moduliert wird.
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Die
erfindungsgemäßen dritten
Schaltungsmittel können
mit den für
sich vorbekannten vierten Schaltungsmittel derart kombiniert werden,
dass die vierten Schaltungsmittel elektrisch zwischen die Blockiereinrichtung
und die Widerstandseinrichtung geschaltet sind, wobei zwischen den
vierten Schaltungsmittel und der Blockiereinrichtung ein Addierer
liegt.
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Die
Anode des Halbleiterlasers kann beispielsweise den einen Anschluss
und die Kathode des Halbleiterlasers den weiteren Anschluss des
Halbleiterlasers bilden. Außerdem
kann die Kathode des Halbleiterlaser auf Masse liegen.
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Die
dritten Schaltungsmittel können
in vorteilhafter Weise auch ausschließlich durch Widerstände, beispielsweise
durch einen Widerstand oder durch zwei Widerstände, gebildet sein, wenn nämlich die
ersten und die zweiten Schaltungsmittel einen entsprechenden internen
Aufbau, und zwar einen symmetrischen Aufbau, aufweisen; es wird
daher als vorteilhaft angesehen, wenn die ersten und die zweiten
Schaltungsmittel derart symmetrisch aufgebaut sind, dass ein Dummylaser
invers zum Halbleiterlaser angesteuert wird, wobei zwischen die
beiden Anoden oder die beiden Kathoden der beiden Laser zumindest
ein ohmscher Widerstand, insbesondere eine Reihenschaltung bestehend
aus zwei ohmschen Widerständen
mit gleichem Widerstandswert oder mit im Wesentlichen gleichem Widerstandswert,
geschaltet ist. Die Funktionsweise dieser vorteilhaften Weiterbildung
der erfindungsgemäßen Treiberschaltung
soll nun anschaulich beschrieben werden, und zwar für den Fall
einer Reihenschaltung zweier ohmscher Widerstände: Aufgrund des symmetrischen
Aufbaus der Schaltung liegt an den Laseranoden (oder den Laserkathoden)
im zeitlichen Mittel (Gleichspannung) stets dasselbe Potenzial an.
Zwischen den beiden Widerständen
ist damit eine für
Wechselstrom virtuelle Masse gebildet. Wechselspannungsmäßig liegt
damit jeder der beiden Widerstände
jeweils parallel zu einer parasitären Kapazität eines Halbleiterlasers, und
zwar ein Widerstand parallel zur parasitären Kapazität des Halbleiterlasers (Nutzlaser)
und der andere Widerstand parallel zur parasitären Kapazität des Dummylasers. Gleichstrom
fließt über die
beiden Widerstände
nicht, da an den Laseranoden – wie
oben beschrieben – im
zeitlichen Mittel (Gleichspannung) stets dasselbe Potenzial liegt.
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Um
Reflexionen des Laserstromes an dem Halbeleiterlaser zu reduzieren
bzw. zu vermeiden, wird es als vorteilhaft angesehen, wenn die dritten
Schaltungsmittel für
Wechselstrom, insbesondere für
Wechselstrom mit der Modulationsfrequenz, als ein ohmscher Widerstand
wirken, der an den Wellenwiderstand der den Halbleiterlaser ansteuernden
Wellenleitung angepasst ist.
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Zur
Erläuterung
der Erfindung zeigen
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1 – ein erstes
Ausführungsbeispiel
für eine
erfindungsgemäße elektronische
Treiberschaltung,
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2 – das Ausführungsbeispiel
gemäß 1 im
Detail,
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3 – ein zweites
Ausführungsbeispiel
für eine
erfindungsgemäße elektronische
Treiberschaltung,
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4 – ein drittes
Ausführungsbeispiel
für eine
erfindungsgemäße elektronische
Treiberschaltung und
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5 – ein viertes
Ausführungsbeispiel
für eine
erfindungsgemäße elektronische
Treiberschaltung.
