DE102017103326A1

DE102017103326A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Kurzschlussdetektion in Leistungshalbleiterschaltern

Info

Publication number: DE102017103326A1
Application number: DE102017103326.2A
Authority: DE
Inventors: Anton Mauder; Mark-Matthias Bakran; Stefan Hain
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2016-02-29
Filing date: 2017-02-17
Publication date: 2017-08-31
Also published as: US20170248646A1; US10254327B2; CN107132466B; CN107132466A

Abstract

Es werden Vorrichtungen und Verfahren bereitgestellt, die einen Kurzschlusszustand, der sich auf einen Halbleiterschalter bezieht, detektieren. Ein Kurzschlusszustand kann bestimmt werden, wenn ein Steuersignal des Schalters eine erste Referenz übersteigt und eine Änderung des Laststroms des Schalters eine zweite Referenz übersteigt.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Anwendung bezieht sich auf Kurzschlussdetektion für Leistungshalbleiterschalter.
Hintergrund
Leistungshalbleiterschaltervorrichtungen wie Leistungs-Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (Leistungs-MOSFETs) oder Bipolartransistoren mit isoliertem Gate (IGBT) werden verwendet, um hohe Spannungen und/oder Ströme zu schalten. Beispielsweise können auf dem Gebiet der Automobiltechnik solche Leistungshalbleiterschalter verwendet werden, um einen Elektromotor selektiv mit Versorgungsspannungen in der Größenordnung von einigen hundert Volt mit entsprechenden hohen Strömen in der Größenordnung von über 10 A zu koppeln. Im Fall des Auftretens eines Kurzschlusses, z. B. in einer Last, die mit dem Schalter gekoppelt ist, können aufgrund der hohen Spannungen extrem hohe Ströme fließen, die die Halbleiterschaltervorrichtung beschädigen oder sogar zerstören können. Deshalb ist es wünschenswert, solche Kurzschlusszustände zu detektieren und geeignete Schritte zu unternehmen, beispielsweise die Halbleiterschaltervorrichtung zu öffnen (abzuschalten) und somit irgendeinen Stromfluss zu unterbrechen.
Herkömmliche Herangehensweisen verwenden ein Entsättigungsverhalten der Halbleiterschaltervorrichtung, um Kurzschlüsse zu detektieren. Entsättigungsverhalten in dem Kontext dieser Anmeldung bedeutet, dass der Halbleiterschalter einen Stromfluss durch Lastanschlüsse des Halbleiterschalters begrenzt und wenigstens ein Hauptanteil einer Versorgungsspannung über die Lastanschlüsse des Halbleiterschalters abfällt. Diese Herangehensweise ist jedoch nicht für alle Halbleitervorrichtungen und Kurzschlusssituationen geeignet.
Es ist daher eine Aufgabe, verbesserte Möglichkeiten zur Kurschlussdetektion bereitzustellen.
Kurzfassung
Es werden Vorrichtungen nach Anspruch 1 oder 13 sowie ein Verfahren nach Anspruch 18 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
Gemäß einer Ausführungsform einer Vorrichtung umfasst die Vorrichtung Folgendes: einen Halbleiterschalter, der einen Steueranschluss und wenigstens zwei Lastanschlüsse umfasst; und eine Auswertungsschaltung, die konfiguriert ist, einen Kurzschlusszustand basierend auf einer Größe eines Signals an dem Steueranschluss und wenigstens teilweise basierend auf einer Größe einer Variation eines Laststroms über die wenigstens zwei Lastanschlüsse zu detektieren.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform einer Vorrichtung umfasst die Vorrichtung Folgendes: einen Leistungstransistor, der einen ersten Lastanschluss, einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss umfasst; einen ersten Komparator, der einen ersten Eingang, der mit dem Steueranschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer ersten Referenzspannung gekoppelt werden soll, umfasst; einen zweiten Komparator, der einen ersten Eingang, der mit dem zweiten Lastanschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer zweiten Referenzspannung gekoppelt werden soll, umfasst; und ein UND-Gatter, das einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Komparators gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des zweiten Komparators gekoppelt ist, umfasst.
Gemäß einer Ausführungsform eines Verfahrens zur Kurzschlussdetektion umfasst das Verfahren Folgendes: Bereitstellen einer ersten Spannung an einem Steueranschluss eines Halbleiterschalters; Bereitstellen einer zweiten Spannung, die eine Laststromänderung des Halbleiterschalters angibt; und Detektieren eines Kurzschlusszustands basierend auf einer Größe der ersten Spannung und der zweiten Spannung.
Fachleute erkennen zusätzliche Merkmale und Vorteile nach dem Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung und nach dem Betrachten der begleitenden Zeichnungen.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die Elemente der Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgerecht relativ zueinander. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen entsprechende ähnliche Teile. Die Merkmale der verschiedenen dargestellten Ausführungsformen können kombiniert sein, sofern sie nicht einander ausschließen. Ausführungsformen sind in den Zeichnungen abgebildet und in der Beschreibung, die folgt, genau erläutert.
1 ist ein Blockdiagramm einer Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform.
2 ist ein Schaltplan einer Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform.
3 und 4 sind Diagramme, die einige Merkmale einiger Ausführungsformen darstellen.
5 ist ein Schaltplan, der eine Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform darstellt.
6 ist ein Schaltplan, der die Verwendung eines zusätzlichen weiteren Emitteranschlusses gemäß einigen Ausführungsformen darstellt.
7 ist ein Schaltplan, der eine Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform darstellt.
8 ist ein Schaltplan, der die Verwendung von Leistungstransistoren zum Steuern eines Motors darstellt.
9 stellt eine Kurzschlussdetektion gemäß einigen Ausführungsformen dar, die in der Vorrichtung von 8 verwendbar ist.
10 ist ein Schaltplan einer Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform.
11 ist ein Schaltplan, der eine Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform darstellt.
12 ist ein Ablaufplan, der ein Verfahren gemäß einer Ausführungsform darstellt.
Ausführliche Beschreibung
Im Folgenden werden verschiedene Ausführungsformen mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen genau diskutiert. Diese Ausführungsformen sind nur als Beispiel gegeben und sollen nicht in einem einschränkenden Sinn verstanden werden. Beispielsweise soll das Beschreiben einer Ausführungsform mit mehreren Merkmalen oder Komponenten nicht so betrachtet werden, dass es angibt, dass alle diese Merkmale oder Komponenten zur Implementierung von Ausführungsformen notwendig sind. Stattdessen können in anderen Ausführungsformen einige der Merkmale oder Komponenten weggelassen sein und/oder können durch alternative Merkmale oder Komponenten ersetzt sein. Außerdem können, abgesehen von den Merkmalen und Komponenten, die explizit gezeigt und beschrieben sind, andere Merkmale und Komponenten, beispielsweise Komponenten, die herkömmlicherweise in Leistungshalbleitervorrichtungen und zugeordneten Schaltungen verwendet werden, vorgesehen sein.
Merkmale oder Komponenten aus verschiedenen Ausführungsformen können kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen zu bilden. Eine Modifikation oder Variation, die in Bezug auf eine der Ausführungsformen beschrieben ist, kann auch auf andere Ausführungsformen anwendbar sein.
Elektrische Verbindungen oder Kopplungen, die in den Zeichnungen gezeigt oder hier beschrieben sind, können direkte Verbindungen oder Kopplungen sein, d. h. direkte Verbindungen oder Kopplungen ohne dazwischenliegende Elemente (beispielsweise einfache Metallverbindungen), oder können indirekte Verbindungen oder Kopplungen sein, d. h. Verbindungen oder Kopplungen mit einem oder mehreren zusätzlichen dazwischenliegenden Elementen, sofern der allgemeine Zweck der Verbindung oder Kopplung, beispielsweise eine spezielle Art von Signal zu übertragen, eine spezielle Art von Informationen zu übertragen oder eine spezielle Art von Steuerung bereitzustellen, im Wesentlichen beibehalten ist. Verbindungen oder Kopplungen können drahtbasierte Verbindungen oder Kopplungen (beispielsweise Metallverbindungen) oder drahtlose Verbindungen oder Kopplungen sein, sofern nicht anders angegeben. Irgendwelche numerischen Werte, die hier angegeben sind, dienen lediglich Darstellungszwecken und können abhängig von einer Implementierung variieren.
In Ausführungsformen sind Transistoren als Halbleiterleistungsschalter verwendet. Allgemein sind Transistoren hier so beschrieben, dass sie einen Steueranschluss und wenigstens zwei Lastanschlüsse umfassen. Beispielsweise ist im Fall eines Feldeffekttransistors (FET) wie eines Metalloxid-Feldeffekttransistors (MOSFET) der Steueranschluss ein Gate-Anschluss, und die Lastanschlüsse enthalten den Source- und den Drain-Anschluss. Im Fall eines Bipolartransistors ist der Steueranschluss ein Basisanschluss, und die Lastanschlüsse sind der Kollektor- und der Emitteranschluss. Im Fall eines Bipolartransistors mit isoliertem Gate (IGBT) ist der Steueranschluss ein Gate-Anschluss, und die Lastanschlüsse sind der Kollektor- und der Emitteranschluss. Allgemein kann durch Anlegen von geeigneten Signalen, beispielsweise Spannungen, an den Steueranschluss ein Transistor zwischen einem offenen oder nichtleitenden Zustand, in dem der Transistor zwischen seinen Lastanschlüssen (abgesehen von möglichen kleinen Leckströmen) im Wesentlichen nichtleitend ist, und einem leitenden oder geschlossenen Zustand, in dem der Transistor eine niederohmige Verbindung zwischen seinen Lastanschlüssen bereitstellt, geschaltet werden. Hier ist der offene Zustand auch als ein abgeschalteter Zustand bezeichnet, und der geschlossene Zustand ist auch als eingeschalteter Zustand des Transistors bezeichnet. In Ausführungsformen sind solche Transistoren als Leistungsvorrichtungen verwendet, um vergleichsweise hohe Spannungen und/oder Ströme über ihre Lastanschlüsse zu schalten.
