-
Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine integrierte Vorverstärkerschaltung
für die
Erfassung eines Signalstroms von einer Photodiode und für die Umsetzung
des Signalstroms in eine Spannung.
-
In
einem Lichtleitfaser-Kommunikationssystem wird der Vorverstärker dazu
verwendet, den Signalstrom von der Photodiode zu erfassen und ihn
in eine Spannung für
eine nachfolgende Verarbeitung umzusetzen. Die Empfindlichkeit des
Empfängers
und der dynamische Bereich sind durch diese Stufe bestimmt. Der Vorverstärker ist
meist als Verstärker
des Transimpedanztyps implementiert, der in 1 der beigefügten Zeichnungen
vereinfacht gezeigt ist.
-
Wie
aus 1 hervorgeht, besitzt eine Verstärkerstufe
Amp einen Eingang, der an eine Photodiode D angeschlossen ist, und
einen Ausgang, der an den Transimpedanz-Rückkopplungswiderstand Rf angeschlossen ist und ein Ausgangssignal
V0 bereitstellt. Die Photodiode D ist mit
ihrer Katode an eine Vorspannungsquelle Bias angeschlossen und mit
ihrer Anode an den Eingang der Verstärkerstufe Amp angeschlossen,
um einen Signalstrom Is zu liefern. Die Kapazität der Photodiode D ist durch
einen Kondensator Cd dargestellt, der zwischen
Masse und die Anode der Photodiode D geschaltet ist. Diese Konfiguration
bietet einen guten Kompromiss zwischen der Bandbreite, der Empfindlichkeit
und dem dynamischen Bereich.
-
Für den vereinfachten
Verstärker
sind der Transimpedanz-Verstärkungsfaktor
und die 3 dB-Bandbreite durch die Gln. 1 bzw. 2 gegeben, worin A
der Leerlauf- Spannungsverstärkungsfaktor
des Verstärkers
ist, Cd die Kapazität der Photodiode ist und Rf der Transimpedanz-Rückkopplungswiderstand ist [1].
-
-
Ein
genauerer Blockschaltplan einer Implementierung eines Vorverstärkers des
Transimpedanztyps ist in 2 gezeigt. Der Transimpedanz-Verstärker (TIA)
erfasst den Signalstrom von der Photodiode und setzt ihn in eine
Eintaktspannung um, die durch einen Gegentaktverstärker in
eine differenzielle Spannung umgesetzt wird. Für die Eintakt/Differenz-Umsetzung
benötigt
der Spannungsverstärker
ein Referenzpotential, das der TIA-Ausgangsspannung ohne Eingangssignal
entspricht. Der Dummy-TIA, der an das Signal TIA angepasst ist,
erzeugt diesen Referenzpegel in genauer Weise unabhängig von
Prozess, Temperatur und Versorgung. Schließlich ist der Ausgang des Spannungsverstärkers durch
einen Lasttreiber von 50 Ω gepuffert.
-
Die
vorliegende Erfindung ist hauptsächlich
auf eine Verbesserung der TIA- und
der Dummy-TIA-Stufe gerichtet.
-
3 zeigt
eine Emitterschaltungsstufe mit einem npn-Transistor Q, dessen Basis
an die Anode der Photodiode D angeschlossen ist und dessen Kollektor
an einen Eingang einer Verstärkerstufe
A2 angeschlossen ist. Der Ausgang der Verstärkerstufe
A2 ist über
einen Rückkopplungswiderstand
Rf an die Basis des Transistors Q angeschlossen
und stellt ein Ausgangssignal V0 bereit.
Der Kollektor des Transistors Q ist über einen Kollektorwiderstand
Rc an einen Versorgungsanschluss Vcc angeschlossen.
-
Die
Emitterschaltung-Konfiguration zeigt den höchsten Verstärkungsfaktor
der drei möglichen
Transistorkonfigurationen, weshalb eine Emitterschaltung- Konfiguration, wie
sie in 3 gezeigt ist, in großem Umfang als Eingangsstufe
für den
TIA verwendet wird, während
die Ausgangspufferung oftmals unter Verwendung eines Emitterfolgers
erfolgt, weshalb A2 ≈ 1 und A = gmRc ist, wobei gm =
qIC/kT die Transkonduktanz des Transistors
mit gemeinsamem Emitter ist.