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Die 1 zeigt
ein erstes Ausführungsbeispiel
für eine
erfindungsgemäße Treiberschaltung 10 zur
direkten Modulation eines Halbleiterlasers bzw. einer Laserdiode 20.
Zur Erzeugung eines Konstantstromes (Vorstromes) I4 sind zwei Transistoren
T4, T5 vorgesehen. Der Transistor T5 stellt dabei einen Stromspiegel zu
dem Transistor T4 dar, d.h. die beiden Transistoren T4 und T5 und
die zugehörigen
Ströme
sind identisch. Hierdurch wird ein durch den Transistor T5 fließender Referenzstrom
Iref dem Transistor T4 als Konstantstrom I4 eingeprägt. Der
Konstantstrom I4 fließt
bei geschlossenem Transistor T2 in die Laserdiode 20. Der
durch die Laserdiode 20 fließende Strom ist dann gleich
I4 (IVCSEL = I4).
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Des
weiteren ist ein Differenzverstärker
vorgesehen, der durch zwei Transistoren T1, T2 gebildet wird, deren
Emitteranschlüsse
an eine Stromquelle T6 angeschlossen sind. An den Basisanschlüssen der
Transistoren T1, T2 liegt eine Eingangsspannung VDat an, die das
zu übertragende,
digitale Datensignal repräsentiert.
Sofern ein Logik-Signal anliegt, fließt durch den Transistor T2
ein Strom I2, so dass der durch die Laserdiode 20 fließende Strom
um diesen Strom I2 vermindert ist (IVCSEL =
I4 – I2).
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Der
Strom durch die Laserdiode 20 und damit die optische Ausgangsleistung
der Laserdiode 20 wird somit entsprechend dem Signal VDat
moduliert. Dabei ist der Strom I2 in der Regel kleiner als der Strom
I4, da der Schwellstrom des Lasers 20 stets fließen sollte.
Durch den Transistor T6 fließt
der Strom Imod, der dem Strom I2 entspricht.
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Bei
der Laserdiode 20 handelt es sich bevorzugt um eine oberflächenemittierende
VCSEL (vertical cavity surface emitting laser)-Laserdiode, die in
der Regel einen relativ hohen Innenwiderstand von 50 Ohm bis 100
Ohm aufweist.
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An
einen Anschluss 30 der Laserdiode 20 und zwar
an den Anodenanschluss der Laserdiode, ist ein drittes Schaltungsmittel 40 angeschlossen.
Dieses dritte Schaltungsmittel 40 weist eine Blockiereinrichtung 50 und
eine Widerstandseinrichtung 60 auf. Ein Anschluss 70 der
Widerstandseinrichtung 60 ist dabei an die Anode 30 der
Laserdiode 20 angeschlossen. Ein weiterer Anschluss 80 der
Widerstandseinrichtung 60 ist mit einem Anschluss 90 der Blockiereinrichtung 50 verbunden.
Ein weiterer Anschluss 100 der Blockiereinrichtung 50 ist
mit der Kathode 110, also dem weiteren Anschluss der Laserdiode 20 verbunden.
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Einem
dritten Anschluss 120 der Blockiereinrichtung 50 ist
die Anode 30 der Laserdiode 20 nachgeschaltet.
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Die
Einrichtung gemäß der 1 funktioniert
wie folgt:
Das dritte Schaltungsmittel 40 liegt zu
der Laserdiode 20 parallel und bildet einen ohmschen Widerstand
parallel zu der Laserdiode 20. Dieser ohmsche Widerstand
ist abhängig
von der Frequenz des Stromes, der durch die Laserdiode 20 fließt. So ist
das dritte Schaltungsmittel 40 für einen Gleichstrom oder aber
für einen
niederfrequenten Wechselstrom sehr hochohmig, wohingegen das dritte
Schaltungsmittel 40 für
einen höherfrequenten
Wechselstrom, insbesondere für
einen Wechselstrom mit der Modulationsfrequenz der Laserdiode 20,
niederohmig ist.
