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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur berührungslosen, strahlungsthermometrischen Temperaturmessung. Bei dem Verfahren erzeugt ein fotovoltaisch, ohne Vorspannung betriebener Fotodioden-Strahlungsempfänger einen zur empfangenen Strahlungsleistung proportionalen Kurzschluss-Fotostrom. Dieser Fotostrom wird von einem Strom-Spannungswandler verarbeitet, woraufhin ein der Strahlungsleistung entsprechendes Temperatursignal erzeugt und beispielsweise an eine Temperaturanzeige weitergegeben wird. Des Weiteren betrifft die Erfindung eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.
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Berührungslose, strahlungsthermometrische Temperaturmessverfahren sowie geeignete Vorrichtungen, als Pyrometer bezeichnet, sind bekannt. Die verwendeten Fotodioden-Strahlungsempfänger erzeugen einen zur Strahlungsleistung proportionalen Fotostrom. Die Strahlungsleistung eines Messobjektes bei einer Messwellenlänge von ≤ 2,4 μm kann sich beispielsweise in einem Temperaturbereich des Messobjektes von 50°C bis 700°C um nahezu sechs Zehnerpotenzen ändern. Entsprechend ändert sich auch der Fotostrom um sechs Zehnerpotenzen.
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Um einen großen Stromdynamikbereich von etwa sechs Dekaden in einem durchgehenden Messbereich zu realisieren, sind verschiedene Lösungsansätze bekannt. Bei den bekannten Verfahren wird der Fotodiodenstrom in eine Spannung umgewandelt, die anschließend weiter verarbeitet, z. B. verstärkt, wird.
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Die für eine berührungslose, strahlungsthermometrische Temperaturmessung in Frage kommenden Fotodioden-Strahlungsempfänger weisen je nach Material unterschiedliche Dunkel- bzw. Shunt-Widerstände auf. Bei Silicium-Dioden mit einer langwelligen Empfindlichkeitsgrenze von λc = 1,1 μm liegt dieser bei einigen GΩ. Bei InGaAs-Dioden mit einem λc = 1,7 μm liegt der Widerstand bei einigen 10 MΩ und bei extended InGaAs-Dioden mit λc = 2,6 μm liegt der Widerstand bei wenigen kΩ. Zudem sind diese Shunt-Widerstände stark von der Strahlungsempfängertemperatur abhängig. Bei extended InGaAs-Fotodioden mit λc = 2,6 μm verringert sich der Widerstand beispielsweise auf ein Zehntel bei jeder Temperaturerhöhung um 34 K.
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Für die Strom-Spannungswandlung werden Operationsverstärker verwendet. Diese haben eine Eingangs-Offsetspannung und einen Eingangs-Ruhestrom. Hochwertige Chopper-Operationsverstärker haben eine typische Eingangsoffsetspannung ≤ 2,5 μV und einen Eingangsruhestrom ≤ 400 pA.
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Bei der Messung an einem Objekt mit niedriger Objekttemperatur < 75°C ist die Strahlungsintensität und damit auch der Fotostrom sehr klein. Er bewegt sich in der Größenordnung von wenigen pA. Die Messung von kleinen Fotoströmen ist je nach Qualität der verwendeten Operationsverstärker stark fehlerbehaftet bzw. nahezu unmöglich. Verfahren zur berührungslosen, strahlungsthermometrischen Temperaturmessung sowie die dazu gehörigen Vorrichtungen mit fotoelektrischen Strahlungsempfängern mit einem Spektralbereich bis etwa 2,6 μm werden daher erst ab Temperaturen oberhalb von 100°C verwendet. Zudem sollte die Objekttemperatur ca. 25 bis 30 Kelvin oberhalb der Gerätetemperatur liegen. Zur Verbesserung der Verfahren und Vorrichtungen können temperaturstabilisierte Strahlungsempfänger verwendet werden, die jedoch 15 bis 30 Minuten Aufwärmzeit benötigen sowie einen erhöhten Stromverbrauch zur Temperierung aufweisen. Andere Geräte verwenden einen optischen Chopper zur Signalstabilisierung nach dem Wechsellichtverfahren.
