DE10208117B4

DE10208117B4 - Transimpedanzverstärker und optischer Empfänger

Info

Publication number: DE10208117B4
Application number: DE10208117A
Authority: DE
Inventors: Jaafar Mejri
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 2002-02-26
Filing date: 2002-02-26
Publication date: 2006-08-24
Anticipated expiration: 2022-02-27
Also published as: US20030160659A1; DE10208117A1; US6756851B2

Abstract

Transimpedanzverstärker,
mit einer Eingangsstufe (1) mit einem ersten Verstärkerelement (Q₁) und einem Eingangsanschluss zum Empfangen eines Eingangsstroms, und
mit einer Ausgangsstufe (2) mit einem zweiten Verstärkerelement (Q₂) und einem Ausgangsanschluss zum Ausgeben einer dem verstärkten Eingangsstrom entsprechenden Ausgangsspannung (u_o), wobei die Ausgangsstufe (2) der Eingangsstufe (1) nachgeschaltet und der Ausgangsanschluss der Ausgangsstufe (2) über eine Rückkopplungsschleife (3) zu dem Eingangsanschluss der Eingangsstufe (1) rückgekoppelt ist, und
wobei das erste Verstärkerelement ein erster Transistor (Q₁) mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss und einem Steueranschluss und das zweite Verstärkerelement ein zweiter Transistor (Q₂) mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss und einem Steueranschluss ist,
wobei der Steueranschluss des ersten Transistors (Q₁) dem Eingangsanschluss und der zweite Signalanschluss des zweiten Transistors (Q₂) dem Ausgangsanschluss des Transimpedanzverstärkers entspricht,
wobei der erste Transistor (Q₁) und der zweite Transistor (Q₂) mit ihren ersten und zweiten Signalanschlüssen zwischen die erste Versorgungsspannung...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Transimpedanzverstärker, wie er beispielsweise in einer integrierten Vorverstärkerschaltung eines optischen Empfangsmoduls eingesetzt werden kann, um die über eine Lichtwellenleiter übertragenen und von einer Fotodiode in entsprechende Stromimpulse umgesetzten Datensignale zu verstärken und in Spannung umzusetzen.

3 zeigt beispielhaft den Aufbau eines herkömmlichen Transimpedanzverstärkers. Derartige Transimpedanzverstärker sind beispielsweise aus A.B. Grebene, Bipolar and MOS analaog integrated circuit design, John Wiley & Sons, New York, 1984, S. 424 und S. 431, bekannt. Der Transimpedanzverstärker umfasst eine Eingansstufe 1 und eine damit gekoppelte Ausgangsstufe 2. Die Eingangsstufe 1 weist als Verstärkerelement einen Bipolartransistor Q₁ auf, dessen Kollektor über einen Widerstand R_c an eine Versorgungsspannung V_cc angeschlossen ist. Die Ausgangsstufe 2 weist ebenfalls ein Verstärkerelement Q₂ in Form eines Bipolartransistors auf, dessen Kollektor an die Versorgungsspannung V_cc angeschlossen ist. Die Basis des Transistors Q₂ ist mit dem Kollektor des Transistors Q₁ verbunden. Der Basis des Transistors Q₁ ist ein Eingangssignal in Form eines Eingangsstroms zugeführt, während an dem Emitter des Transistors Q₂ über einen Emitterwiderstand R_e eine verstärkte Ausgangsspannung u_o abgegriffen werden kann. Die an der Basis des Transistors Q₁ anliegende Spannung ist mit u_i bezeichnet, wobei auf die Spannung u_i nachfolgend bezüglich der Berechnung von Arbeitspunkten und zur Quantifizierung der Spannung/Spannung-Verstärkung des nicht-rückgekoppelten Verstärkers ("Open Loop Amplification") Bezug genommen wird. Die Basis des Transistors Q₁ der Eingangsstufe 1 bildet somit einen Eingangsanschluss des Transimpedanzverstärkers, während der Emitter des Transistors Q₂ der Ausgangsstufe 2 einen Ausgangsanschluss des Transimpedanzverstärkers darstellt, wobei dieser Ausgangsanschluss über eine Rückkopplungsschleife 3 mit einem Transimpedanzwi derstand R_t zu dem Eingangsanschluss bzw. zu der Basis des Transistors Q₁ rückgekoppelt ist. Über diesen Transimpedanzwiderstand R_t wird somit der Basis des Transistors Q₁ ein der Ausgangsspannung u_o entsprechender Rückkopplungsstrom zugeführt.

