Es sind mehrere Architekturen für Mobilfunksender
bekannt, die mit geringem Aufwand realisiert werden können. Insbesondere
bei solchen Funksendern, die mit Zeitschlitzen, sogenannten Bursts,
arbeiten, bietet sich die sogenannte Open-Loop-Modulation an. Dabei schwingt ein
Phasenregelkreis zunächst
auf die gewünschte
Sendefrequenz ein. Vor der eigentlichen Nutzdatenübertragung
wird die Regelschleife geöffnet
und der Träger
bei geöffneter
Regelschleife mit dem Modulationssignal moduliert. Dieses Prinzip
hat jedoch den Nachteil, daß sich
aufgrund von Drift-Effekten die Trägerfrequenz im offenen Betrieb ändern kann,
so daß Spezifikationen nicht
mehr eingehalten werden können.
Dies kann mit verhältnismäßig aufwendigen
Stabilisierungseinrichtungen verhindert werden.
Es ist weiterhin bekannt, als Alternative
zur Realisierung eines Funksenderkonzeptes für, moderne Mobilfunksysteme
die sogenannte Zwei-Punkt-Modulation einzusetzen. Bei der Zwei-Punkt-Modulation
wird in eine Phasenregelschleife das Modulationssignal an zwei Einkoppelpunkten
eingespeist. Von diesen beiden Einkoppelpunkten der Regelschleife
hat einer Hochpaßeigenschaften
und einer Tiefpaßeigenschaften.
Während der
Einspeisung des Modulationssignals bleibt dabei die Phasenregelschleife
geschlossen. Demnach sind die bei der Open-Loop-Modulation auftretenden Drifteffekte
des Trägers
vermieden. Mit Vorteil können
bei der Zwei-Punkt-Modulation Modulationssignale übertragen
werden, deren Bandbreite größer ist
als die eigentliche Modulationsbandbreite der Phasenregelschleife.
Somit kann die eigentliche Bandbreite der Regelschleife verhältnismäßig klein
ausgelegt werden, was wiederum die Rauscheigenschaften der Anordnung
deutlich verbessert. Dabei ist ein Zwei-Punkt-Modulator mit verhältnismäßig geringem Aufwand
herstellbar.
Ein derartiger Zwei-Punkt-Modulator
ist in der Druckschrift
DE
199 29 167 A1 angegeben. Dort ist eine Phasenregelschleife,
PLL gezeigt, in die ein Modulationssignal sowohl an einem Hochpaß-Punkt am
Eingang des Oszillators, als auch an einem Tiefpaß-Punkt
im Rückführungszweig
der PLL eingespeist wird.
Prinzipiell sind mehrere Möglichkeiten
denkbar, die Einkoppelpunkte für
das Modulationssignal in die Regelschleife auszuwählen. Beispielsweise
kann das Modulationssignal in digitaler Form einem Frequenzteiler
im Rückkopplungspfad
der Phasenregelschleife zugeführt
werden, wobei dieser Frequenzteiler dann normalerweise als Fractional-N-Teiler
arbeitet. Zugleich wird das gleiche Modulationssignal, jedoch in
analog codierter Form, an einem Eingang des Oszillators der Phasenregelschleife
eingespeist, der normalerweise als spannungsgesteuerter Oszillator ausgeführt ist.
Bei einer derartigen Zwei-Punkt-Modulation mit
einer Kombination aus digitalem und analogem Modulieren ist darauf
zu achten, daß das
analoge und das digitale Modulationssignal gleichphasig sind und
daß eine
gute Übereinstimmung
der Amplituden dieser beiden Signale vorliegt. Aufgrund von bei
Massenfertigung unvermeidlichen Herstellungstoleranzen der Bauteilkomponenten,
die für
die analoge Modulation von Bedeutung sind und beispielsweise die Modulationssteilheit,
die Modulationsspannungserzeugung usw. beeinflussen, ist es erforderlich,
nach der Fertigung eines derartigen Funksenders einen Amplitudenabgleich
zwischen analoger und digitaler Modulation vorzunehmen. Wenn auch
Temperatureinflüsse
auf die Parameter der verwendeten Bauteile berücksichtigt werden sollen, ist
es wünschenswert,
einen derartigen Abgleich nicht nur einmalig bei der Fertigung,
sondern vor jedem Sendevorgang durchzuführen.