Darüber hinaus verwenden Ausführungsformen einen oder mehrere Zusatzanschlüsse, beispielsweise einen oder mehrere zusätzliche Emitter. Ein Hilfsanschluss, wie er hier verwendet ist, ist ein Anschluss, der mit demselben Kontakt der jeweiligen Halbleitervorrichtung (Transistor) oder einem Chip (beispielsweise Emitterkontakt oder Emitterkontaktbereich) wie ein Lastanschluss, dem der Hilfsanschluss zugeordnet ist, verbunden, jedoch nicht verwendet wird, um den Laststrom, der geschaltet werden soll, zu führen. Beispielsweise im Fall eines Leistungs-IGBT kann ein Emitterkontakt auf dem Chip mit einem Emitteranschluss als Lastanschluss des Chipgehäuses über einen oder mehrere Bonddrähte gekoppelt sein, und wenn der Transistor geschlossen ist, kann Strom, der geschaltet werden soll, über diese Bonddrähte zu dem Emitteranschluss fließen. Zusätzlich kann der Emitterkontakt des Chips mit einem zusätzlichen Bonddraht (oder mehreren zusätzlichen Bonddrähten) mit einem zusätzlichen Zusatzemitteranschluss als Hilfsanschluss gekoppelt sein, der nicht verwendet ist, um den Laststrom zu führen. Wie nachstehend erläutert wird, kann ein solcher Hilfsanschluss beispielsweise verwendet werden, um eine Steuerspannung anzulegen, beispielsweise eine Gate-Emitter-Spannung. Darüber hinaus kann in Ausführungsformen ein solcher Hilfsanschluss für Messungen verwendet werden, die es ermöglichen, einen Kurzschlusszustand zu detektieren.
Einige Ausführungsformen beziehen sich auf Kurzschlussdetektion. Ein Kurzschluss, wie hier verwendet, kann sich allgemein auf einen Zustand beziehen, der bewirkt, dass ein Laststrom oberhalb eines Schwellenwerts über Lastanschlüsse eines Halbleiterleistungsschalters fließt, wenn der Schalter geschlossen ist. Der Schwellenwert ist größer als Stromwerte, von denen erwartet wird, dass sie im normalen Betrieb fließen. Ein Strom oberhalb des Schwellenwerts kann außerhalb eines Bereichs sein, für den die Schaltervorrichtung spezifiziert ist, und kann zumindest nach einiger Zeit zum Beschädigen der Schaltervorrichtung führen. Ein solcher Kurzschluss kann beispielsweise durch eine versehentliche Kopplung mit niedriger Impedanz des Lastanschlusses der Schaltervorrichtung mit Erde oder einer negativen Versorgungsspannung, während ein weiterer Lastanschluss mit einer positiven Versorgungsspannung gekoppelt ist, verursacht werden. Es wird darauf hingewiesen, immer ein Lastwiderstand und eine Induktivität, die mit der Schaltervorrichtung gekoppelt ist, vorhanden sind, da jede elektrische Verbindung, die üblicherweise in elektronischen Schaltungen eingesetzt ist, eine gewisse Impedanz (selbst wenn sie minimal ist) aufweist.
In einigen Ausführungsformen kann ein Kurzschlusszustand basierend auf einer Größe eines Steuersignals, das an den Steueranschluss angelegt ist, und auf der Größe eines Signals, das durch einen Laststrom, insbesondere durch eine Änderung des Laststroms, an einem Lastanschluss verursacht ist, detektiert werden. Beide Größen können in Bezug auf eine Größe eines Signals an einem Hilfsanschluss gemessen werden. In einigen Ausführungsformen können Kurzschlusszustände früh detektiert werden, selbst für Halbleitervorrichtungen, die einen vergleichsweise hohen Entsättigungsstrom aufweisen, d. h. Halbleitervorrichtungen, die kein Entsättigungsverhalten an einem speziellen (Über-)Strompegel aufweisen, für den ein Kurzschluss bereits detektiert werden sollte. Deshalb können Halbleitervorrichtungen, die einen solchen hohen Entsättigungsstrom aufweisen, verwendet werden, die eine höhere Leitfähigkeit in einem geschlossenen Zustand aufweisen können.
Jetzt weiter zu den Figuren, ist in 1 eine Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform dargestellt. Die Vorrichtung von 1 umfasst eine Transistorvorrichtung 10. Die Transistorvorrichtung 10 in Ausführungsformen ist eine Leistungstransistorvorrichtung, die konstruiert ist, um hohe Spannungen und/oder hohen Strom zu schalten. In einigen Ausführungsformen ist die Transistorvorrichtung 10 ein Leistungs-MOSFET. In anderen Ausführungsformen ist die Transistorvorrichtung 10 ein Leistungs-IGBT.
Die Transistorvorrichtung 10 umfasst einen ersten Lastanschluss 11, einen zweiten Lastanschluss 14 und einen Steueranschluss 12. Darüber hinaus umfasst die Transistorvorrichtung 10 einen Hilfsanschluss 13, der dem Lastanschluss 14 zugeordnet ist. Beispielsweise kann in einigen Ausführungsformen der Lastanschluss 14 ein Emitteranschluss sein, und der Hilfsanschluss 13 kann ein Zusatzemitteranschluss sein. In anderen Ausführungsformen kann der Lastanschluss 14 ein Source-Anschluss sein, und der Hilfsanschluss 13 kann ein Zusatz-Source-Anschluss sein.
Darüber hinaus umfasst die Vorrichtung von 1 eine Auswertungsschaltung 15, um einen Kurzschlusszustand zu detektieren. In Ausführungsformen bewertet die Auswertungsschaltung 15 eine Größe eines Steuersignals an dem Steueranschluss 12 und eine Größe eines Signals an dem Lastanschluss 14. Die Signale an den Anschlüssen 12, 14 können mit Bezug auf einen Signalpegel an dem Hilfsanschluss 13 bewertet werden. Beispielsweise kann eine Gate-Spannung zwischen den Anschlüssen 12, 13 angelegt sein, und die Größe der Gate-Spannung wird in der Auswertungsschaltung 15 bewertet, und eine Spannung an dem Lastanschluss 14 kann ebenfalls in Bezug auf eine Spannung an dem Hilfsanschluss 14 (beispielsweise als eine Spannung zwischen dem Emitteranschluss und dem Zusatzemitteranschluss) bewertet werden. In einigen Ausführungsformen wird das Signal an dem Lastanschluss 14 durch einen Spannungsabfall eines Laststroms verursacht, der z. B. einen induktiven Spannungsabfall, der durch einen steigenden Laststrom verursacht ist, umfasst. In Ausführungsformen wird ein Kurzschlusszustand detektiert, wenn eine absolute Signalgröße an Anschluss 12 einen ersten Schwellenwert übersteigt, und gleichzeitig eine absolute Signalgröße an Anschluss 14 einen zweiten Schwellenwert übersteigt.
In dem Fall, wenn die Auswertungsschaltung 15 einen Kurzschlusszustand detektiert, können Gegenmaßnahmen ergriffen werden. Beispielsweise kann in einigen Ausführungsformen die Auswertungsschaltung 15 die Transistorvorrichtung 10 steuern, zu öffnen (beispielsweise durch Anlegen eines entsprechenden Signals an Anschluss 12), so dass irgendein Stromfluss unterbrochen wird. In anderen Ausführungsformen kann der Stromfluss lediglich reduziert werden, z. B. durch Ändern oder Beeinflussen des entsprechenden Signals an Anschluss 12.
Um das weiter zu veranschaulichen, werden als Nächstes detailliertere Ausführungsformen nur als Beispiel beschrieben. In den folgenden Ausführungsformen wird ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate (IGBT) als ein Beispiel für eine Transistorvorrichtung verwendet. Das dient jedoch lediglich der Vereinfachung der Bezugnahme, und entsprechende Prinzipien können auch auf andere Transistoren angewandt werden (beispielsweise Leistungs-MOSFETs und/oder Super-Sperrschicht-MOSFETs und/oder andere Arten von Feldeffekttransistoren, beispielsweise Siliziumcarbid-basierte (SiC-basierte) Sperrschicht-Feldeffekttransistoren (JFETs)).
2 ist ein Schaltplan einer Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform. Die Vorrichtung von 2 umfasst einen IGBT 21 als eine Leistungsschaltervorrichtung, der in einem geschlossenen Zustand einen Strom i_C zwischen einem Kollektoranschluss C und einem Emitteranschluss E führt. Ein Widerstand 22 und eine Induktivität 23 können beispielsweise einen Bonddraht repräsentieren, der den Emitteranschluss E mit einem Emitterkontakt des Transistors 21 auf einem Chip davon koppelt. G repräsentiert einen Gate-Anschluss des Transistors 21, und C repräsentiert einen Kollektoranschluss. Typische Induktivitäten der Induktivität 23 sind im Bereich von einigen nH, beispielsweise etwa 5 nH. Mit großen Strömen i_C und deshalb großen Stromgradienten di_C/dt, wenn der Transistor 21 geschaltet wird, kann eine solche vergleichsweise kleine Induktivität signifikante Effekte aufweisen und einen vergleichsweise großen Spannungsabfall während solcher Schaltereignisse bereitstellen. E' repräsentiert einen Zusatzemitteranschluss, der ebenfalls mit dem Emitterkontakt von Transistor 21 gekoppelt ist, beispielsweise ebenfalls über einen Bonddraht. Obwohl dieser Bonddraht ebenfalls einen Widerstand und eine Induktivität aufweist, sind die Effekte dieses Bonddrahts beträchtlich kleiner, da keine großen Ströme über den Zusatzemitteranschluss E' fließen.
Eine Spannung zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Zusatzemitteranschluss E' ist in 2 als Gate-Spannung u_g gekennzeichnet, und eine Spannung zwischen dem Emitteranschluss E und dem Zusatzemitteranschluss E', die hauptsächlich durch einen Spannungsabfall über den Widerstand 22 und die Induktivität 23 verursacht ist, ist als u_ee' gekennzeichnet.