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Zur Wandlung von Fotoströmen in Spannungen werden üblicherweise so genannte Transimpedanzverstärker eingesetzt. Das sind Operationsverstärker, die über einen Widerstand vom Ausgang zum invertierenden Eingang gegengekoppelt sind und bei denen der zu messende Fotostrom in den invertierenden Eingang eingespeist wird. Durch Vernachlässigung der Eingangs-Offsetspannung und des Eingangsstroms erscheint am Ausgang eine Spannung, die proportional zum eingespeisten Fotostrom und dem Widerstandswert des Gegenkopplungswiderstandes ist. Beispiele für eine derartige Technologie sind in der
DE 60 2004 000 299 T2 und der
DE 10 2014 103 765 A1 angegeben. Ein Nachteil dieser Schaltungsart ist, dass bei passender Auslegung des Widerstandes für den maximalen Eingangsstrom die Ausgangsspannung bei den kleinen Fotoströmen, wie sie bei Strahlungsthermometern üblicherweise am Messbereichsanfang auftreten, zu klein wird, da sich der Fotostrom zwischen dem Messbereichs-, Anfangs- und Endwert typischerweise im Verhältnis 1:1000 bis zu 1:1000000 ändern kann.
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Aus der
US 5 897 610 A ist eine Signalverarbeitungsschaltung für Fotodiodenströme bekannt, bei der der Fotodiodenkurzschlussstrom mittels eines getakteten Integrators in eine Spannung gewandelt wird. Durch eine Veränderung der Integrationszeit und/oder der Integrationskapazität kann so die Ausgangsspannung des Integrators an den linearen Eingangsspannungsbereich des nachfolgenden Analog/Digitalwandlers angepasst werden, wodurch der mögliche Fotostrom-Dynamikbereich der Signalverarbeitungsschaltung insgesamt erweitert wird. Diese Schaltung weist jedoch den Nachteil auf, dass die Integrator-Eingangsoffsetspannung, die an der Fotodiode anliegt, nicht auf 0 abgeglichen werden kann. Somit kann über den Fotodioden-Shuntwiderstand ein Fehlerstrom fließen, der den zu messenden Fotostrom um ein Vielfaches übersteigt. Die Schaltung eignet sich somit vorzugsweise zur Verwendung von Fotodioden mit einem hochohmigen Shuntwiderstand, bei denen der aufgrund der vorliegenden Eingangsoffsetspannung durch den Shuntwiderstand der Diode fließende Fehlerstrom im Verhältnis zu dem zu messenden Fotostrom keine Rolle spielt. Daher ist in diesem Dokument der Einbau der Fotodioden und der zugehörigen Signal-Wandlerschaltug in ein thermostatisiertes Kühlgehäuse vorgesehen, um durch die Kühlung das Signalrauschen zu verringern und so die kleinen Fotoströme noch sicher messen zu können. Das erhöht aber den Hardwareaufwand und auch die Leistungsaufnahme durch das Kühlaggregat erheblich.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur berührungslosen, strahlungsthermometrischen Temperaturmessung sowie eine für dieses Verfahren geeignete Vorrichtung dahingehend zu verbessern, dass mit einer robusten und potentiell mobil einsetzbaren Vorrichtung eine einfache, schnelle Temperaturmessung bei Objekttemperaturen < 75°C, insbesondere bei einer Objekttemperatur ab 50°C aufwärts, mit ausreichender Genauigkeit ermöglicht wird.
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Gelöst wird die Aufgabe durch ein Verfahren nach Anspruch 1 sowie eine Vorrichtung nach Anspruch 6. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den auf diese Ansprüche rückbezogenen Unteransprüchen sowie der nachfolgenden Beschreibung zu entnehmen.