-
Somit
kann anhand von Gl. 2 festgestellt werden, dass die Bandbreite über gm sowohl vom Betriebspunkt IC des
Transistors Q als auch von der Temperatur T abhängt. Eine genauere Analyse
würde eine
zusätzliche
Bandbreitenbeeinträchtigung
beispielsweise auf Grund der vorspannungsabhängigen Kapazitäten und der
Temperaturdrift der Widerstände
offenbaren.
-
Die
Ausführung
einer Rauschanalyse liefert eine äquivalente Stromrausch-Spektraldichte gemäß [1, 2,
3]
-
In
Gl. 3 ist der erste Term auf der rechten Seite der Beitrag des thermischen
Rauschens des Rückkopplungswiderstandes,
während
der zweite Term einem Basisstrom-Schrotrauschen zugeschrieben wird,
das durch den Kollektorvorstrom, dividiert durch den Gleichstromverstärkungsfaktor,
gegeben ist, und der dritte Term der Beitrag des thermischen Rauschens
des Basiswiderstandes ist und der Produktterm dem Kollektor-Schrotrauschen
und dem thermischen Rauschen des Lastwiderstandes zugeschrieben
wird.
-
Wiederum
kann eine starke Abhängigkeit
des Rauschverhaltens vom Betriebspunkt und von der Temperatur beobachtet
werden.
-
Wie
in
4 gezeigt ist, besteht eine Standard-TIA-Konfiguration
aus einer Emitterschaltung-Eingangsstufe, die einen npn-Eingangsstransistor
Q
1 besitzt, und aus einem Ausgang in Kollektorschaltung,
der einen pnp-Ausgangstransistor Q
2 besitzt.
Der Rückkopplungswiderstand
R
f bestimmt den Transimpedanz-Verstärkungsfaktor.
Die Schaltung ist selbstvorspannend. Ohne Eingangsstrom ist die Spannung
am Knoten B, dem Emitter von Q
2, gleich
V
BE und am Knoten A, dem Kollektor von Q
1, gleich 2V
BE, wenn
angenommen wird, dass V
BE(Q
1)
= V
BE(Q
2) ist und
die Basisströme
vernachlässigbar
sind (so dass der Spannungsabfall über R
f gleich
null ist). Wenn zwischen dem Versorgungsanschluss V
cc und
dem Kollektor des Transistors Q
1 ein Widerstand
R1 vorhanden ist, ist der Kollektorvorstrom Q
1 gegeben
durch
wobei
der Kollektorstrom von Q
2 durch die Stromquelle
I
1 bestimmt ist. Der Eingangssignalstrom
fließt
durch R
f.
-
Gemäß Gl. 4
hat die Selbstvorspannung eine Abhängigkeit vom Prozess (VBE, R1), von der
Temperatur VBE) und von der Versorgungsspannung
(Vcc) zur Folge.
-
Daher
kann, wie in der obigen Diskussion dargelegt worden ist, eine starke Änderung
der kritischen Leistungsparameter vom Prozess, von der Temperatur
und von der Versorgung beobachtet werden. Ein Spannungsregler für die positive
Versorgungsschiene würde
das Problem der Versorgungsänderung
in gewisser Weise verringern, er würde jedoch keine Temperaturdrift-Kompensation
ermöglichen.
Die Änderung
macht es schwer, die Auslegung an Operationseckpunkten zu konzentrieren,
und könnte
zu widersprüchlichen
Entwurfsanforderungen führen,
um die Leistungsbedürfnisse
zu befriedigen.
-
US 5,708,392 offenbart eine
Verstärkerschaltung
mit einem Vorverstärker
und einem Dummy-Vorverstärker.
Beide Verstärker
sind jeweils mit einer Stromquelle ausgestattet. Die Stromquellen
sind nicht steuerbar.
-
DE 101 26 379 A1 offenbart
eine Schaltungsanordnung zum Digitalisieren eines Informationssignals mit
einem Vorverstärker
und einem Dummy-Vorverstärker. Die
Schaltung erlaubt eine Offset-Korrektur mit einer Stromquelle.
-
Dem
Fachbuch von Tietze, U. und Schenk, Ch. „Halbleiter-Schaltungstechnik,
11. Auflage, Berlin: Springer, 1999, Seiten 821 bis 824" ist zu entnehmen,
wie Transistor-Präzisionsstromquellen
aufgebaut werden können.