Eine Möglichkeit, diesen Abgleich
durchzuführen,
besteht darin, ein gesendetes, moduliertes Signal mit einem zusätzlichen
Meßempfänger zu empfangen,
zu demodulieren, den Modulationshub zu messen und mit den derart
gewonnenen Daten einen Abgleich vorzunehmen. Die Abgleichinformationen
müssen
dann allerdings im Gerät
selbst in einem Speicher abgelegt werden. Außerdem können auf diese Weise lediglich
fertigungsbedingte, nicht jedoch temperaturbedingte oder alterungsbedingte Drifteffekte
berücksichtigt
werden.
Eine weitere Möglichkeit könnte darin bestehen, den Empfangsteil
eines Sendeempfängers
dazu zu benutzen, den Sendeteil abzugleichen. Damit wäre jedoch
der Nachteil verbunden, daß man
eine zusätzliche
Phasenregelschleife vorsehen müßte, die
bei einem Heterodyn-Empfänger
auf eine Frequenz eingestellt werden müßte, die der Differenzfrequenz
von Sendefrequenz und Zwischenfrequenz entspricht.
Der vorliegenden Erfindung liegt
die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung mit Phasenregelkreis
sowie einen Sendeempfänger
mit der Schaltungsanordnung anzugeben, welche einen Modulatorabgleich
mit geringem schaltungstechnischen Aufwand ermöglichen.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst durch
eine Schaltungsanordnung mit Phasenregelkreis, aufweisend
- – eine
Referenzquelle zur Bereitstellung eines Signals mit einer Referenzfrequenz,
- – einen
Phasendetektor mit einem ersten Eingang, der an die Referenzquelle
angeschlossen ist, mit einem zweiten Eingang und mit einem Ausgang,
- – einen
Oszillator, mit einem Steuereingang, der mit dem Ausgang des Phasendetektors
gekoppelt ist, und mit einem Aus gang, der mit dem zweiten Eingang
des Phasendetektors gekoppelt ist,
- – einen
Modulator mit einem Ausgang, an dem ein Modulationssignal bereitsteht,
der mit dem Steuereingang des Oszillators gekoppelt ist, und
- – einen
Abgleichpfad zum Abgleich des Modulators, umfassend einen Frequenzmischer
mit einem ersten Eingang, der mit dem Ausgang des Oszillators gekoppelt
ist, mit einem zweiten Eingang, der mit der Referenzquelle gekoppelt
ist und mit einem Ausgang, der über
einen Demodulator mit einem Steuereingang des Modulators zu dessen
Abgleich gekoppelt ist.
Gemäß vorliegendem Prinzip wird
das Ausgangssignal des Oszillators im Phasenregelkreis oder ein
davon abgeleitetes Signal mit dem von der Referenzquelle bereitgestellten
Referenzsignal der Phasenregelschleife oder einem davon abgeleiteten Signal
gemischt. Das Ausgangssignal dieses Mischvorgangs, also das Ausgangssignal
des Frequenzmischers im Abgleichpfad, wird anschließend demoduliert
und zum Abgleich einem Steuereingang des Modulators zugeführt. Somit
kann ein Amplitudenabgleich mit geringem Aufwand durchgeführt werden.
Bei dem vorliegenden Modulator können gemäß dem beschriebenen
Prinzip nicht nur fertigungsbedingte Toleranzen, sondern auch temperaturbedingte
Drifteffekte sowie Alterungseffekte kompensiert werden.
Besonders vorteilhaft kommt das vorliegende
Prinzip bei Weiterbildung des Phasenregelkreises zu einem Zwei-Punkt-Modulator zur Geltung.
Hierbei ist im Rückkopplungspfad der Phasenregelschleife,
also zwischen dem Oszillatorausgang und dem zweiten Eingang des
Phasenvergleichers, ein Frequenzteiler vorgesehen. Dieser arbeitet bevorzugt
als Fractional-N-Teiler und wird von dem Modulationssignal angesteuert.
Die Ansteuerung des Frequenzteilers mit dem Modulationssignal erfolgt bevorzugt
digital. Ein derartiger, zur digitalen Modulation ausgebildeter
Frequenzteiler kann vom Modulationssignal bevorzugt mittels eines
Sigma-Delta-Wandlers angesteuert werden.