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Um
diese Funktionalität
des dritten Schaltungsmittels 40 zu erreichen, ist die
Widerstandseinrichtung 60 niederohmig ausgeführt. Die
Widerstandseinrichtung 60 kann beispielsweise durch einen
gesteuerten Transistor, insbesondere einen Feldeffekttransistor,
oder aber auch durch ohmsche Widerstände gebildet sein. Die Widerstandseinrichtung 60 ist
somit frequenzunabhängig
und stellt für
Ströme
beliebiger Frequenz einen niederohmigen Widerstand dar.
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Die
Blockiereinrichtung 50 ist derart ausgebildet, dass sie
für höherfrequente
Wechselströme,
insbesondere für
Wechselströme
mit der Modulationsfrequenz der Laserdiode 20, bezüglich des
Anschlusses bzw. Knotens 90 quasi einen Kurzschluss darstellt.
Für Gleichströme und sehr
niederfrequente Wechselströme
ist die Blockiereinrichtung jedoch sehr hochohmig und blockiert
damit quasi jeden Stromfluss mit niedriger Frequenz.
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Aufgrund
dieses elektrischen Verhaltens der dritten Schaltungsmittel 40 ist
parallel zu der parasitären Kapazität Cpar der Laserdiode 20 ein niedriger
Widerstand Rparallel parallel geschaltet.
Aufgrund dieses Widerstandes Rparallel der
dritten Schaltungsmittel 40 ergibt sich eine Zeitkonstante τ wie folgt: τ =
(Rparallel || rd)·Cpar τ = (Rparallel·rd)/(Rparallel + rd)·Cpar wobei rd den
differentiellen Widerstand der Laserdiode 20, Cpar die parasitäre Kapazität der Laserdiode 20 und Rparallel den ohmschen Widerstand der dritten
Schaltungsmittel 40 für
höherfrequente
Wechselströme
bezeichnet. Die parasitäre
Kapazität
Cpar soll dabei die gesamte Kapazität am Knoten 30 bzw.
an der Anode 30 berücksichtigen,
also sowohl die „innere" VCSEL-Kapazität der Laserdiode 20 als
auch äußere Kapazitäten wie sonstige
Pad-Kapazitäten
im IC oder der Leiterplatte, die mit der Anode 30 der Laserdiode 20 in
Verbindung stehen.
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Die
Grenzfrequenz fg der elektronischen Treiberschaltung 10 berechnet
sich damit wie folgt: fg = 1/2π·1/τ = (Rparallel + rd)/[2π·Rparallel·rd·Cpar]
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Durch
die Größe des Widerstandes
Rparallel wird somit die Grenzfrequenz fg
der elektronischen Treiberschaltung 10 gemäß der 1 bestimmt.
Je kleiner der Widerstand Rparallel ist,
umso größer wird
die Grenzfrequenz fg; dabei ist jedoch zu berücksichtigen, dass ein besonders
kleiner Widerstand Rparallel auch einen
besonders großen
Strom durch den Widerstand hervorruft. Somit sinkt bei einem kleinen
Widerstand Rparallel der Strom Ivcsel durch die Laserdiode 20, wodurch
auch der optische Signalhub der Laserdiode 20 sinkt.
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Es
ist somit also bei der Optimierung zu berücksichtigen, welcher optische
Signalhub durch die Laserdiode 20 erzeugt werden muss,
um die gewünschte
optische Datenübertragung
zu gewährleisten.
In Abhängigkeit
von dem erforderlichen optischen Signalhub ergibt sich dann die
entsprechende Dimensionierung des Widerstandes Rparallel und
damit die Grenzfrequenz fg der elektronischen Treiberschaltung 10.
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In
der 2 ist im Detail dargestellt, wie die dritten Schaltungsmittel 40 gemäß der 1 im
Detail ausgestaltet sein können.