Unter anderem wird eine Stromquelle mit einem Transistor gezeigt,
mit einer Steuerelektrode, die an einen Ausgang eines Operationsverstärkers angeschlossen
ist.
-
Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine integrierte Vorverstärkerschaltung
mit einer Transimpedanz-Verstärkersignalstufe
und einer Dummy-Stufe
zu schaffen, die eine reduzierte Versorgungsspannungsänderung,
eine geeignet bemessene Temperaturänderung und eine mit der Änderung
eines Onchip-Widerstandes in Beziehung stehende Prozessänderung
besitzen.
-
Gemäß der Erfindung
wird eine integrierte Vorverstärkerschaltung
für die
Erfassung eines Signalstroms von einer Photodiode und für die Umsetzung
des Signalstroms in eine Ausgangsspannung geschaffen. Die Schaltung
umfasst die Merkmale gemäß Anspruch
1, d.h. einen Signalverstärker
und einen Dummy-Verstärker, wobei
der Dummy-Verstärker
an den Signalverstärker
angepasst ist. Jeder der Verstärker
umfasst einen Eingangstransistor und einen Ausgangstransistor, wobei
der Eingangstransistor des Signalverstärkers ein Eingangssignal empfängt, das
aus dem Signalstrom abgeleitet ist, während der Eingangstransistor
des Dummy-Verstärkers
kein Eingangssignal empfängt.
Der Signalverstärker
und der Dummy-Verstärker
erzeugen das gewünschte
differenzielle Ausgangssignal. Die Eingangstransistoren des Signal-
und des Dummy-Verstärkers besitzen
jeweils eine Vorstromquelle, die einer in der integrierten Schaltung
implementierten Referenzstromquelle zwangsläufig folgt.
-
Daher
wird vorgeschlagen, den Vorstrom der Eingangstransistoren der Transimpedanz-Signalstufe bzw.
der Dummy-Stufe in der Weise zu steuern, dass er einem Referenzstrom
zwangsläufig
folgt. Der Referenzstrom und sein Temperaturverhalten können im
Hinblick auf die Bandbreite, das Rauschen und den Stromverbrauch
geeignet bemessen werden, um die Spezifikationsbedürfnisse
zu erfüllen.
Beispielsweise wäre
es für
den gesamten Stromverbrauch und für das Rauschen günstig, den
Strom unabhängig
von der Temperatur konstant zu halten, dies würde jedoch zu einer Verringerung
der Bandbreite bei zunehmender Temperatur führen, hingegen kann ein PTAT-Strom
mit positivem Temperaturkoeffizienten (TC) geeignet so bemessen
werden, dass sich um den Preis eines erhöhten Stromverbrauchs und eines
erhöhten
Rauschens eine konstante Bandbreite ergibt.
-
In
der bevorzugten Ausführungsform
umfasst die Referenzstromquelle eine Bandabstand-Referenzspannungsquelle
und einen Onchip-Widerstand.
-
Weitere
Vorteile und Merkmale werden deutlich anhand der folgenden Beschreibung
einer bevorzugten Ausführungsform,
die auf die beigefügten
Zeichnungen Bezug nimmt. Es zeigen
-
1 bis 4 Schaltpläne, die
auf den diskutierten Stand der Technik bezogen sind;
-
5 einen
Schaltplan einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung;
-
6 einen
Schaltplan, der eine erste Ausführungsform
der Referenzstromquelle zeigt; und
-
7 einen
Schaltplan, der eine zweite Ausführungsform
einer Referenzstromquelle zeigt.
-
Wie
in 5 gezeigt ist, enthält ein erster Transimpedanz-Verstärker, d.
h. ein Signalverstärker,
ein Transistorpaar mit einem Eingangs-npn-Transistor Q1 in
Emitterschaltung und mit einem Ausgangs-npn-Transistor Q2 in Kollektorschaltung. Ein Rückkopplungswiderstand
RF verbindet den Emitter des Transistors Q2 mit der
Basis des Transistors Q1, an die ein Eingangssignal
angelegt wird. Am Kollektor des Transistors Q1,
der an die Basis des Transistors Q2 angeschlossen
ist, wird ein Ausgang Outm abgegriffen. Diese Konfiguration ist
im Allgemeinen jener von 4 ähnlich, wobei im Emitterpfad
des Transistors Q2 eine Stromquelle vorhanden
ist und der Kollektor des Transistors Q2 mit
einem Versorgungsanschluss Vcc verbunden
ist, der Kollektorwiderstand R1 des Transistors Q1 ist
jedoch nicht mit dem Versorgungsanschluss Vcc verbunden.