Eine Treiberschaltung 20 legt die Gate-Spannung u_g an, um den Transistor 21 im normalen Betrieb selektiv zu schließen oder zu öffnen.
Um einen möglichen Kurzschluss zu detektieren, umfasst die Vorrichtung von 2 einen ersten Komparator 24 und einen zweiten Komparator 25. Zuerst vergleicht der Komparator 24 die Gate-Spannung u_g mit einer Referenzspannung U_g,ref. In der Ausführungsform von 2 ist der Gate-Anschluss G mit einem positiven Eingang von Komparator 24 gekoppelt, und die Spannung U_g,ref ist mit einem negativen Eingang von Komparator 24 gekoppelt. In anderen Ausführungsformen kann die Logik umgekehrt sein. U_g,ref ist eine Referenzspannung in Bezug auf die Spannung an dem Zusatzemitteranschluss E', so dass sie nur notwendig ist, um den Gate-Anschluss G mit dem Komparator 24 zu koppeln, ohne explizit den Zusatzemitter E' mit dem Komparator 24 zu koppeln. Mit anderen Worten ist in der Ausführungsformen von 2 eine Spannung an dem Zusatzemitteranschluss E' als eine Referenz für die Spannungen U_g,ref verwendet. In anderen Ausführungsformen kann ein Differenzkomparator 24 verwendet sein, der sowohl mit dem Gate-Anschluss G als auch dem Zusatzemitter E' gekoppelt ist, so dass die Spannung an dem Zusatzemitteranschluss E' explizit dem Komparator zugeführt und nicht als eine Referenz verwendet wird. Wenn die Spannung u_g die Referenzspannung U_g,ref übersteigt, gibt der Komparator 24 beispielsweise eine logische 1 aus, und andernfalls gibt er eine logische 0 aus.
Darüber hinaus ist der Emitteranschluss E mit einem negativen Eingang von Komparator 25 gekoppelt, und eine Referenzspannung U_ee',ref ist mit dem positiven Eingang von Komparator 25 gekoppelt. In dieser Hinsicht ist zu bemerken, dass sowohl u_ee' und U_ee',ref negativ sind in Bezug auf eine Spannung an dem Zusatzemitteranschluss E', die wiederum als eine Referenz in der Ausführungsform von 2 dient. In anderen Ausführungsformen kann eine Spannung an dem Zusatzemitteranschluss E' explizit dem Komparator 25 zugeführt werden, wie vorstehend für Komparator 24 erläutert worden ist. Deshalb, wenn ein Absolutwert der (negativen) Spannung u_ee' den Absolutwert der (negativen) Spannung U_ee',ref übersteigt, gibt der Komparator 25 eine logische 1 aus, und andernfalls eine logische 0. Wenn beide Komparatoren 24, 25 gleichzeitig eine logische 1 ausgeben, detektiert eine Latch-Schaltung 26 einen Kurzschlusszustand und gibt ein Signal SCDS, das diesen Kurzschlusszustand angibt, zu dem Treiber 20 aus. Beispielsweise kann die Latch-Schaltung 26 ein UND-Gatter umfassen, so dass das Signal SCDS einer logischen 1 entspricht, wenn ein Kurzschluss detektiert wird. In Reaktion auf das Signal SCDS kann der Treiber 20 dann im Fall eines Kurzschlusses den Transistor 21 öffnen, um den Strom i_C zu unterbrechen, oder den Transistor 21 steuern, den Strom i_C zu begrenzen.
In einigen Ausführungsformen umfasst die Latch-Schaltung 26 ein UND-Gatter gefolgt von einem asynchronen Flipflop. Das asynchrone Flipflop "hält" das Signal SCDS auf einem Wert, der einen Kurzschluss angibt (beispielsweise logische 1), sobald der Kurzschluss detektiert worden ist (beide Komparatoren 24, 25 geben eine logische 1 aus), selbst falls später einer der Komparatoren wieder eine 0 ausgibt (beispielsweise wenn er von Bereich 46 zu dem nichtüberlappenden Bereich 45 in 4 übergeht).
Obwohl in 2 die Latch-Schaltung 26 und der Treiber 20 als getrennte Entitäten abgebildet sind, kann in einigen Ausführungsformen die Latch-Schaltung 26 ein Teil des Treibers 20 sein. Die Reaktion von Treiber 20 auf einen detektierten Kurzschluss kann in jeder gewünschten Weise konstruiert sein. Beispielsweise kann ein Öffnen von Transistor 21 vergleichsweise langsam ausgeführt werden, beispielsweise mit einem vergleichsweise hohen Gate-Widerstandswert und/oder mit einer höheren Gate-Spannung als gewöhnlich zum Öffnen des Transistors verwendet wird (beispielsweise null Volt anstelle einer negativen Spannung), um eine Spannungsspitze beim Öffnen des Transistors 21 zu vermeiden.
Um die Detektion eines Kurzschlusses mit einer Vorrichtung wie sie in 2 dargestellt ist, weiter zu veranschaulichen, zeigen die 3 und 4 Beispielschaltverhalten eines Beispiel-IGBT. 3 stellt ein Schaltverhalten im normalen Betrieb dar, und 4 zeigt ein Verhalten im Fall eines Kurzschlusses. Die 3 und 4 zeigen verschiedene Spannungen oder Ströme in beliebigen Einheiten über der Zeit. Die Kurven von 3 und 4 dienen lediglich der Darstellung, und die Zeitskala und die Form der Kurven können abhängig von einer Implementierung eines Transistors und dessen Steuerung variieren. Typische Spannungen, die durch einen solchen Transistor in Leistungsanwendungen geschaltet werden, können in der Größenordnung von 300 bis 1200 V sein, obwohl höhere und niedrigere Spannungen ebenfalls möglich sind. Typische Ströme können in der Größenordnung von 10 A oder 100 A oder 1000 A sein, es sind jedoch auch alle anderen Werte möglich.
3 zeigt ein Schließen eines Transistors (Anschalten) mit einer induktiven Last. In 3 bezeichnet eine Kurve 30 eine Kollektor-Emitter-Spannung, eine Kurve 31 zeigt eine Gate-Spannung (beispielsweise u_g in 2), eine Kurve 32 stellt einen Laststrom dar (beispielsweise i_C in 2), und eine Kurve 33 zeigt im Wesentlichen eine Ableitung von Kurve 32 in Bezug auf die Zeit (di/it). Eine Variation des Stroms in Bezug auf die Zeit kann eine induzierte Spannung verursachen, wie durch einen induktiven Stromsensor gesehen wird, z. B. einen Spannungsabfall über die Induktivität 23 von 2. Ein Bereich 35 stellt einen Bereich dar, in dem die Gate-Spannung 31 Werte oberhalb einer Referenzspannung (beispielsweise U_g,ref in 2) aufweist, die ungefähr 100 bel. E. in 3 ist. In 3 nimmt die Kollektor-Emitter-Spannung (Kurve 30) auf einen Sättigungswert ab, und während dieses Abnehmens wird die Gate-Spannung (Kurve 31) an dem Miller-Plateau gehalten (Miller-Effekt), und die Referenzspannung ist oberhalb des Miller-Plateaus in der Ausführungsform von 3. Der Spannungspegel des Miller-Plateaus kann variieren, z. B. abhängig von einem Strompegel, zu dem der Schalter angeschaltet ist.
Ein Bereich 34 ist ein Bereich, in dem der Strom stärker zunimmt als eine vorbestimmte Stromsteigung (Zunahme von Kurve 32, Kurve 33 oberhalb eines Referenzwerts, beispielsweise eines Referenzwerts, der einem induktiven Spannungsabfall von U_ee',ref in 2 entspricht). Wie zu sehen ist, überlappen im Fall von 3 die Bereiche 34, 35 nicht.
4 zeigt ein entsprechendes Diagramm für einen Kurzschluss. Eine Kurve 40 zeigt eine Kollektor-Emitter-Spannung, eine Kurve 41 stellt eine Gate-Spannung dar, eine Kurve 42 stellt einen Laststrom dar, und eine Kurve 43 stellt die Ableitung des Stroms nach der Zeit dar, d. h. die Kurven 40 bis 43 in 4 entsprechen jeweils den Kurven 30 bis 33 in 3. Wie zu sehen ist, steigt aufgrund des Kurzschlusses der Strom (Kurve 42) auf beträchtlich höhere Werte an als im dem Fall von 3. Darüber hinaus überlappt im Fall von 4 ein Bereich, in dem der Strom ansteigt (44 in 4) mit einem Bereich 45, in dem die Gate-Spannung (Kurve 41) höher ist als dieselbe Referenzspannung, die für den Bereich 35 von 3 verwendet ist. Der überlappende Bereich ist in 4 mit 46 gekennzeichnet. Es wird darauf hingewiesen, dass in 4 kein Miller-Plateau vorhanden ist, da aufgrund des Kurzschlusses der Transistor seine Kollektor-Emitter-Spannung nicht wie in dem Fall von 3 reduzieren kann.
Deshalb, wie im Vergleich der 4 und 3 zu sehen ist, ist im Fall eines Kurzschlusses ein Bereich 46 vorhanden, in dem die Gate-Spannung (Kurve 41) oberhalb einer Schwellenspannung ist, und die Ableitung des Stroms nach der Zeit (43) ist nicht null. Dieser sich ändernde Strom in der Ausführungsform von 2 verursacht einen Spannungsabfall über der Induktivität 23, was zu einer entsprechend höheren Spannung u_ee' führt, wobei diese Spannung insbesondere oberhalb des Schwellenwerts U_ee',ref ist. Deshalb kann, wie vorher beschrieben, ein Kurzschluss detektiert werden, wenn sowohl u_g als auch u_ee' Absolutwerte oberhalb entsprechend gewählter Schwellenwerte (U_g,ref und U_ee',ref in 2) aufweisen.
Mit anderen Worten geben in der Situation von 3 die Komparatoren 24, 25 von 2 eine logische 1 zu unterschiedlichen getrennten Zeiten aus (beispielsweise der Komparator 25 während des Bereichs 34 in 3 und der Komparator 24 während des Bereichs 35 in 3), während in dem Fall eines Kurzschlusses, wie in 4 gezeigt, beide Komparatoren für eine gewisse Zeit gleichzeitig eine logische 1 ausgeben (beispielsweise während des Bereichs 46 von 4).