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Die
Widerstandseinrichtung 60 ist durch drei parallel geschaltete
Widerstände
Ra, Rb, Rc gebildet. Jeweils in Reihe zu jedem der
drei Widerstände
Ra, Rb, Rc ist ein Schaltelement 200, 210 und 220 geschaltet. Jedes
der drei Schaltelemente 200, 210 und 220 wird
jeweils von einer Steuereinrichtung 250 angesteuert.
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Mit
der Steuereinrichtung 250 lässt sich einstellen, welchen
Widerstandswert Rparallel die Widerstandseinrichtung 60 bilden
soll.
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Die
Blockiereinrichtung 50 ist durch einen Operationsverstärker 300 gebildet,
dessen „Minus"-Eingang an den Ausgang 310 des
Operationsverstärkers 300 angeschlossen
ist. Der Ausgang 310 des Operationsverstärkers 300 bildet
zugleich den einen Anschluss 90 der Blockiereinrichtung 50 gemäß der 1.
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In
der 2 ist darüber
hinaus erkennbar, dass der „Plus"-Eingang des Operationsverstärkers 300 an einen
Anschluss eines Kondensators C1 und an einen Anschluss eines Widerstands
R1 angeschlossen ist.
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Der
Kondensator C1 ist mit seinem anderen Anschluss mit Masse verbunden;
der andere Anschluss des Widerstandes R1 ist an die Anode 30 der
Laserdiode 20 angeschlossen.
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Die
Schaltung gemäß der 2 funktioniert
wie folgt: Mit der Steuereinrichtung 250 wird eingestellt, welchen
Widerstand Rparallel die Widerstandseinrichtung 60 bilden
soll; dies wird konkret dadurch erreicht, dass die Schalter 200, 210 und 220 entsprechend
ein- oder ausgeschaltet werden.
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Werden
alle drei Schaltelemente 200, 210 und 220 eingeschaltet,
so weist die Widerstandseinrichtung 60 ihren niedrigsten
Widerstand Rparallel = (Ra || Rb || Rc)
auf; durch Öffnen
der Schaltelemente 200, 210 oder 220 kann
der Widerstandswert Rparallel der Widerstandseinrichtung 60 dann
entsprechend erhöht
werden.
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Durch
die Wahl des Widerstandes Rparallel der
Widerstandseinrichtung 60 wird festgelegt, welche Grenzfrequenz
die Treiberschaltung 10 erreichen kann und welcher optische
Signalhub von der Laserdiode 20 erreicht wird.
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Der
Operationsverstärker 300 arbeitet
aufgrund seiner Beschaltung derart, dass er an seinem Ausgang 310 stets
dasselbe Gleichstrompotential erzeugt, und zwar exakt dasselbe Potenzial,
wie es an der Anode 30 der Laserdiode 20 vorliegt.
Somit liegt an den beiden Anschlüssen 70 und 80 der
Widerstandseinrichtung 60 stets gleichspannungsmäßig dasselbe
Potential an, so dass es zu keinem Gleichstromfluss durch die Widerstandseinrichtung 60 kommen
kann. Das durch die Widerstandseinrichtung 60 und die Blockiereinrichtung 50 gebildete
dritte Schaltungsmittel 40 ist also für einen Gleichstrom sehr hochohmig,
da es zu quasi keinem Stromfluss durch die Blockiereinrichtung 50 kommen
kann. Dasselbe gilt für
sehr niederfrequente Wechselströme
aufgrund des durch den Widerstand R1 und die Kapazität C1 gebildeten
Tiefpasses. Der Tiefpass weist eine Grenzfrequenz auf gemäß fg (Tiefpass) = 1/2π·1/(R1·C1)
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Wechselströme, die
eine Frequenz haben, die kleiner ist als die Grenzfrequenz des Tiefpasses,
werden behandelt wie Gleichströme,
so dass derartige Wechselströme über die
Blockiereinrichtung 50 nicht abfließen können, da sie durch den Operationsverstärker 300 quasi „herausgeregelt" werden.