Stattdessen ist der Widerstand R1 mit einer Vorstromquelle verbunden,
wie später
erläutert
wird.
-
Ein
zweiter Transimpedanz-Verstärker
in 5 ist ein Dummy-Verstärker, der an den Signalverstärker angepasst
ist und einen Transistor Q1* in Emitterschaltung,
einen Transistor Q2* in Kollektorschaltung,
einen Rückkopplungswiderstand
RF*, eine Stromquelle I1 * und einen Kollektorwiderstand R1* enthält, wobei
der letztere ebenfalls mit der Vorstromquelle verbunden ist. An
die Basis des Transistors Q1* wird kein
Eingangssignal angelegt, ferner wird am Kollektor des Transistors
Q1* ein Ausgang Outp abgegriffen.
-
Die
Vorstromquelle in 5 enthält einen Feldeffekttransistor
M1, einen MOSFET, dessen Strompfad zwischen dem Versorgungsanschluss
Vcc und den Widerständen R1, R1* in Reihe geschaltet
ist. Das Gate des Transistors M1 ist an den Ausgang einer Operationsverstärkerschaltung
OpAmp angeschlossen, die einen invertierenden Eingang, der an die
Basis des Transistors Q1* angeschlossen
ist, und einen nicht invertierenden Eingang, der an einen Knoten
zwischen einer Referenzstromquelle Iref und einem npn-Transistor
Q3 in Diodenschaltung, dessen Emitter mit
Masse gnd verbunden ist, angeschlossen ist, besitzt.
-
Im
Betrieb wird die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q1* erfasst und mit der Basis-Emitter-Spannung
des Transistors Q3, die den Referenzstrom
trägt,
verglichen. Die Operationsverstärkerschaltung OpAmp
steuert das Gate des Feldeffekttransistors M1 in
der Weise, dass der Vorstrom IC1* dem Strom
Iref folgt. Da der Signalverstärker und
der Dummy-Verstärker
aneinander angepasst sind, ist IC1 gleich
IC1*. Die MOS-Vorrichtung ist von dem HF-Pfad
durch R1 und C0 entkoppelt,
was die Verwendung einer großen
Vorrichtungsbreite ermöglicht.
Daher kann die Drain-Source-Vorspannung niedrig sein (die Vorrichtung
kann sogar in einem linearen Bereich arbeiten), was für einen
Niederspannungsbetrieb nützlich
ist. C0 schafft außerdem eine geeignete Wechselstromerdung
und macht den Spannungsverstärkungsfaktor
der Emitterschaltungsstufe von dem Einschaltwiderstand des MOSFET
unabhängig.
-
Um
in dem Dummy-Verstärker
Strom zu sparen, sind die Verzweigungsströme und die Vorrichtungsabmessungen
vorzugsweise in der Weise skaliert, dass die entsprechenden Vorrichtungen
in beiden Verstärkern
mit gleichen Stromdichten arbeiten, wie in 5 für ein Skalierungsverhältnis x/y
angegeben ist, wobei sich x auf den Signalverstärker bezieht und y auf den
Dummy-Verstärker
bezieht.
-
Die
Hinzufügung
des Dummy-Verstärkers
wird nicht nur von der Steuerschaltungsanordnung erfordert, sondern
erleichtert auch die Eintakt/Differenz-Umsetzung durch die Erzeugung der Referenzspannung des
Gegentaktverstärkers, wie
in 2 gezeigt ist [4]. Daher erfordert die vorgeschlagene
Schaltungsanordnung weder viele zusätzliche Komponenten (der OpAmp
und die MOS-Vorrichtung würden
sogar für
einen Spannungsregler erforderlich sein), noch hat sie einen deutlich
erhöhten
Stromverbrauch zur Folge.
-
Zusammengefasst
zielt das vorgeschlagene Verfahren auf die inhärente Änderung der kritischen Leistungsparameter
in Abhängigkeit
von Prozess, Temperatur und Versorgung, wobei es eine Kompensation
durch die Einstellung des Vorstroms der Schaltung auf einen Referenzstrom
ermöglicht.