Die durch den Transimpedanzwiderstand R_t realisierte Rückkopplung dient zur Einstellung eines möglichst stabilen Arbeitspunkts des Transimpedanzverstärkers, wobei durch den Wert des Transimpedanzwiderstands Rt die Strom/Spannung-Verstärkung des Transimpedanzverstärkers festgelegt wird. Die Leerlaufverstärkung („Open Loop Amplification") A_ol des in 3 gezeigten Transimpedanzverstärkers berechnet sich wie folgt:

Dabei bezeichnet g_m die Steilheit des Verstärkers, U_be die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q₁, Q₂ und U_t die sogenannte Temperaturspannung, welche von der Umgebungstemperatur abhängig ist. Aus der obigen Formel (1) ist ersichtlich, dass die Leerlaufverstärkung des Transimpedanzverstärkers und somit dessen Frequenzverhalten von der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung abhängt. Diese Abhängigkeit der Leerlaufverstärkung von der Umgebungstemperatur und der Versorgungsspannung kann bei Rückkopplung zu Instabilitäten der Verstärkerschaltung führen, da die Versorgungsspannung und die Umgebungstemperatur abhängig von der jeweiligen Anwendung schwanken können.

Eine Möglichkeit zur Lösung des oben genannten Problems besteht darin, den Transimpedanzverstärker derart zu dimensionieren, dass die gewünschte Bandbreite bei allen möglichen Temperatur- und Versorgungsspannungswerten erzielt werden kann. Hierzu ist jedoch hinsichtlich der Bandbreite eine Überdimensionierung des Transimpedanzverstärkers erforderlich, was sowohl hinsichtlich der Rauscheigenschaften als auch hinsichtlich der Stabilität des Transimpedanzverstärkers nachteilig ist.

Die DE 195 13 225 A1 offenbart eine Vorspannungsschaltung für einen bipolaren Transistorverstärker, bei der eine Temperaturkompensation im Wesentlichen darauf beruht, dass die beteiligten Transistoren als Teil eines IC-Herstellungsprozesses gefertigt werden und damit in gleichartiger Weise auf Temperaturschwankungen ansprechen.

Aus „Integrated Circuits for a 200-Mbit/s Fiber-Optic Link", Michael P. Cook, Geoff W. Sumerling, Tran van Muoi, Andy C. Carter, IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. SC-21, Nr. 6, Dezember 1986, Seiten 909–915 ist ein Transimpedanzverstärker für eine Vorverstärkerschaltung in einem Empfangsmodul eines optischen Datenübertragungsnetzes bekannt, wobei dieser Transimpedanzverstärker eine Kaskode-Schaltung zwischen der Eingangs- und der Ausgangsstufe aufweist. Der über diese Kaskode-Schaltung fließende Kaskode-Strom wird indirekt über eine identisch aufgebaute Dummy-Kaskode-Schaltung überwacht und mit Hilfe eines damit in Serie geschalteten Widerstands in eine entsprechende Spannung umgesetzt, welche wiederum mit einer von der Umgebungstemperatur abhängigen Referenzspannung verglichen wird. Abhängig von dem Vergleichsergebnis wird die Bias- oder Vorspannung des Transimpedanzverstärkers, welche somit den Kaskode-Strom beeinflusst, geregelt. Auf diese Weise kann der Kaskode-Strom proportional zur absoluten Temperatur eingestellt werden, so dass die dynamische Impedanz der Basis- Emitter-Diode des Bipolartransistors der Eingangstufe konstant gehalten und eine von der Umgebungstemperatur unabhängige Verstärkung des Transimpedanzverstärkers erzielt werden kann.