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Dieses „Herausregeln" funktioniert jedoch
nicht bei sehr hohen Wechselströmen,
da an dem „Plus"-Eingang des Operationsverstärkers keine
entsprechend große
Rückkoppelspannung
anliegt. Höherfrequente
Wechselströme
mit einer Frequenz, die größer ist
als die Grenzfrequenz des durch den Widerstand R1 und die Kapazität C1 gebildeten Tiefpasses,
fließen
somit über
die Widerstandseinrichtung 60 in den Ausgang 310 des
Operationsverstärkers 300 hinein.
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Da
das Kleinsignalersatzschaltbild des Operationsverstärkers 300 ausgangsseitig
einen sehr niederohmigen Ausgangswiderstand ra aufweist, der mit
einer die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 300 abgebenden
Spannungsquelle verbunden ist, „sieht" ein höherfrequenter Wechselstrom
von der Anode 30 des Halbleiterlasers 20 kommend
lediglich einen Gesamtwiderstand Rparallel der
dritten Schaltungsmittel gemäß: Rgesamt = Rparallel +
ra ≈ Rparallel
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Die
Widerstandseinrichtung 60 und die Blockiereinrichtung 50 bilden
damit für
höherfrequente
Wechselströme
einen ohmschen Widerstand Rparallel, der
durch die Widerstandseinrichtung 60 gebildet und durch
die Steuereinrichtung 250 der Widerstandseinrichtung 60 eingestellt
ist.
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Dieser
Widerstand Rparallel liegt – wie oben
bereits erläutert – parallel
zu der Laserdiode 20 und der parasitäre Kapazität Cpar der Laserdiode 20 und
erhöht
somit die Grenzfrequenz fg der Treiberschaltung 10 gemäß den 1 und 2.
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In
der 3 ist ein zweites Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Treiberschaltung
dargestellt. Die Treiberschaltung gemäß der 3 entspricht
in wesentlichen Teilen der bereits im Zusammenhang mit der 2 erläuterten
Treiberschaltung.
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Zusätzlich zu
der Treiberschaltung gemäß der 2 ist
bei dem zweiten Ausführungsbeispiel
gemäß der 3 zusätzlich eine „Peaking"-Einrichtung vorgesehen,
die durch einen Transistor T3 und einen Widerstand R3 gebildet ist.
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Wird
bei ansteigenden oder abfallenden Flanken des durch die Laserdiode 20 fließenden modulierten Stromes
IVCSEL eine entsprechende Steuerspannung
Vpk an die Basis des Transistors T3 gelegt, so wird in den Anodenanschluss 30 der
Laserdiode 20 ein zusätzlicher
positiver oder negativer Strompuls eingespeist, durch den die Signalform
des modulierten Stromes IVCSEL durch die
Laserdiode 20 optimiert werden kann.
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Bezüglich der
genauen Funktionsweise der durch den Transistor T3 und den Widerstand
R3 gebildeten „Peaking"-Einrichtung wird
auf die eingangs erwähnte
deutsche Offenlegungsschrift verwiesen, in der derartige „Peaking"-Einrichtungen im
Detail erläutert
sind.
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In
der 4 ist ein drittes Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Treiberschaltung
dargestellt. Bei diesem dritten Ausführungsbeispiel ist die im Zusammenhang
mit der 2 erläuterte „Peaking"-Einrichtung mit einer Widerstandseinrichtung
und einer Blockiereinrichtung kombiniert.
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Die „Peaking"-Einrichtung wird
durch die beiden Transistoren T3 und T7 sowie die Spannungsquelle 400 gebildet.