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Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird ein Korrekturstrom zur Kompensation eines sich aus dem Eingangsruhestrom sowie der Eingangsoffsetspannung des Strom-Spannungswandlers über den temperaturabhängigen Shunt-Widerstand des Fotodioden-Strahlungsempfängers zusammensetzenden Fehlerstroms vor oder an dem Eingang des Strom-Spannungswandlers zum Kurzschluss-Fotostrom addiert. Dadurch wird der Einfluss des Fehlerstroms auf das im Anschluss an den Strom-Spannungswandler aus der Spannung erzeugte Temperatursignal eliminiert. Das Verfahren kann somit auch bei niedrigen Strahlungsleistungen des Messobjektes und den damit einhergehenden geringen Fotoströmen eingesetzt werden.
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Vorteilhafterweise wird die Temperatur des Fotodioden-Strahlungsempfängers mittels eines Temperatursensors am Strahlungsempfänger ermittelt. Der Korrekturstrom kann entsprechend der Temperatur des Fotodioden-Strahlungsempfängers eingestellt werden. Damit kann die Temperaturabhängigkeit des Shunt-Widerstandes des Fotodioden-Strahlungsempfängers bei sich z. B. während der Messung oder zwischen einzelnen Messungen ändernder Temperatur des Strahlungsempfängers kompensiert werden. Eine Temperaturstabilisierung des Strahlungsempfängers zur Verbesserung der Genauigkeit der Messung mit dem erhöhten Stromverbrauch und der längeren Aufwärmzeit ist somit nicht nötig.
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In einer bevorzugten Ausführung des Verfahrens wird der Korrekturstrom in Abhängigkeit der Temperatur des Fotodioden-Strahlungsempfängers über eine von einem Mikrocontroller gesteuerte Stromquelle eingestellt. Die Steuerung der Stromquelle folgt hierbei einer temperaturabhängigen Funktion, die in einer dem Mikrocontroller zugeordneten Speichereinheit hinterlegt ist. Über die Steuerung der Stromquelle durch einen Mikrocontroller kann der Korrekturstrom präzise eingestellt werden, so dass der Korrekturstrom den Fehlerstrom hinreichend genau kompensiert.
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Vorteilhafterweise erfolgt die Steuerung des temperaturabhängigen Korrekturstroms über eine den Mikrocontroller zugeordnete Speichereinheit hinterlegte Funktion der Form:
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Hier bezeichnet IK den Korrekturstrom, K1 und K2 sind Kalibrierkonstanten, TDiff bezeichnet die Temperaturdifferenz bei der sich der Shunt-Widerstand der verwendeten im Strahlungsempfänger verwendeten Fotodiode um eine Größenordnung ändert, T bezeichnet die Temperatur des Fotodioden-Strahlungsempfängers und T0 eine Bezugstemperatur. C ist eine geräte- bzw. bauteilspezifische Konstante.
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Ein nach dieser Gleichung erzeugter Korrekturstrom weist einen über die Konstante K1 bestimmten temperaturunabhängigen Anteil sowie einen über die Temperatur T sowie die Konstante K2 und TDiff bestimmten temperaturabhängigen Anteil auf. Durch die Verwendung einer Gleichung der dargestellten Form können die temperaturunabhängigen Fehlerstrombestandteile sowie die temperaturabhängigen Fehlerstromanteile korrigiert werden. Mit dem Korrekturstrom kann somit der Fehlerstrom, insbesondere auch bei wechselnden Temperaturen des Fotodioden-Strahlungsempfängers, kompensiert werden.
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In einer bevorzugten Ausführung des Verfahrens werden die Kalibrierkonstanten K1 und K2 experimentell bestimmt. Zunächst werden die Kalibrierkonstanten so eingestellt, dass durch sie keine Korrekturbeiträge erfolgen und der Fotodioden-Stahlungsempfänger wird auf eine Referenztemperatur T0 temperiert. Anschließend wird der Fotodioden-Strahlungsempfänger vor einem schwarzen Strahler mit einer niedrigen bekannten Temperatur von beispielsweise 60°C platziert und die Kalibrierkonstante K1 so eingestellt, dass das weitergegebene Temperatursignal der bekannten Temperatur des schwarzen Strahlers entspricht.