Mit der vorstehend erläuterten Herangehensweise können sowohl Kurzschlüsse während des Anschaltens des Transistors, wie in 3 und 4 dargestellt ist (hier auch als Kurzschlussmodus 1 bezeichnet), als auch Kurzschlüsse, die auftreten, wenn der Transistor bereits angeschaltet ist und ein konstanter Laststrom vor dem Kurzschlussereignis fließt (hier auch als Kurzschlussmodus 2 bezeichnet), detektiert werden. Mit einem Kurzschlussmodus 2, wenn der Transistor bereits geschlossen ist, ist die Gate-Spannung bereits an ihrem Endwert (d. h. oberhalb des Schwellenwerts), und der Kurzschluss führt zu schnellem Anstieg des Stroms und führt deshalb dazu, dass die Spannung u_ee' ebenfalls den Schwellenwert wie vorstehend übersteigt. Deshalb können nicht nur Kurzschlüsse, wenn der Transistor angeschaltet wird, wie in 4 dargestellt, sondern auch Kurzschlüsse, wenn der Transistor bereits angeschaltet ist, detektiert werden.
Geringfügige Unterschiede können auch auftreten, wenn eine verbleibende Streuinduktivität in dem Pfad, der den Kurzschluss verursacht, vorhanden ist. Eine solche Streuinduktivität begrenzt die Steigung des Stromanstiegs, der an dem Ereignis des Kurzschlusses startet. 4 zeigt, wie vorstehend erläutert, einen Kurzschlussmodus 1 mit einer kleinen Streuinduktivität in dem Kurzschlusspfad. In dem Fall, wenn eine höhere Streuinduktivität vorhanden wäre, würde Kurve 40, die die Kollektor-Emitter-Spannung repräsentiert, ein stärkeres Gefälle während der Zeit zeigen, wenn ein Anstieg des Laststroms 43 vorhanden ist. Da der Anstieg des Laststroms durch den Anstieg der in Kurve 41 gezeigten Gate-Emitter-Spannung gesteuert ist, könnte eine Überlast oder ein Kurzschluss auch mit einer verbleibenden Streuinduktivität detektiert werden, die so hoch ist, dass das Gefälle der Kollektor-Emitter-Spannung beinahe ein Niveau wie bei normalem Anschalten des Transistors erreichen kann.
Zum Vergleich repräsentiert eine Kurve 40b in 4 einen hoch induktiven Kurzschlussmodus 1 mit einem langsameren Anstieg des Laststroms, der in Kurve 42b gezeigt ist. Wie zu sehen ist, ist auch hier eine Detektion des Kurzschlusses unter Verwendung der hier beschriebenen Techniken möglich. Ein hoch induktiver Kurzschlussmodus 2 kann auf eine entsprechende Weise detektiert werden.
Die Referenzspannung U_ee',ref in Ausführungsformen, wie aus den vorstehenden Erläuterungen folgt, kann so gewählt sein, dass der resistive Spannungsabfall des Laststroms von Transistor 21 nicht ausreichend ist, um den Schwellenwert im normalen Betrieb zu übersteigen, sondern es ist ein zusätzlicher induktiver Spannungsabfall über der Induktivität 23, wenn der Strom i_C ansteigt, oder ein signifikant höherer Laststrom i_C als im normalen Betrieb notwendig, um die Referenzspannung U_ee',ref zu überschreiten.
In einigen Ausführungsformen kann U_ee',ref deshalb so gewählt sein, dass ein ohmscher Spannungsabfall des Transistors 22 ausreichend ist, in dem Fall, wenn i_C einen Nennwert übersteigt (beispielsweise wenn er das Dreifache des Nennwerts ist). In diesem Fall können auch Kurzschlüsse mit Lasten, die eine sehr hohe Induktivität aufweisen, was zu einem langsamen Anstieg des Stroms (niedrigeres di/dt) führt, detektiert werden, da ein solches niedriges di/dt zu einer niedrigen Spannung an der Induktivität 23 führt.
Ausführungsformen können mit herkömmlichen Treibern verwendet werden, die eine Entsättigung eines Transistors verwenden, um einen Kurzschluss zu detektieren. Eine entsprechende Ausführungsform ist in 5 dargestellt. Um Wiederholungen zu vermeiden, tragen Elemente, die den Ausführungsformen von 5 und 2 gemeinsam sind, dieselben Bezugszeichen und werden nicht noch einmal im Einzelnen diskutiert. In 5 ist ein herkömmlicher Treiber 50 verwendet, um den Transistor 21 zu steuern. Der Treiber 50 weist einen Entsättigungs-Ausgangsanschluss (DESAT-Ausgangsanschluss) auf, der in herkömmlichen Herangehensweisen zum Detektieren eines Entsättigungszustands von Transistor 21 verwendet würde, um einen Kurzschluss zu detektieren. In der Ausführungsform von 5 ist dieser Anschlussstift oder Anschluss stattdessen zum Abfühlen eines Kurzschlusszustands verwendet, der durch den vorstehend mit Bezug auf die 2 bis 4 diskutierten Herangehensweise zur Detektion angegeben ist. Insbesondere werden in 5 die Ausgaben der Komparatoren 24, 25 einem UND-Gatter 56 zugeführt, dem ein Latch-Element wie ein asynchrones Flipflop und/oder ein Verzögerungselement (in 5 nicht gezeigt) folgen kann. Der Ausgang des UND-Gatters 56 ist mit dem DESAT-Ausgangsanschluss des Treibers 50 über eine Diode 57 gekoppelt. Der Treiber 50 stellt einen niedrigen konstanten Strom an dem DESAT-Anschluss bereit, der herkömmlicherweise über die Diode 57 mit dem Kollektoranschluss C von Transistor 21 gekoppelt ist. In vielen herkömmlichen Fällen können Transistormodule, insbesondere IGBT-Module, einen zusätzlichen Kollektoranschluss (Zusatzkollektoranschluss) für diesen Fall aufweisen. Wenn der Transistor 21 in Entsättigung ist, d. h. die Kollektor-Emitter-Spannung übersteigt einen Schwellenwert (beispielsweise um mehrere Volt), kann der Treiber 50 den vorstehend genannten konstanten Strom nicht mehr gegen diese Spannung antreiben und detektiert somit einen Fehler.
In der Vorrichtung von 5 gibt das UND-Gatter 56 eine Null (beispielsweise null Volt) aus, falls kein Kurzschluss detektiert wird, und der vorstehend genannte konstante Strom, der durch den Treiber 50 ausgegeben wird, kann auf diesen Null-Volt-Pegel gesenkt werden und deshalb durch den Treiber 50 angetrieben werden. Im Fall eines Kurzschlusses geben beide Komparatoren 24 und 25, wie vorstehend ausgegeben, eine logische 1 aus, und deshalb gibt das UND-Gatter 56 eine logische 1 aus, die beispielsweise einer Spannung im Bereich von 12 bis 15 Volt entsprechen kann. Gegen eine solche Spannung kann der Treiber 50 den konstanten Strom nicht mehr antreiben und detektiert deshalb den Kurzschlusszustand und ergreift geeignete Maßnahmen, beispielsweise Abschalten (Öffnen) des Transistors 21.
In der Ausführungsform von 5 können beispielsweise die Komparatoren 24, 25 und das UND-Gatter 56 in einem Modul integriert sein, möglicherweise gemeinsam mit dem Transistor 21, der dann mit einem herkömmlichen Treiber 50 kombiniert sein kann. In einigen Ausführungsformen können zusätzlich ein Tiefpassfilter und/oder ein Latch-Element wie ein asynchrones Flipflop an dem Ausgang des UND-Gatters 56 vorgesehen sein. Diese Elemente können sicherstellen, dass in dem Fall eines Kurzschlusses eine Spannung, die der logischen 1 entspricht, an dem Ausgang des UND-Gatters 56 für eine ausreichend lange Zeit vorhanden ist, so dass der Treiber 50 reagieren kann.
In den vorstehenden Ausführungsformen ist die Gate-Spannung u_g zwischen dem Gate-Anschluss G und dem Zusatzemitter E' angelegt, und die Spannung u_ee' wird zwischen dem Emitter E und dem Zusatzemitter E' gemessen. In anderen Ausführungsformen kann ein weiterer Zusatzemitter verwendet sein. Eine entsprechende Ausführungsform ist in 6 dargestellt. 6 stellt einen Teil einer Vorrichtung gemäß einer Ausführungsform dar. Andere Teile, beispielsweise eine Kurzschlussdetektion, können unter Verwendung von beispielsweise zwei Komparatoren implementiert sein, wie in den 2 und 5 dargestellt ist.
Wie in 6 dargestellt ist, fließt, wenn der Treiber 20 den Transistor 21 steuert, während Schaltereignissen ein Gate-Strom i_g über den Gate-Anschluss G, einen Gate-Widerstandswert 60, eine Gate-Emitter-Kapazität 61 des Transistors 21, einen Widerstand 63 und eine Induktivität 62 zu dem Zusatzemitteranschluss E'. Die Induktivität 62 und der Widerstand 63 können z. B. durch einen Bonddraht oder eine andere elektrische Verbindung gebildet sein, die wie vorstehend erwähnt einen Emitterkontakt des Transistors 21 mit dem Zusatzemitteranschluss E' koppelt. Anstelle von Bonddrähten können auch andere Arten oder Verbindungen verwendet sein, beispielsweise sogenannte Bändchen-Bonds oder Klemmen. Klemmen, wie sie hier verwendet sind, sind breitere leitfähige Streifen, die mit Metallisierungen auf einem Chipgehäuse über Löten oder eutektische Herangehensweisen, Sintern usw. gekoppelt sind. Bändchen-Bonds oder Klemmen werden häufig für Lastanschlüsse verwendet. Deshalb können, obwohl Bonddrähte hier als Beispiele für einige elektrische Verbindungen verwendet sind, allgemein elektrische Verbindungen hier auf eine Vielzahl von Arten implementiert sein.