Dabei sind der Analogmodulator, der
den Oszillator ansteuert, und der Frequenzteiler bevorzugt an eine
gemeinsame Modulations-Signalquelle angeschlossen.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung
des vorliegenden Prinzips ist ein Frequenzvervielfacher vorgesehen,
mit einem Eingang, der mit der Referenzquelle verbunden ist, und
mit einem Ausgang, der an den zweiten Eingang des Frequenzmischers im
Abgleichpfad angeschlossen ist.
Mit dem Frequenzvervielfacher ist
es mit geringem Aufwand möglich,
das Ausgangssignal des Phasenregelkreises auf eine Frequenzebene
herunterzumischen, die der Demodulation mit dem Demodulator zugänglich ist.
Das Heruntermischen und Demodulieren der Ausgangsfrequenz oder davon
abgeleiteten Signals erfolgt dabei mit Vorteil mit sehr geringem
Phasenrauschen. Außerdem
ergibt sich eine gute Integrierbarkeit des Abgleichpfades. Das von der
Referenzquelle in Kombination mit dem Frequenzvervielfacher bereitgestellte
Signal arbeitet somit als Lokaloszillatorsignal, mit dem das Ausgangssignal
des Oszillators oder ein davon abgeleitetes Signal im Abgleichpfad
auf eine Zwischenfrequenzebene heruntergemischt wird.
Die Frequenzvervielfachung erfolgt
dabei bevorzugt mit einem ganzzahligen Wert, das heißt, daß das am
Ausgang des Frequenzvervielfachers bereitgestellte Signal eine Frequenz
hat, die gleich einem ganzzahligen Vielfachen der von der Referenz-Quelle
bereitgestellten Referenzfrequenz ist.
Der erste Eingang des Frequenzmischers kann
alternativ zur direkten Verbindung mit dem Ausgang des Oszillators
auch mit dem Ausgang einer dem Oszillator nachgeschalteten Frequenzaufbereitungsstufe
verbunden sein.
Besonders bei integrierten Modulfunksendern
ist es vorteilhaft, das Ausgangssignal des Oszillators so aufzubereiten,
daß eine
frequenzmäßige Entkopplung
des Ausgangssignals der Gesamtanordnung von der Frequenz, auf der
Oszillator schwingt, erzielt ist.
Der mit dem Steuereingang des Oszillators gekoppelte
Modulator ist bevorzugt zur analogen Modulation des Steuersignals
des Oszillators ausgebildet.
Zur Kopplung des Demodulators mit
dem den Oszillator an seinem Steuereingang ansteuernden Modulator
ist bevorzugt eine Auswerteeinheit vorgesehen. Die Auswerteeinheit
ist bevorzugt zur Erfassung des analogen Modulationshubes oder eines
davon abhängigen
Signals ausgelegt. In Abhängigkeit
von der aktuellen Amplitude der Modulation wird von der Auswerteeinheit
der Modulator angesteuert.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung
der vorliegenden Erfindung ist die Phasenregelschleife mit einem
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) ausgebildet, wobei zur Aufbereitung
des am Ausgang des Phasendetektors ableitbaren Signals eine Ladungspumpenschaltung
mit nachgeschaltetem Schleifenfilter zwischen Phasendetektor und
Steuereingang des VCO geschaltet sind. Der Ausgang des Schleifenfilters
ist mit dem Steuereingang des VCO bevorzugt über einen Summierknoten verbunden,
mit einem weiteren Eingang am Summierknoten, der mit dem Modulator
verbunden ist.
Alternativ kann auch ein VCO mit
zwei Eingängen,
die gegebenenfalls verschiedene Verstärkungen haben können, vorgesehen
sein.
Bezüglich des Sendeempfängers wird
die Aufgabe gelöst
durch einen Sendeempfänger
mit einer Schaltungsanordnung mit Phasenregelkreis wie vorstehend
beschrieben. Der Sendeempfänger umfaßt einen
Sendezweig und einen Empfangszweig. Der eigentliche Phasenregelkreis
ist in dem Sendezweig, als Direktmodulator arbeitend, angeordnet. Der
Abgleichpfad der Schaltungsanordnung umfaßt den Demodulator, welcher
ebenso wie der Frequenzmischer in dem Empfangszweig angeordnet ist.