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Anschließend wird der Fotodioden-Strahlungsempfänger auf eine andere Temperatur z. B. T = T0 + 25 K temperiert und das Gerät wieder vor einem schwarzen Strahler mit der gleichen bekannten niedrigen Temperatur von beispielsweise 60°C platziert. Anschließend wird der Kalibrierfaktor K2 angepasst, bis das Temperatursignal wiederum der bekannten Temperatur des schwarzen Strahlers entspricht.
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Durch dieses Vorgehen können die bauteilabhängigen Konstanten K1 und K2 für jeden der für das Verfahren verwendeten Fotodioden-Strahlungsempfänger sowie die verwendeten Strom-Spannungswandler zuverlässig bestimmt werden. Die Gleichung mit den entsprechenden Konstanten wird in der dem Mikrocontroller zugeordneten Speichereinheit abgelegt.
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Die gestellte Aufgabe wird ferner durch eine Vorrichtung zur berührungslosen, strahlungsthermometrischen Temperaturmessung gelöst. Diese Vorrichtung umfasst einen Fotodioden-Strahlungsempfänger, der einen zur Strahlungsintensität proportionalen Kurzschlussstrom erzeugt. Ferner umfasst die Vorrichtung einen zur Verarbeitung des Kurzschlussstroms eingerichteten Strom-Spannungswandler sowie eine Ausgabeeinheit zur Ausgabe eines der Strahlungsintensität entsprechenden Temperatursignals. Die Vorrichtung weist eine Korrekturstromquelle auf, die mit dem Eingang des Stromspannungswandlers additiv verbunden ist und digital ansteuerbar ist. Weiterhin umfasst die Vorrichtung eine Mikrocontrollereinheit durch die die Korrekturstromquelle angesteuert werden kann, umfassend einen Mikrocontroller und eine dem Mikrocontroller zugeordnete Speichereinheit. Wie oben geschildert erzeugt die Korrekturstromquelle, gesteuert durch die Mikrocontrollereinheit, einen Korrekturstrom, der vor oder am Eingang des Strom-Spannungswandlers zum Kurzschluss-Fotostrom des Fotodioden-Strahlungsempfängers addiert wird.
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Bevorzugt wird eine Vorrichtung verwendet, bei der der Fotodioden-Strahlungsempfänger einen Shunt-Widerstand < 1 MΩ aufweist. Dies trifft insbesondere auf extended InGaAs-Dioden mit einer langwelligen Empfindlichkeitsgrenze von λc = 2,6 μm zu. Die Angabe des Shunt-Widerstandes des Fotodioden-Strahlungsempfängers bezieht sich hier auf die Raumtemperatur. Höhere langwellige Empfindlichkeitsgrenzen sind prinzipiell für die Messung geringerer Temperaturen geeigneter. Jedoch ist hier der interne Shunt-Widerstand regelmäßig geringer.
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Bevorzugt ist die Korrekturstromquelle als ein Digital-Analogwandler mit einem nachgeschalteten Spannungs-Stromwandler ausgebildet. Durch diese Schaltung sind eine einfache Erzeugung des gewünschten Korrekturstroms und eine einfache Ansteuerung der Korrekturstromquelle über den Digitalanalogwandler möglich.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Vorrichtung ist an der Fotodiode ein Temperatursensor angeordnet, der in Abhängigkeit der Temperatur ein Steuersignal für die Mikrocontrollereinheit erzeugt. Durch diese Anordnung kann dem Mikrocontroller die Fotodioden-Strahlungsempfängertemperatur übermittelt werden und der Mikrocontroller kann die digital ansteuerbare Stromquelle zur Erzeugung eines entsprechenden Korrekturstroms ansteuern.