Änderungen von i_g, die an Schaltereignissen von Transistor 21 auftreten, können zu einem nicht vernachlässigbaren Spannungsabfall über der Induktivität 62 und dem Widerstand 63 führen, was die Spannung u_ee' beeinflusst, die in den vorstehend erläuterten Ausführungsformen zum Detektieren eines Kurzschlusses verwendet wurde. In einigen Fällen könnte abhängig von der Größe von di_g/dt und den Werten der Induktivität 62 und des Widerstands 63 dieser Spannungsabfall zu einer versehentlichen Angabe eines Kurzschlusses mit den vorstehend diskutierten Schaltungen führen, insbesondere dazu, dass der Komparator 25 versehentlich eine logische 1 ausgibt. Es wird darauf hingewiesen, dass das in anderen Implementierungen, abhängig von den Spannungen und Strömen, die verwendet sind, und der speziellen Transistorimplementierung, kein Problem sein muss. Eine solche versehentliche Detektion kann insbesondere auftreten, wenn der Transistor 21 abgeschaltet (geöffnet) wird, da zu dieser Zeit, wenn das Schalten gestartet wird, der Komparator 24 eine logische 1 ausgibt, entsprechend den Bereichen 35 von 3.
In solchen Implementierungen, wenn die Gefahr einer versehentlichen Kurzschlussdetektion vorhanden ist, obwohl kein Kurzschluss vorhanden ist, kann in Ausführungsformen ein weiterer Zusatzemitter E'' vorgesehen sein, wie in 6 gezeigt ist, und anstelle der Spannung u_ee' kann eine Spannung u_ee'' zwischen dem Emitter E und dem weiteren Zusatzemitter E'' zum Detektieren eines Kurzschlusszustands verwendet werden. Der weitere Zusatzemitter E'' kann ein zusätzlicher Anschluss sein, der mit einem Emitterkontakt des Transistors 21 beispielsweise über einen oder mehrere Bonddrähte gekoppelt ist. Da der weitere Zusatzemitter E'' nur zum Erhalten der Spannung u_ee'' und nicht zur Gate-Steuerung verwendet wird, beeinflussen die vorstehend erläuterten Effekte, wenn der Transistor 21 geschaltet wird, die Spannung u_ee'' nicht.
In anderen Ausführungsformen können noch andere Anschlüsse oder interne Knoten zum Messen eines induktiven und/oder ohmschen Spannungsabfalls verwendet werden. In Ausführungsformen wird allgemein ein induktiver und/oder ohmscher Spannungsabfall zwischen zwei Knoten gemessen, wobei der Laststrom zwischen den beiden Knoten fließt. Abhängig von den Knoten muss die entsprechende Referenzspannung U_ee',ref dementsprechend angepasst werden. Ein Beispiel für eine solche Ausführungsform ist in 7 gezeigt. Wieder tragen Elemente oder Komponenten, die bereits vorher diskutiert sind, dieselben Bezugszeichen und werden nicht noch einmal im Einzelnen diskutiert.
Anstelle des Messens der Spannung u_ee' wird in der Ausführungsform von 7 eine Spannung zwischen einem, Knoten 71 und dem Emitter E durch einen Differenzverstärker 70 gemessen und für den Komparator 25 bereitgestellt. Abgesehen von einer möglicherweise notwendigen Anpassung von U_ee',ref ist der Effekt derselbe wie bei Verwendung der Spannung u_ee', d. h. bei hohen Steigungen von i_C wird ein hoher Spannungsabfall über der Induktivität 23 erzeugt, der dann zur Kurzschlussdetektion verwendet wird. Anstelle des UND-Gatters 56 kann irgendeine andere verwendbare Latch-Schaltung verwendet sein. Darüber hinaus kann anstelle des Treibers 20 ein Treiber wie Treiber 50 mit einem DESAT-Anschluss verwendet sein. Der Knoten 71 kann beispielsweise ein Knoten auf einem metallischen leitfähigen Teil innerhalb eines Gehäuses, das den Transistor 21 beinhaltet, oder direkt auf der Chip-Metallisierung des Transistors 21 sein.
In einigen Implementierungen können, wenn der Transistor angeschaltet wird, vergleichsweise starke Oszillationen in dem Laststrom i_C auftreten, die in einigen Fällen zu einer versehentlichen Detektion eines Kurzschlusses führen können, obwohl kein Kurzschluss vorhanden ist. In Implementierungen, in denen das auftreten kann, kann eine Detektionsschaltung, die Oszillationen detektiert, verwendet sein, die die Kurzschlussdetektion temporär deaktiviert (beispielsweise durch Einstellen eines Ausgangs der Latch-Schaltung 26 in 2 auf null), beispielsweise für eine vorbestimmte Zeit, wenn Oszillationen detektiert werden. Beispielsweise kann eine solche Deaktivierung ausgeführt werden, wenn ein negatives di_C/dt detektiert wird, beispielsweise über einen positiven Spannungsabfall über die Induktivität 23. Ein solcher negativer Wert von di_C/dt tritt normalerweise nicht auf während eines Kurzschlusses, wo i_C ansteigt, wie mit Bezug auf 4 erläutert ist.
Wie vorstehend gezeigt kann unter Verwendung einer Messung eines Spannungsabfalls über dem Widerstand 22 und der Induktivität 23, die ein parasitischer Widerstand und Induktivität eines Bonddrahts oder einer anderen geeigneten elektrischen Verbindung sein kann, wie vorstehend beschrieben, ein harter Kurzschluss (wo der Strom schnell ansteigt) hauptsächlich über den Spannungsabfall über der Induktivität detektiert werden, während ein "weicher" Kurzschluss mit einem langsameren Anstieg des Stroms über einen Spannungsabfall über einen Widerstand wie den Widerstand 22 detektiert werden kann. Zum Detektieren nur eines harten Kurzschlusses mit einem hohen induktiven Spannungsabfall könnte eine höhere Schwellenspannung an dem Komparator 25 gewählt werden. Im Gegensatz dazu benötigt ein "weicher" Kurzschluss eine niedrigere Referenzspannung an Komparator 25, um für Kurzschlüsse empfindlich genug zu sein. In Ausführungsformen kann hohe Referenzspannung wünschenswert sein, um eine Wahrscheinlichkeit einer irrtümlichen Kurzschlussdetektion zu reduzieren. Deshalb kann in Ausführungsformen die Referenzspannung U_ee',ref, die dem Komparator 25 zugeführt wird, anpassbar sein.
Beispielsweise kann in Ausführungsformen, solange die Gate-Spannung u_g unterhalb eines Schwellenwerts ist, ein vergleichsweise höherer Wert von U_ee',ref verwendet werden. Sobald die Gate-Spannung einen speziellen Schwellenwert übersteigt, kann eine vergleichsweise niedrigere Referenzspannung U_ee',ref verwendet werden. In einer solchen Ausführungsform ist, wenn der Transistor angeschaltet ist, die Gate-Spannung niedrig, und ein Komparator 25 mit hoher Schwellenspannung wird verwendet. Deshalb kann ein normales Anschalten mit einer vergleichsweise hohen Robustheit gegen irrtümliche Detektionen ausgeführt werden.
Wenn ein Kurzschluss vorhanden ist, wenn der Transistor angeschaltet wird, wird der Schwellenwert überschritten (insbesondere in Fall eines Kurzschlusses mit niedriger Induktivität). Im Fall eines Kurzschlusses mit hoher Induktivität (d. h. eines Kurzschlusses über eine hohe Induktivität wie eine – verbleibende – Last) erreicht die Gate-Spannung ihren Maximalwert, während das di_C/dt-Verhalten hauptsächlich durch die Kurzschluss-Induktivität dominiert ist. Wenn die hohe Gate-Spannung verwendet wird, wird der Spannungsabfall über den Widerstand 22 und die Induktivität 23 gegen eine niedrigere Schwellenspannung verglichen, und somit ist es möglich, auch diesen Fehlertyp zu detektieren. Außerdem kann dadurch die Detektion schnell auf sehr weiche Kurzschlüsse während eines angeschalteten Zustands des Transistors reagieren.
In einigen Anwendungen können mehrere Leistungstransistoren in Kombination verwendet sein. In einer solchen Anwendung kann es vorkommen, dass das Schalten eines aus den Transistoren versehentlich eine Kurzschlussdetektion in einem weiteren aus den Transistoren auslöst. In solchen Fällen kann, um eine irrtümliche Kurzschlussdetektion während des Schaltens eines der Transistoren zu verhindern, eine Kurzschlussdetektion eines weiteren aus den Transistoren temporär deaktiviert werden. Ein Beispiel für eine solche Herangehensweise wird jetzt mit Bezug auf die 8 und 9 diskutiert.
8 zeigt ein Anwendungsszenario, in dem Leistungstransistoren 82A, 82B, 82C, 85A, 85B und 85C verwendet werden, um einen Elektromotor 81 zu steuern. In den Ausführungsformen von 8 ist der Elektromotor 81 ein Dreiphasenmotor. Das Bezugszeichen 80 bezeichnet eine Stromquelle, beispielsweise eine Batterie und/oder einen Puffer-Kondensator. In einigen Ausführungsformen kann die Batterie 80 eine Batterie eines Automobils sein, und der Motor 81 kann ein Elektromotor in dem Automobil sein. Die Transistoren 82A und 85A bilden eine erste Halbbrücke, die einem ersten Anschluss des Motors 81 selektiv Strom zuführt, die Transistoren 82B und 85B bilden eine zweite Halbbrücke, die einem zweiten Anschluss des Motors 81 selektiv Strom zuführt, und die Transistoren 82C und 85C bilden eine dritte Halbbrücke, die einem dritten Anschluss des Motors 81 selektiv Strom zuführt. Die Transistoren 82A bis 82C, 85A bis 85C sind jeweils mit Freilaufdioden 83A bis 83C, 86A bis 86C versehen, wie in 8 dargestellt ist.