Durch die Verwendung der Kaskode-Schaltung ist jedoch das Regelungskonzept des zuvor beschriebenen Transimpedanzverstärkers mit einem relativ hohen Implementierungsaufwand verbunden, da unter anderem zusätzliche Schaltungsabschnitte zum Anlegen der Bias- oder Vorspannung an die Kaskode-Schaltung erforderlich sind. Zudem erfolgt bei diesem bekannten Transimpedanzverstärker die Arbeitspunkteinstellung („Biasing") der Dummy-Kaskode-Schaltung unter Verwendung von Spannungen der aktiven Transimpedanzstufe, was jedoch für das Frequenzverhalten dieser Stufe nachteilig ist.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Transimpedanzverstärker und einen optischen Empfanger vorzuschlagen, bei dem die zuvor beschriebenen Nachteile beseitigt sind und mit einem geringen Implementierungsaufwand eine von Temperatur- und Versorgungsspannungsschwankungen unabhängige (Leerlauf-) Verstärkung des Transimpedanzverstärkers erzielt werden kann.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Transimpedanzverstärker mit den Merkmalen des Anspruches 1 und einen optischen Empfanger mit den Merkmalen des A 8 gelöst. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.

Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, mit Hilfe einer geeigneten Stromregelungsschaltung den zwischen einer ersten Versorgungsspannung und einer zweiten Versorgungsspannung über ein erstes Verstärkerelement einer Eingangsstufe eines Transimpedanzverstärkers fließenden Strom zu erfassen und derart zu regeln, dass dieser Strom unabhängig von der Umgebungstemperatur ist. Zugleich kann hierdurch erzielt werden, dass der geregelte Strom unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung ist.

Erfindungsgemäß ist das erste Verstärkerelement ein erster Transistor mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss und einem Steueranschluss und das zweite Verstärkerelement ein zweiter Transistor mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss und einem Steueranschluss, wobei der Steueranschluss des ersten Transistors dem Eingangsanschluss und der zweite Signalanschluss des zweiten Transistors dem Ausgangsanschluss des Transimpedanzverstärkers entspricht, wobei der erste Transistor und der zweite Transistor mit ihren ersten und zweiten Signalanschlüssen zwischen die erste Versorgungsspannung und die zweite Versorgungsspannung geschaltet sind, und wobei der erste Signalanschluss des ersten Transistors mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors verbunden ist.

Dabei ist die Stromregelungsschaltung derart ausgestaltet, dass sie den durch den ersten Transistor fließenden Strom durch Regelung einer Steuerspannung regelt, wobei die Steuerspannung an einen Steueranschluss eines dritten Transistors angelegt ist, welcher mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss in Serie zu dem ersten Transistor derart geschaltet ist, dass die Serienschaltung aus dem ersten Transistor und dem dritten Transistor zwischen die erste Versorgungsspannung und die zweite Versorgungsspannung geschaltet ist.

Zur Realisierung der zuvor genannten Wirkung kann der in der Eingangsstufe fließende Strom dazu verwendet werden, die Steuer- oder Basisspannung eines mit dem Verstärkerelement der Eingangsstufe gekoppelten Bipolartransistors entsprechend einzustellen.

Da eine direkte Messung des in der Eingangsstufe fließenden Stroms für das Frequenzverhalten des Transimpedanzverstärkers abträglich wäre, wird vorzugsweise ein Dummy-Verstärker (Replik-Verstärker) verwendet, welcher das Verhalten des gesamten Transimpedanzverstärkers nachbildet, wobei anstelle des in der Eingangsstufe des eigentlichen Transimpedanzverstärkers fließenden Stroms der in der dazu parallel geschalteten Eingangsstufe des Dummy-Verstärkers fließende Strom erfasst und zur Regelung des in der Eingangsstufe des eigentlichen Transimpedanzverstärkers fließenden Stroms verwendet wird. Die Erfassung des in der Eingangsstufe des Dummy-Verstärkers fließenden Stroms erfolgt dabei vorzugsweise über eine Stromspiegelschaltung.