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In einer bevorzugten Ausgestaltung weist die dem Digitalanalogwandler nachgeschaltete Korrekturstromquelle einen Differenzverstärker auf, dessen Ausgangsspannungsbezugspotential auf die Kathode der Fotodiode des Strahlungsempfängers bezogen ist. Der Ausgang der Korrekturstromquelle ist über mindestens einen Widerstand mit der Anode der Fotodiode verbunden.
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Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung lassen sich der nachfolgenden Figurenbeschreibung entnehmen. Dabei zeigt:
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1 den Fotostrom eines Fotodioden-Strahlungsempfängers in Abhängigkeit von der Temperatur eines schwarzen Strahlers als Messobjekt;
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2 den relativen Shunt-Widerstand des Fotodioden-Strahlungsempfängers in Abhängigkeit von seiner Temperatur;
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3 den Temperaturkompensationsstrom IK in Abhängigkeit von der Temperatur des Fotodioden-Strahlungsempfängers;
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4 ein Schaltbild einer Implementierung der Erfindung
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5 die Messabweichung bei der Messung der Temperatur eines schwarzen Strahlers in Abhängigkeit der Temperatur des Strahlers bei Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens
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Einzelne technische Merkmale des nachbeschriebenen Ausführungsbeispiels können auch in Kombination mit vorbeschriebenen Ausführungsbeispielen sowie den Merkmalen eines der unabhängigen Ansprüche und etwaiger weiterer Ansprüche zu erfindungsgemäßen Gegenständen kombiniert werden.
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Sofern sinnvoll werden gleichwirkende Elemente mit identischen Bezugsziffern versehen.
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1 zeigt den Fotostrom eines Fotodioden-Strahlungsempfängers in Abhängigkeit von der Temperatur eines schwarzen Strahlers als Messobjekt. Es ist deutlich zu erkennen, dass der Fotostrom sich im Temperaturbereich von 50°C bis 700°C über sechs Größenordnungen ändert. Dabei ist die relative Änderung des Fotostroms mit der Temperatur bei niedrigen Temperaturen stärker ausgeprägt als bei hohen Temperaturen. Unterhalb einer Temperatur des schwarzen Strahlers von 120°C sinkt die Temperatur des schwarzen Strahlers aus einem Bereich von ca. 10 nA auf wenige 100 pA bei 50°C.
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In
2 ist die Änderung des Shunt-Widerstandes der Fotodiode relativ zum Widerstand bei 25°C in Abhängigkeit von der Temperatur des Fotodioden-Strahlungsempfängers dargestellt. Im dargestellten Temperaturbereich von –10°C bis 60°C ändert sich der Temperaturbereich um zwei Größenordnungen. Dabei folgt die Änderung einer Funktion nach:
wobei R
s den Shunt-Widerstand in Abhängigkeit von der Fotodioden-Strahlungsempfängertemperatur, R
0 den Shunt-Widerstand bei einer Bezugstemperatur T
0 und T
Diff die Temperaturdifferenz, die eine Änderung des Widerstands um eine Dekade zur Folge hat. T
Diff und die Temperaturdifferenz T
0 – T sind in den gleichen Einheiten, im hier verwendeten Einheitensystem K, einzusetzen.
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Es ist festgestellt worden, dass über den variierenden Shunt-Widerstand durch die Eingangsoffsetspannung eines Operationsverstärkers ein relevanter Fehlerstrom fließt, der temperaturabhängig ist.
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In 3 ist der Temperaturkompensationsstrom IK in Abhängigkeit von der Temperatur des Fotodioden-Strahlungsempfängers dargestellt. Diese Kurve repräsentiert den temperaturabhängigen Korrekturstrom. Dieser ist bei einer Bezugstemperatur von 25°C auf 0 festgelegt, da hier keine Korrektur des Temperatureinflusses erfolgt.