Da in einem Sendeempfänger
im Empfangszweig ohnehin üblicherweise
ein Demodulator und ein Frequenzmischer vorhanden sind, die ausgelegt
sind zum Heruntermischen und Demodulieren eines empfangenen Nutzsignals,
können
diese mit Vorteil von der erfindungsgemäß vorgesehenen Abgleichanordnung
mitbenutzt werden.
Bevorzugt sind entsprechende Umschalter oder
Bandpaßfilter,
sogenannte Duplexer, vorgesehen, mit denen eine Umschaltung zwischen
einem Abgleichbetrieb und einem Nutzbetrieb bezüglich des Empfangszweiges möglich wird.
Weitere Einzelheiten und vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend an
einem Ausführungsbeispiel
anhand der Figur näher
erläutert.
Es zeigt:
die Figur ein Ausführungsbeispiel
der Erfindung anhand eines Blockschaltbildes.
Die Figur zeigt eine Schaltungsanordnung mit
einem Phasenregelkreis 1. Der Phasenregelkreis 1 umfaßt einen
Phasendetektor 2, mit einem ersten Eingang, einem zweiten
Eingang und mit einem Ausgang. Mit dem ersten Eingang des Phasendetektors 2 ist
eine Bezugsfrequenzquelle 3 verbunden. An den Ausgang des
Phasendetektors 2 ist eine Ladungspumpenschaltung 14 angeschlossen,
der ein Schleifenfilter 4 nachgeschaltet ist. An den Ausgang
des Schleifenfilters 4 ist ein Summierglied 5 mit
seinem ersten Eingang angeschlossen, dessen Ausgang mit dem Abstimmeingang
eines spannungsgesteuerten Oszillators 6 verbunden ist.
In einem Rückkopplungspfad,
der einen Frequenzteiler 7 umfaßt, ist der Ausgang des Oszillators 6 mit
dem zweiten Eingang des Phasendetektors 2 verbunden. Der
Frequenzteiler 7 führt
eine bevorzugt ganzzahlige Division durch N der Grundfrequenz durch.
Hierfür
ist der Ausgang des Oszillators 6, der auch den Ausgang 8 der
gesamten Schaltungsanordnung bildet, mit einem Eingang des Frequenzteilers 7 verbunden,
dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des Phasendetektors 2 verbunden
ist. Der Frequenzteiler 7 weist einen digitalen Steuereingang
auf, an den ein digitales Modulationssignal zuführbar ist. Dieser Steuereingang
ist mit einer Modulations-Signalquelle 17 verbunden, die
ein digital codiertes Modulationssignal liefert. Das Summierglied 5,
dessen erster Eingang mit dem Ausgang des Schleifenfilters 4 verbunden
ist, weist einen zweiten Eingang auf, der an einen Analogmodulator 13 angeschlossen
ist und an dem ein analog codiertes Modulationssignal zugeführt wird.
Das Modulationssiganl wird dem Analogmodulator von dem mit ihm verbundenen
Modulations-Signalgenerator 17 zugeführt.
Da somit an zwei Einkoppelpunkten
des als Modulator ausgebildeten Phasenregelkreises 1 das Modulationssignal
in den Phasenregelkreis eingespeist wird, nämlich einem Hochpaß- und einem
Tiefpaß-Einkoppelpunkt,
arbeitet die vorliegende Schaltungsanordnung als Zwei-Punkt-Modulator.
Zur Bereitstellung eines Abgleichs
für die analoge
Modulation ist ein Abwärts-Frequenzmischer 9 vorgesehen,
mit einem ersten Eingang, der an den Ausgang des Oszillators 6 angeschlossen
ist, und mit einem zweiten Eingang, der an den Ausgang eines Frequenzvervielfachers 10 angeschlossen
ist. Der Frequenzvervielfacher bewirkt eine bevorzugt ganzzahlige
Multiplikation der Signalfrequenz mit dem Faktor M. Der Eingang
des Frequenzvervielfachers 10 ist mit dem Ausgang der ohnehin
vorhandenen Referenzfrequenzquelle 3 der PLL 1 verbunden. Der
Ausgang des Abwärts-Frequenzmischers 9 ist mit
dem Eingang eines Demodulators 11 verbunden, dessen Ausgang
an den Ein gang einer Auswerteeinheit 12 angeschlossen ist.
Der Ausgang der Auswerteeinheit 12 ist mit einem Abgleicheingang
des Analogmodulators 13 verbunden, der mit dem Summierknoten 5 verschaltet
ist.