Der erfindungsgemäße Transimpedanzverstärker kann beispielsweise in einer Vorverstärkerschaltung eines optischen Empfangsmoduls eingesetzt werden, wobei mit Hilfe einer derartigen Vorverstärkerschaltung die über einen Lichtwellenleiter von einer Fotodiode empfangenen Daten- oder Informationssignale bei hohen Bandbreiten zur weiteren Verarbeitung verstärkt und in Spannung umgesetzt werden können.

Da bei dem erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärker eine einmal gewählte Arbeitspunkteinstellung für alle möglichen Temperatur- und Versorgungsspannungswerte gültig ist, kann eine deutliche Reduzierung der Designzeit erzielt werden. Zur Berücksichtigung extremer Betriebsbedingungen ist hinsichtlich der Bandbreite allenfalls eine geringe Überdimensionierung erforderlich. Aufgrund der Reduktion der Überdimensionierung der Bandbreite kann eine Verbesserung der Empfindlichkeit und Stabilität der Transimpedanzverstärkerschaltung erzielt werden.

Im Gegensatz zu der eingangs beschriebenen herkömmlichen Transimpedanzverstärkerschaltung sind keine Kaskode-Schaltungen erforderlich, so dass die Schaltungsstruktur vereinfacht und die Schaltungskomplexität reduziert werden kann. Die für eine Kaskode-Schaltung ansonsten erforderlichen „Biasing"-Schaltungsstufen können entfallen. Da eine Replik der gesamten Verstärkerstufe als Dummy zur Strommessung verwendet wird, sind für die Strommessung keine internen Knotenpunkte der aktiven Verstärkerstufe erforderlich, wodurch eine höhere Bandbreite und eine höhere Betriebsgeschwindigkeit erzielt werden können. Darüber hinaus ist im Vergleich zu dem herkömmlichen Transimpedanzverstärker, welcher eine Kaskode-Schaltung benötigt, ein Betrieb mit geringeren Versorgungsspannungen möglich.

Aufgrund der zuvor genannten Vorteile des erfindungsgemäßen Transimpedanzverstärkers kann eine größere Sicherheit beim Design der Schaltung erzielt werden.