In Ausführungsformen werden aus Kostengründen die Transistoren 85A bis 85C (auch als die Transistoren der tiefen Seite bezeichnet), die allgemein in 8 durch 84 gekennzeichnet sind, durch eine gemeinsame Logik versorgt. Insbesondere weisen die Transistoren 85A, 85B und 85C in 8 einen gemeinsamen Last-Emitteranschluss E, jedoch getrennte Zusatzemitteranschlüsse E’₁, E’₂, E’₃ und getrennte Gate-Anschlüsse G₁, G₂ und G₃ auf. Für die Transistoren 82A bis 82C sind in Ausführungsformen getrennte Kurzschlussdetektionslogiken mit getrennten Emitteranschlüssen E vorgesehen, so dass dieses Problem ein weniger wichtiges Thema für diese Transistoren ist.
Die Bezugszeichen 87A bis 87C und 88A bis 88C geben parasitische Induktivitäten an, beispielsweise durch Bonddrähte und/oder andere Verbindungselemente, ähnlich der Induktivität 23 der vorstehend genannten Ausführungsform.
Eine Kurzschlussdetektion für die Transistoren 85A bis 85C kann beispielsweise einen Spannungsabfall zwischen dem Emitteranschluss E und dem Zusatzemitteranschluss E', der dem jeweiligen Transistor zugeordnet ist, verwenden, wie vorstehend erläutert. Das Schalten eines aus den Transistoren 85A bis 85C kann jedoch einen Spannungsabfall an den Induktivitäten 88A bis 88C verursachen, was zu einer irrtümlichen Kurzschlussdetektion an einem weiteren aus den Transistoren führen kann. In Ausführungsformen ist deshalb eine Kurzschlussdetektion für einen aus den Transistoren, beispielsweise für Transistor 85A, nur aktiv, wenn keiner der anderen Transistoren, beispielsweise 85B und 85C, derzeit schaltet. Mit anderen Worten ist die Detektion eines Kurzschlusses nur aktiv, wenn die anderen Transistoren in einem stabilen geschlossenen oder offenen Zustand sind.
Dieser Zustand kann durch Überwachen von Gate-Spannungen an den Gates G₁, G₂, G₃ erhalten werden. Beispielsweise ist, wenn die Gate-Spannung unterhalb eines unteren Schwellenwerts ist, beispielsweise null Volt oder minus fünf Volt, der Transistor in einem stabilen offenen Zustand. Falls die Gate-Spannung oberhalb eines oberen Schwellenwerts ist, beispielsweise plus elf Volt, plus zwölf Volt usw., ist der Transistor in einem stabilen geschlossenen Zustand. Falls die Gate-Spannung zwischen den vorstehend genannten Schwellenwerten ist, wird der Transistor als gerade schaltend bewertet.
Da solche Schaltereignisse normalerweise von sehr kurzer Dauer sind, beispielsweise kürzer als eine Mikrosekunde, ist die Kurzschlussdetektion nur für eine kurze Zeit deaktiviert.
9 zeigt eine Detektionslogik, die beispielsweise für die drei Transistoren 85A bis 85C von 8 verwendbar ist. Für jeden Transistor ist eine Eingangsstufe 90A, 90B bzw. 90C vorgesehen. Im Folgenden wird die Eingangsstufe 90A genau beschrieben. Die Eingangsstufen 90B, 90C sind beide entsprechend implementiert, und die Bezugszeichen entsprechen einander, wobei ein "A" für die Eingangsstufe 90A durch ein "B" für die Eingangsstufe 90B und ein "C" für die Eingangsstufe 90C ersetzt wird. Beispielsweise entspricht die Komponente 91A der Eingangsstufe 90A der Komponente 91B der Eingangsstufe 90B und der Komponente 91C der Eingangsstufe 90C.
Die Eingangsstufe 90A umfasst einen ersten Komparator 91A, einen zweiten Komparator 92A und ein UND-Gatter 94A. Der Komparator 91A entspricht im Wesentlichen dem Komparator 25, der vorstehend beispielsweise in 2 diskutiert ist, und vergleicht einen Spannungsabfall, der durch einen Laststrom eines ersten Transistors (beispielsweise 85A von 8) an einer induktiven Last (beispielsweise einer Induktivität eines Bonddrahts, wie vorstehend diskutiert) mit einem Referenzwert. Der Spannungsabfall des ersten Transistors ist mit di/dt1 gekennzeichnet (da der induktive Spannungsabfall von der Ableitung des Laststroms nach der Zeit abhängig), und der entsprechende Referenzwert ist als di/dt_ref in 9 gekennzeichnet. di/dt_ref kann beispielsweise U_ee',ref entsprechen, die vorstehend diskutiert ist. Die Werte di/dt1 und di/dt_ref, wie vorstehend mit Bezug auf 2 erläutert, sind negative Werte, so dass der Komparator 91A eine logische 1 ausgibt, wenn ein Absolutwert des Spannungsabfalls einen Schwellenwert übersteigt.
Der zweite Komparator 92A vergleicht die Gate-Spannung des ersten Transistors, in 9 mit Gate 1 bezeichnet, mit einem oberen Schwellenwert der Gate-Spannung Gate_ref,high, der U_g,ref von 2 entsprechen kann. Wenn die Gate-Spannung des ersten Transistors den Referenzwert Gate_ref,high übersteigt, gibt der zweite Komparator 92A eine logische 1 aus. Wenn beide Komparatoren 91A, 92A eine logische 1 ausgeben, gibt das UND-Gatter 94A eine logische 1 aus, was, wie vorstehend diskutiert, einen Kurzschlusszustand angeben kann.
Darüber hinaus umfasst die Eingangsstufe 98 einen dritten Komparator 93A. Der dritte Komparator 93A vergleicht die Gate-Spannung Gate 1 mit einem niedrigeren Referenzwert Gate_ref,low, der kleiner ist als der Referenzwert Gate_ref,high.
Wenn die Gate-Spannung Gate 1 den niedrigeren Gate-Referenzwert Gate_ref,low übersteigt, gibt der dritte Komparator 93A eine logische 1 aus, und andernfalls eine logische 0.
Die Ausgänge des zweiten Komparators 92A und des dritten Komparators 93A werden für ein XOR-Gatter 95A bereitgestellt. Wenn der erste Transistor in einem abgeschalteten Zustand ist, ist die Gate-Spannung Gate 1 niedrig (unterhalb der niedrigen Referenz Gate_ref,low), und deshalb geben beide Komparatoren 92A, 93A eine logische 0 aus. Deshalb gibt in diesem Zustand das XOR-Gatter eine logische 0 aus.
Wenn der Transistor vollständig angeschaltet ist, übersteigt die Gate-Spannung Gate 1 beide Referenzspannungen Gate_ref,high und Gate_ref,low, und deshalb geben beide Komparatoren 92A, 93A eine logische 1 aus. Infolgedessen gibt in diesem Zustand das XOR-Gatter 95A ebenfalls eine logische 0 aus.
Wenn der Transistor schaltet, ist die Gate-Spannung zwischen Gate_ref,low und Gate_ref,high. In diesem Zustand gibt der Komparator 93A eine logische 1 aus, und der Komparator 92A gibt eine logische 0 aus. Infolgedessen gibt in diesem Zustand das XOR-Gatter 95A eine logische 1 aus. Zusammengefasst gibt deshalb das XOR-Gatter 95A eine logische 1 aus, wenn der Transistor schaltet, und gibt eine logische 0 aus, wenn der Transistor in einem stabilen abgeschalteten Zustand oder in einem stabilen eingeschalteten Zustand ist.
Deshalb weist in der Eingangsstufe 90A ein zweiter Komparator 92A zwei Funktionen auf: einerseits wird er zur Kurzschlussdetektion ähnlich dem Komparator 24 von 2 (über das UND-Gatter 94A) verwendet, und andererseits wird er zum Detektieren eines Schaltzustands des Transistors (über das XOR-Gatter 95A) verwendet. In anderen Ausführungsformen können getrennte Komparatoren für diese beiden Funktionen verwendet sein, möglicherweise mit unterschiedlichen Schwellenwerten.
Wie vorstehend erwähnt arbeiten die Eingangsstufen 90B, 90C entsprechend.
In der Ausführungsform von 9 sind die Referenzwerte (di/dt_ref, Gate_ref,high und Gate_ref,low) für alle drei Eingangsstufen 90A, 90B, 90C gleich. In anderen Ausführungsformen können unterschiedliche Schwellenspannungen für unterschiedliche Eingangsstufen verwendet sein.
Die Ausgaben der XOR-Gatter 95A, 95B und 95C werden für ein Dreifach-ODER-Gatter 96 bereitgestellt. Deshalb gibt das Dreifach-ODER-Gatter 96 eine logische 1 aus, wenn wenigstens einer aus den drei Transistoren derzeit schaltet (d. h. seine Gate-Spannung ist zwischen Gate_ref,low und Gate_ref,high), und gibt eine logische 0 nur dann aus, wenn keiner der Transistoren schaltet.
Darüber hinaus umfasst die Detektionslogik von 9 jeweils eine Ausgangsstufe 97A, 97B bzw. 97C für jeden der Transistoren. Die Ausgangsstufen 97A bis 97C weisen dieselbe Struktur auf, und ähnlich zu den Eingangsstufen wird nur die Ausgangsstufe 97A genau beschrieben, wobei die anderen Ausgangsstufen 97B, 97C entsprechend arbeiten.
Die Ausgangsstufe 97A umfasst ein UND-Gatter 98A und ein XNOR-Gatter 99A. XNOR 99A empfängt Ausgaben von dem XOR-Gatter 95A und von dem Dreifach-ODER-Gatter 96. Wenn sowohl das XOR-Gatter 95A als auch das Dreifach-ODER-Gatter 96 eine logische 0 ausgeben (keiner der Transistoren schaltet), gibt das XNOR-Gatter 99A eine logische 1 aus. Wenn sowohl das XOR-Gatter 95A als auch das Dreifach-ODER-Gatter 96 eine logische 1 ausgeben (der erste Transistor schaltet), gibt das XNOR-Gatter 99A auch eine logische 1 aus. In diesen beiden Fällen weist das UND-Gatter 98A, das eine Ausgabe des XNOR-Gatters 99A und des UND-Gatters 94A empfängt, einen Ausgangszustand gemäß dem Ausgangszustand des UND-Gatters 94A auf, und deshalb wird die Kurzschlussdetektion, die durch das UND-Gatter 94A bereitgestellt ist, ausgegeben. Mit anderen Worten ist in diesem Fall die Kurzschlussdetektion aktiviert.