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4 zeigt ein Schaltdiagramm eines Pyrometers mit Fotodioden-Strahlungsempfänger und einer Strom-Spannungswandlerschaltung mit potenzierender Übertragungskennlinie zur Dynamikkompression.
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Der Vorverstärker ist aus den Operationsverstärkern V1, V2 und V4 aufgebaut und komprimiert den großen Dynamikbereich des Fotostroms Iph der Fotodiode D1. Der von D1 gelieferte Strom fließt durch den als Diode geschalteten Transistor T1 und erzeugt dort einen Spannungsabfall zwischen Kollektor/Basis und Emitter, der dem Logarithmus des Fotostroms Iph entspricht. Diese Spannung erscheint als U2 am Ausgang des als Impedanzwandler geschalteten Chopper-Operationsverstärkers V1. Da die Anode von Diode D1 mit dem nichtinvertierenden und die Kathode mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers verbunden ist, liegt an der Fotodiode nur die Eingangs-Offsetspannung des Operationsverstärkers V1 an und somit kann auch nur ein kleiner Fehlerstrom über den Shunt-Widerstand der Fotodiode fließen. Am Ausgang von Verstärker V2, der wie V1 ebenfalls als Impedanzwandler geschaltet ist, erscheint die vom Referenzstrom Iref über Transistor T2 logarithmierte Spannung U3. An den Ausgängen von V1 und V2 liegt zwischen den Spannungen U2 und U3 ein Spannungsteiler, der aus den Widerständen R7 und R8 gebildet wird, dessen geteilte Spannung U4 die Basis von Transistor T3 speist:
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Damit wirkt Transistor T3 für die Ausgangsspannung U5 als e-Funktionsgeber mit der geteilten Spannung U4 als Eingangsgröße. Auf diese Weise funktioniert die Schaltung für den Eingangsstrom Iph wie ein Potenzierer, dessen Exponent mittels eines Spannungsteilers mit den vorzugsweise eng tolerierten Widerständen R7 und R8 festlegbar ist. Die Exponenten n und m sind für Iph: n = R8/(R7 + R8) bzw. für Iref: m = R7/(R7 + R8). Das je nach Wahl der Widerstände die Exponenten n und m verschieden sein können, ist dabei nicht störend, weil Iref als Konstantstrom passend zur gewünschten Arbeitspunkt-Einstellung frei gewählt werden kann. Damit der Basisstrom von T3 die Ausgangsspannung des Spannungsteiler nicht unzulässig verändert, werden die beiden Widerstände R7 und R8 im Bereich von vorzugsweise 100 Ω bis 500 Ω so niederohmig gewählt, dass damit ein zusätzlicher Impedanzwandler vor dem Basisanschluss von T3 eingespart werden kann. Der über diesen Spannungsteiler fließende Strom bleibt trotzdem noch relativ gering, weil die Spannungsdifferenz U2 – U3 wegen der Logarithmierung der Ströme nur im Bereich von maximal 100–200 mV liegt.
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Das in 4 gezeigte Schaltungsprinzip ist weist einige Vorteile gegenüber alternativen Lösungen auf, bei denen der Logarithmiertransistor in Basisschaltung in den Gegenkopplungszweig eines Operationsverstärkers eingefügt ist:
Der Transistor T1 erzeugt keine Spannungsverstärkung, welche die Stabilität des Operationsverstärkers beeinträchtigen kann, wenn der in Basisschaltung spannungsverstärkende Transistor in den Gegenkopplungszweig des Verstärkers eingefügt ist. Je nach dem Kollektorstrom entsteht dadurch eine stromabhängige Schwingneigung der Schaltung, die zwar durch die Verstärker-Bandbreite reduzierende Maßnahmen beseitigt werden kann, was dann aber die Signaleinstellzeit bei kleinen Fotoströmen unerwünschterweise verlängert.
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Die Schaltungsaufwand für die Potenziererschaltung zur Signaldynamikkompression ist mit drei Impedanzwandlern und drei Transistoren sehr gering.