Die vorliegende Erfindung wird nachstehend näher unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels erläutert.
1 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Transimpedanzverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung,
2 zeigt eine mögliche schaltungstechnische Realisierung des in 1 gezeigten Transimpedanzverstärkers, und
3 zeigt einen bekannten Transimpedanzverstärker gemäß dem Stand der Technik.
Bei dem in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel sind diejenigen Komponenten, welche den in 3 gezeigten Komponenten entsprechen, jeweils mit demselben Bezugszeichen versehen, so dass diesbezüglich zur Vermeidung von unnötigen Wiederholungen auf die Erläuterungen zu 3 verwiesen wird.
Der Aufbau des in 1 gezeigten Transimpedanzverstärkers entspricht im Wesentlichen dem in 3 gezeigten Transimpedanzverstärker, wobei jedoch zwischen die Versorgungsspannung V_cc und den Kollektorwiderstand R_c der Eingangsstufe 1 ein weiterer Bipolartransistor Q_c geschaltet ist, dessen Basisspannung u_c von einer Regelungsschaltung 4 eingestellt wird, um den durch den Transistor Q₁ fließenden Strom I_c zu regeln.
Zur Kompensierung der Temperatur- und Versorgungsspannungsabhängigkeit der Leerlaufverstärkung des Transimpedanzverstärkers muss der durch den Transistor Q₁ fließende Strom I_c proportional zur Temperatur geregelt werden, d.h. der Temperaturkoeffizient der Temperaturspannung U_t muss kompensiert werden. Bei der in 1 gezeigten Schaltung gilt für die Leerlaufverstärkung A_ol des Transimpedanzverstärkers folgender Zusammenhang:
Die Basisspannung U_c des Transistors Q_c muss somit derart geregelt werden, dass die Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitter-Spannung Ube und der Temperaturspannung U_t kompensiert werden können, wobei zugleich ein von Schwankungen der Versorgungsspannung V_cc unabhängiger Strom I_c erreicht werden kann. Ergänzend sei darauf hingewiesen, dass aufgrund einer Quantifizierung der Leerlaufverstärkung, d.h. der Spannung/Spannung-Verstärkung des nicht-rückgekoppelten Verstärkers, Aussagen über das Verhalten des Verstärkers mit Rückkopplung getroffen werden können.
Zur Regelung der Basisspannung U_c des Transistors Q_c bzw. des Stroms I_c durch den Transistor Q₁ erfolgt keine direkte Strommessung, da dies für das Frequenzverhalten des Transimpedanzverstärkers nachteilig wäre. Vielmehr wird eine Dummy-Verstärkerstufe zur Nachbildung des Verhaltens des gesamten Transimpedanzverstärkers verwendet, über welche der Strom I_c erfasst werden kann. Eine entsprechende schaltungstechnische Realisierung ist in 2 dargestellt.
In 2 ist der Dummy-Verstärker, welcher identisch zu dem eigentlichen Transimpedanzverstärker aufgebaut ist, mit dem Bezugszeichen 5 versehen. Der Dummy-Verstärker 5 umfasst demzufolge Bipolartransistoren Q_cd, Q_1d und Q_2d, welche den Transistoren Q_c, Q₁, Q₂ des Transimpedanzverstärkers entsprechen. Ebenso ist ein dem Kollektorwiderstand R_c entsprechender Kollektorwiderstand R_cd und ein dem Transimpedanzwiderstand R_t entsprechender Transimpedanzwiderstand R_td in dem Dummy-Verstärker 5 vorgesehen. Auch für den Emitterwiderstand R_e des Transistors Q₂ der Ausgangsstufe des Transimpedanzverstärkers ist ein äquivalenter Emitterwiderstand R_ed in dem Dummy-Verstärker 5 enthalten.