Wenn jedoch das XOR-Gatter 95A eine logische 0 ausgibt und das Dreifach-ODER-Gatter 96 eine logische 1 ausgibt, bedeutet das, dass der erste Transistor nicht schaltet, jedoch einer der anderen Transistoren derzeit schaltet. In diesem Fall gibt das XNOR-Gatter 99A eine logische 0 aus, und deshalb gibt das UND-Gatter 98A ebenfalls eine logische 0 aus, und somit wird die Kurzschlussdetektion für den ersten Transistor während eines Schaltens eines der anderen beiden (oder beider) Transistoren effektiv deaktiviert. Das gleiche gilt für die anderen Transistoren.
Es wird darauf hingewiesen, dass, obwohl die 8 und 9 Beispiele für drei Transistoren zeigen, die Anwendung der hier beschriebenen Techniken nicht auf drei Transistoren (oder drei Halbbrücken wie in 8) beschränkt ist, sondern auf jede Vielzahl von Transistoren angewandt werden kann (beispielsweise zwei Transistoren oder vier oder mehr Transistoren, zwei Halbbrücken oder vier oder mehr Halbbrücken), in denen ein Schaltereignis in einem der Transistoren zu einer irrtümlichen Kurzschlussdetektion in einem der anderen Transistoren führen kann.
Wie vorher erwähnt kann in einigen Ausführungsformen, anstatt einen Transistor sofort vollständig auszuschalten, wenigstens zunächst der Strom reduziert werden. 10 stellt eine entsprechende Ausführungsform dar. Wieder tragen, um Wiederholungen zu vermeiden, Merkmale und Elemente, die bereits in vorhergehenden Figuren wie 2 diskutiert sind, dieselben Bezugszeichen und werden nicht noch einmal im Einzelnen diskutiert.
In 10 ist zusätzlich ein Gate-Widerstandswert 100 explizit gezeigt, obwohl ein solcher Gate-Widerstandswert auch in anderen Ausführungsformen vorhanden sein kann. Außerdem ist ein Gate-Anschluss des Transistors 21 in der Ausführungsform von 10 über eine Zenerdiode 101, eine optionale Diode 102 und einen Transistor 103 mit Erde gekoppelt. Der Transistor 103 wird durch das Kurzschlussdetektionssignal, das durch die Latch-Schaltung 26 ausgegeben wird, gesteuert.
Solange kein Kurzschluss detektiert wird, ist der Transistor 103 offen, und der Pfad, der durch die Zenerdiode 101, die Diode 102 und den Transistor 103 bereitgestellt ist, weist im Wesentlichen keine Auswirkung auf den Betrieb der gezeigten Vorrichtung auf. Sobald ein Kurzschluss detektiert wird, schließt das Ausgangssignal der Latch-Schaltung 26 den Transistor 103. Das reduziert die Gate-Spannung von Transistor 21 auf die Sperrspannung der Zenerdiode 101, beispielsweise auf zwischen 8 und 12 V. Deshalb wird der Transistor 21 trotz des Kurzschlusses immer noch betrieben, jedoch mit reduzierter Gate-Spannung und folglich niedrigerem Laststrom, was einen reduzierten Leistungsverlust verursacht. Unter diesen Bedingungen kann der Transistor 21 den Kurzschlussstrom länger führen, ohne beschädigt zu werden. Nach einiger Zeit kann der Treiber 20 dann den Transistor 21 vollständig abschalten. Beispielsweise kann der Treiber 20 den Transistor 21 basierend auf dem Signal aus der Latch-Schaltung 26 abschalten oder kann eine herkömmliche auf Entsättigung basierende Kurzschlussdetektion verwenden.
Die Diode 102 ist optional und verhindert einen Stromfluss von Erde zu dem Treiber 20 über den Gate-Widerstand 100, wenn der Transistor 21 offen ist und eine negative Gate-Spannung zum Öffnen des Transistors 21 verwendet wird.
11 stellt eine Vorrichtung gemäß einer weiteren Ausführungsform dar. Die Vorrichtung von 11 umfasst wieder den Transistor 21, der über eine Gate-Spannung V_gate unter Verwendung eines Gate-Anschlusses über einen Gate-Widerstand 110 gesteuert wird. Außerdem weist der Transistor 21 einen Kollektoranschluss C, einen Emitteranschluss E und einen Zusatzemitteranschluss E' auf, wie vorher erläutert. 111 repräsentieren Induktivitäten und Widerstände zwischen dem Zusatzemitteranschluss E' und dem Emitteranschluss E, beispielsweise verursacht durch Bonddrähte, wie vorher erläutert.
Die Ausführungsform von 11 umfasst eine Kurzschlussdetektionsschaltung wie vorher erläutert, mit Komparatoren 1111 und 1112, die den vorher erläuterten Komparatoren 24, 25 entsprechen. V_ref,gate entspricht der vorher erläuterten U_g,ref, und V_ref,di/dt entspricht der vorher erläuterten U_ee',ref. Die Ausgaben der Komparatoren 1111, 1112 werden einem UND-Gatter 1113 zugeführt, das beispielsweise dem vorher diskutierten UND-Gatter 56 entspricht. Deshalb gibt eine Ausgabe von logisch 1 aus dem UND-Gatter 1113 einen Kurzschlusszustand an.
Darüber hinaus umfasst die Ausführungsform von 11 zusätzliche Schaltungsanordnung, deren Funktion als Nächstes erläutert wird.
Ein Schaltungsabschnitt 116 umfasst einen Komparator 118 und ein Tiefpassfilter, das durch einen Widerstand 119 und einen Kondensator 1110 gebildet ist. Der Komparator 118 vergleicht die Gate-Spannung mit einer Referenzspannung V_ref. Wenn die Gate-Spannung kleiner ist als der Spannungspegel V_ref,off (z. B. 0 V), was einen abgeschalteten Zustand des Transistors 21 angibt, gibt der Komparator 118 eine logische 0 zu dem vorstehend genannten tiefen Pfad aus. Deshalb gibt das UND-Gatter 117 eine logische 0 aus, was verursacht, dass der Transistor 111, der in der Ausführungsform von 11 ein p-Kanal-MOSFET ist, schließt. Deshalb wird die Gate-Spannung an einem Gate-Kontakt des Transistors 21 über den Transistor 111 und die Diode 112 zu einem vorbestimmten Wert V_C gezogen.
Wenn jetzt der Gate-Treiber aktiviert wird, um den Transistor 21 zu schließen, da die Diode 112 sperrt, kann das Potential des Gate des Transistors 21 auf V_C und darüber hinaus ansteigen. Vor dem Erreichen von V_C wird V_ref,off an dem Komparator 118 überschritten, so dass der Komparator 118 eine logische 1 zu dem tiefen Pfad 119, 1110 ausgibt. Deshalb steigt der Eingang des UND-Gatters 117, der gekoppelt mit Block 116 gekoppelt ist, gemäß der Zeitkonstanten des Tiefpassfilters auf logisch 1.
Der Ausgang des UND-Gatters 1113 ist mit einem Flipflop 1114 gekoppelt, und ein invertierter Ausgang des Flipflop 1114 ist mit einem Eingang des UND-Gatters 117 gekoppelt. Wenn bei dem vorstehend genannten Schließen von Transistor 21 kein Kurzschluss vorhanden ist, gibt das UND-Gatter 1113 eine logische 0 aus, und deshalb gibt der invertierte Ausgang von Flipflop 1114 eine logische 1 zu dem UND-Gatter 117 aus. Wenn beide Eingänge von UND-Gatter 117 bei logisch 1 sind (nach der Zeitkonstanten des Tiefpassfilters), gibt das UND-Gatter 117 eine logische 1 aus und öffnet somit den Transistor 111. Deshalb kann die Gate-Spannung weiterhin ansteigen und schließlich den Transistor 21 schließen. In der Ausführungsform von 11 ist das UND-Gatter 117 so konstruiert, dass eine logische 1 an dem Ausgang des UND-Gatters 117 eine minimale Spannung erreicht, die durch die Betriebs-Gate-Spannung des Transistors 21 gegeben ist, die z. B. im Bereich von z. B. 8 bis 18 V sein kann. In anderen Ausführungsformen können Logik-Gatter mit Standard-Logik-Pegeln wie 3,3 V für logisches 1 verwendet sein. In diesem Fall kann ein Pegelschieber oder eine andere geeignete Schaltung verwendet werden, um eine geeignete Gate-Steuerspannung basierend auf der Spannung, die durch ein Logikgatter wie das UND-Gatter 117 ausgegeben wird, bereitzustellen.
Falls jedoch ein Kurzschluss vorhanden ist, ist die Ausgabe des invertierten Ausgangs des Flipflop 1114 gleich 0 (da in diesem Fall das UND-Gatter 1113 eine logische 1 ausgibt), und der Transistor 111 bleibt leitend. Das unterdrückt einen Anstieg einer Gate-Spannung von Transistor 21 wenigstens zu einem gewissen Grad und verzögert somit, dass der Transistor vollständig anschaltet, und reduziert deshalb eine Wahrscheinlichkeit, dass der Transistor 21 beschädigt wird, bevor er aufgrund des detektierten Kurzschlusses abgeschaltet wird.
Das Bezugszeichen 113 in 11 bezeichnet eine Kapazität, die die Spannung V_C bereitstellt. Anstelle der Kapazität 113 kann auch eine Zenerdiode vorgesehen sein. V_C kann in einigen Ausführungsformen beispielsweise in der Größenordnung von z. B. 5 bis 12 V sein.