Der Phasendetektor 2 vergleicht
die Referenzfrequenz mit der heruntergeteilten Ausgangsfrequenz
des Oszillators und steuert in Abhängigkeit von dem Phasenunterschied
zwischen beiden Signalen die Ladungspumpe 14 an. Diese
gibt in Abhängigkeit
von dem Phasenunterschied eine Ladungsmenge ab, die mit dem Schleifenfilter 4 in
eine entsprechende Steuerspannung für den Oszillator 6 konvertiert
wird. Gleichzeitig dient das Schleifenfilter 4 zur Stabilisierung
der Regelschleife 1. Mit dem Verknüpfungsglied 5 wird
der Steuerspannung für
den Oszillator 6 ein analoges Modulationssignal überlagert,
so daß am
Ausgang des Oszillators 6 ein Trägersignal bereitsteht, welches
moduliert ist. Dieses wird mit dem Frequenzteiler 7 im
Rückkopplungspfad
entsprechend frequenzmäßig heruntergeteilt.
Zur Erhöhung
der Modulationsbandbreite wird das dem Verknüpfungsglied 5 in analoger
Form zugeführte
Modulationssignal zugleich in digital codierter Form dem Frequenzteiler 7 im
Rückkopplungspfad
zugeführt. Somit
steht eine Modulationsbandbreite zur Verfügung, die größer ist
als die Bandbreite der Regelschleife 1. Um einen Amplitudenabgleich
zwischen analoger und digitaler Modulation vornehmen zu können, ist
der Frequenzmischer 9 vorgesehen, der unter Zuhilfenahme
der vervielfachten Referenzfrequenz der PLL 1 das Ausgangssignal
des Oszillators 6 auf eine Zwischenfrequenzebene heruntermischt. Dieses
heruntergemischte Signal wird im Demodulator 11 demoduliert.
In der Auswerteeinheit 12 wird das demodulierte Modulationssignal
ausgewertet. Die Auswerteeinheit 12 erfaßt den aktuellen
analogen Modulationshub, ermittelt eine Abweichung desselben von
einem Soll-Wert und steuert entsprechend den Analogmodulator 13 an,
derart, daß zwischen
analoger und digitaler Modulation ein Amplitudenabgleich stattfindet.
Dieser Amplitudenabgleich kompensiert so wohl fertigungsbedingte
Toleranzen, als auch mit Vorteil Temperaturdrifts und Alterungseffekte.
Aufgrund der Vervielfachung der Referenzfrequenz
der PLL 1 ist mit Vorteil keine zusätzliche Phasenregelschleife
für den
Abgleich gemäß vorliegendem
Prinzip erforderlich. Somit ergeben sich gute Integrationsmöglichkeiten
des vorliegenden Prinzips. Außerdem
ist eine Frequenzvervielfachung mit deutlichen geringerem Phasenrauschen
möglich
als die Erzeugung einer Oszillatorfrequenz mit einer weiteren Phasenregelschleife.
Dies ist insbesondere deshalb vorteilhaft, da das Phasenrauschen
im Mischer 9 ebenfalls auf die Zwischenfrequenz heruntergemischt
wird. Das Phasenrauschen wirkt sich durch die Demodulation 11 auch
auf das demodulierte Signal aus und würde somit den Abgleich verfälschen oder
unmöglich
machen.
Die vorliegende Erfindung ermöglicht den Aufbau
eines Mobilfunksenders mit besonders geringem Aufwand, geringer
Anzahl der erforderlichen Bauteile, geringem Stromverbrauch und
geringer Chipfläche.
Der Sender zeigt dabei gute Rauscheigenschaften.
Anstelle der gezeigten Anwendung
des erfindungsgemäßen Prinzips
auf eine Zwei-Punkt-Modulation ist das beschriebene Prinzip auch
in Systemen mit ausschließlich
analoger Modulation anwendbar.
Der Demodulator 11 ist im
Empfangszweig 16 eines Transceivers angeordnet, in dessen
Sendezweig 15 der Phasenregelkreis 1, der als Zwei-Punkt-Modulator
ausgebildet ist, angeordnet ist. Zusätzliche Schalter, Filter etc.
zum Umschalten zwischen Nutzsignalempfang und Abgleichbetriebsart
im Empfangszweig 11 gemäß der Figur
sind vorliegend nicht eingezeichnet, liegen jedoch im Rahmen der
Erfindung.