Eine direkte Spannungsmessung am Kollektor des Transistors Q_1d des Dummy-Verstärkers 5 würde in jedem Fall, d.h. unveränderlich, zu einem Messergebnis von 2U_be führen. Daher wird der durch den Transistor Q_1d fließende Strom I_c gemessen, wobei hierzu ein Stromspiegel 6 mit Bipolartransistoren Q_cm und Q_1m und einem dazwischen geschalteten Kollektorwiderstand R_cm verwendet wird. Die Transistoren Q₁, Q_1d und Q_1m besitzen dieselbe Größe, um einen gleichgroßen Kollektorstrom I_c durch den jeweiligen Transistor zu gewährleisten. Ebenso besitzen die Transistoren Q_c, Q_cd und Q_cm dieselbe Größe und die Widerstände R_c, R_cd und R_cm denselben Widerstandswert. Durch die Verwendung des Stromspiegels 6, welcher identisch zu der Eingangsstufe des Transimpedanzverstärkers bzw. identisch zur Eingangsstufe des Dummy-Verstärkers 5 aufgebaut ist, ist somit eine zuverlässige Erfassung des über den Transistor Q_1d bzw. den Transistor Q₁ fließenden Kollektorstroms I_c möglich. Die Strommessung erfolgt dabei indirekt über die Erfassung des Spannungsabfalls an dem Widerstand R_cm, welcher proportional zu dem durch diesen Widerstand fließenden Strom I_m ist, welcher wiederum näherungsweise dem Kollektorstrom I_c entspricht.
Die eigentliche Regelung der Basisspannung U_c des Transistors Q_c, d.h. die Regelung des dazu proportionalen Kollektorstroms I_c, wird durch einen als Regler wirkenden Differenzverstärker 7 bewerkstelligt, dessen positiver Eingang mit dem Knoten punkt zwischen dem Widerstand R_cm und dem Transistor Q_1m des Stromspiegels 6 verbunden ist. Der negative Eingang dieses Reglers 7 empfängt eine Referenzspannung, welche von einer Referenzspannunggeneratorschaltung 8 erzeugt worden ist. Diese Referenzspannunggeneratorschaltung 8 umfasst einen Bipolartransistor Q_cr, dessen Kollektor an die Versorgungsspannung V_cc angeschlossen ist, wobei der Emitter dieses Transistors über einen Widerstand R_ref mit einer Stromquelle verbunden ist, welche einen Referenzstrom I_ref generiert. Der negative Eingang des Reglers 7 ist mit dem Knotenpunkt zwischen dem Widerstand Rref und der Stromquelle verbunden. Die Basis des Transistors Q_cr ist – wie die Basis der Transistoren Q_cm, Q_cd und Q_c – mit dem Ausgang des Reglers 7 verbunden. Der Regler 7 und die Referenzspannunggeneratorschaltung 8 können somit der in 1 gezeigten Regelungsschaltung 4 zugeordnet werden.
Im stabilen, d.h. eingeregelten Zustand der in 2 gezeigten Schaltungsanordnung gelten folgende Zusammenhänge: Ud = O (3) Uc – Ubecr – Iref·Rref = Uc – Ubecm – Im·Rcm (4)
Dabei bezeichnet U_d die Differenzspannung zwischen den beiden Eingängen des Reglers 7, U_becr die Basis-Emitter-Spannung des Transistors Q_cr und U_becm die Basis-Emitter-Spannung des Transistirs Q_cm.
Aus der Formel (5) ist ersichtlich, dass der durch den Verstärkertransistor Q₁ der Eingangsstufe des Transimpedanzverstärkers fließende Strom I_c lediglich von dem Referenzstrom I_ref abhängt; die Abhängigkeiten von der Versorgungsspannung V_cc sowie von der Basis-Emitter-Spannung und der Temperaturspannung der Transistoren sind hingegen beseitigt. Wird der Referenzstrom I_ref in Form eines von der Umgebungstemperatur abhängigen PTAT-Stroms („Proportional To Absolute Temperature") ausgestaltet, kann die Leerlaufverstärkung des Transimpedanzverstärkers insgesamt von der Temperatur unabhängig gemacht werden. Da der Widerstand R_cm Bestandteil einer positiven Rückkopplung des Reglers bzw. Fehlerverstärkers 7 ist, sollte der Widerstandswert dieses Widerstands derart gewählt werden, das gilt: R_ref < R_cm.