Darüber hinaus ist ein Rücksetzeingang R von Flipflop 1114 mit dem Ausgang von Komparator 1111 gekoppelt. Das kann zu einer Selbstrücksetzungsfunktionalität des Flipflop 1114 führen, nachdem ein Kurzschlusszustand vorüber ist.
V_ref,off kann abhängig davon ausgewählt werden, wie der Transistor 21 angesteuert wird. Wenn die Gate-Spannung auf eine negative Spannung zum Öffnen des Transistors 21 eingestellt ist, kann V_ref,off beispielsweise auf 0 V oder eine negative Spannung eingestellt sein. Wenn die Gate-Spannung auf 0 V zum Öffnen des Transistors 21 eingestellt ist, kann V_ref,off beispielsweise auf einen Wert zwischen 0 V und der Schwellenspannung von Transistor 21 eingestellt sein.
Die in 11 dargestellte Logik kann für die Verwendung eines n-Kanal-Transistors anstelle des p-Kanal-Transistors 111 durch entsprechendes Ändern der Logikpegel angepasst werden.
Wie bereits erwähnt können die verschiedenen gezeigten Modifikationen miteinander kombiniert sein. Beispielsweise können, obwohl mehrere Ausführungsformen Modifikationen der Ausführungsform von 2 zeigen, zwei oder mehr dieser Modifikationen aus unterschiedlichen Ausführungsformen gemeinsam implementiert sein.
12 stellt ein Verfahren gemäß einer Ausführungsform dar. Obwohl das Verfahren von 12 als eine Reihe von Vorgängen oder Ereignissen gezeigt und beschrieben ist, darf die Reihenfolge, in der diese Vorgänge oder Ereignisse präsentiert sind, nicht als einschränkend betrachtet werden. Das Verfahren von 12 kann unter Verwendung der mit Bezug auf die 1 bis 11 gezeigten und diskutierten Vorrichtungen implementiert sein, ist jedoch nicht darauf beschränkt. Modifikationen und Variationen, die mit Bezug auf die Vorrichtungen der 1 bis 11 diskutiert sind, können auch auf das Verfahren von 12 angewendet werden.
Bei 120 in 12 wird eine Spannung an einem Steueranschluss eines Halbleiterschalters, beispielsweise eine Gate-Spannung eines IGBT oder MOSFET, bereitgestellt. Bei 121 wird eine Spannung, die durch einen Spannungsabfall eines Laststroms an einem Lastanschluss verursacht ist, beispielsweise eine Spannung zwischen Emitter und Zusatzemitter, wie vorstehend beschrieben, bereitgestellt. Bei 122 wird basierend auf einer Größe der Spannungen, die bei 120 und 121 bereitgestellt sind, ein Kurzschlusszustand detektiert. Beispielsweise kann, wie vorstehend erläutert, ein Kurzschlusszustand bestimmt werden, wenn beide Spannungen zur gleichen Zeit jeweilige Größen (insbesondere absolute Größen) übersteigen.
Wie bereits erwähnt sollten die vorstehenden Ausführungsformen als einschränkend betrachtet werden, dienen jedoch lediglich anschaulichen Zwecken.
Wie hier verwendet sind die Begriffe "aufweisen", "beinhalten", "enthalten", "umfassen" und dergleichen offene Begriffe, die das Vorhandensein genannter Elemente oder Merkmale angeben, jedoch zusätzliche Elemente oder Merkmale nicht ausschließen. Die Artikel "ein(e)" oder "der/die/das" sollen sowohl den Plural als auch den Singular einschließen, sofern der Kontext nicht deutlich etwas anderes angibt.
Mit Blick auf den vorstehenden Umfang von Variationen und Anwendungen sollte verstanden werden, dass die vorliegende Erfindung weder durch die vorstehende Beschreibung eingeschränkt ist, noch durch die begleitenden Zeichnungen eingeschränkt ist. Stattdessen ist die vorliegende Erfindung nur durch die folgenden Ansprüche und ihre rechtlichen Äquivalente eingeschränkt.

Claims

Vorrichtung, die Folgendes umfasst: einen Halbleiterschalter, der einen Steueranschluss und wenigstens zwei Lastanschlüsse umfasst; und eine Auswertungsschaltung, die eingerichtet ist, einen Kurzschlusszustand basierend auf einer Größe eines Signals an dem Steueranschluss und basierend wenigstens teilweise auf einer Größe einer Variation eines Laststroms über die wenigstens zwei Lastanschlüsse zu detektieren.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Auswertungsschaltung eingerichtet ist, einen Spannungsabfall über eine Induktivität auszuwerten, um ein Maß der Größe der Variation des Laststroms zu bestimmen.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Auswertungsschaltung eingerichtet ist, den Spannungsabfall zwischen einem aus den wenigstens zwei Lastanschlüssen und einem Hilfsanschluss, der dem einen aus den wenigstens zwei Lastanschlüssen zugeordnet ist, zu erhalten.
Vorrichtung nach Anspruch 3, die ferner einen Treiber umfasst, der eingerichtet ist, das Steuersignal zwischen dem Steueranschluss und dem Hilfsanschluss anzulegen.
Vorrichtung nach Anspruch 3, die ferner einen Treiber umfasst, der eingerichtet ist, das Steuersignal zwischen dem Steueranschluss und einem weiteren Hilfsanschluss, der dem einen aus den wenigstens zwei Lastanschlüssen zugeordnet ist, anzulegen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–5, wobei die Auswertungsschaltung einen ersten Komparator, der eingerichtet ist, das Steuersignal mit einem ersten Referenzwert zu vergleichen, einen zweiten Komparator, der eingerichtet ist, einen Wert, der wenigstens teilweise für die Änderung des Laststroms repräsentativ ist, mit einem zweiten Referenzwert zu vergleichen, und eine Logik, die eingerichtet ist, ein Signal, das einen Kurzschluss angibt, basierend auf einer Ausgabe des ersten Komparators und einer Ausgabe des zweiten Komparators auszugeben, umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Vorrichtung eingerichtet ist, den zweiten Referenzwert basierend auf einem Wert des Steuersignals zu ändern.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–7, wobei die Auswertungsschaltung eingerichtet ist, zu bestimmen, dass ein Kurzschlusszustand vorhanden ist, wenn ein Absolutwert des Steuersignals einen ersten Schwellenwert übersteigt und ein Absolutwert, der eine Änderung des Laststroms angibt, gleichzeitig einen zweiten Schwellenwert übersteigt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–8, wobei die Auswertungsschaltung eingerichtet ist, die Kurzschlussdetektion nach Detektion einer negativen Steigung des Laststroms temporär zu deaktivieren.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–9, wobei der Halbleiterschalter ein Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor oder ein Bipolartransistor mit isoliertem Gate ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–10, die ferner einen weiteren Halbleiterschalter umfasst, wobei die Auswertungsschaltung eingerichtet ist, die Kurzschlussdetektion für den Halbleiterschalter während eines Schaltereignisses des weiteren Halbleiterschalters zu deaktivieren.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1–11, wobei die Auswertungsschaltung eingerichtet ist, bei der Detektion eines Kurzschlusses den Halbleiterschalter teilweise zu öffnen, um den Laststrom zu reduzieren.
Vorrichtung, die Folgendes umfasst: einen Leistungstransistor, der einen ersten Lastanschluss, einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss umfasst; einen ersten Komparator, der einen ersten Eingang, der mit dem Steueranschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer ersten Referenzspannung zu koppeln ist, umfasst; einen zweiten Komparator, der einen ersten Eingang, der mit dem zweiten Lastanschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der mit einer zweiten Referenzspannung zu koppeln ist, umfasst; und ein UND-Gatter, das einen ersten Eingang, der mit einem Ausgang des ersten Komparators gekoppelt ist, und einen zweiten Eingang, der mit einem Ausgang des zweiten Komparators gekoppelt ist, umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 13, die ferner einen Treiber umfasst, der einen Ausgang, der mit dem Steueranschluss gekoppelt ist, und einen weiteren Anschluss, der mit einem Ausgang des UND-Gatters gekoppelt ist, umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei der weitere Anschluss des Treibers ein Entsättigungsteststromausgangsanschluss ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13–15, die ferner ein Setz/Rücksetz-Flipflop umfasst, das mit einem Ausgang des UND-Gatters gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 16, die ferner einen dritten Komparator umfasst, der einen ersten Eingang, der mit dem Steueranschluss gekoppelt ist, einen zweiten Eingang, der mit einer dritten Referenzspannung zu koppeln ist, und einen Ausgang, der mit einem Eingang eines Tiefpassfilters gekoppelt ist, umfasst, wobei ein Ausgang des Tiefpassfilters und ein Ausgang des Flipflop mit einem weiteren UND-Gatter gekoppelt sind, wobei ein Ausgang des weiteren UND-Gatters mit einem Steuereingang eines weiteren Halbleiterschalters gekoppelt ist, ein erster Lastanschluss des weiteren Halbleiterschalters mit einem Steuereingang des Transistors gekoppelt ist und ein zweiter Lastanschluss des weiteren Halbleiterschalters mit einem Referenzpotential zu koppeln ist.
Verfahren zur Kurzschlussdetektion, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Bereitstellen einer ersten Spannung an einem Steueranschluss eines Halbleiterschalters, Bereitstellen einer zweiten Spannung, die eine Laststromänderung des Halbleiterschalters angibt, und Detektieren eines Kurzschlusszustands basierend auf einer Größe der ersten Spannung und der zweiten Spannung.
Verfahren nach Anspruch 18, das ferner Erhalten der zweiten Spannung als einen Spannungsabfall über einer parasitischen Induktivität umfasst.
Verfahren nach Anspruch 18 oder 19, wobei das Detektieren des Kurzschlusszustands ein Bestimmen, dass ein Kurzschluss vorhanden ist, umfasst, wenn ein Absolutwert der ersten Spannung einen ersten Schwellenwert übersteigt und ein Absolutwert der zweiten Spannung einen zweiten Schwellenwert übersteigt.