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Die Schaltung benötigt nur eine unipolare Versorgungsspannung, wobei etwa 3–5 V für den Betrieb genügen. Dadurch kann die Verlustleistung, die Eigenerwärmung der Schaltung und die Komplexität der Spannungversorgung deutlich verringert werden.
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Die Transistoren T1 bis T3 liegen alle mit ihrem Emitter auf einer gemeinsamen Masse, dadurch können Transistoren auf einem monolithischen Transistor-Array verwendet werden, ohne dass dabei durch unterschiedliche Spannungspotentiale zwischen den Transistoren Substrat-Leckströme entstehen, die bei kleinen Messströmen dann störende Fehlerströme erzeugen können. Der monolithische Aufbau ergibt zudem einen guten Gleichlauf der Transistor-Kennlinien bei schwankender Umgebungstemperatur, was für einen driftarmen Betrieb der Schaltung erwünscht ist.
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Der Kompensationsvorrichtung besteht aus einem vom Mikrocontroller steuerbaren Digital-Analogwandler, dessen Ausgangsspannung U0 vom Massepotential bis zu Uref verändert werden kann und die im nachgeschaltetem Differenzverstärker V3 die Ausgangsspannung U1 erzeugt, die nicht auf das Massepotential des D/A-Wandlers, sondern auf das Kathodenpotential der Fotodiode D1 (Spannung U2) bezogen ist. Weil der notwendige Eingangskompensationsstrom an V1 je nach Bauelemente-Toleranzlage sowohl ein positives, als auch ein negatives Vorzeichen haben kann, ist die Widerstandsbeschaltung von V3 so bemessen, dass die Ausgangsspannung U1 bezogen auf U2 bipolar verändert werden kann. So erreicht bei der D/A-Wandler Ausgangsspannung U0 = 0 die Spannungsdifferenz U1 – U2 den negativen Maximalwert, bei U0 = Uref/2 wird U1 – U2 = 0 und bei U0 = Uref erreicht U1 – U2 den positiven Maximalwert. Die Spannungsdifferenz U1 – U2 erzeugt dann über den hochohmigen Widerstand R5C den gewünschten Korrekturstrom mit positivem oder negativem Vorzeichen.
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Um den Störeinflüsse von V3 durch Spannungdrift und Rauschen auf die Fotostrommessung klein zu halten, ist der Widerstand R5C im Verhältnis zum Shunt-Widerstand Rsh der Fotodiode hochohmig bemessen, mit vorzugsweise R5C ≥ 1000 × Rsh. Da der für V1 eingesetzte Chopper-Operationsverstärker nur kleine Korrekturströme ≤ 1 nA benötigt, ist die Erfüllung dieser Bedingung durch hochohmige Widerstände von z. B. ≥ 100 MΩ möglich. Wenn aber hochohmige Widerstände nicht in der gewünschten Qualität und Bauform zur Verfügung stehen, dann kann die Ausgangsspannung von V3 natürlich auch über einen Spannungsteiler R5A und R5B dem Widerstand R5C zugeführt werden. Unter dieser Bedingung soll R5C aber immer größer als Rsh sein, vorzugsweise R5C ≥ 5 Rsh, um den wirksamen Parallelwiderstand am Messeingang nicht unnötig zu verkleinern, weil sich sonst der Signal-Rauschabstand der Eingangsstufe verringert.
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5 zeigt die Messungenauigkeit in Form der Abweichung von der gemessenen Temperatur von der bekannten Temperatur einen schwarzen Strahlers bei der Messung mit dem erfindungsgemäßen Verfahren und einer für dieses Verfahren eingerichteten Vorrichtung. Die Messabweichungen liegen hier über einen Temperaturbereich von 75°C bis 200°C in einem Bereich < +/–0,2 K. Dies zeigt die hohe Messgenauigkeit, die mit dem erfindungsgemäßen Verfahren zur berührungslosen, strahlungsthermometrischen Temperaturmessung erreicht werden kann.