Claims

Transimpedanzverstärker, mit einer Eingangsstufe (1) mit einem ersten Verstärkerelement (Q₁) und einem Eingangsanschluss zum Empfangen eines Eingangsstroms, und mit einer Ausgangsstufe (2) mit einem zweiten Verstärkerelement (Q₂) und einem Ausgangsanschluss zum Ausgeben einer dem verstärkten Eingangsstrom entsprechenden Ausgangsspannung (u_o), wobei die Ausgangsstufe (2) der Eingangsstufe (1) nachgeschaltet und der Ausgangsanschluss der Ausgangsstufe (2) über eine Rückkopplungsschleife (3) zu dem Eingangsanschluss der Eingangsstufe (1) rückgekoppelt ist, und wobei das erste Verstärkerelement ein erster Transistor (Q₁) mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss und einem Steueranschluss und das zweite Verstärkerelement ein zweiter Transistor (Q₂) mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss und einem Steueranschluss ist, wobei der Steueranschluss des ersten Transistors (Q₁) dem Eingangsanschluss und der zweite Signalanschluss des zweiten Transistors (Q₂) dem Ausgangsanschluss des Transimpedanzverstärkers entspricht, wobei der erste Transistor (Q₁) und der zweite Transistor (Q₂) mit ihren ersten und zweiten Signalanschlüssen zwischen die erste Versorgungsspannung (V_cc) und die zweite Versorgungsspannung geschaltet sind, und wobei der erste Signalanschluss des ersten Transistors (Q₁) mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors (Q₂) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Transimpedanzverstärker eine Stromregelungsschaltung (4) zur Erfassung und Regelung eines zwischen einer ersten Versorgungsspannung (V_cc) und einer zweiten Versorgungsspannung über das erste Verstärkerelement (Q₁) der Eingangsstufe (1) fließenden Stroms (I_c) derart, dass dieser Strom unabhängig von der Umgebungstemperatur ist, umfasst, und dass die Stromregelungsschaltung (4) derart ausgestaltet ist, dass sie den durch den ersten Transistor (Q₁) fließenden Strom (I_c) durch Regelung einer Steuerspannung (U_c) regelt, wobei die Steuerspannung (U_c) an einen Steueranschluss eines dritten Transistors (Q_c) angelegt ist, welcher mit einem ersten und einem zweiten Signalanschluss in Serie zu dem ersten Transistor (Q₁) derart geschaltet ist, dass die Serienschaltung aus dem ersten Transistor (Q₁) und dem dritten Transistor (Q_c) zwischen die erste Versorgungsspannung (V_cc) und die zweite Versorgungsspannung geschaltet ist.
Transimpedanzverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Dummy-Transimpedanzverstärker (5) zur Nachbildung des Verhaltens des Transimpedanzverstärkers vorgesehen ist, wobei der Dummy-Transimpedanzverstärker (5) den gleichen Schaltungsaufbau wie der Transimpedanzverstärker aufweist, wobei zur Regelung des über das erste Verstärkerelement (Q₁) der Eingangsstufe (1) des Transimpedanzverstärkers fließenden Stroms (I_c) der über ein entsprechendes erstes Verstärkerelement (Q_1d) des Dummy-Transimpedanzverstärkers (5) fließende Strom (I_c) erfasst wird.
Transimpedanzverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der über das erste Verstärkerelement (Q_1d) des Dummy-Transimpedanzverstärkers (5) fließende Strom (I_c) von der Stromregelungsschaltung (4) über eine Stromspiegelschaltung (6) erfasst wird.
Transimpedanzverstärker nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromspiegelschaltung (6) den gleichen Schaltungsaufbau wie die Eingangsstufe des Dummy-Transimpedanzverstärkers (5) aufweist.
Transimpedanzverstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromspiegelschaltung (6) einen dem ersten Transistor (Q₁) des Transimpedanzverstärkers entsprechenden vierten Transistor (Q_1m) und einen dem dritten Transistor (Q_c) des Transimpedanzverstärkers entsprechenden fünften Transistor (Q_cm) mit jeweils zwei Signalanschlüssen und einem Steueranschluss umfasst, wobei der vierte Transistor (Q_1m) und der fünfte Transistor (Q_cm) mit ihren Signalanschlüssen in Serie zwischen die erste Versorgungsspannung (V_cc) und die zweite Versorgungsspannung geschaltet sind, und wobei der Steueranschluss des vierten Transistors (Q_1m) mit einem Steueranschluss eines dem ersten Transistor (Q₁) des Transimpedanzverstärkers entsprechenden Transistors (Q_1d) des Dummy-Transimpedanzverstärkers (5) und der Steueranschluss des fünften Transistors (Q_cm) mit dem Steueranschluss des dritten Transistors (Q_c) des Transimpedanzverstärkers sowie einem Steueranschluss eines dem dritten Transistor (Q_c) entsprechenden Transistors (Q_cd) des Dummy-Transimpedanzverstärkers (5) verbunden ist.
Transimpedanzverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromregelungsschaltung (4) den durch das erste Verstärkerelement (Q₁) fließenden Strom (I_c) zur Regelung mit einem temperaturabhängigen Referenzwert vergleicht.
Transimpedanzverstärker nach Anspruch 5 und Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromregelungsschaltung (4) einen Regler (7) umfasst, welcher mit einem ersten Eingang mit einem Knotenpunkt zwischen dem vierten Transistor (Q_1m) und dem fünften Transistor (Q_cm) verbunden ist und an einem zweiten Eingang als temperaturabhängigen Referenzwert eine temperaturabhängige Referenzspannung empfängt, wobei ein Ausgang des Reglers (7) mit dem Steueranschluss des dritten Transistors (Q_c) des Transimpedanzverstärkers verbunden ist.
Optischer Empfänger zum Empfangen von über eine optische Übertragungsstrecke übertragenen optischen Signalen, mit einem Transimpedanzverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche zum Verstärken von den empfangenen optischen Signalen entsprechenden elektrischen Signalen.