Dadurch können
die Prozess- und die Versorgungsänderungen
minimal gemacht werden, ferner kann das Temperaturverhalten an die Leistungsbedürfnisse
angepasst werden, indem die Temperaturdrift des Referenzstroms geeignet
bemessen wird. Dies liefert im Vergleich zum Stand der Technik eine
bessere Gesamtleistung der vorgeschlagenen Architektur.
-
Zur
Vereinfachung wird die Ableitung der Prozess-, der Temperatur- und
Versorgungsabhängigkeiten (Gl.
3, 4) und die Schaltungsimplementierung selbst (3, 4 und 5)
lediglich auf die Verwendung von Bipolar-Sperrschichttransistoren
als verstärkende
Halbleitervorrichtungen gestützt.
Das vorgeschlagene Verfahren der Vorstromsteuerung ist jedoch ebenso
auf die Verwendung anderer Halbleiterverstärkungsvorrichtungen wie etwa
Feldeffekttransistoren (FETs) anwendbar. Die Verwendung einer Bandabstand-Referenzspannung
zusammen mit Onchip-Widerständen
ermöglicht
die Erzeugung eines Referenzstroms, dessen Prozessänderung
grundsätzlich
gleich der Widerstandsänderung
ist. In 6 ist eine Bandabstand-Spannungsquelle
an den nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers angeschlossen.
Der Ausgang des Operationsverstärkers
ist an die Basis des Transistors Q1 angeschlossen,
die den Kollektorstrom IREF_CONST trägt, der
einen Spannungsabfall über
dem Widerstand R erzeugt, der zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers rückgekoppelt
wird. Dieser Teil der Schaltung arbeitet als Regelschleife, derart,
dass der Spannungsabfall über
den Widerstand R gleich der Bandabstand-Spannung ist. Durch Verwenden
eines Stromspiegels, der aus Q2 und Q3 besteht, kann der Strom ICONST, der IREF_CONST entspricht,
durch das Skalierungsverhältnis
von Q2 und Q3 eingestellt und dann als Referenzstrom an den npn-Transistor
Q3 in Diodenschaltung von 5 geliefert
werden. Die Prozessänderung
dieses Stroms ist grundsätzlich
gleich der Widerstandsänderung.
-
In
einigen Anwendungen ist ein temperaturabhängiger Referenzstrom erforderlich.
7 zeigt
eine Schaltung, die einen Referenzstrom gemäß Gl. 5 erzeugt (der Basisstrom
von Q
1 wird vernachlässigt). Gleichung
5
-
Die
Temperaturabhängigkeit
von VBE(ϑ) führt zu einem temperaturabhängigen Strom
IREF_PTAT. Durch Wählen der Werte von R1, R2 und RE können
der Wert und die Steigung der Temperaturabhängigkeit von IREF_PTAT eingestellt
werden. Der Strom IREF_PTAT wird dann erneut
an einen Stromspiegel geliefert, der aus den Transistoren Q2 und Q3 besteht,
die den entsprechenden Referenzstrom erzeugen, um den npn-Transistor
Q3 in Diodenschaltung von 5 für die TIA-Schaltung
IPTAT zu versorgen.
-
Außerdem kann
eine Kombination aus diesen konstanten Strömen und PTAT-Strömen als
Referenzstrom für
die Transimpedanzschaltung verwendet werden. Eine solche Kombination
kann je nach der zu dimensionierenden Charakteristik additiv oder
subtraktiv sein.
-
Literaturhinweise
-
- [1] A. Buchwald und K. Martin, "Integrated Fiber-Optic Receivers", Kluwer Academic
Publishers, 1995.
- [2] T. V. Muoi, "Receiver
Design for High-Speed Optical-Fiber Systems", IEEE Journal of Lightwave Technology,
Band LT-2, Nr. 3, S. 243–267,
1984.
- [3] R. G. Meyer und R. A. Blauschild, "Wide-Band Low-Noise Monolithic Transimpedance
Amplifier", IEEE Journal
of Solid-State Circuits, Band 21, Nr. 4, S. 530–537, 1986.
- [4] W. A. Gross, "Method
and apparatus for providing limiting transimpedance amplification", Patent Nr. 5.708.392 , 16. Februar
1996.