Die Spannungsquelle 400 erzeugt ausgangsseitig die „Peaking"-Spannung Vpk, die über einen Addierer 410 zum
Basisanschluss des Transistors T3 geführt wird. An dem Emitter-Anschluss
des Transistors T3 entstehen somit positive bzw. negative Strompulse,
sobald durch die „Peaking"-Spannungsquelle 400 entsprechende
Spannungspulse erzeugt werden. Diese zusätzlichen positiven oder negativen
Strompulse werden über die
Widerstandseinrichtung 60 in die Anode 30 der
Laserdiode 20 eingespeist.
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An
den Addierer 410 ist darüber hinaus der Operationsverstärker 300 angeschlossen,
der die Blockiereinrichtung 50 bildet. Bezüglich der
Funktionsweise der Blockiereinrichtung 50 bzw. der Funktionsweise
des Operationsverstärkers 300 wird
auf die obigen Ausführungen
im Zusammenhang mit der 1 und 2 verwiesen,
da die prinzipielle Funktionsweise des Operationsverstärkers 300 gemäß der 4 der
Funktionsweise bei dem Ausführungsbeispiel
gemäß der 2 entspricht;
denn die Funktionsweise des Operationsverstärkers 300 besteht
darin, ausgangsseitig für
hochfrequente Wechselströme „quasi" einen Kurzschluss
darzustellen.
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In
der 5 ist ein viertes Beispiel für eine erfindungsgemäße Treiberschaltung
gezeigt. Bei diesem vierten Ausführungsbeispiel
ist das dritte Schaltungsmittel 40 durch einen weiteren
Stromspiegeltransistor T4', einen
Dummy-VCSEL 600 sowie Widerstände Ra,
Rb und Rc gebildet,
die jeweils über
Schaltelemente 610, 620 und 630 ein-
bzw. ausgeschaltet werden können,
und zwar durch eine Steuereinrichtung 640.
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Die
Treiberschaltung gemäß der 5 funktioniert
wie folgt:
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1. Gleichstrombetrachtung:
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Durch
die Transistoren T4 und T4' fließt aufgrund
der durch den Transistor T5 gebildeten Stromspiegelschaltung derselbe
Strom; es gilt also: I4 = I4'.
Aufgrund des identischen Stromflusses liegt an der Anode 30 der
Laserdiode 20 und an der Anode 650 der Dummy-Laserdiode 600 im
zeitlichen Mittel das gleiche Gleichspannungspotential an, so dass
durch die Widerstände
Ra, Rb und Rc kein Gleichstrom fließen kann.
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2. Wechselstrombetrachtung:
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Wechselstrommäßig sieht
die Situation jedoch anders aus, da die Potentiale an den Anoden 30 bzw. 650 der
beiden Laserdioden 20 bzw. 600 nicht identisch
sind. Aufgrund der gegensätzlichen
Ansteuerung der beiden Transistoren T1 und T2 kommt es zu unterschiedlichen
Wechselspannungspotentialen an den Anoden der beiden Laserdioden.
Jedoch aufgrund der Symmetrie der Treiberschaltung gemäß der 5 herrscht
elektrisch zwischen den Widerständen
Ra, Rb und Rc an den Punkten 700, 710,
und 720 stets ein konstantes Potential; dies gilt natürlich nur
für diejenigen
Widerstände
Ra, Rb, Rc, für
die die Schaltelemente 610, 620 und 630 geschlossen
sind.
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Da
wechselspannungsmäßig also
an den Verbindungspunkten 700, 710, und 720 jeweils
eine konstante Spannung anliegt, ist diese wechselspannungsmäßig als
ein Kurzschluss aufzufassen. Mit anderen Worten: Für eine Wechselspannung
an der Anode 30 bzw. an der Anode 600 liegen die
Widerstände
Ra, Rb, Rc im Falle eines geschlossenen Schaltelementes 610, 620 oder 630 auf
Masse, wodurch der gewünschte
niederohmige Parallelwiderstand Rparallel zu
der parasitären
Kapazität
Cpar der Laserdiode 20 gebildet wird.
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